DE2757810A1 - Radarsystem mit anzeigevorrichtung fuer in bewegung befindliche objekte - Google Patents

Description

THS BENDIX CORPORATION, Executive Offices, Bendix Center, Southfield, Michigan 48O'?5, USA

Radarsystem mit Anzeigevorrichtung für in Bewegung befindliche Objekte.

Die Erfindung betrifft Anzeigevorrichtungen (MTI) für "bewegliche! Objekte bei Radarsysteinen und speziell eine Einrichtung zum Korn-* pensieren der Amplituden-und Phaseninstabilität der ausgesendet ein Radarimpulse von ein^r Aussendung zur nächsten, die dazu führen ; könnten, daß die Radarrückkehrsignale von einem stationären Or- j tungsobjekt durch die Anzeigevorrichtung (KTI) als in Bewegung j befindliches Ortungsobjekt ausgelegt werden könnten. j

Bei Radarsystemen mit HTI-Prozessoren wurde erkannt, daß die

Amplituden - und Phasenstabilität der ausgesendeten Radadmpulse j von einer Sendung zur nächsten sehr wichtig ist, da irgendeine Phasen- oder Amplitudenmodulation der ausgesendeten Impulszuges

den Boden-Störrück'iehrsignalen aufgedrückt wird und die Möglichkeit einer Beseitigung durch die MTI-Prozeseoren einschränkt. Mit anderen Worten kann die Phasen- oder Amplitudenmodulation einer ausgesendeten Impulsfolge eine tatsächliche Frequenzmodulation J

der Nulldoppler-Bodenrückkehrsignale im Dopplerfrequenzband der angepeilten Ortungsobjekte bewirken, so daß durch die MTI-Prozessoren unerwünschte Bodenrückkehrsignale hindurchgelangen und zwar zusammen mit den erwünschten Rückkehrsignalen der Ortungsobjekte.

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In der Vergangenheit wurde die Modulation einer ausgesendeten

Impulsfolge auf einen Minimalwert durch Regulierung und Filte-[ rung der Stromversorgung und des Modulators gehalten. Dies kann j effektiv für Radarsysteme mit konstanter IFF- erreicht werden.

Bei Radarsystemen mit gestaffelter oder gestufter IFF werden programmierte Shunt-Regler verwendet.

Die vorliegende Erfindung betrifft nun eine Einrichtung zum Kompensieren der Wirkungen der Amplituden-und Phasenmodulation bei einer Folge von ausgesendeten Radarimpulsen. Bei einer beschriebenen Ausführungsform, die im Sinne der digitalen Technik ausgelegt ist, wird eine Probe eines ausgesendeten Impulses einem Radarempfänger eingespeist und zwar um den Duplexer-Pfad und besteht aus einem Duplikat des ausgesendeten Impulses. Dieses Duplikat wird in die Systembasisbandfrequenz ungesetzt und in einen digitalen Code umgewandelt und zwar bevorzugt in einem herkömmlichen digitalen MTI-System (DMTI), welches natürlich Inphase- und 90° phasenschiebende (I u. Q) Analog/Digital-(A/D) Wandler enthält. Die Ausgangsgröße der Inphase- und 90° phasenschdäoenden i/D-Wandler besteht aus der Vektorbeziehung des aus-

j gesendeten Impulsduplikats relativ zu dem kohärenten Bezugs- ! signal (COHO). Die Amplitude dieses Vektors wird als nahe dem j Maximum liegenden Amplitudenvektor gewählt und zwar innerhalb des linearen Bereiches des Systems.

j Die Vektorbeziehung wird in einer Speicherstufe (latch) während j der Impulsperiode gespeichert. Die einfallenden Radarrückkehrsignale, die sich aufgnnd des bestimmten ausgesendeten Impulses ! ergeben, dessen Duplikat in der Speicherstufe gespeichert ist, werden durch die gespeicherte Vektorbeziehung geteilt, so daß die Rückkehrsignale auf das kohärente Bezugssignal normiert werden. Diese Teilung beseitigt die Effekte oder Wirkungen der Impuls-zu-Impulsmodulation des ausgesendeten Impulses für den-

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Jenigen Teil des Radarrückkehrsignals, der eine Funktion des aus gesendeten Radarimpulses ist.

Thermische Rauschkomponenten der verarbeiteten Radarrückkehrsignale stellen keine Funktion des ausgesendeten Signals dar, so daß diese durch die Vorrichtung nach der Erfindung moduliert werden. Da das thermische Rauschen aus Zufallssignalen besteht, hat die Phasenmodulation, die durch die Schaltung nach der Erfindung eingeführt wird, keine Wirkung. Wenn die Phasenmodulation des ausgesendeten Radariapulses klein ist, wie dies normalerweise der F-j. 11 ist (typisch 2 %), so ergibt sich ein vernachlässigbarer Empfindlichkeitsverlust durch die Amplitudenmodulation aufgrund des thermischen Rauschens.

Bei einer zweiten Ausführungsform wird die zuvor erwähnte Vektorbeziehung in Phasenschiebern gespeichert und das kohärente Oszillatorsignal wird dadurch phasenverschoben und zwar bevor es in der Verarbeitung des nachfolgenden Radarrückkehrsignals verwendet v.'ird.

Es ist somit Ziel der Erfindung eine Radarsende-Ilodulationskompensationseinrichtung zu schaffen.

Im Rahmen dieser Aufgabe soll durch die Erfindung eine Modulationc-Korapcnsationseinrichtung des genannten Typs geschaffen werden, der nach den digitalen Prinzipien arbeitet.

Durch die Einrichtung nach der Erfindung sollen auch Wirkungen der Phasen- und Amplitudenmodulation der ausgesendeten Radarimpulsfolge aufgrund rückkehrender Radarsignale eliminiert werden.

Auch ist es Ziel der Erfindung, eine MTI-Radarsende-Modulations-

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Kompensationseinrichtung zu schaffen, die sich Änderungen hinsichtlich der Phasen- und Amplitudenkoeffizienten des Senders anpassen läßt.

Die Erfindung zielt auch darauf ab, eine Einrichtung zur Beseitigung der WirkungenÄer Phasenmodulation einer ausgesendeten Radarimpulsfolge aufgrund resultierender Radarrückkehrsignale zu beseitigen.

