DE2740142A1

DE2740142A1 - Halbleiter-signalfilteranordnung

Info

Publication number: DE2740142A1
Application number: DE19772740142
Authority: DE
Inventors: Carlo Heinrich Sequin
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1976-09-07
Filing date: 1977-09-06
Publication date: 1978-03-09
Also published as: GB1584689A; JPS5334445A; CA1107396A; BE858427A; FR2363943B1; US4056737A; FR2363943A1; NL7709787A

Description

27A0H2

Western Electric Company Incorporated Sequin, 15

195 Broadway, New York, New York 10007 U.S.A.

Halbleiter-Signalfilteranordnung

Die Erfindung betrifft eine Halbleiter-Signalfilteranordnung gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bekanntlich können Verzögerungsleitungen für analoge abgetastete Daten, wie Halbleiter-Ladungsübertragungsvorrichtungsverzögerungsleitungen, spezieller ausgedrückt, ladungsgekoppelte Vorrichtungen (CCD), in verschiedenen Konfigurationen aufgebaut sein, um als Signalprozessoren, wie Transversalfilter, Verwendung zu finden. Eine besonders nützliche Form einer Halbleiter-Transversalfiltervorrichtung ist ein Tiefpaß-(Basisband-transversalfilter mit Spaltelektrodenkonfiguration zur Verwendung in der Sprachennachrichtentechnik. Typischerweise liegt das Durch-

859610/1010

27A0H2

laßband in einem solchen Fall im Frequenzbereich von 0 bis etwas weniger als 4 kHz, typischerweise J>,2 kHz, d.h., im Bereich des nützlichsten Bereichs des menschlichen Sprachspektrums im Hinblick auf die Fernmeldetechnik. Ein solches CCD-Filter wird typischerweise von einer Taktimpulsfolge mit einer Taktzyklusfrequenz von 32 kHz getrieben. Da das CCD-Transversalfilter das zu filternde ankommende elektrische Signal bekanntlich mit einer Abtastfrequenz von 32 kHz abtastet, läßt das Filter auch alle Frequenzen im "Eeflexions"-Teil des Spektrums durch, d.h., im Bereich zwischen 28 kHz (=32 kHz - 4 kHz) und 36 kHz (=32 kHz + 4 kHz). Dieses "Aliaseffekt" genannte Phänomen ist unerwünscht, da es den Durchlaß unerwünschter "Reflexions"-Frequenzen durch das CCD-Transversalfilter ermöglich.

Eine Unterdrückung des Aliaseffektes in einem CCD-Signalprozessor kann mit Hilfe eines Hilfsvorfiltefs erreicht werden, beispielsweise mit Hilfe eines Hilfs-CCD-Transversalvorfilters, das mit einer Taktfrequenz von 64 kHz getrieben wird, d.h., mit einer Taktfrequenz, die genau zweimal so groß wie die des Tiefpass-CCD-Filters ist, und das so ausgelegt ist, daß es ein Tiefpassbasisband, typischerweise von 0 bis 4 kHz, plus ein Sperrband,typischerweise im Bereich von 28 kHz bis 36 kHz,und dazwischen einen Dämpfungsanstieg aufweist. Ein solches Hilfs-CCD-Vorfilter erfordert jedoch einen vollständigen Satz Taktschaltungen, Eingangsschaltungen und Detektorschaltungen,

809810/1010

27A0H2

die alle bei 64- kHz arbeiten. Dies macht ein solches Filter wirtschaftlich uninteressant, obwohl es den Vorteil eufweist, daß es sich automatisch auf die Taktfrequenz des Tiefpass-CCD-Filters herabsetzen läßt. Und obwohl verschiedene Anordnungen von RC-Vcrfiltern als Hilfs-Anti-Aliaseffekt-Filter verwendet werden können, besteht bei solchen Anordnungen die Neigung, daß sie komplex und ebenso kostspielig wie das Tiefpass-CCD-Filter selbst sind.

Die Lösung dieses Problems ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet und in den Unteransprüchen vorteilhaft weitergebildet.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungcformen näher erläutert. In den zugehörigen Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Vorfilteranordnung entsprechend einer speziellen erfindungsgemäßen Ausführungsform;

Fig. 2 eine Zeitlagendarstellung zur Beschreibung von Vorgängen in der in Fig. 1 gezeigten Anordnung;

Fig. 3 eine Draufsicht auf eine Halbleitervorrichtung, die eine Verwirklichung der in Fig. 1 gezeigten Ausführungsform darstellt;

809810/1010

Fig. 4 verschiedene Spannung-Zeit-Darstellungen zur Beschreibung der Arbeitsweise der in Fig. 3 gezeigten Vorrichtung;

Fig. 5 eine(lediglich zum Zweck der Klarheit nicht maßstabsgerechte) Darstellung eines typischen Ladungspaketweges längs eines Teils der in Fig. 3 gezeigten Vorrichtung;

Fig. 6 eine Beine von Darstellungen der Durchlaßeigenschaften in Abhängigkeit von der Frequenz zur Beschreibung der Merkmale der erfindungsgemäßen Arbeitsweise;

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Vorfilteranordnung entsprechend einer weiteren speziellen Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Vorfilteranordnung entsprechend einer noch anderen speziellen Ausführungsform der Erfindung; und

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Vorfilteranordnung entsprechend einer weiteren speziellen Ausführungsform der Erfindung.

