DE2739057C2 - Rauscharmer Transistoroszillator hoher Frequenz - Google Patents
Rauscharmer Transistoroszillator hoher FrequenzInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen rauscharmen Transistoroszillator hoher Frequenz mit einem Schwingtransistor,
bei dem im Verbindungsweg zwischen Emitteranschluß und Bezugspotential ein Widerstand
angeordnet ist.
Bei solchen Transistoroszillatoren kann der Schwingtransistor in wenigstens zwei Grundschaltungen eingesetzt werden.
Bei solchen Transistoroszillatoren kann der Schwingtransistor in wenigstens zwei Grundschaltungen eingesetzt werden.
Bei der einen Grundschaltung ist zwischen seinem Kollektoranschluß und Bezugspotential ein kapazitiv überbrückter
Widerstandsspannungsteiler vorgesehen, mit dessen Abgriff der Basisanschluß in Verbindung steht.
Ferner sind zwischen dem Basisanschluß und Bezugspotential der piezoelektrische Kristall und ein kapazitiver
Spannungsteiler, dessen Abgriff mit dem Emitteranschluß verbunden ist, vorgesehen.
Bei der anderen Grundschaltung des Schwingtransistors steht der Kollektoranschluß mit der Betriebsgleichspannung
über eine HF-Drossel und mit Bezugspotential über einen kapazitiven Spannungsteiler in Verbindung.
Dem kapazitiven Spannungsteiler, dessen Abgriff mit dem Emitteranschluß verbunden ist, ist der piezoelektrische
Kristall parallel geschaltet. Außerdem ist der Basisanschluß an den Abgriff eines zwischen der
Betriebsgleichspannung und dem Bezugspotential angeordneten kapazitiv überbrückten Spannungsteiler angeschaltet,
dessen Abgriff über einen Blockkondensator gegen Bezugspotential liegt.
Oszillatoren dieser Art sind beispielsweise durch die Literaturstellen R, F. Shea »Transistortechnik«, Berliner
Union-Stuttgart, 1960, Seiten 222 bis 226 und Zeitschrift »Frequenz« 24 (1970) 12, Seiten 357 bis 363 bekannt.
Ihr Einsatz in modernen Systemen der Nachrichtenübertragungstechnik stellt im allgemeinen hohe Anforderungen
an ihre Frequenzstabilität und zwar sowohl an die Langzeitstabilität als auch an die Kurzzeitstabilität.
Die Kurzzeitstabilität wird am besten durch das Einseitenband-Phasenrauschen charakterisiert, weil das
Frequenzspektrum des Ausgangssignals im allgemeinen von wesentlich größerem Interesse ist als Frequenzwerte, die über ein bestimmtes Zeitintervall gemittelt sind. Hohe Langzeitstabilität erfordert einen relativ
geringen Schwingquarzstrom, d. h. das Nutzsignai wird relativ klein, so daß das Rauschen der Schwingstufe
selbst und der nachgeschalteten Trennstufe stärker eingeht. Kurzzeitstabilität verlangt dagegen ein relativ
großes Nutzsignal, was praktisch auf einen relativ hohen Schwingquarzstrom hinausläuft.
Bei der Bemessung eines Quarzoszillators muß also ein Kompromiß zwischen Langzeit- und Kurzzeitstabilität
geschlossen werden.
Durch die DE-OS 24 39 531 ist bereits ein rauscharmer HF-Signalgenerator bekannt, der wahlweise auf einen
von mehreren Frequenzbereichen umschaltbar ist. Abgesehen davon, daß diese bekannte Oszillatorschaltung;
einen Saugkreis für die Unterdrückung der dritten Oberwelle aufweist, sind hier spezielle Maßnahmen getroffen, um das niederfrequente Rauschen des Oszillators herabzusetzen. Diese Maßnahmen bestehen in einem
Niederfrequenzrückkopplungskreis. Ein solcher weiterer Rückkopplungskreis stellt eine zusätzliche Gefahr füir
eine unerwünschte Selbsterregung der Oszillatorschwingung bei hohen Frequenzen dar.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Transistoroszillator der einleitend beschriebenen Art
eine weitere Lösung anzugeben, die auf einen niederfrequenten Rückkopplungskreis verzichtet isnd sich bei
gegebenem Schwingkreisstrom durch minimales Einseitenband-Phasenrauschen auszeichnet, also bei gegebener
Langzeitstabilität die Kurzzeitstabilität optimiert.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung für die beiden eingangs erwähnten Grundschaltungen des Schwingtransistors
gelöst.