Die Lösung dieser Aufgabe ergibt s ich aus dem Anspruch 1.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen { unter Hinweis auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform nach der Erfindung;

Figur 2 ein Blockschaltbild, welches die Tellerstufe in Figur Λ mehr in Einzelheiten zeigt;

Figur 3 eine abgewandelte Ausführung der Vorrichtung von Figur 1;

Figur 4 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei welcher eine Phasenmodulationskompensation erreicht wird;

Figuren 5 und 6 eine Aufstellung bzw. grafische Darstellung der Inphase- und 90° phasenverschobenen Komponenten und eine Tabelle, die zum Verständnis der Arbeitsweise der logischen Grobphasenkorrektur-Schaltung von Figur 4 beiträgt;

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Figur 7 ein Blockschaltbild der logischen Schaltung von Figur 4 für eine grobe Phasenkorrektur;

Figur 8 ein Blockschaltbild der logischen Schaltung von Figur 4 für eine Feinphasenkorrektur; und

Figur 9 ein Vektordiagramm, welches eine repräsentative Vektorbeziehung verschiedener Signale in der Schaltung nach der Erfindung veranschaulicht.

In den Figuren sind gleiche oder ähnliche Elemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen. In Figur 1 ist das Blockschaltbild der üblichen Elemente eines Standardradarsystems gezeigt, welchep die Fähigkeit einer DMTI-Verarbeitung besitzt und mit Elementen verbunden ist, die in bevorzugter Weise einem herkömmlichen bzw. Standardradarsystem hinzugefügt werden, um die Funktionen im Sinne der Erfindung zu realisieren. Der Übersichtlichkeit halber und für das einfachere Verständnis sind die erfindungsgemäß vorgesehenen Elemente, die gewöhnlich in einem Standardradarsystem nicht vorhanden sind, mit einem Sternchenzeichen versehen. Diese Elemente umfassen die Koppler 22 und 30, den Schalter 28, die Speicherstufen 46 und 48 und die Teilerstufe 50.

Figur 1 zeigt eine Mischstufe 10 zum Mischen der Signale aus dem kohärenten Oszillator (COHO) 12 und des stabilisierten Überlagerungsoszillators (STALO) 14. Das resultierende Signal wird in dem ersten Leistungsverstärker 16 und dem zweiten Leistungsverstärker 18 verstärkt, wobei der Impuls, der im wesentlichen aus einem Bündel von Schwingungen im Radarfrequenzbereich besteht, durch den Modulator 20 geformt und dann über einen Koppler 22 und einen Duplexer 24 zur Antenne 26 geschickt wird, um diesen in den Raum auszustrahlen. Die von der Antenne 26 aufgefangenen Radarrückkehrsignale gelangen durch den Duplexer 24

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den Schalter 28 und den Koppler 30 zur Mischstufe 32, in welcher sie mit der Frequenz des stabilisierten überlagerungsoEillators 14 gemischt werden. Der Schaltungszweig, der die Iliac hstufe 10 j enthält, "besteht aus dem Radarsender und der Schaltungszweig, der die Mischstufe 32 enthält, besteht aus dem Radarempfänger.

Die Ausgangsgröße aus der Mischstufe 32 umfaßt die Empfänger-ZF-Signale, die in dem Verstärker 34 verstärkt werden und dann in Inphase- und 90° phasenverschobene Komponenten auf dem Basis-■ band in herkömmlicher Weise durch die Mischstufe 36 aufgelöst

j werden, die das Signal des Verstärkers 34 mit den Signalen aus I dem kohärenten Oszillator 12 mischt, und durch die Miahstufe 38 ! welche das Signal aus dem Verstärker JA mit den Signalen aus '■ dera Oszillator 12 mischt, die durch den Phasenschieber 40 um ! 90° phasenverschoben sind. Die Inphase- und 90° phasenverschobenon Komponenten werden dann jeweils in Neun-Bitworte digitalii siert und zwar jeweils durch die Analog/Digitalwandler 42 und

j j

; Von dem Radarsystem gemäß Figur 1 wird ein Impuls ausgesendet, j ; wenn der Modulator 20 ein Signal dem Leistungsverstärker 18 zu-' führt, um ein Bündel von Mikrowellenfrequenzen, die den zu sendenden Impuls ausmachen, durch diesen und durch den Koppler 22 ! und den Puplexer 24 hindurchzuschicken, um eine Ausstrahlung durch die Antenne 26 zu erreichen. Der Koppler 22 koppelt auch das Euplikat des Impulses mit niedriger Leistung in dem Sender über den Koppler 30 an das vordere Ende des Empfängers, d.h. j das Ende des Empfängers nahe bei dem Duplexer 24. Ein durch den Modulator 20 gesteuerter Schalter 28 ist in bevorzugter Weise j ' in den Signalpfad zwischen Duplexer 24 und Koppler 30 eingei schaltet, um eine bessere Isolation zwischen dem Systemsender I und dem Systemempf'-inger in derjenigen Zeit zu erreichen, wäh-I rond welcher das Duplikatsignal von dem Empfänger verarbeitet ^: v/ird. Das eingespeiste Duplikat (replica) wird in der Mischstufe

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⁷j?.. in die ZF umgewandelt und wird auf dem Ea sieb and durch d ie
Mischstufe 36, den Analog/Di^ital-CA/Dj-Vandler 22 und den
9O°-PhasenGChieber 40, die Kisdistufe 33 und den Analog/Di^ital-(A/D)Wandler 44 in digital isierte inphaee- und 90 phasenvcrschobene Komponenten aufgelöst. Die A/D-Wandler 42 und 44 dienen dazu, die digitalisierten Jnphase- und 90 phasenverschobenon
Komponenten in Abhängigkeit von den Zeitsteuertric^ersigr.alen

des Hadarsyütems vorzusehen.

j i

j Zwei Speicher 4« und 43, die in j-jooijneter Weise aus neun flip- j ! in.opstufcn jev;eils bestellen, v/erden durch ein Signal auc dem Γιο—| jculator 20 während dev Sondcphnse des liadarsvstcns in Bereit- j

(5 i

j schaft gesetzt, so daß rle die digitalisierten Inphass- und 90 j

! j

■ phi3T> enverschobenen Kor;ponenten des Ba-'isbandduplikati? j>;eilp ι

■ coeiciiern.