Im allgemeinen wird ein Vorfilter für eine analoge Verzögerungsleitung für abgetastete Daten, wie ein Anti-

809810/1010

27Α0Η2

Aliaseffekt-Vorfiltei· für ein Halbleiter-Transversalfilter-CCD, mit Hilfe eines gewichteten Mittelwertbildners oder Integrators mit abgetasteten Signalen eines analogen Eingangssignals versorgt. Dabei werden die Abtastwerte mit einer Folgefrequenz abgegriffen, die gleich einem ganzzahligen vielfachen N der Verzögerungsleitungsdatenübertragungsfrequenz 1/T (treibende Taktfrequenz des CCD) ist, d.h., die Abtastfrequenz ist S=N/T (wobei T die Zyklusperiode des treibenden Taktes für das CCD ist). Vorteilhafterweise erstreckt sich jedes periodische Summierungsintervall (Mittlungsperiode) P einer jeden gewichteten Mittelwertbildung über ein Zeitintervall von wenigstens 2T, d.h., es ist zweimal so groß wie die Periode T der Abtastdatenverzögerungsleitung (P*2T). Für den beispielsvsisen Fall einer Mittlungsperiode von P=2T werden also genau 2N Abtastwerte pro Mittlungsperiode P zusammenlgemittelt. Um die volle Datenübertragungskapazität der Verzögerungsleitung auszunützen, werden zwei (oder mehr) gleiche Zweige, die je gleiche Abtaster und gewichtete Mittlungsvorrichtungen aufweisen, vom Eingangssignal parallel, jedoch phasenverschoben, betrieben, und sie wechseln sich damit ab, abgetastete Datenausgangsgrößen als Eingangsgrößen für die Abtastdatenverzögerungsleitung zu liefern. "Phasenverschoben" bedeutet, daß, obwohl jeder der einzelnen Signalabtastwerte, die zur Einspeisung in unterschiedlich gewichtete Mittlungsvorrichtungen verarbeitet werden, ursprünglich für beide Zweige

809810/1010

27A0H2

derselbe ist, jede gewichtete Mittlungsvorrichtung von einer unterschiedlich kombinierten Gruppe solcher Abtastwerte getrieben wird, d.h., über Mittlungsperioden, die gegenseitig verschachtelt sind.

Beispielsweise für den Fall von vier Gewichtungsfaktoren B₁, a₂, a₅, a₄ (S=2/T, P=2T) für eine Folge von Abtastwerten S₁, Sp, s^, B^, Sr, s,, Sn, Sq usw. erzeugt eine erste Mittlungsvorrichtung die gewichteten Signalausgänge (als Eingangsgrößen für die Verzögerungsleitung): S₁=Ca₁S₁₊B₂S₂₊B₅S^a₄S₄), S₅=(a₁s₅₊a₂s₆₊a₅s₇+a₄s₈) usw.; während eine zweite Mittlungsvorrichtung eine halbe Perioder P/2 (180 Grad) phasenverschoben arbeitet, um folgende ßignalausgänge zu erzeugen: S^= (a^s-,+a..S₁^+a-^s^+a^ε^) \ S₄=(a₁s_l-_?+a_oSQ₊a-»Sq+a₄s₁₀) usw. ; und diese Ausgangsgrößen werden der Verzögerungsleitung abwechseln als Eingangsgrößen geliefert, eine von jeder Mittlungsvorrichtung: S₁, Sp, S,, S₄ usw.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist ein Halbleiter-Transversalfilter des Tiefpassbasisband-Spaltelektroden-CCD-Typs mit einer Taktperiode T mit einer Anti-Aliaseffekt-Vorfilteranordnung versehen. Das Vorfilter umfaßt eine Einrichtung zum Abtasten des Analogsignaleingangs mit einer Abtastfrequenz S=2/T (oder mehr). Diese Abtastwerte werden in entsprechende Ladungspakete umgesetzt, und zwar in einem Paar paralleler Zweige A und B, die ge-

809810/10 10

eignete Halbleiter-Potentialmulden, die durch Elektroden geeignet gesteuert sind, aufweisen, die vorteilhafterweise alle im selben Halbleiter-Chip wie das CCD integriert sind. Die gewünschten Gewichtsfaktoren können den Ladungspaketen in jedem Zweig durch eine Anzahl von Potentialmulden geeigneter relativer (gewichteter) Größen aufgeprägt werden, die Ladungspakete gemäß (entsprechend gewichteten) Signalabtastwerten ausmessen und die Pakete an eine Summierpotentialmulde in jedem Zweig liefern, in welcher diese Pakete zusammenjintegriert werden. Im allgemeineren Fall von M parallelen Zweigen arbeiten diese Zweige mit einer Phasenverschiebung von 3&O Grad/M bei der Gewichtung und Summierung unterschiedlicher Gruppierungen, typischerweise aus je MN-Paketen, dieser Ladungspakete. Jede solche Gruppierung wird periodisch über Zeitintervalle MT gesammelt, um Ausgangsladungspakete als Eingangsgrößen für das CCD zu bilden. Durch geeignete Wahl der Gewichtungsfaktoren, beispielsweise (1, 3, 3, 1) für die spezielle Ausführungsform M=2, N=2, hat das Vorfilter auf diese Weise ein Durchlaßband O biß 1/ST und ein Sperrband 7/ST bis 9/ST. Für T=1/32 kHz ist das resultierende Durchlaßband also O bis 4- kHz und das resultierende Sperrband 28 bis 36 kHz, wie es für den Anti-Aliaseffekt beim Filtern von Sprachnachrichten mit dem CCD erwünscht ist.

Wenn mehrere Abtastwerte, die alle mit denselben Gewichten gewichtet sind, für den Integrationsprozeß der Bildung

809S1U/1010

2740 1 A

eines Ladungspaketes zur Injektion in das CCD verwendet werden, dann kann dieselbe Potentialnmlde mehr als einmal pro Mittlungsperiode P beim Ausmessen der richtigen in der Summierungsmulde zu addierenden Ladungsmenge verwendet werden. Dadurch kann eine weitere Kompaktheit der Vorfilterstruktur erreicht werden.

