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Rauscharmer Transistoroszillator hoher Frequenz
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Die Erfindung bezieht sich auf einen rauscharmen Transistoroszillator
hoher Frequenz mit einem seine Schwingungsfrequenz bestimmenden piezoelektrischen
Kristall, insbesondere ein Quarzkristall.
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Oszillatoren dieser Art sind beispielsweise durch die Literaturstellen
R.F. Shea Transistortechnik, Berliner Union - Suttgart, 1960, S. 222 bis 226 und
Zeitschrift Frequenz 24 (1970) 12, S. 357 bis 363 bekannt. Ihr Einsatz in modernen
Systemen der Nachrichtenübertragungstechnik stellt im allgemeinen hohe Anforderungen
an ihre Frequenzstabilität und zwar sowohl an die Langzeitstabilität als auch an
die Kurzzeitstabilität. Die Kurzzeitstabilität wird am besten durch das Einseitenband-Phasenrauschen
charakterisiert, weil das Frequenzspektrum des Ausgangssignals im allgemeinen von
wesentlich größerem Interesse ist als Frequenzwerte, die über ein bestimmtes Zeitintervall
gemittelt sind. Hohe Langzeitstabilität erfordert einen relativ geringen Schwingquarzstrom,
d.h. das Nutzsignal wird relativ klein, so daß das Rauschen der Schwingstufe selbst
und der nachgeschalteten Trennstufe stärker eingeht. Kurzzeitstabilität verlangt
dagegen ein relativ großes Nutzsignal, was praktisch auf einen relativ hohen Schwingquarzstrom
hinausläuft.
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Bei der Bemessung eines Quarzoszillators muß also ein Kompromiß zwischen
Langzeit- und Kurzzeitstabilität geschlossen werden.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde für einen Transistoroszillator
der einleitend beschriebenen Art eine weitere Lösung anzugeben, die sich bei gegebenem
Schwingkreisstrom durch minimales Einseitenband-Phasenrauschen auszeichnet, also
bei gegebener Langzeitstabilität die Kurzzeitstabilität optimiert.
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Ausgehend von einem rauscharmen Transistoroszillator hoher Frequenz
mit einem dessen Schwingungsfrequenz bestimmenden piezoelektrischen Kristall, insbesondere
ein Quarzkristall, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die
Basis-Emitterstrecke des Schwingtransistors durch entsprechend bemessene Reaktanzen
seiner äußeren Beschaltung für die im Tonfrequenzbereich vorhandenen spezifischen
Rauschanteile der Schwingstufe kurzgeschlossen ist.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß das Einseitenband-Phasenrauschen
eines Quarzoszillators hauptsächlich von der Schwingstufe selbst herrührt, d.h.
die Ausgangsspannung der Schwingstufe wird bereits durch innere Rauschquellen phasenmoduliert.
Wie umfangreiche der Erfindung zugrunde liegende Untersuchungen ergeben haben, läßt
sich dieses Rauschen, wie noch an einer Analyse dieser Rauschquellen gezeigt werden
wird, dadurch auf ein Minimum reduzieren, daß die Basis-Emitterstrecke des Schwingtransistors
für die im Tonfrequenzgebiet liegenden Rauschspannungen kurzgeschlossen wird.
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Bei einer ersten Ausführungsform eines rauscharmen Transistoroszillators
mit einem Schwingtransistor in Quasi-Kollektorschaltung, bei dem der Verbindungsweg
zwischen dem Emitteranschluß und Bezugspotential widerstandsbehaftet ist, bei dem
ferner zwischen Kollektoranschluß und Bezugspotential ein kapazitiv überbrückter
Widerstands-Spännungsteiler vorgesehen ist, mit dessen
Abgriff der
Basisanschluß in Verbindung steht und bei dem zwischen Basisanschluß und Bezugspotential
der piezoelektrische Kristall und ein kapazitiver Spannungsteiler, dessen Abgriff
mit dem Emitteranschluß verbunden ist, vorgesehen sind, wird in Anwendung der erfindungsgemäßen
Maßnahmen parallel zum piezoelektrischen Kristall und zum kapazitiven Spannungsteiler
ein tonfrequenter Kurzschluß in Form einer Reihenschaltung einer HF-Drossel mit
einem Blockkondensator vorgesehen, wobei der widerstandsbehaftete Teil des Verbindungsweges
zwischen Emitteranschluß und Bezugspotential durch einen hierzu parallelliegenden
Kondensator bereits im Tonfrequenzbereich überbrückt ist.
