DE2730314A1 - Anordnung zur erzeugung eines ausgangsstromes, der sich linear mit der absoluten temperatur aendert - Google Patents

Anordnung zur erzeugung eines ausgangsstromes, der sich linear mit der absoluten temperatur aendert

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Description

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Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Erzeugung eines Ausgangsstromes, der sich linear mit der absoluten Temperatur ändert, gemäß dem Gattungsbegriff des Hauptanspruches. Die Erfindung bezieht sich somit auf Temperatur-Fühleinrichtungen, und im speziellen auf solche Einrichtungen, die temperaturempfindliche Eigenschaften von Transistoren ausnutzen. Die vorliegende Erfindung bezieht sich weiterhin auf eine integrierte Schaltkreisanordnung, die so entworfen ist, daß sie über einen weiten Temperaturbereich einen gesteuerten Ausgangsstrom erzeugt und der Substratleckage unterworfen ist.
Temperatureinrichtungen sind vielfältig bekannt. Standardeinrichtungen, wie z.B. thermoelektrische Elemente, Thermistoren oder RTD's weisen alle Beschränkungen auf, die sie daran hindern, leicht oder im breiten Umfang verwendet zu werden. Thermoelemente benötigen eine genaue Kaltverbindung-Kompensation, eine gewisse Art von Linearisierung und erzeugen ein Ausgangssignal mit einem niedrigen Pegel, das elektrischen Rausch-Interferenzen unterworfen ist. Widerstandsthermometer und Thermistoren haben eine nicht-lineare Charakteristik, die eine sorgfältige Kompensation und einen weiten dynamischen elektrischen Bereich notwendig machen. Zusätzlich hängt eine gute Widerstandsmessung von genauen Spannungsquellen, präzisen Stromfühlern für kleine Stromstärken und einersorgfältigen Leitungskompensation ab. Diese Einrichtungen benötigen weiterhin eine strikte Aufmerksamkeit hinsichtlich der Leitungsdrähte-Materialverbindungen. Die anfängliche Kalibrierung aller dieser Einrichtungen ist weiterhin ein Problem, im besonderen wenn eine Feldversetzung (field replacement) notwendig ist.
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Eine andere bekannte Form der Temperaturerfassung ruht auf der Fähigkeit eines Transistors, eine Basis-Emitter-Spannung zu erzeugen, die proportional der absoluten Temperatür,und zwar sehr genau über einen v/eiten Temperaturbereich ist. Ein früherer Vorschlag zur Verwendung dieser Eigenschaft sah Mittel zum Verstärken und Puffern des Spannungssignals vor, einschließlich der notwendigen Träger bzv/. Grundschaltkreise, beispielsweise einem Spannungsregler, auf demselben integrierten Schaltkreischip. Diese Anordnung ist jedoch nur innerhalb eines begrenzten Temperaturbereiches verwendbar und im Hinblick auf den großen Leistungsverbrauch ist die Anordnung Selbst-Aufheizeffekten unterworfen, die die Temperaturfühlfunktion störend beeinflussen.
Ein weiterer Vorschlag zur Verwendung der linearen Abhängigkeit der Basis-Emitter-Spannung eines Transistors von der Temperatur als TemperaturfUJiIeinrichtung, wird in der US-PS 3 940 760 beschrieben. Diese Einrichtung, die in Fig. 1 dargestellt ist, erzeugt, einen Ausgangsstrom Im, der sich mit der absoluten Temperatur ändert, und zv/ar mittels eines ersten bzw. zweiten Transistors Q1 bzw. Q2, die mit einem konstanten Verhältnis von Emitter-Stromdichten betrieben werden und deren Basen untereinander verbunden sind, wobei die Differenz zwischen ihren Basis-Emitter-Spannungen über einem V/iderstand R abfällt. Für die Transistoren Q1 und Q2 ist der Ausdruck für die Emitterstroradichte gegeben durch die Formel:
Je - Js
wobei Js die Sättigungsstromdichte, q die Elektronenladung in Coulomb, k die Boltzmam-Konstante, und T die absolute Temperatur