Es folgt nun eine ausführlichere Erläuterung, beginnend mit Fig. 1. Ein Vorfilter 100 zur Unterdrückung einer unerwünschten Aliaswirkung in einer CCD-Verzögerungsleitung 17 ist zwischen einer Eingangsleitung 10 für ein elektrisches Analogsignal und dem CCD engeordnet. Das CCD wird getrieben von einer Taktimpulsfolge mit einer Taktzyklusfrequenz 1/T, entsprechend einer Taktzyklusperiode T (Fig. 2), wobei jeder Taktzyklus typischerweise vier Impulse (Zeitlagen) enthält, die von einer (nicht gezeigten) Haupttaktimpulsquelle geliefert werden. Die Taktzyklusfrequenz 1/T beträgt typischerweise 32 kHz, so daß das CCD zur Verarbeitung jede 1/32 Millisekunde, d.h., mit einer Abtasteingangsfrequenz gleich 1/T, genau ein Signal empfangen kann.

Das Vorfilter 100 umfaßt eine Gruppe von vier gewichte- ten Halbleiter-Meßpotentialmulden 11, 12, 13 und 14 zusammen mit einem Paar Summiermulden 15 und 16. Die Meßmulden 11 und 12 bilden zusammen mit der Summiermulde (und deren Schalterverbindungen) einen ersten Zweig A des

809810/1010

27A0H2

Vorfilters 100, während die Meßmulden 13 und 14 zusammen mit der Sumiciermulde 16 (und ihren Schalterverbindungen) einen zvioiten Zweig B bilden, der parallel zum ersten Zweig A arbeitet. Kurven A und B in Tig. 2 zeigen die Zeitlagen und Ladungspaketwichtungsfaktoren, die sich zum Abtasten des Eingangssignals und zur Lieferung von Ladungspaketen von den Summiermulden 15 und 16 als Eingangsgrößen für das CCD 17 eignen. Alle diese Mulden sind Potentielnmlden, die an der Oberfläche eines einkristallinen ßiliziumhalbleiterkörpers angeordnet sind, und die beigefügten Angaben "Meß" und "Summier" beschreiben die jeweiligen Funktionen der Mulden hinsichtlich der Verarbeitung von Ladungspaketen. Die Meßmulden 11, 12, 1$ und 14 des Vorfilters 100 (Fig. 1) sind außerdem mit MWA1, MWA2, MWB2 bzw. MV/B1 bezeichnet, und zwar zum Zweck des Vergleichs mit der speziellen Vorfiltervorrichtung 200 in Fig. 3, die nachfolgend ausführlicher beschrieben ist. Jeder Eingangsgatterschalter IGX gibt die Ladungspaketerzeugung in der entsprechenden Meßmulde 11 oder 13 während der Zeitlagen 1 und 7 (wie es in Fig. 1 angegeben ist) frei, während jeder Eingangsgatterschalter IGY einen Ladungspaketfluß in die entsprechende Meßmulde 11 oder 12 während der Zeitlagen 3 und 5 freigibt. Die Meßmulden 11, 12, 13 und 14 haben im wesentlichen identische Form, mit der Ausnahme, daß die (gleichen) Flächen der Mulden 12 und 13 bei dieser Ausführungsform der Erfindung etwa dreimal so groß sind wie die (gleichen) Flächen der Mulden 11

809810/10 10

27Α0Ί42

und 14. Wenn an diese Meßraulden die gleiche Stcuerspannung angelegt wird, werden somit Ladungspakete in den Mulden 12 und 13 erzeugt, die dreimal so groß sind wie die in den Mulden 11 und 14 erzeugten. Die Steuerspannung für die Meßmulde 11 wird geliefert, indem ein Abtastwert des Signals auf einer Eingangsleitung 10 während einer jeden der Zeitlagen 1 und 7 (Kurve A in Fig. 2) zugeführt wird. Typischervueise ist die Dauer einer jeden Abtastzeitlage etwa 3 Microsekunden, jedenfalls kleiner als T/4. Jedes der dadurch in der Meßmulde 11 erzeugten Ladungspakete steht in linearer Beziehung zu dem bei der jeweiligen Zeitlage 1 und 7 abgetasteten Signal; und jedes dieser Pakete wird während der nächstfolgenden Zeitlage 2 bzw. 8 aus der Meßmulde 11 entnommen und dadurch in die Suromiermulde 15 übertragen, und zwar dadurch, wie in Fig. 1 angedeutet, daß der Eingangsgatterschalter IGZ auf der Ausgangsseite (rechten Seite) der Meßmulde 11 einen Ladungsfluß während der Zeitlagen 2, 4, 6, 8 freigibt. Gleichermaßen erzeugt die Meßmulde 12 Ladungspakete entsprechend dem während der Zeitlagen 3 ^und 5 abgetasteten Eingangssignal auf der Signalleitung 10 und liefert diese Ladungspakete dann während der Zeitlagen 4 bzw. 6 an die Summiermulde 15 (die zum späteren Vergleich mit der in Fig. 3 gezeigten Vorrichtung außerdem mit ΣWA bezeichnet ist). Somit empfängt und summiert diese Summiermulde 15 während einer jeden Periode P(=2T) aus acht Zeitlagen vier Ladungspakete, welche die vier gleichen zeitlichen Abstand aufwei-

80981 0/1010

27A01A2

senden und vom Eingangssignal auf Leitung 10 abgenommenen Abtastwerte repräsentieren. Aufgrund des Flächenverhältnisses der Meßmulden 11 und 12 von etwa 1 zu 5 haben jene Ladungspakete, welche Signalabtastwerte repräsentieren, die in den Zeitlagen 3 und 5 genommen worden sind, einen Gewichtsfaktor von etwa 3 gegenüber den in den Zeitlagen 1 und 7 genommenen Abtastwerten, \iie es durch Kurve A in Fig. 2 gezeigt ist (die "Impuls"-Höhen repräsentieren die Gewichtungsfaktoren). Ganz am Ende dieser Periode P (während der nächstfolgenden Zeitlage 1) liefert die Summiermulde 15 das die resultierende gewichtete Summe (oder den gewichteten Mittelwert) darstellende Ladungspaket an das CCD 17» in dem es übertragen und verarbeitet wird. Dieses der gewichteten Summe entsprechende Ladungspaket weist somit einen Ladungsinhalt auf, der in linearer Beziehung zur entsprechenden gewichteten Summe der vorausgehenden vier Eingangssignalabtastwerte steht.