Eg sei darauf hingewiesen, daß die Zcitsteuertrinjgersi^nale durch, ■bekannte "ittel erzeugt v;erden und zwar innerhalb des Hadarsy- ^! stems und aus den Tri zger^röüen bestehen, die abwärts φ ζ ä bitweisen, um den Radarsender zum Senden einer. Hadarimpulses zu ι trd[rrern. Es braucht daher nur ein Duplikat jedes gesendeten ^: Tinpiiliies (n:;;onimon zu werden, verarbeitet und in den Speichern ] 4ei und 48 i-orpeichert zu werden, on der Modulator 20 so aus^e- ] führt werden kann, d.-iß er die Gpci ehe rstuf en zu einem präzisen ;

!

j Zeitpunkt f:oif.--ibt oder in Bereitschaft S'?tzt, um ein vorbe- ; rtimmtes Zeitrsteuertrii'frersipnal einzurahmen (bracket), ν; el ehe ε | penau gefrenüber de:n ausgesendeten Rndarimpuls zeitlich [resteuertj

j ι

jirt, so daß ein einzires Duplikat sowohl Air.plit.ude als auch Phase definiert. Da jedoch oin iirdorrücl;kehrsir:nal /gewöhnlich nicht (jut definiert ist und zv;or hinsichtlich Form und Zeitposition,
ist es für die vollständige Beschreibung eines Hadarrückkchrsi^alG erforderlich, von jedem Kückkehrsignal mehrere Male eine Probe zu entnehmen, wie dies im folgenden erläutert werden soll.

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BAD ORIGINAL

Dajfriachfolgenae Radarrückkehrsignal, welches von der Antenne 26 aufgefangen wird» gelangt zum Duplexer 24 in dein Empfänger, in welchem es durch, die Mischstufe 32 in die ZF umgewandelt wird und in digitalisierte Inphase- und 90° phaaenverschobene Komponen ten auf dem Basisband aufgelöst wird und zwar durch die Mischstufe 36, den A/D-Wandler 42, den 90°-Phasenschieber 40, die Mischstufe 38 und den A/D-Waridler 44. Diese Elemente werden für die Verarbeitung des eingespeisten Duplikats und der empfangenen Radarrückkehrsignale gemeinsam verwendet. Die Inphase- und j 90° phasenverschobenen Komponenten der empfangenen Radarrück-I kehrsignale werden durch die Inhalte der Speicherstufen 46 und ι 48 in der Teilerstufe 50 geteilt, um die Wirkungen der Phaseniund Amplitudenmodulation auf die ausgesendeten Impulse zu be-' seitigen.
j

j Wie dies dem Fachmann gut bekannt ist, muß gemäß der Probeent- ; nahmetheorie ein Signal mit einer Folge oder Geschwindigkeit I probeentnommen werden, die wenigstens zweimal so groß wie die !Bandbreite ist, um das Signal vollständig beschreben zu können. I Bei dem tatsächlich realisierten Ausführungsbeispiel besitzt das j Eadarrückkehrsignal eine Bandbreite von 165 kHz und die A/D-Wand jler 42 und 44 werden mit einer 360 KHz-Folge getastet (sampled). !Es gelangen daher binäre Worte, die das hinsichtlich der Phasen- und Amplitudenmodulation kompensierte Radarrückkehrsignal wiedergeben, aus der Teilerstufe 50 mit einer Probeentnahmefolge von j 360 KHz heraus und zwar in Einklang mit den Zeitsteuertrigger-I Signalen, die von einer herkömmlichen Quelle empfangen werden.

Die Teilung der digitalisierten Komponenten des empfangenen Signals durch die Bezugsgröße, die in den Speicherstufen 46 und 48 gespeichert ist, kann am besten dadurch erläutert werden, ini dem man die verschiedenen Signale als komplexe Zahlen wiedergibt j Es sei daher der ausgesendete Impuls (und damit das Duplikat)

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wie folgt definiert:

(a + jb) (1)

Das Echo vom Ortungsobjekt oder das Hadarrückkchrcignal besteht einfach aus der Kreuzkorrelation des gesendeten Impulses zust Ortungsobjekt und kann wie folgt wiedergegeben werden:

(X (a + cb) (2)

wobei OC eine komplexe Zahl ist, die eine Funktion des Reflexionsgrades des Ortungsob.iektes ist. Die Teilerstufe 50 teilt einfach, (1) durch (2), wodurch cK erhalten wird, das Ortungsobjekt-Rück- \ kehrsigiial, welches hinsichtlich der Phasen-und Aniplitudenmodula| !tion kompensiert wurde. Durch Manipulation des mathematischen j j Modells, welches die Teilungsfunktion widergibt, und welches im ! j folgenden dargelegt ist, veranschaulicht klar, daß die Ausdrücke^ welche die unerwünschte Phasen- und Amplitudenmodulation wiedergeben, beseitigt wurden:

_ oc(a + .ib) (a - jb) _ , ,, s (a - jb) _

Ca + jb; (a + jb) ^x (a - jb) - ^ (,a + jd; ^ ^ - ex .

(a ₊ b ) ₍₅₎

In dem oben enthaltenen Ausdruck:

OC(a + Jb) iSL—tel (4)

(a² + b²)

stellt oc(a + jb) das Ortungsobjekt-Rückkehrsignal dar; (a - jb) die konjugierte Größe des gesendeten Impulses und die Multiplikation mit diesem Ausdruck entfernt die Phasenmodulation

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- Λ^Γ> -

I (a^ +- b^) die quadratische Größe des Duplikats und Teilung durch j clie;3on Ausdruck entfernt die Amplitudenmodulation.

! Fijnjr 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der kotiolexen Teilestufe j ;0 unter Verwendung herkömmlicher digitaler Computerlogik und j as soll nunmehr auf diese Figur eingegangen werden. Die A/D-i Wandler 42 uüd 44 und die Speichel' 46 und 48 sind ebenso gezeipt ¹ Die den Teiler 50 ausmachenden verschiedenen Elemente bestehen ; in gceiimeter Weise aus Standardlogikelementen des den Fachmann

.;ut bokannten T';*ps. Die Betriebsweise der Teilerstufe 50 kann \ ι dadurch zunächst erläutert werden, indem man zunöch.-t das Radar-j ; cijr.Lvl. odor das vom Crfcungsobjekt zurückkehrende Signal cc (a + jb^i

-..ic folgt definiert: i

air» i. "ih^ - f* 4. vl C ¹^, ^!