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in Grad Kelvin ist. Für zwei Transistoren mit den Stromdichten J1 und J2 gilt:
Vbel = ψ In —^ und
■τ1η
Die Differenzspannung Vm ist gegeben durch:
VT = Vbel - Vbe2 = ~ In
Daher ist, wenn Jel/Je2 eine von Eins verschiedene Konstante r ist,
VT = T I r In r
Bei dein Schaltkreis nach Fig. 1 wird ein konstantes Verhältnis der Emitterstromdichten dadurch erzielt, indem man die ersten und zweiten Transistoren Q1 und Q2 mit Emitterleitfähigkeitsflächen unterschiedlicher Größe versieht und indem man zusätzliche Transistoren Q3 und Qh verwendet, die an die Kollektoren der Transistoren Q1 und Q2 angeschlossen sind, in Verbindung mit Diodenverbindungen über den Transistoren Q2 und Q3,um Strom durch die Transistoren Q1 und Q2 zu bringen. Angenommen, daß die Transistor-Kollektorströme nur von der Basis-Emitter-Spannung - im folgenden Vbe genannt - abhängen und die Basis-
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ströme gleich Null sind (d.h. ß = unendlich), dann v/erden gleiche Ströme Id = Ic2 durch die Transistoren Q1 und Q2 erzeugt. Angenommen, die Emitterleitfähigkeitsflächen der Transistoren Q1 und Q2 weisen das Verhältnis r auf, dann ist das Verhältnis der Emitterstromdichten ebenso gleich r und die Differenzspannung Vm ist direkt proportional zu der absoluten Temperatur, Die Spannung Vm fällt über den Widerstand R ab und bestimmt die Größe des Stromes, der durch den Transistor Q1 fließt. Der Ausgangsstrom L, der von beiden Seiten des Schaltkreises gezogen wird, ist gegeben durch die Formel
τ _ ? Zl -( ? k In r 1T " ^ R ά
Weist der Widerstand R einen Temperaturkoeffizienten von Null auf, dann ist der Strom I„ ebenso direkt proportional der absoluten Temperatur und eine geeignete Wahl des Emitterverhältnisses r und des Widerstandswertes R gibt dann einen Ausgangsstrom vor, der mit einer vorbestimmten Proportionalitätskonstanten mit der Temperatur verknüpft ist, wobei man diese Anordnung dazu verwenden kann, die absolute Temperatur zu erfassen.
Wenngleich die Schaltung nach Fig. 1 die grundsätzlichen Vorteile für die Verwendung als Temperaturfühleinrichtung besitzt, so ist es doch wünschenswert, für bestimmte Anwendungen Verbesserungen in der Leistungsfähigkeit vorzunehmen, beispielsweise für extrem genaue Temperaturerfassungen,im speziellen über einen weiten Temperaturbereich. Bei dem Schaltkreis nach
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Fig. 1 hängt die hohe Genauigkeit davon ab, inwieweit man gleiche Ströme.durch die ersten und zweiten Transistoren Q1 und Q2 schicken kann, wobei eine Gleichheit der Ströme jedoch präzise nicht erhältlich ist, und zwar im Hinblick auf den begrenzten Faktor ß der realen Komponenten und im Hinblick auf den Fehler, der durch den sog. Early-Effekt bedingt ist, der aus den diodenverbundenen Transistoren hervorgeht ( im Hinblick auf eine größere Kollektor-Basis-Spannung wird die Basisregion schmaler, weil die Kollektorausbeuteschicht sich erweitert und die Reduktion der Basisdicke macht es möglich, daß mehr Emitterstrom den Kollektor erreicht, bezogen auf eine feste Emitter-Bas is -Spannung derart, daß sowohl der Emitter als der Kollektorstrom ansteigen). Zusätzlich ist zu beachten, daß das Ausgangssignal Im des Schaltkreises nach Fig. 1 ein variabler Strom ist und, für den Fall, daß der Schaltkreis durch einen integrierten Schaltkreis verwirklicht wird, wurde gefunden, daß über einen großen Temperaturbereich Substratleckagen (d.h. über Isolationsetagen hinweg) einen Leckstrom erzeugen, der die Linearität des Ausgangssignales beeinträchtigt.