Zur selben Zeit, zu welcher die Summiermulde 15 des Zweiges A periodisch (mit der Periodizität P) das der gewichteten Summe entsprechende Ladungspaket als Eingangsgröße für das CCD 17 liefert, liefert die Summiermulde 16 des Zweiges B ebenfalls periodisch ein gleichermaßen summengewichtetes Ladungspaket, jedoch zu Zeiten, die sich mit jenen der Summierdulde 15 abwechseln. Diese relative Zeitsteuerung ist durch die Kurven A und B der Fig. 2 dargestellt. Die Summiermulde 16 ist zum Vergleich mit der in Fig. 3

809810/ 1010

27A0U2

gezeigten Vorfiltervorrichtung 200 außerdem mit Σ\ν'}3 bezeichnet. Spezieller ausgedrückt: Die Meßmuldcn 12 und erzeugen Lodungspakete proportional den Abtartv/crten, die vom Eingangssignal in den Zeitlagen (7, 1) bzw. (5, 3) genommen werden, und zwar mit einem relativen Gewichtungsfaktor von 3 zu 1. Das in der Keßzelle 13 erzeugte Ladungspaket, das dem in der Zeitlage 7 genommenen Abtastwert entspricht, wird v/ährend der Zeit lage 8 an die Suminiermulde 1G geliefert, während das Laduugspaket, das in dieser Meßzelle 13 entsprechend dem Abtastwert der Zeitlage erzeugt worden ist, während der Zeit lage 2 an die Suramiermulde 16 geliefert wird. Gleichermaßen wird das Ladungspaket, das in der Meßmulde 14 entsprechend dem in der Zeitlage 5 genommenen Abtastwert erzeugt wird, während der Zeitlage 6 an die Suroiniermulde 16 geliefert, während das Ladungspaket, das in der Meßmulde 14- entsprechend dem in der Zeitlage 3 genommenen Abtastwert erzeugt worden ist, während der Zeitlage 4 an die Summiermulde 16 geliefert wird. Das gewichtete Summenladungspaket, das auf diese Weise in der Summiermulde 14 erzeugt worden ist, wird während der Zeitlage 5 an das CCD 17 geliefert. Diese Folge von Signalabtastung, Ladungspaketgewichtung und Ladungspaketlieferung an das CCD ist durch Kurve B in Fig. 2 gezeigt. Somit liefert das Vorfilter 100 ein Ladungspaket von A oder B mit einer kombinierten Folgefrequenz gleich 1/T an das CCD 17, d.h., mit der Taktzyklusrate des CCD selbst, wie es in einem CCD gewünscht ist.

809810/1010

27A0U2

Fig. 3 zeigt eine Draufsicht auf eine Form einer Halbleiter-Vorfiltervorrichtung, die sich dazu eignet, die Lodungspaketverorbeitung durchzuführen, die zuvor in Verbindung mit den Figuren 1 und 2 beschrieben worden iet. Ein monokristallines Siliziumhalbleitersubstrat 20, typischerweise P-leitend, trägt ein CCD 70 und eine Vorfiltervorrichtung 200. Dieses CCD 70 dient der gleichen Funktion wie das CCD 17 der Fig. 1 und weist lediglich zur beispielsweisen Erläuterung eine Transversalfilterkonfiguration mit gespaltener Elektrode auf. Das CCD 70 ist allgemein bekannt und wird hier aus diesem Grund nicht sehr ausführlich beschrieben. Eine N+ -diffundierte Zone 61 (diffundierte Zonen sind in Fig. 3 durch Pünktchenmuster gekennzeichnet) dient als Ledungssenke für die Ladungspakete nach deren Übertragung durch das CCD, wie es auf diesem Gebiet bekannt ist. Eine N+ -diffundierte Zone 21 dient als Eingangsdiodenzone zur Erzeugung von Ladungspaketen, wie es nachfolgend ausführlicher erläutert ist.

In der in Fig. 3 gezeigten Vorrichtung gibt es drei "Metallisierungs"-Niveaux. Das erste Niveau (mit der dichtesten Annäherung von typischerweise etwa 80 Angström an die obere Oberfläche des Halbleiters) der Metallisierung umfaßt Elektroden 28, 30, 32, 34, 36,... 42, 44...52. Das zweite Metallisierungsniveau (dichteste Annäherung typischerweise etwa 900 Angström) umfaßt Elektroden 27, 29, 31, 33, 35...41, 43, ...51» 53· Das dritte Metallisierungsniveau

809810/1010

27A0U2

(dichteste Annäherung typischerweise etwa 10.000 Angström) umfaßt Verbindungssammelleitungen oder -busse 22, 23, 24 und 29· Typischerweise bestehen das erste und das zweite Metallisierungsniveau aus elektrisch leitendem polykristallinen Silizium (wobei sich die nächst benachbarten Elektroden überlappen, was jedoch für den Zweck einer übersichtlichen Zeichnung nicht gezeigt wird); dagegen besteht das dritte Metallisierungcniveau aus Metall, typischerweise aus Aluminium. Alle Elektroden sind durch eine Isolierschicht, typischerweise Siliziumdioxid, in bekannter Art von der oberen Oberfläche des Halbleiters und voneinander isoliert. Wie durch gestrichelte Linien angedeutet ist, ist die obere Oberfläche des Halbleiters im Bereich zwischen der gestrichelten Linie 81 und den gestrichelten Linien 82, 83, 84 mit dünnem Oxid und ansonsten mit dickem Oxid beschichtet. Somit ist dickes Oxid innerhalb einer jeden der durch die gestrichelten Linien 82, 83 und 84 definierten geschlossenen Zonen vorhanden. Wie bekannt, stellen die Oberflächenpotentiale in diesen Zonen mit dickem Oxid eine Barriere für Ladungsträger dar und verhindern eine Ladungspaketübertragung durch diese Zonen. Demgemäß gibt es vier Zonen mit dünnem Oxid unter der Elektrode 30, die je von ihrem (ihren) Nachbarin) durch eine Zone(n) dicken Oxids getrennt sind; und diese vier Dünnoxidzonen unter der Elektrode 30 dienen als gewichtete Meßmulden (MWA1, MWA2, MWB2, MWB1) für das Vorfilter 200, entsprechend den Meßmulden 11, 12, 13, 14 des

