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Es ist auch nicht ohne weiteres möglich, die Anschaltung der Rauschquelle.
bzw. das Tastverhältnis (d. h. das Verhältnis Einschaltdauer/Abschaltdauer der Rauschquelle)
für die Rauschmessung sehr klein zu halten, weil dadurch die Messung zu ungenau
wird
bzw. sehr aufwendige Meßeinrichtungen erforderlich werden.
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Der vorliegenden Erfindung, welche sich auf ein Radargerät der eingangs
genannten Art bezieht, liegt die Aufgabe zugrunde, einen Weg aufzuzeigen, auf welchem
mit geringem Aufwand eine Rauschmessung beim Radarempfänger durchführbar ist und
dabei gleichzeitig sicherzustellen, daß die Empfindlichkeit des Radargerätes innerhalb
der eigentlichen Empfangsperiode durch den Meßvorgang selbst nicht unzulässig beeinträchtigt
wird. Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß im Regelkreis zwei
wahlweise einschaltbare Tiefpaßnetzwerke mit jeweils unterschiedlichen Zeitkonstanten
T1 und T2 vorgesehen sind, wobei eine Verringerung der Verstärkung mit der hohen
Zeitkonstante T2 und nach Beendigung der Anschaltung des Rauschgenerators eine Vergrößerung
mit der kleinen Zeitkonstante 71 erfolgt, und daß das Verhältnis 12/71 der beiden
Zeitkonstanten groß gewählt ist gegenüber dem durch das Verhältnis Einschaltdauer/Abschaltdauer
festgelegten Tastverhältnis des Rauschgenerators.
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Auf diese Weise ist sichergestellt, daß bei einer derartigen Rauschmessung
infolge der geringen Zeitkonstante, welche für die nachfolgende Vergrößerung der
Verstärkung maßgebend ist, unmittelbar nach der Beendigung des Rausch-Meßvorganges
wieder die volle Empfindlichkeit des Radarempfängers zur Verfügung steht und damit
die nächste Empfangsperiode praktisch ohne Beeinträchtigung der Empfindlichkeit
beginnen kann. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß das Tastverhältnis der Rauschquelle
bis zu 1:1, also Prüfdauer = Abschaltdauer gewählt oder sogar noch größer gehalten
werden kann, weil der Quotient der beiden Zeitkonstanten groß ist gegenüber dem
Tastverhältnis der Rauschquelle. Bei der Darstellung des Rauschens auf dem Bildschirm
füllt somit die Prüfphase den Bildschirm weitgehend aus, so daß der Beobachter durch
Vergleich zwischen der Test-Rauschanzeige und dem eigentlichen Radarbild in einfacher
Weise zu einer zutreffenden Beurteilung der Situation gelangen kann. Die unterschiedlichen
Zeitkonstanten gehen in den Regelwert nicht ein.
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Die Erfindung sowie deren in Unteransprüchen angegebene Weiterbildungen
werden nachfolgend an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt Fig. 1 das
Blockschaltbild eines Radargerätes nach der Erfindung, Fig. 2 das Blockschaltbild
eines Teils des Regelkreises mit zwei Tiefpaßnetzwerken, Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel
einer RC-Tiefpaßschaltung für zwei unterschiedliche Zeitkonstanten, Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel
eines Tiefpaßnetzwerkes mit umschaltbaren Zeitkonstanten unter Verwendung zweier
Operationsverstärker, Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung mit zwei unterschiedlichen
Zeitkonstanten unter Verwendung eines Integrators und eines Differenzierers.
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In Fig. 1 ist die geschwenkte oder rotierende Antenne mit AN, der
Radarsender mit SR und der Sende-Empfangs-Umschalter mit SES bezeichnet.
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Das hochfrequente Empfangssignal UE gelangt über einen Verstärker
Vi zu einem Mischer Ml. Dieser erhält seine Oberlagerungsfrequenz fo von einem Oberlagerungsoszillator
EO. Das in die Zwischenfrequenzlage umgesetzte Empfangssignal wird einem weiteren
Verstärker V2 zugeleitet, dem eine Auswerteschaltung A W nachgeschaltet ist. Diese
Auswerte-
schaltung enthält insbesondere die Dopplerfilter und Integrationseinrichtungen
(Nachintegrationsfilter).