Die Erfindung geht aus von Temperaturerfassungskreisen des Typs, bei dem gleiche Ströme durch erste und zv/eite Transistoren fließen, die leitfähige Flächen verschiedener Größe besitzen und bei dem Widerstandsmittel vorhanden sind, die auf die Differenz in den Basis-Emitter-Spannungen ansprechen, um so einen ausgangsseitigen Strom zu erzeugen.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine derartige Schaltung zur Temperaturerfassung so auszubilden, daß sie über einen größeren Temperaturbereich linearer arbeitet; sie soll außer-
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dem unter Verwendung von einfachen (straightforward) integrierten Schaltkreis-Herstellungstechniken hergestellt werden können, sie soll genau kalibriert werden können und die in einer kleinen Umhüllung untergebracht werden kann bzw. die kompakt ausgebildet ist. Weiterhin soll eine derartige Temperatur-Erfassungsschaltung so ausgebildet sein, daß sie als Fernfühler verv/endbar ist und als Zwei-Draht-Einrichtung arbeiten kann mit einem Minimum von Selbstaufheizung. Die Temperaturerfassungseinrichtung soll im Gesamten gesehen für eine praktische kommerzielle Verwendung in einer Vielfalt von Anwendungen geeigneter sein.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, die später im Detail beschrieben wird, veist die Schaltung erste und zweite Transistoren mit leitfähigen Flächen von unterschiedlicher Größe, Mittel, beispielsweise komplementäre Transistoren, die mit den Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren verbunden sind, um durch sie einen Strom zu erzeugen sowie Mittel zum Steuern der Stromversorgungsmittel auf, um die Ströme durch die ersten und zweiten Transistoren gleichzumachen und um sie bei verschiedenen Stromdichten arbeiten zu lassen, um dadurch unterschiedliche Basis-Emitter-Spannungen an den ersten und zweiten Transistoren zu erzeugen. Es sind weiterhin Widerstandsmittel vorgesehen, die auf die Differenz der Basis-Emitter-Spannungen der ersten und zweiten Transistoren ansprechen und einen Strom durch diese Mittel erzeugen, der der Differenz der Basis-Emitter-Spannungen entspricht. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden unter Lösung der vorgenannten Aufgabe und ausgehend von der vorgenannten Schaltung die Ströme durch die ersten und zweiten Transistoren durch Transistorsteuermittel gleichgemacht, beispielsweise durch ein Differenzpaar, das einen Vorspannstrom
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trägt. Ein Mittel, beispielsweise ein dritter Transistor, der geraeinsam mit den ersten und zweiten Transistoren verbunden ist, erzeugt einen gesteuerten Strom, der sich linear mit der absoluten Temperatur ändert und der mit dem Strom durch die ersten und zweiten Transistoren überlagert wird, um so den ausgangsseitigen Strom zu erzeugen. Der Vorspannstrom der Transistor— steuermittel wird durch die gesteuerten Strommittel hindurchgeführt, um auf diese Weise den Vorspannstrom zu nötigen, eine Komponente des gesteuerten Stromes zu werden und nicht ein Zusatz dazu, so daß der durch die Transistorsteuermittel fliessende Vorspannstrom nicht in fehlerhafter Weise den Ausgangsstrom beeinträchtigt. Bei einem anderen Aspekt der Erfindung, bei dem der Schaltkreis in integrierter Schaltkreistechnik hergestellt ist, ist das Substrat, d.h. der Träger des integrierten Kreises, mit der gesteuerten Stromerzeugungsanordnung verbunden, um den Substrat-Leckstrom durch sie hindurchzuführen und um so den Leckstrom zu nötigen, ebenfalls eine Komponente des Ausgangsstromes und nicht ein Zusatz zu ihm zu werden, so daß der Substratleckstrom ähnlich nicht die Linearität des Ausgangs- . stromes fehlerhaft beeinflußt. Auf diese Weise ist eine verbesserte Genauigkeit und ein vergrößerter Temperaturbereich erzielbar, ohne zu bewirken, daß der Vorstromfehler oder der Substrat-Leckstromfehler den sich linear ändernden Signalstrom überdeckt.
Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung weisen alle Strompfade eines Eingangsanschlusses der Einrichtung Diodenverbindungen auf, die den Schaltkreis gegen Verbindungen mit umgekehrter Polarität schützen; weiterhin können die Widerstandsmittel zweckmäßig aus einem fein einstellbaren dünnen Filramaterial hergestellt werden, um so zu ermöglichen, daß der
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Ausgangsstroin durch einen Laser eingestellt werden kann und um auf diese Weise präzise Strom-Temperaturverhältnisse zu schaffen.
Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsniöglichkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung der in der Zeichnung dargestellten AusfUhrungsbeispiele.
Es zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Schaltbild des bekannten, bereits ' oben beschriebenen Schaltkreises,
Fig. 2 ein schematisches Schaltbild, das in vereinfachter ^orm einen gemäß der Erfindung ausgebildeten Schaltkreis zeigt, der eine verbesserte Stromgleichheit aufweist,
Fig. 3 ein schematisches Schaltbild eines Zwei-Draht-Temperaturwandlers gemäß der vorliegenden Erfindung in integrierter Schaltkreistechnik,
Fig. 4 ein schematisches Schaltbild der Verbindungen eines der Transistoren der Schaltung nach Fig. 3, und
Fig. 5 ein Schaltbild, das den sog. Layout der Komponenten der Schaltung nach Fig. 3 auf einem integrierten Schaltkreischip zeigt.