809810/1010

27A01A2

Vorfilters 100 (Fig. 1). Es sei bemerkt, daß gewöhnlich eine diffundierte N+-Zone in allen Dünnoxidzonen vorhanden ist, die nicht_tdurch polykristallines Silizium bedeckt sind, wie zwischen den beiden Elektroden 44(SE+ und SE-), die eine Spaltelektrodenkonfiguration bilden, die aufgrund des Diffusionsschrittes für die ^-diffundierten Zonen 21 und 61 erzeugt worden ist. Dies beeinflußt jedoch die Arbeitsweise nicht wesentlich.

Es sind vier Elektroden 27 vorgesehen; jede weist L-Form auf und wird vom Verbindungsbus 22 durch ein anderes Kontaktfenster im Oxid kontaktiert, wie es je durch ein Kreuzzeichen X in Fig. 3 gezeigt ist. Diese Elektroden werden auf konstantem Potential VDD, typischerweise etwa 12 Volt, gehalten, um die Eingangsdiode von Impulsen von IGX und IGY abzuschirmen. Von Elektroden 28 sind ebenfalls vier vorhanden; jede weist L-Form auf; zwei von ihnen haben Kontakt mit dem Bus 24 und zwei von ihnen mit dem Bus 25, je über unterschiedliche Kontaktfenster im Oxid. Diese Elektroden 28 werden von Spannungsimpulsen gesteuert, die über die Busleitungen 24 und 25 zugeführt werden, um die Ladungspaketübertragung über die darunter liegenden Halbleiterzonen während der Zeitlagen (1, 7) oder, je nachdem_#(3, 5) freizugeben, wobei diese Zeitlagen mit Bezugnahme auf die entsprechenden Zeitlagen für die Schalter (1,7) bzw. (3, 5) in der Vorrichtung 100 der Fig. 1 bestimmt sind.

809810/1010

27A0H2

Um die Arbeitsweise des Vorfilters 200 in Verbindung mit dem CCD 70 in Pig. 3 zu beschreiben, ist es günstig, auf die in Fig. 4 gezeigten angelegten Spannungsfolgen Bezug zu nehmen. Die Folge der Ladungspaketübertragungen längs eines typischen Veges (der in Fig. 3 durch die Pfcillinie CPT angedeutet ist) durch die Vorrichtungen 200 und 70 ist in Fig. 5 gezeigt (betrachtet bei aufeinanderfolgenden Zeiten t_Q , tg, , t., t_? und t,, wie sie in der "Tnkt"-Folge der Fig. 4 angegeben sind). Es folgt eine Tabelle typischer angenäherter angelegter Spannungen (wobei das Substrat 20 als auf 0 Volt befindlich betrachtet wird):

ID = 9 V (^V-Signal)
VDD = 17 V

IGX e <j V passive, 13 Volt aktive Phase SG = 7 V
ME = 11 V

IGZ = 5 V passive, 13 Volt aktive Phase

EA(=EB) = 5 V passive, 17 Volt aktive Phase

DA(=DB) = 5 V passive, 17 Volt aktive Phase

P2 = 5 V passive, 17 Volt aktive Phase

P1 - 5 V passive, 13 Volt aktive Phase

Die obere 13-Volt-Grenze von P1 gegenüber der Grenze 17 Volt von P2 ist gewählt, um eine Rückwärtsubertragung der Signalladung zur diffundierten ("Dioden"-) Zone im Halbleiter unterhalb des Spaltes in der Spaltelektrode zu verhindern. ₈₀9810/101 0

27A0H2

Vorzugsweise Kind die Spannungen c_O eingestellt, daß, wenn der Signalabtastwert von der Eingangssignalleitung ist (für ein Signal mit positiv und negativ gerichteten Amplituden), das von der entsprechenden Meßmulde aufgemessene Ladungspaket etwa die Hälfte der Ladung einer "vollen liimerfüllung" aufweist (d.h., eine Ladung in der Kitte zwischen einem Ladungspaket für festgelegte minimale Signale und dem maximal möglichen Ladungspaket, das ausgemessen werden kann).

Während des Betriebes dienen die Abschirmgatterelektroden (SG) als elektrische Abschirmungen; beispielsweise dient Elektrode 43 dazu, die unterschiedlich angesteuerte Spaltelektrode 44 (SE+, SE-) vor Streufeldern der Spannung P2 an der Elektrode 42 abzuschirmen. Wie Kurve t in Fig. 5 zeigt, steuert zur Zeit t, die Spannung an der Eingangsdioden-(ID-)Zone 81 (Fig. 3) den Ladungspegel unterhalb der Elektroden 22, 24, 29 und JO (VDD, IGX, SG und ME). Diese Eingangsdiodenspannung wird von der Eingangssignalleitung erhalten (z.B. durch geeignete Abtast- und Speichermethoden). Zur Zeit tp werden die Ladungen in der Eingangsdiode aufgrund der Beendigung des Impulses an IGX (Fig. 4) plötzlich einer Potentialbarriere konfrontiert, wodurch die Oberflächenladungen unter der Meßelektrode (ME) und in der kleinen Diodenzone im Spalt von SG von der Eingangsdiode isoliert werden. Anschließend werden diese Ladungen (unter Steuerung einer Spannung ΣA) zur Summier-