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Von dort aus gelangen die Signale in der Videolage, soweit sie den
Schwellenwert einer Schwellenstufe SW überschreiten, zu einer Anzeige- oder Auswerteeinrichtung,
z. B. in Form eines Bildschirmes BS.
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Zur Gewinnung der Stellgröße US für den Hochfrequenzverstärker V1
im Eingangsteil des Radarempfängers ist eine Regelschleife vorgesehen, welche an
den Ausgang der Auswerteschaltung A W angeschlossen ist und somit als Istwert Videosignale
erhält.
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Sie enthält einen Gleichrichter GL, dem eine Vergleichsschaltung VG
nachgeschaltet ist. Der Vergleichsschaltung VG wird ein Sollwert, angedeutet durch
den Pfeil UW zugeleitet. Dieser Sollwert UW wird in bekannter Weise z. B. durch
eine Bedienungsperson eingestellt oder durch eine automatisch arbeitende Schaltung
(insbesondere konstante Falschsignalraten - »CFAR« - liefernde Steuerschaltung)
geliefert. Aus dem Vergleich zwischen Istwert UA (aus der gleichgerichteten Video-Spannung)
und Sollwert (angedeutet durch UW) wird eine Differenzspannung gewonnen, die einem
Tiefpaßfilter TP zugeleitet wird. Dieses Tiefpaßfilter hat u. a. die Aufgabe, die
in den empfangenen Rauschsignalen enthaltene Modulation vom Regelvorgang fernzuhalten,
d. h. die Steuerspannung US für den Verstärker V1 ohne die kurzzeitige Modulationsfunktionen
des Rauschens bereitzustellen. Zur Verstärklmg der am Ausgang des Tiefpaßfilters
TP vorliegenden Spannung ist ein Verstärker RV vorgesehen. Es ist auch möglich,
die Steuerspannung US auf mehrere Verstärker, gegebenenfalls auch im Zwischenfrequenzteil
einwirken zu lassen.
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Bei Verwendung eines Tiefpasses TP in der Regelschleife muß die Schleifenverstärkung
groß sein, um einen kleinen Regelfehler zu erzielen. Die Zeitkonstante des Tiefpasses
geht aber um den Faktor der Schleifenverstärkung vermindert in die gewünschte große
Zeitkonstante des Regelkreises ein. Dies führt zu relativ großen Werten z. B. der
Kapazität bei Verwendung eines RC-Tiefpasses.
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Das Ansprechverhalten der Regelschleife soll im Normalbetrieb so
sein, daß langsame Änderungen, z. B. Änderungen des Rauschens durch Temperaturerhöhung,
ausgeglichen werden. Dies bedeutet, daß die Zeitkonstante T2 für den Tiefpaß TP
sehr groß gewählt werden muß. Eine sehr schnelle Regelung, also eine sehr kleine
Zeitkonstante 71 des Tiefpasses TP, ist in der Praxis deshalb nicht zweckmäßig,
weil sonst durch schnelle Regelvorgänge aus Festziel-Echosignalen Signalkomponenten
entstehen können, welche Bewegtziele vortäuschen (Pseudo-Dopplermodulation). Die
Regelschleife hält das Rauschen am Ausgang der Auswerteschaltung A W konstant.
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Zur Überprüfung der Empfindlichkeit des Empfangsweges wird eine Rauschquelle
(Rauschgenerator) RG in geeigneter Weise, z. B. über einen Richtkoppler RK, an den
Empfangsteil des Radargerätes angekoppelt. Anstelle der von der Antenne AN aufgenommenen
Empfangssignale UE sind dann die Rauschspannungen UR im Empfänger vorhanden.
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Die Anschaltung des Rauschgenerators RG erfolgt zweckmäßig nur zeitweise
und wird meist durch die Bedienungsperson veranlaßt. Bei ordnungsgemäß arbeitender
Anlage führt die Anschaltung der Rauschquelle zu einer entsprechenden Anzeige auf
dem Bildschirm BS. Bei periodischer Anschaltung des
Rauschgenerators
RG wird die entsprechende Steuerung zweckmäßig vom zentralen Taktgeber TG mit übernommen,
der für die Taktversorgung des Radargerätes und die Festlegung der Impulsfrequenz
zuständig ist. Bei einem Tastverhältnis 1:1 (d. h. Anschaltzeit = Abschaltzeit)
des Rauschgenerators hat die Anzeige auf dem Bildschirm BS bei Anwendung der Erfindung
die dargestellte Verteilung, d. h.