Ir. com Speicher ^ι\ζ> ist daher die digitale Wiedergabe von a und in Speicher 48 die digitale V/iedergabe von b gespeichert. Wie on früherer Stelle erläutert wurde, bestehen bei einem tat-γ,^:1':1 <Ί ichon Ausführungsbeispic-l a nnd b aus IJeunbit-Einärzahlen i'r:"; v;ordeTj jeweils den ^uadriersch-altungen 52 und 5·'* aufgoi:-ic';f>. Ijnnn v/erden sie in der Addierstufe 56 kombiniert und es ■i'"j Ί'·γ reziproke Wort der Summe in der Schaltung; 5'- gebildet, ";'<" ; j ο V. j η-·! ro V/ieder>^rabn wie folgt lautet:

..'.'■ ■■:"!.: ':^;:r.e Eirraiii ;r.fr:''3f:e für die Multiplizierschf?ltunfr 7P zur j ι -·:'; nv.r steht. j

.ΊT.n ein iiadarrückkehrcij'nnl empfangen wird, so wird es auf das ^J.;isi.':"!).ind reduziert und digitalisiert, wie dies an früherer jlrli? orlüutert wurde und zwar in den A/D-Wandlern Λ2 und 44,

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BAD ORIOINAL

so daß die Inphase- und 90° phasenverschobenen Komponenten in digitaler Form auf den Leitungen 42a und 44a als Neundigitale-Ziffern zur Verfügung stehen und ,jeweils c und jd wiedergeben. Da sich zu diesem Zeitpunkt das Kadarsystem in einer Empfangsbetriebsphase befindet, empfangen die Speicher 46 und 48 keine Signale an ihren Eingängen, so daß die gespeicherte Bezugsgrösse nicht beeinflußt wird. Die Zahl a des Speichers 46 wird mit der Zahl c in der Multiplizicrschaltung 60 multipliziert, um ac als eine Eingangsgröße für die Addierschaltung 68 zu erzeugen. Die andere Eingangsgröße bd wird aus der Multipliziercchal-j tung 62 empfangen, wobei b vom Speicher 48 mit jd vom A/D-Wand- ■ ler 44 multipliziert wird. Es sei darauf hingewiesen, daß dor j imaginäre Faktor j tatsächlich nicht durch eine binäre oder di- j gitale Wiedergabe dargestellt wird. Der imaginäre Faktor wird von der Position einer Zahl in der Schaltung erhalten, deren Ziffern in dem Inphase-Kanal real sind und wobei die Ziffern j in dem 90 Phasenkajial imaginär sind. Damit wird a und jd in der Multiplizierstufe 64 multipliziert, um ,jad zu erhalten und ί

i weiter wird b und c in der Multiplizierstufe 66 multipliziert,

um jbc zu erhalten. Die Addierstufe 60 erzeugt an ihrem Ausgang j ac + bd, während die Differenzschaltung 70 erzeugt j(ad - bc).

Diese beiden letzteren Ausdrücke werden mit _;

—1— (7) i

a² ₊ b² j

in den Multiplizierschaltungen 72 und 74 jeweils inutlipliziert, j

j um an Ausgang der Teilerstufe 50 zwei Ileun-Ziffern-Binärzahlen zu erzeugen, die addiert werden könnan, um dann zu erhalten:

ac + bd j(ad - be)
a² + b² a² + b²

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Eine Vereinfachung; dieses Ausdrucks ergibt:

ac + bd + .i (ad - bc) ₌ (_{c +} n_d) (a - .jb) (a²+ b²) ° (a²+ b²)

Wie an früherer Stelle definiert wurde, gilt:

c + jd « (X(a + jb) (10)

co daß die Ausgangsgröße der Teilerstufe 9D ergibt:

a - jb
a² ₊ b²

in),

wie dies an früherer Stelle erwähnt wurde.

Die Theorie nach der Erfindung kann auch dadurch erklärt werden, indem man die VektdbeZiehungen der verschiedenen Signale analysiert. Repräsentative Vektoren sind in Figur 9 gezeigt, auf die nun näher eingegangen werden soll. Bas Oszillatorsignal wird dabei als Bezugssignal verwendet. Es wird angenommen, daß der Duplikatsvektor, wie gezeigt, einen Phasenwinkel Q^ gegenüber der Bezugsgröße hat und eine Größe A besitzt. Der Phasenwinkel θ^ und die Größe A ändern sich in Abhängigkeit der ungewünschten Phasen- und Amplitudenmodulation der ausgesendeten Impulse und stellen Maße dieser Impulse dar. Das Radarrückkehrsignal wird durch den BETURN-Vektor wiedergegeben, wobei dieser Vektor einen Phasenwinkel Θ2 relativ air Bezugsgröße besitzt und eine Größe C hat. Die Größe C und der Phasenwinkel ©2 bangen nicht nur von dem Reflexionsgrad des Ortungsobjektes ab, sondern auch von der unerwünschten Modulation, d.h. von der Größe und dem Phasenwinkel des Duplikatsvektors. Eine Teilung des Rückkehrsignals durch das Duplikat beseitigt die Einflüsse der uner-

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wünschten Modulation und zwar in dem Vektordiagramm der Figur 9 durch Drehen des RETURK-Vektors um den Winkel θ,, zum neuen Phasenwinkel Θ2 - θ^ gegenüber der Bezugsgröße und Einstellung der Größe auf C/A.

Wie dies bekannt ist, erfordert die Aussendung eines Radarimpul·» ses die Ausstrahlung einer großen elektromagnetischen Energie, die den richtigen Betrieb der verschieden Radarschaltungen behindern kann, wenn diese nicht in richtiger Weise abgeschirmt sind oder auf andere Weise gegenüber dieser Energie geschützt j werden. Gemäß der Erfindung arbeiten die Radarempfängerschaltun-j gen derart, daß sie das probeentnommene Duplikat während der Ausf Sendung eines Radarimpulses verarbeiten. Dies macht es natürlich! erforderlich, daß die Empfängerschaltungen gut abgeschirmt sind.! Eine Alternative zur vollständigen Abschirmung besteht darin, ! die Verarbeitung des Duplikats in relativ schwach abgeschirmten Schaltungen während der Aussendung des Radarimpulses zu verzögern. Dies wird in tevrzugterWeise durch Hinzufügen geeigneter j Schaltungselemente erreicht und zwar inklusive eines Verzöge- ' rungselementes und durch eine geringfügige Umordnung der Empfänge re lernen te , wie dies in Figur 3 gezeigt ist, auf die nun eingegangen werden soll. In dieser Figur sind der Koppler 22 und der Duplexer 24 wie in Figur 1 angeordnet. Das Duplikat, welches vom Koppler 22 erhalten wird, wird in der Mischstufe 32a in die ZF umgewandelt, wird dann in dem Duplikat ZF-Verstärker 33 verstärkt und durch das Element 35 verzögert und v/ird dann durch den Koppler 30 dem Empfänger ZF -Abschnitt eingespeist. In dieser Hinsicht sei darauf hingewiesen, daß hier die Mischstufe 32 und der ZF-Verstärker 37 zwischen dem Duplexer 24 und dem Schalter 28 angeordnet sind. Die Umwandlung des Duplikats in die ZF und die Einfügung in den Empfänger-ZF-cAbschnitt ist erforderlich, da ggeignete Verzögerungselemente einen ausreichenden dynamischen Bereich besitzten, um deren gewünschte Funktionen bei