Die Fig. 2 zeigt einen Zwei-Draht-Temperaturwandler 10, der zum Zwecke der Darstellung in vereinfachter Form gezeigt ist und der so ausgebildet ist, daß er eine verbesserte Linearität gewähr-
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leistet, indem man die Gleichheit der Ströme durch die ersten und zweiten Transistoren Q1 und Q2 verbessert, die unterschiedliche Emitterleitfähigkeitsflächen im Verhältnis r haben. Wie aus der Fig. 2 hervorgeht, sind mit den Kollektoren der Transistoren Q1 und Q2 komplementäre Transistoren Q3 und QA verbunden, deren Emitter ihrerseits untereinander verbunden sind und die einen Strom für die Transistoren Q1 und Q2 zur Verfügung stellen. Es ist ein Differenzpaar von Transistoren Q5 und Q6 vorgesehen, die die durch die ersten und zweiten Transistoren Q1 und Q2 fließenden Ströme vergleicht und die die Stromversorgungstransistoren Q3 und Q4 steuert, um die Ströme gleichzumachen. Wie ersichtlich, ist die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q5 über die Kollektor-Basis-Strecke des ersten Transistors Q1 geschaltet, wobei sein Kollektor mit dem positiven Eingangsanschluß Tp verbunden ist; die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q6 liegt,über der Kollektor-Basis-Strecke des zweiten Transistors Q2, wobei der Kollektor des Transistors Q6 mit den untereinander verbundenen Basen der Stromversorgungstransistoren Q3 und Q4 verbunden ist. Entsprechend wirkt irgendeine Differenz, die in den Strömen durch die ersten und zweiten Transistoren auftritt, auf die Größe des Stromes, der durch die beiden Hälften der Schaltung fließt, derartig ein, daß der Strom in eine Richtung eingestellt wird, die veranlaßt, daß die Ströme gleicher werden.
Die Kollektorstiöme der Transistoren Q1 und Q3 machen die Kollektorströme der Transistoren Q2 und Q4 gleich, nur angenommen, daß die Basisströme und die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q5 und Q6 gleich sind. In der Schaltung nach Fig. 2 werden gleiche Basisströme und gleiche Basis-Emitter-Spannungen
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der Transistoren Q5 und Q6 dadurch erhalten, indem man im wesentlichen gleiche Vorspannströme durch die Differenztransisto-· ren Q5 und Q6 schickt, und zwar auf eine Weise, bei der es den Vorspannströmen nicht möglich ist, die Temperaturabhängigkeit des Ausgangsstromes IT zu zerstören. Die Fig. 2 zeigt einen dritten Transistor Q7, dessen Basis und Emitter mit den entsprechenden Elektroden (Basis und Emitter) des zweiten Transistors Q2 verbunden sind. Der Transistor Q7 ist als Diode geschaltet und sein Kollektor ist mit den gemeinsam verbundenen Emittern der Transistoren Q5 und Q6 verbunden und führt somit den Gesamtvorspannstrom, der durch die Transistoren hindurchfließt. Da die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q7 und Q2 gleich sind, sind auch ihre Emitterströme gleich mit Ausnahme des Early-Effekt-Fehlers, bedingt durch die höhere Kollektor-Basis-Spannung von Q2. Der durch den Transistor Q7 fließende Strom variiert jedoch linear mit der absoluten Temperatur und dieser Strom wird mit den Strömen durch die Transistoren Q1 und Q2 am negativen Anschluß Tn kombiniert, um so den Ausgangsstrom I™ zu bilden. Dementsprechend werden die Vorspannströme durch die Transistoren Q5 und Q6, weil sie durch den Transistor Q7 hindurchgeführt werden, genötigt, eine Komponente eines sich linear mit der Temperatur ändernden Stromes zu werden,anstatt daß sie fehlerhaft den Ausgangsstrom beeinflussen.