Die erfindungsgemäße Lösung für die eine Grundschaltung besteht darin, daß parallel zum piezoelektrischen
Kristall und zum kapazitiven Spannungsteiler ein tonfrequenter Kurzschluß in Form einer Reihenschaltung
einer HF-Drcssel mit einem Blockkondensator vorgesehen ist und daß der Widerstand im Verbindungsweg
2wischen Emitteranschluß und Bezugspotential durch einen hierzu parallel liegenden Kondensator bereits im
Tonfrequenzbereich überbrückt ist.
Zweckmäßig ist es in diesem Zusammenhang, daß der Abgriff des Widerstandsspannungsteilers an den
gemeinsamen Verbindungspunkt der Reihenschaltung aus der HF-Drossel mit dem Blockkondensator angeschaltet
ist
Die erfindungsgemäße Lösung für die andere Grundschaltung besteht darin, daß der Blockkondensator einen
für einen tonfrequenten Kurzschluß ausreichend großen Wert hat und daß der Widerstand im Verbindungsweg
zwischen Emitteranschluß und Bezugspotential durch einen hierzu parallel liegenden Kondensator bereits im
Tonfrequenzbereich überbrückt ist.
Zweckmäßig bildet bei dieser anderen Grundschaltung der Emitteranschluß des Schwingtransistors gegen
Bezugspotential den Oszillatorausgang. Hierzu ist der Emitteranschluß über die Reihenschaltung einer
HF-Drossei mit der Parallelschaltung aus dem Widerstand und dem Kondensator mit Bezugspotential verbunden.
Anhand von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt sind, soll die Erfindung im folgenden
noch näher erläutert werden. In der Zeichnung bedeuten
F i g. 1 das Schaltbild eines Transistor-Quarzoszillators bekannter Bauart,
Fig. 2 bis 5 verschiedene Ersatzschaltbilder der Schaltung nach Fig. 1,
F i g. 6 ein erstes Ausführungsbeispiel für einen rauscharmen Transistor-Quarzoszillator nach der Erfindung,
Fig. 7 eine Variante der Schaltung nach Fig. 6,
Fig. 8 ein weiteres Ausführungsbeispiel für einen rauscharmen Transistor-Quarzoszillator nach der Erfindung.
Die bekannte Oszillatorschaltung nach F i g. 1 stellt eine Obertonschwingstufe in der sehr temperaturstabilen
Dreipunktschaltung und zwar in einer Quasi-Kollektorschaltung dar. Der Kollektoranschluß des Schwingtransistors
Tr ist unmittelbar mit der positiven Betriebsgleichspannung Ub verbunden, der gegen Bezugspotential
der Spannungsteiler aus den Widerständen Rl und /Q parallel liegt. Frequenzmäßig ist der Spannungsteiler
durch den Kondensator CO überbrückt. An den Abgriff des Spannungsteilers ist der Basisanschluß des Schwingtransistors
Tr angeschaltet, dessen Emitteranschluß über die Reihenschaltung aus der Induktivität 12 mit der
Parallelschaltung aus dem Widerstand R3 und dem Kondensator Cl liegt. Der Emitteranschluß gegen Bezugspotential stellt den Ausgang α des Oszillators dar. Zwischen Basisanschluß und Bezugspotential ist ferner der
Schwingquarz .Af und der kapazitive Spannungsteiler aus den Kondensatoren CIl und C12 angeschaltet. Der
Abgriff des kapazitiven Spannungsteilers ist mit dem Emitteranschluß verbunden.
Zur Analyse der Rauschquellen bei einem Transistoroszillator nach Fig. 1 ist in Fig. 2 zunächst das hochfrequente
Ersatzschaltbild des Oszillators angegeben, bei dem die Widerstände Al und KL des Spannungsteilers
in Parallelschaltung als Widerstand Rb wirksam sind und die Induktivität L? unmittelbar gegen Bezugspotential
geschaltet ist. Analog zu F i g. 2 zeigt F i g. 3 das niederfrequente Ersatzschaltbild des Transistoroszillators nach
Fig. 1, das lediglich den Transistor mit dem Widerstand RB im Eingangskreis aufweist.