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Anstelle der Reihenschaltung der HF-Drossel mit einem Blockkondensator
parallel zum piezoelektrischen Kristall und kapazitiven Spannungsteiler kann in
vorteilhafter Weise der Basis-Anschluß des Schwingtransistors über eine HF-Drossel
an den Abgriff des Widerstandsspannungsteilers angeschaltet sein und zugleich dieser
Abgriff über einen Blockkondensator tonfrequenzmäßig gegen Bezugspotential gelegt
sein.
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Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform eines Transistoroszillators
mit einem Schwingtransistor in Quasi-Basisschaltung, bei dem der Verbindungsweg
zwischen Emitteranschluß und Bezugspotential widerstandsbehaftet ist, bei dem ferner
der Kollektoranschluß mit der Betriebsgleichspannung über eine HF-Drossel und mit
Bezugspotential über einen kapazitiven Spannungsteiler in Verbindung steht, dem
der piezoelektrische Kristall parallelgeschaltet ist und dessen Abgriff mit dem
Emitteranschluß verbunden ist, bei dem außerdem der Basisanschluß an den Abgriff
eines zwischen der Betriebsgleichspannung und dem Bezugspotential angeordneten kapazitiv
überbrückten Spannungsteiler angeschaltet ist und bei dem der Abgriff über einen
Blockkondensator gegen Bezugspotential liegt, besteht die erfiniungsgemäße Maßnahme
darin, daß der Blockkondensator einen für einen tonfrequenten Kurzschluß ausreichend
großen Wert hat und daß der wider-
standsbehaftete Teil des Verbindungsweges
zwischen Emitteranschluß und Bezugspotential durch einen hierzu parallelliegenden
Kondensator bereits im Tonfrequenzbereich überbrückt ist.
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Besonders günstig gestalten sich die Verhältnisse bei den angegebenen
bevorzugten Ausführungsformen dann, wenn der Emitteranschluß des Schwingtransistors
gegen Bezugspotential den Oszillatorausgang bildet und hierzu der Emitteranschluß
über die Reihenschaltung einer HF-Drossel mit der Parallelschaltung aus einem Widerstand
und einem Kondensator mit Bezugspotential verbunden ist. Auf diese Weise wird nämlich
erreicht, daß der zusammen mit dem Schwingkristall den Oszillator-Schwingkreis darstellende
kapazitive Spannungsteiler hinsichtlich seiner Bemessung von der Kurzschlußbedingung
nicht beeinflußt zu werden braucht und darüber hinaus an dem so gebildeten Oszillatorausgang
die erzeugte Schwingung unverzerrt ansteht.
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Anhand von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt
sind, soll die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden. In der Zeichnung
bedeuten Fig. 1 das Schaltbild eines Transistor-Quarzoszillators bekannter Bauart,
Fig. 2 bis 5 verschiedene Ersatzschaltbilder der Schaltung nach Fig.1, Fig. 6 ein
erstes Ausführungsbeispiel für einen rauscharmen Transistor-Quarzoszillator nach
der Erfindung, Fig. 7 eine Variante der Schaltung nach Fig. 6, Fig. 8 ein weiteres
Ausführungsbeispiel für einen rauscharmen Transistor-Quarzoszillator nach der Erfindung.
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Die bekannte Oszillatorschaltung nach Fig. 1 stellt eine Obertonschwingstufe
in der sehr temperaturstabilen Dreipunktschaltung und zwar in einer Quasi-Kollektorschaltung
dar. Der Kollektoranschluß des Schwingtransistors Tr ist unmittelbar mit der positiven
Betriebsgleichspannung Ub verbunden, der gegen Bezugspotential der Spannungsteiler
aus den Widerständen R1 und R2 parallelliegt. Frequenzmäßig ist der Spannungsteiler
durch den Kondensator Co überbrückt. An den Abgriff des Spannungsteilers ist der
Basisanschluß des Schwingtransistors Tr angeschaltet, dessen Emitteranschluß über
die Reihenschaltung aus der Induktivität L2 mit der Parallelschaltung aus dem Widerstand
R3 und dem Kondensator C2 liegt. Der Emitteranschluß gegen Bezugspotential stellt
den Ausgang a des Oszillators dar.