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Rauschanzeige-Sektoren (schraffiert, d. h. UR vorhanden), und normale
Empfangs-Sektoren (nicht schraffiert, d. h. UE vorhanden) folgen gleichmäßig aufeinander
und füllen den ganzen Anzeigebereich aus.
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Wenn aber mit nur einer, d. h. der üblichen Zeitkonstante n beim
Tiefpaß TP gearbeitet wird, dann ergeben sich Schwierigkeiten, weil bei längerem
Anschalten des Rauschgenerators RG die Regelspannung US für den Verstärker VS ansteigt
und dieser dadurch weniger empfindlich wird. Bis die volle Empfindlichkeit (im Bereich
der nicht schraffierten Sektoren) wieder hergestellt ist, vergeht eine (durch die
große Zeitkonstante 72 festgelegte) zu lange Zeit. Es wäre zwar an sich möglich,
die schraffierten Rauschanzeige-Sektoren so schmal und damit die Anschaltung des
Rauschgenerators RG so kurz zu machen, daß dadurch eine Verstärkungsänderung infolge
der großen Zeitkonstante 72 noch nicht eintritt. Dies führt aber zu so schmalen
Rauschanzeige-Sektoren, daß eine exakte Beurteilung der Situation durch die Bedienungsperson
kaum mehr möglich ist. Der gleiche Fehiereinfluß tritt im übrigen bei nur sehr kurzzeitiger
Anschaltung des Rauschgenerators auch dann auf, wenn eine andere Rausch-Meßeinrichtung
verwendet wird als die Darstellung auf dem Bildschirm. Dies liegt daran, weil die
Meßzeit zu kurz und damit das MeBergebnis zu ungenau wird.
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Die sehr großen Tastverhältnisse des Rauschgenerators RG (auch Werte
größer als 1:1 sind erreichbar), werden durch unterschiedliche Zeitkonstanten 72
und 71 ermöglicht, deren Erzeugung an Hand von Fig. 2 näher erläutert wird. Das
Tiefpaßfilter TP nach Fig. 1 ist mit zwei unterschiedlichen Zeitkonstanten T2 und
Tl ausgestattet, die wahlweise einschaltbar sind. Damit kann im Normalbetrieb mit
der großen Zeitkonstante T2 gearbeitet werden, und anschlie-Bend an eine Rauschmessung
wird kurzzeitig auf die kleine Zeitkonstante 71 umgeschaltet. In Fig. 2 ist im Blockschaltbild
schematisch die Umschaltung der Zeitkonstanten gezeigt. Nach der Vergleichsschaltung
VG sind zwei Übertragungswege vorgesehen, die wahlweise durch einen, vorzugsweise
elektronischen, Umschalter SA in Tätigkeit gesetzt werden können.
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Jeder dieser Übertragungswege enthält ein Tiefpaßnetzwerk Tn bzw.
TPt, wobei das Tiefpaßnetzwerk TP1 die Zeitkonstante T1, das Tiefpaßnetzwerk TPZ
die Zeitkonstante 72 hat. Im Normalbetrieb, d. h. bei Empfang einer üblichen Eingangsspannung
UE über die Antenne AN, ist der Tiefpaß TP2 und damit die große Zeitkonstante 72
eingeschaltet. Verstärkungsänderungen erfolgen somit entsprechend langsam.
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Wird dagegen der Rauschgenerator RG angeschaltet und tritt die Rauschspannung
UR auf, so wird bei längerer Anschaltdauer infolge der relativ starken Rauschspannung
UR die Steuerspannung US größer und damit die Verstärkung des Verstärkers V1 geringer
(verkleinerte Empfindlichkeit). Gegen Ende der Anschaltzeit des Rauschgenerators
RG wird der Schalter SA umgelegt und damit der Tiefpaß TP1 mit
der gegenüber T2 wesentlich
kleineren Zeitkonstante 71 aktiviert. Damit ist innerhalb kürzester Zeit die Regelspannung
US wieder verringert, die Verstärkung des Verstärkers V1 vergrößert und die nachfolgenden
Empfangssignale UE werden wieder mit gro-Ber Empfindlichkeit verarbeitet. Sobald
die gewünschte Empfindlichkeit wieder erreicht ist, wird erneut durch Umlegen des
Umschalters SA auf den Tiefpaß TP2 auf die Zeitkonstante T2 umgeschaltet.