Für die Analyse der Rauschquellen, die die Schwingstoffe phasenmodulieren, interessiert im folgenden nur
das niederfrequente Ersatzschaltbild nach F13. 3. Weit unterhalb der beispielsweise im MHz-Gebiet liegenden
Resonanzfrequenz des aus dem Schwingquarz K und dem kapazitiven Spannungsteiler gebildeten Parallelresonanzkreises
werden die von den Widerständen und dem Transistor erzeugten niederfrequenten Rauschspannungen
kaum noch durch die Kondensatoren Cl 1 und C12 verringert, so daß diese in erster Näherung vernachlässigt
werden können, wie das auch im Ersatzschaltbild nach F i g. 3 zum Ausdruck kommt.
Aus F i g. 3 ist das Rausch-Ersatzschaltbild liach F i g. 4 abgeleitet. In diesem ist die dem rauschfreien Widerstand
A8 zugeordnete Leerlauf-Rauschspannangsquelle mit EB bezeichnet. Das Transistor-Rauschmodell
besteht aus dem rauschfrei gedachten Transistor mit einer Rauschspannungsquelle En in Reihe zur Basis und
einer Rauschstromquelle /„ zwischen Basis und Emitter. Der im Rausch-Ersatzschaltbild nach F i g. 4 angegebene
Widerstand γβε ist der differentielle Eingangswiderstand des Transistors.
Das der F i g. 4 äquivalente Rauschersatzschaitbild nach F i g. 5 ermöglicht die Untersuchung darüber, welche
der Rauschquellen in der Schaltung nach Fig. 1 dominiert. Das äquivalente Rausch-Ersatzschaltbild nach
Fig. 5 weist anstelle der Rauschspannungsquelle E„ und der Rauscheinströmung /„ die äquivalente Rauschspannungsquelle
£rauf.
Bei der Überlagerung nicht korrelierter Rauschspannungen ist der quadratische Mittelwert zu bilden. Die von
den Transistor-Rauschquellen am Widerstand γβε erzeugte Rauschspannung Ut ergibt sich dabei zu
UT En (] In (D
I Rb + γβε/ \RB + rBEJ
Die von der Rauschspannung Eb des Widerstandes Rb am differentiellen Eingangswiderstand des Transistors
γβε erzeugte Rauschspannung Ub ist analog
Aus dsm Leistungsverhältnis
Werden in Gleichung (3) die Werte fur U7 2 und UB 2 nach den Gleichungen (1) und (2) eingesetzt, so ergibt sich
für die am Eingang des Transistors wirksame äquivalente Leerlauf-Rauschspannung
Et2 =
Γβ + γβε Γβε
und nach Umformung ■p-J = κ * +
En 2
Rb2
γβε
Rb +
γβε · Rb
Rb + Γβε
Rb + Γβε
Bei Emitterströmen um 1 m A und einer Meßfrequenz um 10 kHz liegen die Rauschwerte üblicher Siliziumtransistoren
bei
En « 2 nV/VHz und In « 2 pA/VHz
Für den extern angeschalteten Widerstand RB kann in erster Näherung das thermische Rauschen mit
Eb2 = 4 kTRß/Hz (7)
angesetzt werden, was z. B. bei Verwendung von Metallschichtwiderständen als gute Näherung zu betrachten
ist·
Die resultierende, auf den Transistor-Eingang wirkende Gesamt-Leerlauf-Rauschspannung beträgt demnach
Die resultierende, auf den Transistor-Eingang wirkende Gesamt-Leerlauf-Rauschspannung beträgt demnach
= t/4 kTRB + En 2 +
R„2
Eine numerische Auswertung der Gleichung (8) zeigt, daß bei kleinen Werten von RB praktisch allein die
Rauschspannung En wirksam ist. Bei großen Werten von RB wird dagegen die Gesamt-Leerlauf-Rauschspannung
£c«durch das Produkt In- RB bestimmt. Der Widerstand RB kann nicht beliebig verkleinert werden, weil er hochfrequenzmäßig
parallel zum Schwingkreis aus dem Schwingquarz Kund dem kapazitiven Spannungsteiler liegt
und diesen nicht beliebig stark bedampfen darf.