Durch einen Transistor Q8 in dem Kollektorkreis des Transistors Q6 sind im wesentlichen gleiche Vorspannströme durch die Transistoren Q5 und Q6 erhältlich. Die Emitterfläche des Transistors Q8 steht mit den entsprechenden Flächen der Transistoren Q3 und Q4 im Verhältnis 1:2, so daß die Hälfte des Stromes, der durch einen der beiden Transistoren Q3 oder Q4 fließt, durch den
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Transistor Q8 hindurch in den Transistor Q6 fließt. Da der Gesamtstrom durch den Transistor Q7 im wesentlichen gleich den Strömen durch die Transistoren Q1 oder Q2 ist, sind die Vorspannströme in den Transistoren Q5 und Q6 nahezu gleich. Der Early-Effektfehler, der zwischen den Transistoren Q8 und entweder Q3 oder Q.4,bedingt durch den als Diode geschalteten Transistor G8,und der Early-Effektfehler, der zwischen den Transistor Q7 und einen der Transistoren Q1 oder Q2,bedingt durch die Diodenvers chaltung des Transistors Q7,auftritt, verhindert, daß die Schaltung nach Fig. 2 vollständig genau ist, jedoch \vird die Wirkung dieser Fehler auf die Gleichheit der Ströme durch die Transistoren Q1 und Q2 reduziert um den Faktor ß der NPN-Transistoren Q5 und Q6 im Vergleich zu den Auswirkungen auf die bekannten Schaltkreise nach Fig. 1. Bei typischen integrierten Schaltkreistechnologien sind Faktoren ß von NPN-Transistoren im Wert von ungefähr 400 erzielbar, wodurch die Schaltung nach Fig. 2 in der Linearität des Ausgangsstromes L· um den Faktor 400 verbessert ist, ohne daß zur selben Zeit gegengewichtige Fehler eingeführt werden, die aus den Schaltungen entstehen, die zur Verbesserung der Genauigkeit verwendet v/erden.
Die Fig. 3 zeigt einen Zwei-Draht-Temperaturwandler-Schaltkreis 20, der zusätzliche Komponenten zur Verbesserung der Leistungsfähigkeit des Schaltkreises aufweist. Die Schaltung 20 der Fig. 3 verwendet vier Stromversorgungs-Transistoren Q3A, Q3B und Q4A, Q4B anstelle der Transistoren Q3 und Q4 in Fig. 2. Die Emitterfläche des Transistors QO, die den Pegel des Vorspannstromes durch den Transistor Q6 vorgibt, kann dieselbe sein wie die Emitterflächen der Transistoren Q3A, Q3B, Q4A und Q4B. Es sind Widerstände R1 und R2 vorgesehen, deren Wider-
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standswerte im Verhältnis 1:4 stehen und die mit dem positiven Anschluß Tp bzw. mit den Emittern der Transistoren 0.3Λ, Q3B, Q4A, Q4B und dem Emitter des Transistors 08 verbunden sind, die den Early-Effekt'-i'ehler, der zwischen dem als Diode geschalteten Transistor 08 und den vier Stromversorgungstransistoren Q3A, QJ3B, Q4A und Q4B auftritt, vermindern. Ein zweiter als Diode geschalteter PNP-Transistor Q9 ist in dem Kollektorkreis des Differenz-Transistors Q5 vorgesehen, um die Kollektorspannungen der Transistoren Q5 und Q6 auszubalancieren und um zusätzlich eine Vorwärts-PN -Diodenverbindung in jedem vcm Anschluß Tp ausgehenden Strompfad vorzugeben, um so einen Schutz gegen ein umgekehrtes Vorspannen der Schaltung 20 zu gewährleisten.
Eine frequenzempfindliche Schaltung, gebildet durch den Widerstand R4 und den Kondensator C1, sieht eine Freauenzkompensat.ion in der Rückkoppelschleife durch die Transistoren Q5 und Q6 vor, verhindert, daß die Schaltung schwingt und sorgt für eine Stabilität des Gesamtschaltkreises. Es ist ersichtlich, daß der Kondensator C1 den Ausgang der Stromversorgungstransistoren Q4A und Q.4B mit dem Kollektor des Transistors Q6 verbindet, der die Ausgangsströme dieser Transistoren erfaßt, wobei der Widerstand R4 die Emitter der Transistoren Q7 und Q8 mit dem Kollektor des gesteuerten Strom-Abzugs-Transistors Q7 verbindet. Es ist ein Epitaxial-Feldeffekttransistor Q10 vorgesehen, dessen Source-Drain-Strecke über der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q6 liegt. Der Feldeffekttransistor Q10 wirkt als sehr großer Widerstand, der es ermöglicht, daß ein Startstroni fließt, wenn die Spannung zuerst an den Ausgangsanschlüssen Tp und Tn angelegt ist, um es der Schaltung zu er-
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möglichen, daß sie sich selbst regenerativ in die Leitfähigkeit treibt, und zwar auf die im vorausgehend beschriebenen Strompegel.