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Dieser Vorgang wiederholt sich am Ende jeder Anschaltung des Rauschgenerators
RG von neuem. Das Verhältnis von T2/ T1 ist groß zu wählen gegenüber dem Tastverhältnis
(Einschaltdauer/Abschaltdauer) des Rauschgenerators RG. Die Umschaltung auf den
Tiefpaß TP1 und damit die kleine Zeitkonstante n erfolgt somit zweckmäßig im wesentlichen
nur im Bereich der Rückflanke der Rauschsignale des Rauschgenerators RG.
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Die Betätigung des Umschalters SA kann von der zentralen Taktsteuerschaltung
TG aus erfolgen, weil der Abschaltbefehl für UR und damit den Rauschgenerator RG
etwa zu der Zeit auftritt, in welcher kurzzeitig der Tiefpaß TP1 mit der kleinen
Zeitkonstante 71 einzuschalten ist. In diesem Fall wäre eine entsprechende Steuerleistung
von der Taktsteuerschaltung TG zum Umschalter SA vorzusehen.
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Da jedoch die Rauschsignale UR im Pegel meist höher liegen als die
normalen Empfangssignale UE, besteht die vorteilhafte Möglichkeit, eine einfache
pegelabhängige Betätigung des Umschalters US vorzusehen. Beispiele hierfür sind
in den Fig. 3 bis 5 dargestellt.
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Bei der Schaltung nach Fig. 3 wird das am Ausgang der Auwerteschaltung
A W nach Fig. 1 abgenommene Empfangssignal über den Gleichrichter GL geführt und
der Vergleichsschaltung VG zugeleitet.
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Diese Vergleichsschaltung erhält den Vergleichswert UW (Bezugsspannung)
und gibt ein Ausgangssignal ab, welches die Differenz der beiden Spannungen UA und
UW darstellt. Die so erhaltene Differenzspannung wird über einen ohmschen Widerstand
R3 dem Minuseingang eines Operationsverstärkers OPI zugeleitet, dessen Plus-Eingang
an Masse liegt. Am Ausgang des Widerstandes R3 ist ein ohmscher Widerstand R4 angeschlossen,
der über einen weiteren ohmschen Widerstand R1 zu einem Kondensator C geführt ist.
Ein paralleler Weg führt über einen ohmschen Widerstand RS und einen ohmschen Widerstand
R2 ebenfalls zum Kondensator C. Darüber hinaus sind die beiden Widerstände Ri und
R2 ausgangsseitig mit dem Minuseingang eines Integrators IN verbunden, dessen Pluseingang
an Masse liegt.
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Vom Ausgang des Operationsverstärkers OP1 ist eine Diode D1 zu einer
Klemme 1 zwischen den Widerständen R1 und R4 geführt. Diese Diode ist für Spannungen,
welche am Ausgang des Operationsverstärkers OP1 positiv sind, in Durchlaßrichtung
betrieben.
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Eine weitere Diode DZ wird vom Ausgang des Operationsverstärkers OP1
allerdings mit gegenüber D1 umgekehrter Polung zu einer Klemme 2 geführt, welche
zwischen den Widerständen R2 und RS liegt. Der Ausgang des Integrators IN ist mit
der zweiten Klemme des Kondensators C verbunden. Dort tritt die Steuerspannung US
für die Veränderung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers Vi auf. Gegebenenfalls
kann, wie bei Fig. 1 und Fig. 2 angedeutet dazwischen noch ein Regelverstärker RV
vorgesehen sein. Im vorliegenden Beispiel ist durch die Schaltung
nach
Fig. 3 sowohl der RC-Tiefpaß als auch der Regelverstärker RV nach Fig. 2 realisiert.