809810/1010

2740M2

mulde ZIiA unterhalb der Elektrode 32 übertragen. Die Übertragung zu dieser Sunimiermuldc tritt also zur Zeit tp auf, und zwar aufgrund des Impulses von IGZ an der Elektrode 31 zu dieser Zeit (wie die Operation während einer früheren Übertragung zur Zeit tg_a)· ^ie Ladungsübertragung von der ßumraiormulde X V/A in die erste Stufe des CCD 70 unterhalb der Elektrode J>^lV geschieht, wie es in der Folge der Ereignisse dargestellt ist, die durch Kurve t„ bis Kurve t. in Fig. 5 gezeigt sind, und zwar unter Steuerung durch die Spannung DA an Elektrode 33· Im Anschluß an t-, (und bis t_Q) werden weitere Ladungspakete entsprechend dem der Eingangsdiode (ID) zugeführten Signal gebildet, aufgrund von IGX und IGY in die verschieden gewichteten Meßmulden JIWA1, MWA2, MWB1, MWB2 übertragen und von dort in die durch £A oder £B gesteuerten Summiermulden und schließlich unter Steuerung von DA oder DB in die erste Stufe des CCD 70 übertragen.

Fig. 6 zeigt die vorausgesagten Ergebnisse der Vorfilterung (beruhend auf bekannten theoretischen Betrachtungen) bei Verwendung verschiedener Frequenzen und Arten der Abtastung eines Eingangssipjnals, gefolgt durch eine Integration des Abtastwertes. In Kurve a der Fig. 6 ist die Abtastfrequenz unendlich, d.h., es werden pro Zeiteinheit unendlich viele Abtastwerte gebildet, während das Integrationszeitintervall P. (die Summierungs- oder Mittlungsperiode) genau eine volle Taktperiode T des CCD ist, d.h.,

809810/1010

27A0U2

das Vorfilter mittelt das Eingangssignal genau über eine volle CCD-Taktzyklusperiode T. Die resultierende Frequenzdurchlaßkurve des Vorfilters, d.h., die relative Vorfilter-Durchlaßcharakteristik bezüglich der Frequenz, hot die Form sin(7TfT)AfT. Kurve b in Fig. 6 zeigt die resultierende Durchlaßkurve für den Fall, daß genau zwei einzelne Abtastwerte (zeitlich in gleichem Abstand) pro Taktperiode T gebildet und über dieses T zueinander summiert werden, wobei jeder Abtastwert im Vergleich zu ™ während einer sehr kurzen Zeitlage abgegriffen wird (cT-Funktion). Somit sind für diese Kurve b die Abtastfolgefrequenz S = 2/T und dar, Mittlungsintervall P- = T. Gleichermaßen zeigt Kurve c in Fig. 6 die resultierende Kennlinie für genau vier solcher Abtastwerte pro Taktperiode T, d.h., S « 4-/T, wiederum mit P. = T. Kurven a, b und c zeigen einen schlechten Anti-Aliaseffekt der Vorfilterkennlinien: Spezifisch die "Null" in der Frequenzkennlinie bei f/fnwjrt;=^^{1 =} 1 i^ßt eine "Null erster Ordnung"; daher weicht die Kennlinie in der wichtigen Frequenzumgebung von f = f_T , . linear von null ab, wenn sich f von ^„i,+. weg bewegt. Diese Charakteristik ruft einen entsprechend unerwünschten großen Durchlaßbereich des Vorfilters in der Nachbarschaft von f=f„, , . hervor. Kurve d in Fig. 6 zeigt die Wirkung der Erhöhung der Mittlungsperiode P, die hier bei einer unendlicher Abtastfolgefrequenz (S=oo) auf P= 2T erstreckt ist; während Kurven e und f

809810/1010

2 7 A O 1 A

die Fj-equenzkennlinio bei S = 2/T bzw. fc=4/T zeilen (d.h., ¹V bzw. 8 Abt antworte über jedes Summierintcrvall P= 2T). Bei diesen Kurven d, e und f sind für alle Abtastverte gleiche (iewichtungen verwendet, und alle diese Kurven sind gekennzeichnet durch eine unerwünschte lineare Abweichung der Kennlinie von null für Frequenzen in der Nachbarschaft von f = f,., , , . Die Kurven d, e und f zeigen also, daß die entsprechenden Vorfilter in diesem wichtigen Frequenzbereich alle durch schlechte Anti-Aliaseffekt-Ligenschaften gekennzeichnet sind. Ordnet man jedoch den vier Abtastwerten, die bei einer Folgefrequenz von .S=2/'T über jede Hittlungnpcriode P-2T abgegriffen werden, relative Gewichte 1, 3, 3, 1 (normierte Gewichte = 1/8, 3/8, 3/8, 1/8) zu und integriert man die so gevichteten Abtastwerte zusammen, wird die Frequenzsperrbandkennlinie, und folglich der gewünschte Anti-Aliaseffekt, merklich verbessert (aufgrund einer "KuIl" höherer Ordnung, einer Dreifach-NuIl), wie es Kurve g der Fig. 6 zeigt. Kurve g zeigt also die verbesserten Anti-Aliaseffekt-Ergebnisse für die zuvor beschriebene spezielle Ausführungsform. Kurve h in Fig. zeigt die Kennlinie für den gleichen Fall wie bei Kurve g> mit der Ausnahme, daß zum Erhalt der Kurve h "optimale" Gewichte 0,115, 0,328, 0,328, 0,115 verwendet werden, wobei diese Gewichte mit Hilfe des Kernez-Algorithinus berechnet sind, um die maximal möglichen Fehler im Durchlaßband und im Sperrband minimal zu machen. Beispiele dieses Bemez-Algorithmus findet man in dem Beitrag "A Com-