Nach einem sehr wesentlichen Merkmal der vorliegenden Erfindung flötet die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q10, die das Substrat das integrierten Schaltkreischips ist, oberhalb der Spannung des negativen Anschlusses Tn und ist über einen Widerstand R3 mit dem Kollektor des gesteuerten Stromtransistors Q7 verbunden. Entsprechend fließen alle Substratleckströme (d.h. Isolationstaschenströme) durch den Widerstand R3 und den Transistor Q7 und werden genötigt, Komponenten des gesteuerten Ausgangsströmes IT zu werden, zusammen mit den Vorspannströmen durch die Transistoren Q5 und Q6. Auf diese Weise wirken die Substratleckströme nicht fehlerhaft auf den Ausgangsstrom ein und der Temperaturbereich der Schaltung 20 ist über den Punkt hinaus ausgedehnt, an dem sich die Leckageströme an sich bemerkbar machen. Der Zweck des Widerstandes R3 besteht darin, die Substratkapazitäten von den Basen der Transistoren Q1, Q2 und Q7 zu isolieren. Indem man die Chip-Substratleckströme durch einen gesteuerten Stromtransistor Q7, wie oben erwähnt, schickt, ist eine Linearität über einen weiten Temperaturbereich erhältlich. Beispielsweise weist eine Schaltung, die gemäß der Fig. aufgebaut ist, einen Ausgangsström auf, der sich linear in einem Temperaturbereich von -1250C bis +2000C ändert.
Die Schaltung 20 der Fig. 3 weist Emitterwiderstände R5 und R6 auf, die Ströme entsprechend der Differenz der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q1 und Q2 erzeugen. Der Ausgangs-
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strom Ιφ ist gegeben durch
T _,3k In r) T
XT "Iq j Rb - 2R5
In einer Schaltung, bei der r gleich 8 ist, ist dann:
1T ' 528
T ' 528 X 10 R
Um einen Ausgangsstrom zu erzeugen, der sich z.B. um ein Mikroampere pro Grad Kelvin ändert, muß dann der Ausdruck R6 - 2R5 zu 525 Ohm gewählt werden.
Die Widerstände R5 und R6 müssen einen niedrigen Temperaturkoeffizienten haben, um die Linearität zu fördern, und sind vorzugsweise als SiCr-Dünnfiln-Widerstände mit sehr niedrigen Temperaturkoeffizienten ausgebildet. Derartige Widerstände haben typischerweise negative Temperaturkoeffizienten in der Größenordnung von 50 ppm/°C, und der negative Temperaturkoeffizient dieser Dünnfilmv/iderstände wird ausgeglichen durch den positiven Temperaturkoeffizienten der Aluminiumzwischenverbindung auf dem integrierten Schaltkreischip. Ein kleiner Abschnitt eines Aluminiumwiderstandes in Reihe mit dem Dünnfilmv.'iderstand besitzt einen Gesamttemperaturkoeffizient, der nur sehr wenig von der idealen Temperaturcharakteristik abweicht.
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Die Dünnfilmwiderstände R5 und R6, die typischerweise einen Widerstandswert von ungefähr AOO Ohm pro inch aufweisen, können zum Zwecke der Kalibrierung des Ausgangsstromes Im mit einem Laser getrimmt werden. Da der effektive Widerstand gleich R6 - 2R5 ist, ist eine bipolare Trimmung möglich und es konnten bereits Trimmeinstellungen besser als 0,50C hinsichtlich der Genauigkeit beobachtet werden.
Die Fig. h zeigt eine Anordnung mit einem als Diode geschalteten NPN-Transistor Q7, um eine verbesserte Leistungsfähigkeit zu erzielen, indem eine vorzeitige Sättigung des Transistors bei hohen Temperaturen vermieden wird. Wie gezeigt, weist der Transistor Q7 zwei getrennte Kollektorkontakte K1 und K2 auf, v/obei der Kontakt K1 mit den Basen der Transistoren Q1, Q2 und Q7 und der Kontakt K2 mit den Widerständen R3 und Rh verbunden ist. Die dargestellten Widerstände RK1 und RK2 stellen die versenkten Schichten (buried layer) zu den N+-Kollektorkontaktwiderständen der epitaxial ausgebildeten integrierten Schaltkreise für die beiden Kollektorkontakte dar. Diese Anordnung stellt sicher, daß die Spannung der versenkten Schicht stets größer als die Basisspannung ist und verhindert somit eine vorzeitige Sättigung bei hohen Temperaturen. Eine ähnliche Doppelkollektoranordnung ist für den als Diode geschalteten PNP-Transistor Q8 vorgesehen.