In der Oszillatorschaltung nach Fig. 6 wird durch hochfrequenzmäßige Entkopplung des Widerstandsspannungsteilers
aus den Widerständen Al und KL vom Schwingkreis gemäß der Erfindung die Möglichkeit gegeben,
den Widerstand RB tonfrequenzmäßig zu überbrücken, ohne hierdurch zugleich den Schwingkreis hochfrequenzrnäßig
zu beiasten. Die Maßnahmen sehen vor, den Basisanschiuß des Schwing'iransisiörs Tr über die
Hochfrequenzdrossel Il mit dem Abgriff des Spannungsteilers zu verbinden und dem Widerstand R2 den
Blockkondensator Cl parallel zu schalten. Gleichzeitig muß dafür gesorgt werden, daß auch der Kondensator Cl
im Emitterzweig den Widerstand A3 im tonfrequenten Bereich überbrückt Mit anderen Worten wird durch
einen tonfrequenten Kurzschluß der Basis-Emitterstrecke des Schwingtransistors Tr erreicht, daß der Widerstand
R3 und damit die Leerlauf-Rauschspannungsquelle EB, sowie der Anteil /„ · RB, in den Rauschersatzschaltbildern
nach den Fig. 4 und 5 verschwinden und damit nur noch die relativ geringe Rauschspannung En des
Transistors die Schwingstufe phasenmodulieren kann.
Die in F i g. 7 gezeigte Variante der Schaltung nach F i g. 6 weist parallel zum Schwingkreis und parallel zum
Widerstand Rl des Widerstandsspannungsteilers die Reihenschaltung aus der Hochfrequenzdrossel LX und dem
Blockkondensator Cl auf. Auf diese Weise wird in gleicher Weise wie bei der Schaltung nach Fi g. 6 die hochfrequenzmäßige
Entkopplung des Schwingkreises vom Widerstandsspannungsteiler herbeigeführt und der
tonfrequente Kurzschluß der Emitter-Basisstrecke des Schwingtransistors ermöglicht.
Bei der in F i g. 8 dargestellten an sich bekannten Transistor-Oszillatorschaltung ist der Schwingtransistor 7>in
einer Quasi-Basisschaltung betrieben. Der Kollektoranschluß ist hier über die Induktivität 13 mit der positiven
Betriebsgleichspannung Ub verbunden. Der Widerstand Ä2 des Widerstandsspannungsteilers und damit der
Basisanschluß des Schwingtransistors liegt hochfrequenzmäßig über dem Kondensator Cl auf Bezugspotential.
Der Parallelschwingkreis aus dem Schwingquarz K und dem kapazitiven Spannungsteiler mit den Kondensatoren
CIl und C12 ist nunmehr vom Kollektoranschluß gegen Bezugspotential geschaltet. Am Oszillatorausgang α
hat sich dabei nichts geändert. Bei dieser bekannten Schaltung bedarf es für den tonfrequenten Kurzschluß der
Basis-Emitterstrecke des Schwingtransistors keiner zusätzlichen Reaktanzen. Es ist hier lediglich erforderlich,
den Kondensator Ci und den im Emitterzweig dem Widerstand Λ3 parallel geschalteten Kondensator Cl in
ihrem Wert so groß zu bemessen, daß der gewünschte tonfrequente Kurzschluß realisiert wird.
den Kondensator Ci und den im Emitterzweig dem Widerstand Λ3 parallel geschalteten Kondensator Cl in
ihrem Wert so groß zu bemessen, daß der gewünschte tonfrequente Kurzschluß realisiert wird.