809810/1010

_ 24 -

puter Progroin for Designing Optimum J/1R Linear Fh π se

l·iltcrs" von J. H. McClel]an und anderen, erschienen in IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, Land AU-21, 1973, Seiten 506-526. Selbst
bei Verwendung dieser optimal gewicht et en Abtastvrcrte
ist es noch wichtig, ein Mittlungsintervall P-2T (oder
größer) anstelle von P=T zu Verwendern. Dies ersieht
man teilweise aus Kurve i, die, trotz Verwendung von vier optimal p^ev.'ichtetun Abtastwerten, durch einen schlechten Anti-Aliaseffekt gekennzeichnet ist, da ein Mittlungcintervall P_-1 = T verwendet wird; und aus Kurve J, bei der ein Mittlun^üintervall P=2T mit acht optimal gedichteter. Abtastwerten verwendet ist und die durch eine gute Anti-Aliaseff ek.t-\.'irkunc gekennzeichnet ist. Die resultierenden maximalen Signalamplitudenfehler über das Sperrband
28 bis 36 kliz und das Durchlaßband 0 bis 4 kHz für die
Kurven g, h, i und j sind 5,3 %, 2,7 %, 12,4 % bzw. 2,3 %. Es ist also offensichtlich, daß die Ausdehnung des MiL.t·- lungsintervalls auf 2T wichtiger ist als die Erhöhung
der Atuastfrequenz auf S=4/T oder die Verwendunpj optimal gewichteter Abtastwerte (0,115, 0,328, 0,328, 0,115) erstelle von nicht optimal gewichteten Abtastwerten (1, 3_? 3, D.

Fig. 7 zeigt ein Vorfilter 700 gemäß einer v/eiteren Ausführungsforra der Erfindung. Im Vorfilter 700 sind für
dieselben Vorfilterkennlinien anstelle der vier Meßmulden

809810/1010

27A0H2

dec Vorfilters 100 (Fig. 1) nur drei Meßmulden 701, 702 und 703 (mit dem flüchenmäßigen Gewicht: 1, 3₅ 1) erforderlich. Wieder sind S - 2/T und P =- 2T. Die resultierende wirtschaftliche Raumausnutzung der Vorrichtung 700 auf dem Halbleiterchip wird ermöglicht, indem die mittlere Meßmulde 702 zeitlich abwechselnd als Lndungspaketquclle für beide Suiamiermulden SVA und 5^WB verwundet wird, und zwar entsprechend der Schalterschließfolgen, wie sie in Fig. 7 durch die Zahl (er.) angegeben sind, die sich neben den jeweiligen Schaltern in Klammern befinden.

iig. 8 zeigt ein Vcrfilter 000 entsprechend einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. Im Vorfilter 800 ist die Abtastfolgei'requenz S = 4/T, d.h., zv/eimal so groß wie die Abtastfolgefrequenz 2/T der Vorfilter 100 (Fig. 1) und 7OO (Fig. 7); und die Mittlungsperiode ist P = 2T, wie bei den Vorrichtungen 100 (Fig. 1) und 700 (Fig. 7). Diese höhere Abtastfolgefrequenz S = 4/T wird ermöglicht durch die Verwendung von sechs Meßmulden in jedem der beiden Zweige. Zweig A enthält Meßmulden 801, 802, 80$, 804-, 805 und 806 (mit dem flächenmäßigen Gewicht: 2,34, 2,34, 1,64, 0,97, 0,15, 0,15); Zweig B enthält Meßmulden 807, 808, 609, 810, 811 und 812 (mit der gleichen Gewichtung). Wie aus Kurve j in Fig. 6 (im Gegensatz zu den Kurven g und h) zu ersehen ist, unterdrückt das Vorfilter 800 auch die Aliaseffekt-Mittenfrequenz f - 2frj, j. , was ein wünschenswertes

809810/1010

2740U2

Merkmal ist, da dies die Anforderungen an irgendein RC-Filter (oder eine andere Art eines zusätzlichen Tiefpassfilters) mildert, das noch erforderlich wäre, um irgendeinen Aliaseffekt zu unterdrücken, der durch Frequenzen in der Nachbarschaft um f = 4fn, _kt herum (und noch höhere Aliaseffekt-Frequenzen: noch höhere ganzzahlige Vielfache von 4f„, , . ) verursacht wird. Im Gegensatz dazu müßte der Alianeffekt, dessen Zentrum bei f - 2 ^'i>_akt ^^un(^ ganz'/ahligen Vielfachen von 2 frji_akt) liegt, durch ein etviar» kostspieligeres zusätzliches RC-Filter (oder ein anderen zusätzliches Tiefpassfilter) für den Fall unterdrückt werden, daß unerwünschte Signale in der Nachbarschaft von 2 fm«^+- (und ganzzahlige Vielfache davon) auf der Eingangnsignalleitung vorhanden sind. Für den Fall fm ^t ⁼ 52 kHz wird der Aliaseffekt im Frequenzbereich von 60 bir» 68 kHz also durch die Vorrichtung 800 unterdrückt, so daß das zusätzliche RC-Filter nur Frequenzen oberhalb 124 kHz (=-- 128 kHz -4kHz) zu unterdrücken braucht.

Fig. 9 zeigt eine weitere spezielle Ausführungsform der Erfindung. Hierin ist ein Vorfilter 900 durch eine Abtastfrequenz von S = 2/T und eine Periode P = 2T gekennzeichnet, das den zuvor beschriebenen Vorfiltern 100 und 700 ähnlich ist, mit der Ausnahme, daß eine weitere Raumcinsparung dadurch erreicht ist, daß lediglich zwei Meßmulden 901 und 902 (mit den flächenmäßigen Gewicht 1, 3) verwendet werden, welche die Eummiermulden SWA und

809810/10 10

^Lw¹B abwechselnd speisen. Jedoch sind für diese Vorfiltervorrichtung 900 Kreuz-Schaltervcrbindungen crfordci·- lich, so daß diese Yorfiltcrart sich mehr für eine Verwendung in Verbindung mit diskreten elektrischen Kapazitotsspeicherelementen mit geeignet getakteten Schaltern eignet als in Verbindung mit Vorrichtungen, die Halblciterladungspakete benutzen.