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einem kurzen Duplikatsimpuls zu realisieren, Jedoch nicht bei den relativ längeren Kadarrückkehrsignalen. Beispielsweise können dreimalige Umgebungsreflexionen aus der Verzögerungsleitung nicht ausreichend für einen Empfänger mit großem dynamischen Bereich gedämpft werden. Wenn ein geeignetes Verzögerungselement mit einem ausreichenden dynamischen Bereich bei der ZF- verfügbar ist, kann dieses einfach am Ausgang des Verstärkers 34 der Figur 1 eingefügt werden, ohne in irgendeiner anderen Weise die Elemente umzuorganisieren, um die gleichen Funktionen wie bei der Ausführungsform gemäß Figur 3 zu realisieren. Wenn ein geeignetes Verzögerungselement für die Sendefrequenzen zur Verfüsteht, so kann es zwischen die Koppler 22 und 30 der Figur eingefügt werden, um die Funktionen gemäß Figur 3 zu erreichen

Eine geeignete Verzögerung muß eine konstante vorbestimmte Dauer !haben und diese muß wenigstens gleich der Impulsbreite der ausge-'sendeten Impulse sein. Bei der Kompensationseinrichtung, die tatsächlich ausgeführt wurde, betrug die Verögerung sechs Mikrosekunden. Natürlich ist die Zeitsteuerung des Modulatorsignals von j Figur 1 für die Speicher 46 und 48 gegenüber irgendeiner Verzö- !(-erungsschaltung vorbestiinmt, die im Empfängerpfad angardnet ist wie auch die Zeitslruerung der Radarrückkehrsignale.

'Aus Fiprur 9 läßt sich erkennen, 'daß dann, wenn der Bezugsvektor >!5ber einen Winkel von Q^ ©dreht wird, die Phasenbeziehung: zwischen dem gedrehten Bezugnvektor und dem nicht gedrehten RETURN-■ Vektor identisch zur Fhasenbeziehun^ ist, die an früherer Stelle !erläutert wurde, bei welcher der RETURN-Vektor effektiv über einen Winkel von ©2 - θ^ gedreht wurde. Eine Kompensationsschaltung, die die Drehung des Bezugsvektors vorsieht und die in ge- |eii'~neter Weise in Verbindung mit Radarsystemen verwendet werden ikanr., bei welchen ein Bedürfnis nach einer Kompensation der PhaiEonmodulation besteht, jedoch kein Bedürfnis nach einer Kompen-

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sation der Amplitudenmodulation besteht, die beispielsweise bei Radarsystemen nit gesättigten Sendestufen und guter Regelung der Stromversorgung oder fester IFF, ist in Figur 4 gezeigt, auf die nun eingegangen v/erden soll. Die Anordnung nach Figur 4 verschiebt die Phase des kohärenten Cr.zillatorsignals während derjenigen Zeit, während welcher ein Hadarrückkehrsignal empfangen wird, um die Phasenmodulations-Kompensation zu bewirken. Die Anordnung von Figur 4 unterscheidet sich von derjenigen der Figur 1 dahingehend, daß die Speicher 46 und 48 und die Teilerstufe SO der Figur 1 nicht verwendet werden. Statt dessen gelangt ein j Dreibitphasenschieber 90, ein Achtbitphasenschieber 92 und eine I j logische Phanenkorrekturcchaltung 94 und 97 zur Anwendung. Die j

ι ι

■weiteren Elemente, die mit dem Index "a" versehen sind, sind im '

ι I

j wesentlichen identisch mit ähnlich bezeichneten Elementen der j

i !

I ifigur 1, ausgenommen, daß die Schwellwertschaltung 44a ledig- j j lieh aus einem Einbit-A/D-W?ndler besteht und nicat aus einem j ι Neunbit-A/D-Wandler wie dem A/D-Wandler 44 der Figur 1. Die Betriebsweise der Anordnung von Figur 4 ist wie folgt:

Während der Sendezeit des Radarsystems (oder kurz danach, wenn die Verzögerungsschaltung von Figur J verwendet wird) wird dar. probeentnommcne Duplikat bzw. Signal auf das ßaäsband reduziert und in Inphase- und 90° phasenverschobene Komponenten aufgelöst, j wie dies zuvor erläutert wurde, und zwar durch die Einrichtun-I i<en J6a und JSa. Zur gleichen Zeit wurden die Phasenschieber 90 und 92 auf eine vorbestiinmte Phasenverschiebung eingestellt, die geeignet eine Größe von Null hat und zwar durch einqnoch zu beschreibende Einrichtung, so daß die Auflösung des Duplikats bzw. Signals in die Inphase- und 90° phasenverschobenen Komponen-i ten durch das kohärente Oszillatorsignal bei e inem Anfangszu- j stand oder Bedingung hinsichtlich der Phasenverschiebung beein- j flußt wird. Es werden Proben von Neunbit-Binärzahlen durch den A/D-Wandler 42a der Inphase-Komponente in Abhängigkeit von den