Wie Bemessungen an Versuchsmustern von Transistor-Quarzoszillatoren bei 50 MHz ergeben haben, läßt
sich das Einseitenband-Phasenrauschen, bezogen auf den Trägerpegel durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen, auf - 160 dB/Hz bringen. Das sind nur noch 14 dB Abstand zum theoretisch minimal
möglichen Wert von -174 dB/Hz, der der Rauschleistung eines Widerstandes von 1 kT„/Hz entspricht.
sich das Einseitenband-Phasenrauschen, bezogen auf den Trägerpegel durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen, auf - 160 dB/Hz bringen. Das sind nur noch 14 dB Abstand zum theoretisch minimal
möglichen Wert von -174 dB/Hz, der der Rauschleistung eines Widerstandes von 1 kT„/Hz entspricht.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen 10
Claims (4)
1. Rauscharmer Transistoroszillator hoher Frequen? mit einem Schwingtransistor, bei dem im Verbindungsweg
zwischen Emitteranschluß und Bezugspotential ein Widerstand angeordnet ist, bei dem ferntr
zwischen Kollektoranschluß und Bezugspotential ein kapazitiv überbrückter Widerstandsspannungsteiler
vorgesehen ist, mit dessen Abgriff der Basisanschluß in Verbindung steht und bsi dem zwischen Basisanschluß
und Bezugspotential der piezoelektrische Kristall und ein kapazitiver Spannungsteiler, dessen
Abgriff mit dem Emitteranschluß verbunden ist, vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß
parallel zum piezoelektrischen Kristall (K) und zum kapazitiven Spannungsteiler (CIl, CL2) ein tonfrequenter
Kurzschluß in Form einer Reihenschaltung einer HF-Drossel (Ll) mit einem Blockkondensator (Cl)
vorgesehen ist und daß der Widerstand (A3) im Verbindungsweg zwischen Emitteranschluß und Bezugspotential durch einen hierzu parallel liegenden Kondensator (C2) bereits im Tonfrequenzbereich überbrückt
ist
2. Rauscharmer Transistoroszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgriff des
Widerstandsspannungsteilers (Al, KL) an den gemeinsamen Verbindungspuakt der Reihenschaltung aus der
HF-Drossel (Ll) mit dem Blockkondensator (Cl) angeschaltet ist.
3. Rauscharmer Transistoroszillator hoher Frequenz mit einem Schwingtransistor, bei dem im Verbindungsweg
zwischen EmitteranscbJuß und Bezugspotential ein Widerstand angeordnet ist, bei dem ferner der
Kollektoranschluß mit der Betriebsgleichspannung über eine HF-Drossel und mit Bezugspolential über
einen kapazitiven Spannungsteiler in Verbindung steht, dem der piezoelektrische Kristall parallel geschaltet
ist, und dessen Abgriff mit dem Emitteranschluß verbunden ist, bei dem außerdem der Basisanschluß an den
Abgriffeines zwischen der Betriebsgleichspannung und dem Bezugspotential angeordneten kapazitiv überbrückten
Spannungsteiler angeschaltet ist und bei dem der Abgriff über einen Blockkondensator gegen
Bezugspotential liegt, dadurch gekennzeichnet, daß der Blockkondensator (Cl) einen für einen tonfrequenten
Kurzschluß ausreichend großen Wert hat und daß der Widerstand (A3) im Verbindungsweg zwischen
Emitteranschluß und Bezugspotential durch einen hierzu parallel liegenden Kondensator (C2) bereits im
Tonfrequenzbereich überbrückt ist.
4. Rauscharmer Transistoroszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß der Emitteranschluß des Schwingtransistors gegen Bezugspotential den Oszillatorausgang (α) bildet
und daß hierzu der Emitteranschluß über die Reihenschaltung einer HF-Drossel (L2) mit der Parallelschaltung
aus dem Widerstand (/S) und dem Kondensator (Cl) mit Bezugspotential verbunden ist.
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
DE19772739057 DE2739057C2 (de) | 1977-08-30 | 1977-08-30 | Rauscharmer Transistoroszillator hoher Frequenz |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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DE2739057A1 DE2739057A1 (de) | 1979-03-15 |
DE2739057C2 true DE2739057C2 (de) | 1985-06-20 |
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---|---|---|---|
DE19772739057 Expired DE2739057C2 (de) | 1977-08-30 | 1977-08-30 | Rauscharmer Transistoroszillator hoher Frequenz |
Country Status (1)
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Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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FR2501434B1 (fr) * | 1981-03-03 | 1985-10-11 | Cepe | Oscillateur a frequence commandee comportant un element piezoelectrique et presentant une plage de variation de frequence etendue |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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1977
- 1977-08-30 DE DE19772739057 patent/DE2739057C2/de not_active Expired
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