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Zwischen Basisanschluß und Bezugspotential ist ferner der Schwingquarz
K und der kapazitive Spannungsteiler aus den Kondensatoren'C11 und C12 angeschaltet.
Der Abgriff des kapazitiven Spannungsteilers ist mit dem Emitteranschluß verbunden.
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Zur Analyse der Rauschquellen bei einem Transistoroszillator nach
Fig. 1 ist in Fig. 2 zunächst das hochfrequente Ersatzschaltbild des Oszillators
angegeben, bei dem die Widerstände R1 und R2 des Spannungsteilers in Parallelschaltung
als Widerstand R3 wirksam sind und die Induktivität L2 unmittelbar gegen Bezugspotential
geschaltet ist. Analog zu Fig. 2 zeigt Fig. 3 das niederfrequente Ersatzschaltbild
des Transistoroszillators nach Fig. 1, das lediglich den Transistor mit dem Widerstand
RB im Eingangskreis aufweist.
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Für die Analyse der Rauschquellen, die die Schwingstufe phasenmodulieren,
interessiert im folgenden nur das niederfrequente Ersatzschaltbild nach Fig. 3.
Weit unterhalb der beispielsweise im MHz-Gebiet liegenden Resonanzfrequenz des aus
dem Schwingquarz K und dem kapazitiven Spannungsteiler gebildeten Parallelresonanzkreises
werden die von den Widerständen und dem Transistor erzeugten niederfrequenten Rauschspannungen
kaum noch durch
die Kondensatoren C11 und C12 verringert, so daß
diese in erster Näherung vernachläßigt werden können, wie das auch im Ersatzschaltbild
nach Fig. 3 zum Ausdruck kommt.
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Aus Fig. 3 ist das Rausch-Ersatzschaltbild nach Fig. 4 abgeleitet.
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In diesem ist die dem rauschfreien Widerstand RB zugeordnete Leerlauf-Rauschspannungsquelle
mit EB bezeichnet. Das Transistor-Rauschmodell besteht aus dem rauschfrei gedachten
Transistor mit einer Rauschspannungsquelle En in Reihe zur Basis und einer Rauschstromquelle
In zwischen Basis und Emitter. Der im Rausch-Ersatzschaltbild nach Fig. 4 angegebene
Widerstand rBE ist der differentielle Eingangswiderstand des Transistors.
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Das der Fig. 4 äquivalente Rauschersatzschaltbild nach Fig. 5 ermöglicht
die Untersuchung darüber, welche der Rauschquellen in der Schaltung nach Fig. 1
dominiert. Das äquivalente Rausch-Ersatzschaltbild nach Fig. 5 weist anstelle der
Rauschspannungsquelle En und der Rauscheinströmung In die äquivalente Rauschspannungsquelle
ET auf.
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Bei der Überlagerung nicht korrelierter Rauschspannungen ist der quadratische
Mittelwert zu bilden. Die von den Transistor-Rauschquellen am Widerstand rBE erzeugte
Rauschspannung UT ergibt sich dabei zu
Die von der Rauschspannung EB des Widerstandes RB am differentiellen Eingangswiderstand
des Transistors rBE erzeugte Rauschspannung UB ist analog
Aus dem Leistungsverhältnis
Werden in Gleichung (3) die Werte für UT2 und UB2 nach den Gleichungen (1) und (2)
eingesetzt, so ergibt sich für die am Eingang des Transistors wirksame äquivalente
Leerlauf-Rauschspannung
und nach Umformung ET2 = En2 + In2 . RB2 (5) Bei Emitterströmen um 1 mA und einer
Meßfrequenz um 10 kHz liegen die Rauschwerte üblicher Siliziumtransistoren bei
Für den extern angeschalteten Widerstand RB kann in erster Näherung das thermische
Rauschen mit EB2 = 4 kTRB/Hz (7) 3 = kTR3/Hz angesetzt werden, was z.B. bei Verwendung
von Metallschichtwiderständen als gute Näherung zu betrachten ist.
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Die resultierende, auf den Transistor-Eingang wirkende Gesamt-Leerlauf-Rauschspannung
beträgt demnach
Eine numerische Auswertung der Gleichung (8) zeigt, daß bei kleinen Werten von RB
praktisch allein die Rauschspannung En wirksam ist. Bei großen Werten von R3 wird
dagegen die Gesamt-Leerlauf-Rauschspannung EGes durch das Produkt In ~ RB bestimmt.