Die Fig. 5 zeigt das Layout eines integrierten Schaltkreischips, der die Schaltung nach der Anordnung der Fig. 3 verwendet, wobei der Transistor Q7 mit einer Doppelkollektorkontaktanordnung gemäß Fig. 4 versehen ist. Die Symmetrie des Chips-Layouts spiegelt die Symmetrie der Schaltung selbst wieder und gewähr-
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leistet nicht nur die übliche Emitteranpafjsung und die Widerstandsanpassung, sondern gewährleistet ebenso die Anpassung der Leckstron- und Gub:;iratef f ekte und gleicht die Effekte von irgendwelchen Tc;r,peraturgradienten aus. In der Fig. 5 sind die Verbindurgsleitungrn in durchgezogenen Linien dargestellt, währenddessen die Komponenten selbst in gestrichelten Linien gezeichnet sind.
Die Transistoren Q3A, Q3B, ΟΛΑ und Q4B bestehen aus einem über Kreuz verbundenen Viererbündel von Seiten- bzw. Quer- (lateral) PNP-Transistoren, damit es möglich ist, daß einer den anderen in der Temperatur mitzieht. Der Transistor Q8 ist ein Seiten-Quertransistor vom PNP-Typ, der an die Transistoren Q3A bis Q4B angepaßt ist und benachbart zu diesen angeordnet ist, damit er die gleichen Temperaturcharakteristika hat. Diese fünf Transistoren zusammen in it dem Kondensator C1 sind in derselben Isolationstaschc angeordnet. Der Transistor Q8 ist gleich dem Transistor Q7 mit zwei Kollektorkontakten an entgegengesetzten Enden des Kollektors versehen, um eine Sättigung bei hohen Temperaturen zu verhindern. Ein Kontakt ist mit dem Kollektor des Transistors 06 verbunden und der andere Kontakt wird dazu verwendet, eine Diodenverbindung auszubilden.
Die Differenztransistoren Q5 und Q6 sind, wie dargestellt, symmetrisch auf dem Chip angeordnet. Diese Einrichtungen sind tTN-Transistoren minimaler Geometrie, wobei Q5 und der Transistor Q9 in derselben Isolatjonstasche angeordnet sind, jedoch gegenseitig isoliert sind. Der Transistor QG ist mit dem einen Ende des Transistors Q10 in derselben Isolationstasche. Die Transistoren 0.3Λ, Q3B, 0<ΊΛ, Q4-B, Q5 und Q6 sind die Hauptwärme-
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quellen des Chips und sie sind daher, wie in Fig. 5 dargestellt, an entgegengesetzten Enden bezogen auf die temperaturempfindlichen Transistoren Q1 und Q2 angeordnet.
Der Transistor Q1 ist als ein 8-Emitter NPN-Transistor ausgebildet. Der Transistor Q7 hat zwei Emitter ähnlich denjenigen des Transistors G1, jedoch ist nur einer dieser Emitter verbunden. Die Kollektor-Kontaktanordnung wurde bereits oben in Bezug auf die Fig. A beschrieben. Der Transistor Q2 weist drei Emitter zentriert in einer Basisbox auf, identisch mit der Anordnung des Transistors Q1, so daß die Kollektorbasis- und Kollektorsubstrat-Leckströme angepaßt sind. Um ein 8:1 Emitterflächenverhältnis zwischen den Transistoren Q1 und Q2 vorzugeben, ist nur der zentrale Emitter des Transistors Q2 verbunden. Um ein 4:1 Verhältnis vorzugeben, werden die beiden äußeren Emitter verbunden. Diese Art der Verbindungen hält die thermische Mitte des Transistors Q2 symmetrisch in Bezug auf den Transistor Q1.
Der Transistor Q10 ist als ein Epitaxiol-Feldeffekttransistor in derselben Tasche mit dem Transistor Q6 ausgebildet. Er ist so ausgebildet, daß er einen minimalen Strombetrag bis hin zu den Temperaturen führt, die ausreichend hoch sind, daß Leckströme auftreten, wenn die Einrichtung einmal eingeschaltet ist. Der maximale Strom durch den Feldeffekttransistor Q10 ist ein Sechstel des Gesamtstromes 1™ bei der niedrigsten Temperatur, bei der der Wandler arbeiten soll. Wenn dieser Strompagel überschritten wird, schaltet der Transistor Q6 ab und die Einrichtung ist außer Funktion.