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Zeitsteuer-Triggersignalen des Radarsysteas genommen. In ähnlicher Weise werden durch die Schwellwertschaltung 44a von der 90° phasenverschobenen Komponente Proben entsprechend Einbit-BinMrzahlen genommen. Zu einem präzisen Zeitpunkt gegenüber dem Radarimpuls-SendeZeitpunkt, wie dies durch den Radarsystem-Modulator vorgegeben wird, wird der Schalter 95 geschlossen, um eine vo±>estimmte Probe in Form von einem Einbit-Binärwort aus der Schwellwertschaltung 44a und die zwei höchstwertigen Bits des Binärwortes des A/D-Wandlers 42a der logischen Grobphasen-Korrekturschaltung 97 zuzuführen, so daß der Dreibit-Phasenschieber 90 gesteuert wird, der Inkremente von 180°, 60° und -60° aufweist und der somit derart eingestellt wird, daß er die Phase des kohärenten Oszillatorsignals um 0°, 60°, 120°, 180°, 240° oder - 60° verschiebt, was von dem Eingangssignal abhängt, welches diesem zugeführt wird. Die Funktion des Phasenschiebers 90 kann am besten unter Hinweis auf Fig. 3 erläutert werden, die nun im folgenden beschrieben werden soll. Fig. 5 zeigt einen Zyklus von sowohl dem Inphasesignal (ausgezogene Linie) als auch dem 90° phasenverschobenen Signal (strichlierte Linie). Es läßt sich erkennen, daß der Quadrant, in welchem das Duplikatssignal momentan gelegen ist, durch eine Dreibit-Information definiert werden kann, d. h. durch die Schwellenwertschaltungs-Information aus dem 90° Phasenkanal und den zwei höchstwertigen Bits aus dem Inphase-Kanal. Es sei beispielsweise angenommen, daß das Duplikat probeentnommen wird, wenn die Inphase-Komponente zwischen 45° und 90° liegt. Die zwei höchstwertigen Bits des Ausgangssignals des > A/D-Wandlers sind 01, wie in Fig. 5 gezeigt ist. Es existiert somit eine Mehrdeutigkeit, da die gleichen Bits auch 01 sind, wenn die Inphase-Komponente zwischen 90° und 135° liegt. Wie nunmehr hervorgeht, löst ein einzelnes Bit aus der Schwellwertschaltung 44a die Mehrdeutigkeit auf. Der Phasenschieber 90 ' sollte eine Genauigkeit von + oder -5° haben, da es lediglich erforderlich ist, die Mehrdeutigkeit zu beseitigen und eine

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Korrektur innerhalb des Bereiches des Achtbit-Phasenschiebers
92 vorzusehen. Es sei auch darauf hingewiesen, daß der Phasenschieber 90 sehr schnell arbeitet und die Phase des kohärenten
Bezugsoszillator-Signals rechtzeitig einstellt, so daß ein
Inkrement des Sendeimpulses an der Hinterflanke für die endgültige Feinphasen-Korrektur gemessen werden kann. Fig. 7
zeigt nun mehr im einzelnen die logische Graphasen-Korrektur- i schaltung, auf die nun näher eingegangen werden soll. Diese | logische Schaltung umfaßt einen Inverter 102, der ein Schwell- |

wertsignal empfängt und Ausgangsgrößen zu UND-Gliedern 108 und ;

116 liefert, eine Inverterstufe 104, die das höchstweritge Bit j

des A/D-Wandlers 42a empfängt und Ausgangsgrößen für UND-Glie- j

der 110 und 116 liefert, und eine Inverterstufe 106, die das j

höchstwertige Bit vermindert um Eins empfängt und Ausgangs- j

großen für UND-Glieder 108 und 114 liefert. Das Schwellwert- |

Signal gelangt direkt zu den UND-Gliedern 110 und 114 und zum j

set-Eingangsanschluß eines Flip-Flops 122. Das höchstwertige j

Bit gelangt direkt zu den UND-Gliedern 108 und 114 und das j höchstwertige Bit, vermindert um Eins, gelangt direkt zu den
UND-Gliedern 110 und 116. Die Ausgangssignale der UND-Glieder

108 und 110 gelangen über das ODER-Glied 112 zum set-Ein- ! gangsanschluß eines Flip-Flops 120 und die Ausgangssignale der
UND-Glieder 114 und 116 gelangen über das ODER-Glied 118 zum

set-Eingangsanschluß eines Flip-Flops 124. Die Ausgangssignale j

der Schaltung 97 gelangen zum Dreibit-Phasenschieber 90 der |

Fig. 4, der aus einem herkömmlichen digitalen Phasenschieber j

bekannten Typs bestehen kann. Es sei darauf hingewiesen, daß \

die Flip-Flops 120, 122 und 124 durch ein Rückstellsignal aus j

dem Modulator des Radarsystems zurückgestellt werden oder durch j Herabteilen der Zeitsteuer-Triggersignale des Radarsystems,
kurz bevor das Duplikatssignal verarbeitet wird. Dadurch wird
der Grobphasenschieber 90 in den Anfangszustand gesetzt, wie
dies erläutert wurde.

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In Fig. 6 ist eine logische Schaltung 97 für eine grobe Phasenkorrektur gezeigt und es läßt sich erkennen, daß, wenn die zwei höchstwertigen Bits gleich 10 sind und das Schwellwertsignal gleich 1 ist, die Flip-Flops 122 und 124 von Fig. 7 Ausgangsgrößen erzeugen, um Phasenverschiebungen von 180° und -60° jeweils zu bewirken, oder eine gesamte Phasenverschiebung ! von 120° zu bewirken.

Die acht höchstwertigen Bits des A/D-Wandlers 42a (siehe Fig.8) gelangen über den Schalter 95 zur logischen Schaltung 94 für eine Feinphasen-Korrektur, die aus den Flip-Flops 130 bis 137 besteht, die lediglich als Speicherstufen arbeiten, um den Achtbit-Phasenschieber 92 zu steuern, der in geeigneter Weiset herkömmlich aufgebaut ist. Die Flip-Flops werden durch das gleiche Rückstellsignal der Fig. 7 zurückgestellt, um den Phasenschieber 92 in einen Anfangszustand zurückzuführen. Gemäß Fig. 4 enthält der Phasenschieber 92 die folgenden positiven Inkremente: 45°, 22,5°, 11,25°, 5,6°, 2,8°, 1,4°, 0,7° und 0,35°. Demnach ermöglichen die Phasenschieber 90 und 92 und deren logische Schaltungen, daß die Phase des kohärenten Oszillatorsignals in 0,35°-Schritten bis zu 360° verschoben wird.