Der Einsatz eines Integrators in der Regelschleife ist besonders vorteilhaft, weil
der Regelfehler unabhängig von der Schleifenverstärkung Null ist und die Zeitkonstante
des Integrators IN bei einer angenommenen Schleifenverstärkung von 1 die Zeitkonstante
des Regelkreises unmittelbar bestimmt. Die RC-Zeitkonstante T1* ist gegeben durch
die Beziehung: T1* = R1-Die zweite RC-Zeitkonstante T2 ist festgelegt durch die
Gleichung: T2* = R2-Somit können durch entsprechende Wahl der Größe der Widerstände
R1 und R2 die Werte T1* und T2* der beiden RC-Zeitkonstanten in einfacher Weise
festgelegt werden. Je nachdem, ob das Eingangssignal UA oberhalb eines Schwellenwertes
liegt oder darunter, ergeben sich die Zeitkonstanten 71 und T2 folgendermaßen: Ist
UA kleiner als ein Schwellenwert, so ist am Ausgang des Operationsverstärkers OP1
eine negative Spannung vorhanden und somit die Diode DZ leitend.
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Damit wird die große RC-Zeitkonstante T2* über den Widerstand R2 und
den Kondensator C nach der vorgenannten Gleichung festgelegt. D1 ist in Sperrichtung
betrieben und verhindert somit den Einfluß des Widerstandes R1 auf die Zeitkonstante.
Wird dagegen die Eingangsspannung UA bei Anschaltung des Rauschgenerators RG durch
die größere Spannung UR so gewählt, daß sie über einem Grenzwert liegt, der beispielsweise
durch den Vergleichswert UW festgelegt ist, so wird die Ausgangsspannung am Operationsverstärker
OP1 positiv und somit die Diode D1 in Durchlaßichtung betrieben, während die Diode
DZ gesperrt ist. Dadurch fließt der Strom über den Widerstand R1 zum Kondensator
C und für die Zeitkonstante gilt die Beziehung T1* = Ri C. Somit ergibt sich automatisch,
je nachdem, welcher Pegel bei UA auftritt, eine größere oder kleinere Zeitkonstante
bei der Regelschleife. Der Schwellenwert (Vergleichswert) UW muß lediglich so festgelegt
sein, daß durch Anlegen des Rauschgenerators RG nach Fig. 1 und der damit erfolgten
Einspeisung von Rauschsignalen dieser Schwellenwert durch die infolge des Rauschens
sich ergebende höhere Spannung UA überschritten und somit nach einer gewissen Zeit
nämlich am Ende der Rauschsignale, kurzzeitig die Zeitkonstante 71 eingeschaltet
wird. Dadurch ist bei Beginn der nachfolgenden Empfangsperiode innerhalb einer kurzen,
durch 71 festgelegten Zeit die ausreichend hohe Empfindlichkeit wieder hergestellt.
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Sinkt dagegen nach Abschalten des Rauschgenerators RS nach Fig. 1
die Spannung am Eingang der Regelschleife UA wieder ab, so erfolgt automatisch und
sofort die Rückumschaltung auf die zweite Zeitkonstante T2 und der Vorgang kann
von neuem beginnen.
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Die Verstärkung der Schaltung nach Fig. 3 ist so ausgelegt, daß bei
Durchschaltung auf die Klemme 1, d. h. über die Diode D1 der Verstärkungsfaktor
VF1 hoch ist und bestimmt wird durch die Widerstände R3 und R4. Dagegen ist der
Verstärkungsfaktor VPZ bei der Durchschaltung auf die Klemme 2, d. h. über die Diode
DZ klein und wird bestimmt durch die Widerstände R3 und R5. Diese Auslegung des
jeweiligen
Verstärkungsfaktors VFlund VPZ auf unterschiedliche Werte hat den Vorteil,
daß die Regelkreis-Zeitkonstante 71 = T1* VF1 bzw. T2 = T2*- VPZ ist, wobei man
voraussetzt, daß der Rest der Schleife den Verstärkungsfaktor 1 hat. Somit läßt
sich über den Verstärkungsfaktor VFlbzw. VPZ und die jeweilige Zeitkonstante T2*
bzw. T2* ein sehr großer Bereich von Regelkreis-Zeitkonstanten überdecken, ohne
daß hier für ein sehr großer Aufwand erforderlich würde.