Im Rahmen der Erfindung sind zahlreiche Abänderungen möglich. Beispieisweise können mehr als zvei parallele Zweige anstelle der beschriebenen Zweige A und B in Verbindung mit einer geeigneten zeitlichen Vielfachverr.chochtelurig des Ausgangs d<jr vielen Zv:eige in das CCD hinein verwendet werden, überdies können anstatt des liier gezeigten HaIbleitervorfil tors in Verbindung mit einem CGD-Tr.Mif-versalfilter andere Arten von Ladungsübejtrogungsvorrichtungsfiltei'n und Ver/.ögerungsleitungi.-n wie auch andere allgemeinere Arten von Verzögerungsleitungen verwendet werden, die abgetastete Datenwerte als Eingangsgrößen für die Verzögerungsleitung verwenden. Beispielsweise kann anstelle der Umsetzung von Signalabtastwerten in Ladxmgspakete in den Halbleiter-Vorfiltern 100, 700 und 800 gemäß obiger Beschreibung eine Vorrichtung mit einer Vielzahl von Kondensatorspeicherelementen in Verbindung mit entsprechenden Modifikationen der relativen Großen der Kondensatoren verwendet werden, d.h., die Kondensatoren sind proportional zu den zuvor beschriebenen Gewichtungs-

809810/10 10

2740K2

faktoren.

Air; Alternative zur Verwendung unterschiedlicher Flächen für unterschiedliche Meßnmlden zum Zweck des Erhalts vorgeschriebener Gewichtungsfaktoren können auch andere geometrische Parameter der Meßraulden unterschiedlich gemacht werden, wie der Abstand der Heßelektrode von der Halbleiter-Oberfläche.

Die Verwendung zweier paralleler Zweige A und B (zweier Summiermulden) anstelle nur eines Zweiges (einer Summiermulde) in einem einzigen Zweig im Fall von P=2T ermöglicht die Ausnutzung der vollen Datenverarbeitungskapazität des CCD; die Anti-Aliaseffekt-Wirkung kann jedoch noch mit lediglich einem Zweig erreicht werden, jedoch unter Yerzicht auf die Datenverarbeitungsgeschwindigkeit dee CCD, und folglich unter einem gewissen Verzicht hinsichtlich der gewünschten CCD-Tiefpassfilter-Eigenschaften. Somit ist die Verwendung von mehr als einem Zweig wünschenswert.

809810/1010

L e e r s e i t

Claims

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER ZWIRNER · HIRSCH . BREHM

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Patentconsull Radecfcestraße 43 8000 München 60 Telefon (089) 885603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Patentconsult Patenlconsult Sonnenbeiger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121) 562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Patentconsult

Western Electric Company Incorporated Sequin,

Broadway, New York, New York 10007

U.S.A.

Patentansprüche:

\1.) Halbleiter-Signalfilteranordnung zur Lieferung von Ladungspaketen, die ein analoges Eingangssignal darstellen und das Eingangssignal beispielsweise für eine Datenverarbeitungsvorrichtung liefern, gekennzeichnet durch

ein Halbleitersubstrat (z.B. 20 in Fig. 3) mit ersten und zweiten Halbleiteroberflächen-Potentialmeßmulden (z.B. 11, 12 in Fig. 1), die periodisch Ladungspakete ausmessen, deren Größe proportional zu vom Eingangssignal abgegriffenen Abtastwerten und proportional zu vorgewählten Faktoren, die einer jeden Mulde zugeordnet sind, ist, und mit einer Summiermulde (z.B. 15) zum Sammeln der durch beide Meßmulden ausgemessenen

809810/1010

München: R. Krämer Dipl.-Ing. . W. Weser Dipl.-Phys. Or. rer. nat. · P. Hirsch DipLIng. . H. P. Brehm Dipl.-Chem. Or. phil. rut. Wiesbaden: P.G. Bl;imbad1 Dipl.-Ing. , P. Bergen Dipl.-Ing. Dr. jur. . G. Zwimar Dipl.-Ing. Dipl.-W-Ing.

ORIGINAL INSPECTED

2740U2

Ladung, wobei die Summiermulde periodisch Ladungspakete liefert, die proportional sind zu einem Mittelwert der Abtastwerte des Eingangssignals, die während einer jeden Periode abgegriffen und den vorgewählten Faktoren entsprechend gewichtet worden sind.
2. Anordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,

daß das Auemessen von Ladungspaketen durch die erste Meßmulde aufgrund von Abtastwerten des Eingangssignals geschieht, die zu Zeiten abgegriffen worden sind, welche von Abgriffzeiten jener Abtastwerte des Eingangssignals, auf welche die zweite Meßmulde reagiert, verschieden sind.
3. Anordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,

daß der der ersten Meßmulde zugeordnete vorgewählte Faktor von dem der zweiten Meßmulde zugeordneten vorgewählten Faktor verschieden ist.
4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3> gekennzeichnet durch

dritte und vierte Meßmulden zum Messen von Ladungspaketen und Öoergeben dieser Ladungspakete an eine zweite Summiermulde entsprechend Abtastwerten, die vom Eingangssignal in der gleichen Arbeitsweise wie

809810/1010

27A0U2

bei der ernten und der zweiten Meßmulde abgegriffen worden sind, und mit der gleichen Weise der Übergabe wie bei der ersten Suumiiermulde, wobei die beiden Summierraulden Ladungspakcte je während Zeitperiodon sammeln, die sich überlappen, und sich m:.t der Abgabe ihrer Ladungspakete abwechseln.

809810/1010