Zusammenfassend ergibt sich also die folgende Betriebsweise für die Anordnung nach Fig. 4: Nach dem Aussenden eines Radarimpulses vom Radarsystem wird ein Duplikat des ausgesendeten Impulses in den Empfänger des Radarsystems eingespeist, wie dies unter Hinweis auf die Fig. 1 und 3 erläutert wurde. Zusätzlich werden die Phasenschieb-er 90 und 92 durch das Rückstellsignal auf ihren Anfangszustand zurückgeführt. Der Frontabschnitt des Duplikats wird daher in Inphase- und 90° phasenverschobenen Komponenten in Abhängigkeit von dem kohärenten Oszillatorsignal durch die Mischstufen 36a und 38a und den 90° Phasenschieber 40a in der üblichen Weise aufgelöst. Ein Signal vom Modulator, welches ein vorbestimmtes Zeitsteuer-Triggersignal umrahmt, j

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legt die zwei höchstwertigen Bits des Neunbit-Wortes des A/D-Wandlers 42a und das Einbit-Wort aus der Schwellwertschaltung 44a über den Schalter 95 an die logische Schaltung 97 für eine grobe Phasenkorrektur an, wodurch der Dreibit-Phasenschieber 90 so eingestellt wird, daß er die Phase des kohärenten Oszillatorsignals verschiebt, derart, daß diese innerhalb von 60° des Duplikats liegt. Bei einem nachfolgenden Signal vom Modulator, welches ein zweites vorbestimmtes Zeitsteuer-Triggersignal umrahmt (brackets), gelangen die acht höchstwertigen Bits des binären Wortes, welches nunmehr von dem A/D-Wandler 42a erzeugt wird, über den Schalter 95 zur logischen Schaltung 94 für eine Feinphasen-Korrektur, die dann den Achtbit-Phasenschieber 92 setzt. Nach der Verarbeitung des kohärenten Oszillatorsignals durch die Phasenschieber 90 und 92 ist das kohärente Oszillatorsignal nunmehr in Phase mit dem Duplikat, und zwar innerhalb von 0,35°. Ein aus der zuvor erwähnten Impulsaussendung des Radarsignals resultierendes Radarrückkehrsignal wird in Inphase- und 90° phasenverschobenen Komponenten in Abhängigkeit von dem korhärenten Oszillatorsignal aufgelöst, welches durch die Phasenschieber 90 und 92 phasenverschoben wurde. Bei dieser Ausführungsform werden von der Inphase-Komponente des Radarrückkehrsignals Neunbit-Digitalproben durch den A/D-Wandler 42a in der Probeentnahmefolge entnommen, wenn der Wandler 42a durch die üblichen Zeitsteuer-Triggersignale erregt wird. Da während dieser Zeit der Schalter 95 geöffnet ist, bednflussen die digitalen Worte, welche das Radarrückkehrsignal wiedergeben, nicht den Zustand der Phasenschieber 90 und 92.

Es sei darauf hingewiesen, daß dann, wenn bei der Ausführungsform gemäß Fig. 4 eine digitale Darstellung der 90° phasenverschobenen Komponente des Radarrückkehrsignals gewünscht wird, die Schwellwertschaltung 44a die Form eines Vielfachbit-A/D-Wandlers hat, um die digittale Darstellung zu erzeugen, daß

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Jedoch nur das höchstwertige Bit verwendet werden braucht, um den Phasenschieber 90 zu setzen, wenn das Duplikatssignal verarbeitet wird.

Die Erfindung schafft somit ein Radarsystem mit MTI-Prozessoren bei welchem eine unerwünschte Phasen- und Aplitudenmodulation des ausgesendeten Impulses dadurch kompensiert wird, indem eine Probe des ausgesendeten Impulses mit einer kohärenten Bezugsgröße bzw. Signal gleichgemacht wird. Die Vektorbeziehung des probeentnommenen ausgesendeten Impulses, verglichen mit der kohärenten Bezugsgröße, wird in einem Speicher gespeichert und ein nachfolgendes Radarrückkehrsignal wird durch das gespeichei» te Signal geteilt, um dadurch die Einflüsse einer Impuls-zu-Impuls-Modulation zu beseitigen. Bei einer anderen AusfUhrungsform wird die Vektorbeziehung in Phasenschieberstufen gespeichert und das kohärente Oszillatorsignal wird durch diese Stufen in der Phase verschoben.

Obwohl einige Ausführungsbeispiele der Erfindung gezeigt und beschrieben wurden, eind eine Reihe von weiteren Abwandlungen und Änderungen für den Fachmann ohne weiteres realisierbar, ohne Jedoch dadurch den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.

Sämtliche in der Beschreibung erkennbaren und in den Zeichnungen veranschaulichten Einzelheiten sind für die Erfindung von Bedeutung.

vln/au + pr

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Leerse ite

Claims (1)

1. B4TENMNH*?UE^ω' BROSE ~ BROSb - ·

   0-8023 MMnr.her.-P-j i2c-:.y;crcr 3'f 2 lei (05?? ⁷ 3a ΪΟ/'. Te'e* 52¹?'.'? L-OS ·" Car.C f"d:jn: .bus» M_ur.cr.fi

   ihr zeichen Paris f üe:5443-A ^Ta(? 22. Dezember 1977

   Your ref Date

   THE BElJDIX CORPORATION, Executive Offices, Bendix Center, Southfiid, Michigan 48075, USA

   PATENTANSPRÜCHE

   ₄1..' Radarsysteia mit einer Anzeigevorrichtung für in Bewegung befindliche Objekte, einem Radarsender zum Aussenden von Eadarsignalen und einem Radarempfänger zum Empfangen von Radarrückkehrsignalen, die sich aus den ausgesendeten Radarsignalen ergeben, wobei die Radarrückkehrsignale in dem Empfänger auf die Basisbandfrequenz reduziert werden und in digitale Inphase- und 90° phasenverschobene Komponenten getrennt werden, dadurch gekennzeichnet, daß eine Koinpensationseinrichtung zum Kompensieren einer unerwünschten Modulation der ausgesendeten Radarsignale vorgesehen ist und folgende Einrichtungen enthält: eine Probeentnahmeeinrichtung (22, 30) zum Entnehmen von Signalρroben der Signale in dem Radarsender in den Radarempfänger, wobei das p"robeentnommene Signal auf die Basisbandfrequenz reduziert wird und in Inphase- und 90° phasenverschobene Komponenten aufge-

   809829/0656 ORIGINAL INSPECTED

   .Γ/67810

   teilt wird, weiche die Amplitude und die Phase des prcbeentnommenen Signals wiedergeben; eine Speichereinrichtung (4-G, 48) f.ur j Speichern der digitalen Iriphaco- und 90 phasenverschobenen Komj ponenten des probeentnomrüenen Signals; und eine Teil ere inrichtung (^O) zum Teilen der digitalen Inphase- und 90° phasenver— schobenen Komponenten eines nachfolgenden üadarrückkehrsignals durch die gespeichorten digitalen Inphace- and 90 phacenver-Gchobenen Komponenten. ;