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Ein weiterer Vorteil der Schaltung nach Fig. 3 besteht darin, daß
die Schwellenspannungen der beiden Dioden D1 und DZ in den Regelvorgang nicht eingehen.
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Die Schaltungsanordnung nach Fig. 4 zeigt an sich grundsätzlch einen
sehr ähnlichen Aufbau wie die Anordnung nach Fig. 3, was durch entsprechende gleiche
Bezeichnungen bei übereinstimmendcn Elementen angedeutet ist. Ein Unterschied besteht
lediglich darin, daß an Stelle des Integrators IN nach Fig. 3 ein weiterer Operationsverstärker
OP2 vorgesehen ist. Beim Operationsverstärker OP1 ist an dem Pluseingang eine erste
Vergleichsspannung UW1 und bei dem Operationsverstärker OP2 eine andere Vergleichsspannung
UWZ angelegt. Damit ist die Vergleichsschaltung VG überflüssig. Durch entsprechende
Dimensionierung der beiden Vergleichsspannungen (Führungsgrößen) UW2 und UW1 ist
es möglich, den Wechselpunkt, d. h. die Umschaltung der Zeitkonstanten T1, T2, unabhängig
vom Regelwert zu wählen. Damit können bestimmte Anforderungen an die Schaltung befriedigt
werden, beispielsweise die, daß Rauschspitzen nicht schon eine Umschaltung bewirken
oder daß die Schaltung im ungestörten Zustand definiert mit der hohen Zeitkonstante
12 arbeitet. Die Schaltung nach Fig. 4 zeigt somit insgesamt günstigere Eigenschaften
als die Schaltung nach Fig. 3.
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Eine gewisse Schwierigkeit der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 kann
darin bestehen, daß es bei der Forderung nach besonders hochwertigen Regelkreisen
nachteilig ist, daß die sogenannte Offsetspannung (d. h. von außen nicht beeinflußbare
Spannungswerte) des Operationsverstärkers OP1 in den Regelwert des Kreises eingeht.
Dieser Nachteil ist bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 vermieden. Die Ansteuerung
des Minuseingangs eines am Eingang angeordneten Integrators IN1 erfolgt nach dem
Gleichrichter GL über einen Widerstand R6, während der Pluseingang dieses Integrators
mit der Vergleichsspannung (Führungsgröße) UW3 belegt ist. Der Minus-Eingang des
Inverters IN1 und sein Ausgang sind über einen Kondensator C1 verbunden. Vom Minus-Eingang
des Inverters IN1 führen außerdem zwei parallele Übertragungswege mit den ohmschen
Widerständen R7, R8 bzw. R9, R10 zum Minus-Eingang eines Operationsverstärkers OP3.
Der Plus-Eingang dieses Operationsverstärkers OP3 ist über einen Kondensator C2
mit dem Ausgang des Inverters IN1 verbunden. Beide Eingänge des Operationsverstärkers
OP3 sind jeweils über ohmsche Widerstände Ril und R12 mit Masse verbunden. Der Kondensator
C2 und der Widerstand R12 bilden eine Differenzierstufe. Vom Ausgang des Operationsverstärkers
OP1 führt eine Diode D1 zu einer Anschlußklemme 3 zwischen den beiden Widerständen
R7 und R8. Eine zweite entgegengesetzt gepolte Diode DZ ist mit einer Klemme 4 verbunden,
die zwischen den Widerständen R9 und R10 liegt. Je nach dem Vorzeichen der am Ausgang
des
Integrators IN1 anliegenden Spannung wird dem Integrator eine große (nämlich bei
durchgeschalteter Diode D1) oder eine kleine (nämlich bei durchgeschalteter Diode
D2) Gegenspannung zugeführt. Damit sind die Zeitkonstanten des Integrators IN1 in
Abhängigkeit vom Vorzeichen der Spannung UA un-
terschiedlich groß. Auf diese Weise
ist sichergestellt, daß Offsetspannungen des Operationsverstärkers OP3 nicht eingehen
und der Wechselpunkt sehr genau mit der Führungsspannung UW3 zusammenfällt. Die
Steuerspannung US wird analog zu Fig. 3 vom Ausgang des Kondensators C1 abgenommen.