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Der Widerstand RB kann nicht beliebig verkleinert werden, weil er
hochfrequenzmäßig parallel zum Schwingkreis aus dem Schwingquarz K und dem kapazitiven
Spannungsteiler liegt und diesen nicht beliebig stark bedämpfen darf.
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In der Oszillatorschaltung nach Fig. 6 wird durch hochfrequenzmäßige
Entkopplung des Widerstandsspannungsteilers aus den Widerständen R1 und R2 vom Schwingkreis
gemäß der Erfindung die Möglichkeit gegeben, den Widerstand R3 tonfrequenzmäßig
zu überbrücken, ohne hierdurch zugleich den Schwingkreis hochfrequenzmäßig zu belasten.
Die Maßnahmen sehen vor, den Basisanschluß des Schwingtransistors Tr über die Hochfrequenzdrossel
L1 mit dem Abgriff des Spannungsteilers zu verbinden und dem Widerstand R2 den Blockkondensator
C1 parallelzuschalten. Gleichzeitig muß dafür gesorgt werden, daß auch der Kondensator
C2 im Emitterzweig den Widerstand R3 im tonfrequenten Bereich überbrückt. Mit anderen
Worten wird durch einen tonfrequenten Kurzschluß der Basis-Emitterstrecke des Schwingtransistors
Tr erreicht, daß der Widerstand R3 und damit die Leerlauf-Rauschspannungsquelle
EB, sowie der Anteil In ~ RB, in den Rauschersatzschaltbildern nach den Fig. 4 und
5 verschwinden und damit nur noch die relativ geringe Rauschspannung En des Transistors
die Schwingstufe phasenmodulieren kann.
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Die in Fig. 7 gezeigte Variante der Schaltung nach Fig 6 weist parallel
zum Schwingkreis und parallel zum Widerstand R2 des Widerstandsspannungsteilers
die Reihenschaltung aus der Hochfrequenzdrossel L1 und dem Blockkondensator C1 auf.
Auf diese Weise wird in gleicher Weise wie bei der Schaltung nach Fig. 6 die hochfrequenzmäßige
Entkopplung des Schwingkreises vom Widerstandsspannungsteiler herbeigeführt und
der tonfrequente Kurzschluß der Emitter-Basisstrecke des Schwingtransistors ermöglicht.
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Bei der in Fig. 8 dargestellten an sich bekannten Transistor-Oszillatorschaltung
ist der Schwingtransistor Tr in einer Quasi-BasmBchaltung betrieben. Der Kollektoranschluß
ist hier über die Induktivität L3 mit der positiven Betriebsgleichspannung Ub verbunden.
Der Widerstand R2 des Widerstandsspannungsteilers und damit der Basisanschluß des
Schwingtransistors liegt hochfrequenzmäßig über den Kondensator Ci auf Bezugspotential.
Der Parallelschwingkreis aus dem Schwingquarz X und dem kapazitiven Spannungsteiler
mit den Kondensatoren C11 und C12 ist nunmehr vom Kollektoranschluß gegen Bezugspotential
geschaltet. Am Oszillatorausgang a hat sich dabei nichts geändert. Bei dieser bekannten
Schaltung bedarf es für den tonfrequenten Kurzschluß der Basis-Emitterstrecke des
Schwingtransistors keiner zusätzlichen Reaktanzen.
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Es ist hier lediglich erforderlich, den Kondensator C1 und den im
Emitterzweig dem Widerstand R3 parallelgeschalteten Kondensator C2 in ihrem Wert
so groß zu bemessen, daß der gewünschte tonfrequente Kurzschluß realisiert wird.
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Wie Bemessungen an Versuchsmustern von Transistor-Quarzoszillatoren
bei 50 MHz ergeben haben, läßt sich das Einseitenband-Phasenrauschen,bezogen auf
den Trägerpegel durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen auf -160 dB/Hz bringen.
Das sind nur noch 14 dB Abstand zum theoretisch minimal möglichen Wert von -174
dB/Hz, der der Rauschleistung eines Widerstandes von 1kT°/Hz entspricht.
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5 Patentansprüche 8 Figuren
L e e r s e i ei t e