   2. Radarsystem nach Anspruch Ί, bei welchem der Sender und de:.· Empfänger bei einem Duplexer miteinander gekoppelt cind, um die ; von dem Sender abgegebenen Signale auf eine Antenneneiiirichtung zu übertragen und die von der Anfcenneneinrichtung empfangenen Signale auf den Empfänger zu übertragen , dadurch gekennzeichnet,, daß das I-iadarsynteTi einen stabilisierten übe r ^. age rungs oszillator und einen K.ohären ζ -Oszillator enthält, wobei die Signale ' des stabilisierten Überlagerungsoszillators und des Kohärenz-Oszillators kombiniert v/erden, um Signale auf einer Radarfre- ; quenz zu erzeugen, ebenso einen Modulator, um einen Impuls der ■. Radarfrequenzsignale auszusenden, v/obei die Probeentnahmeeinrichtung (22, JO) für die Bildung von Signalproben vom Vorderende des Empfängers eine Probe des Impulses entnimmt, wobei diese Probe ein Duplikat des Impulses ist; daß weiter eine Ein- _: richtung (52) zur Reduzierung des Duplikats auf die Easisband- _: frequenz des Radarsystems vorgesehen ist; eine Einrichtung j (36, 58, 40) zum Auflösen des Duplikats bei der Easisbandfre- I

   ο i

   j quenz in Inphase- und 90 phasenverschobene Komponenten; cine j Einrichtung (42) für die Digitalisierung der Inphase-Komponen- j j ten; eine Einrichtung (44) für die Digitalisierung der 90° pha-i senverschobenen Komponenten; und daß die Speichereinrichtung I (46, 4S) Speichermittel (46) für die Speicherung der digitalisierten Inphase-Komponente enthält und eine Speichereinrichtung (48) zur Speicherung der digitalisierten 90 phaaenverschobenen j

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   Komponente.

   3. liadarsystein nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (20) vergesehen ist, um die Speichereinrichtung (46) zur Speicherung der digitalisierten 90° phasenverschobenen Komponenten und die Speichereinrichtung (46) zur Speicherung der digitalisierten Inphase-Koniponente während derjenigen Zeit in Bereitschaft zu setzen, während welcher das Radarsysten einen Impuls aussendet, wobei die digitalisierten Inphase- und 90° phaserjverschobenen Komponenten des Duplikats gespeichert werden.j

   .4. liadarsysten nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, ' daß die Einrichtung (22, 30) zur Probeentnahme aus einem ersten ! ' Hürrowellenkoppler (22) zum Erhalten einer Frobe der Mikrowellensignale in dem Sender besteht, der mit einem zweiten Mikro- ; -.-.ellenkoppler (30) verbunden ist, um das ρ robe entnommene Signal i in den Empfänger einzuspeisen.

   ι 5. Radarsystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltereinrichtung (28) zwischen den Duplexer (24) und den reiten Koppler (30) eingeschaltet ist, um den Empfänger : v.-nhrend der liadarimpuissendezeit vom Sender zu isolieren.

   f.. Hadarsyster. nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (32) zun Reduzieren und die Einrichtung (36, 38, 40)j ζ-·.:π Auflösen folgende Einrichtungen enthalten:

   ι : eine Mischeinrichtung (32) zum Mischen des Duplikats mit dem j

   aus dem stabilisierten überlagerungsoszillator (14), um das Duplikat bzw. Signal auf eine Zwischen frequenz zu reduzieren; eine Mischeinrichtung (56) zum Mischen eines Abschnitts desj Duplikats bzw. Signals auf der Zwischenfrequenz mit dem Signal

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   -H-

   voni kohärenten Oszillator (12), um die Inphase-Komponente zu erzeugen; und eine Mischeinrichtung (38) zum Mischen eines anderen Abschnitts des Duplikats auf der Zwischenfrequenz mit dem Signal vom Kohärenzoszillator (12), welches um 90 phasenverschoben ist, um die 90° phasenverschobene Komponente zu erzeugen

   7. Radarsystem mit einem Radarsender zum Aussenden von Radarsignalen und einem Radarempfänger zum Empfangen von Radarrückkehrsignalen, die sich aus den ausgesendeten Radarsignalen ergeben, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kompensiereinrichtung für unerwünschte Modulation der ausgesendeten Radarsignale vorgesehen ist und folgende Einrichtungen enthält: eine Einrichtung (22, 30) zum Einspeisen einer Probe der Signale aus dem Radarsender in den Radarempfänger; eine Einrichtung (36a, 38a, 40a) zum Auflösen der Probe in Inphase- und 90° phasenverschobene ' Komponenten, welche die Amplitude und die Phase der Probe wiej dergeben; eine Speichereinrichtung (90, 92) zum Speichern eines j Signals, welches die Inphase- und 90° phasenverschobenen Kom-( ponenten wiedergibt; und eine Einrichtung (42a, 44a, 94, 95, 97) zum Verarbeiten der empfangenen Radarrückkehrsignale in Abhängigkeit von dem gespeicherten Signal.

   8. Radarsystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die j Speichereinrichtung (90, 92) einen Phasenschieber (90, 92) ent-j hält, und daß die empfangenen Radarrückkehrsignale mit den Signalen eines Kohärenzoszillators (12) des Hadarsystems wahrem, der Verarbeitung derselben gemischt werden, wobei die Signale des Kohärenzoszillators durch die Phasenschiebereinrichtung (90, 92) phasenverschoben sind.

   9. Verfahren zur Kompensation unerwünschter Modulation bei ausgesendeten Radarsignalen, die Radarrückkehrsignale ergeben, wobei die Radarrückkehrsignale mit Bezugsfrequenzsignalen ge-

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   mischt werden, dadurch gekennzeichnet, daß ein Duplikat der ausgesendeten Hadarsignale hergestellt wird, dann der Phasenwinkel des Duplikats gegenüber den Bezugsfrequenzsignalen bestimnt wird, die Radarrückkehrsignale und die Bezugsfrequenzsignale verarbeitet werden, um den Phasenwinkel zwischen diesen beiden um einen Betrag zu ändern, der gleich ist dem Phasenwinkel des Duplikats; daß die Amplitude des Duplikats ermittelt und die Amplitude der Hadarrückkehrsignale um einen Faktor geändert wird, der auf die Amplitude des Duplikats bezogen ist.

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