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Die Widerstände R1 und R2 sind als Dünnfilmv/iderstände mit einem Verhältnis von 1:4 ausgebildet, d.h. v/eisen beispielsweise die Werte 260 Ohm und 1,04 kOhm auf. Der Widerstand Rj5 ist ein Dünnfilmwiderstand von 5 kOhm zwecks Isolierung der oubstratkapazitäten gegenüber den Basen der Transistoren Q1, Q2 und Q7. Der Widerstand R4 ist ein Dünnfilmwiderstand von 11 kOhm. Ein größerer Widerstand läßt die im Minimum akzeptable Versorgungsspannung über den Anschlüssen Tp und. Tn ansteigen, währenddessen ein kleinerer Widerstand den notwendigen Kapazitätsvert des Kondensators C1 ansteigen läßt. Der Kondensator C1 ist ein 26pf MOS-Kondensator.
Die Verwendung des temperatuiempfindlichen Wandlers 20 als ein digitales Thermometer ist in Fig. 3 dargestellt, wobei eine digitale Meßanzeige 30 vorgesehen ist, deren +5 Volt-Anschluß mit dem Anschluß Tp verbunden ist, wogegen der negative Anschluß Tn über einen Widerstand Rm mit dem Masseanschluß des Meßgerätes verbunden ist. Die Meßspannung wird über den HI- und LO-Anschlüssen eingeführt, über die der Widerstand Hm liegt, wobei dieser Widerstand-Emitterstondsv/ert so gewählt ist, daß er eine geeignete Spcnnungsänderung erzeugt, um digital die Temperatur in den gewünschten Kreisen zu registrieren. Vrenn der Temperaturwandler 20 ausgelegt ist, daß er ein Signal von einem Mikroampere pro Grad Kelvin erzeugt, und wenn die Meßanzeige so ausgelegt ist, daß sie eine Änderung von einer Dezimalziffer pro Millivolt Eingangssignal erzeugt, dann bewirkt ein Widerstand Rm von 1 000 0hm, daß das Meßgerät 30 die von dem Wandler 20 erfaßte Temperatur in Grad Kelvin anzeigt.
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Aus der vorhergehenden Beschreibung werden verschiedene Verteile dos Teiiiperoturv/andlcr:.,, der gerc.:;ß der- Erfindung ausgebildet ist, ersichtlich:
(a) Indem men den Substrat]eckstrom durch den gesteuerten Ctronvabzugstran^istor 07 führt, wird der Temperaturbereich des V'rntilers beachtlich ausgedehnt. Beispielsweise war1 ein integrierter Schaltkreiswaiidler, der gemäß den Fig. 3 und 5 ausgebildet war, in der Loge, eine lineare Antwort aufgrund von Schritten in Centigradcn bis zu 2C0°C zu geben, "was im Vergleich zu den derzeit verfügbaren kommerziellen Einrichtungen mit einer oberen Grenze von i25°C sehr vorteilhaft ist.
(b) Die Schaltung kann die verbesserte Stromsteuerurig verv/ernden, die durch z.B. das Diffcrtrzpnar der Transistoren Q3 und 06 erhältlich i&t, um so die Ströme durch die ersten und zweiten Transistoren 01 und Q2 auszugleichen, ohne zur selben Zeit Fehlerströrne einzuführen. Diec.es Resultat ist desbrOb lnöglich, indem man die Vorspanns Irörnc- von den Steuertransistoi'en durch den gesteuerten Strornobzugstranni stör Q7 führt.
(c) Alle Ctrompfad.e vom Plusanschluß Tp führen durch PN-Diodenverbindungen in Vorv.:ärti;richtung, v;odurch es möglich ist, daß die Schaltung an eine Spannungsquelle mit umgekehrter Polarität angeschlossen wird, ohne daß daraus ein Schaden entsteht.
(d) Durch die Verwendung von Dünnfilnwiderständen können die Temperaturkoeffizientc.-n niedrig gehalten werden und zur selben Zeit kann der Wandler srhr genau durch bipolares Lasertriinmen der Transistoren IVj vn>d UG kalibriert werden. Entsprechend kann
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der Temperaturwandler so ausgebildet v/erden, daß er vorbestimmte Ströme liefert, wobei die Notwendigkeit dor Feldkalibration vermieden wird und eine momentane Austauschbarkeit der Wandler gegeben ist.
(e) Da der Wandler nur einen niedrigen Wert einer Versorgungsgleichspannung benötigt - 5 Volt sind ausreichend -, ist der Leistungsverbrauch der Einrichtung klein. Für einen Wandler, der so ausgebildet ist, daß er ein Mikroampere pro Grad Kelvin liefert, ist bei einer Versorgungsspannung von 5 Volt bei 25°C der Leistungsverbrauch nur 1,5 Milliwatt. Dieser kleine Leistungsverbrauch bedeutet, daß die Temperaturmeßfehler bedingt durch das Selbstaufheizen minimal gehalten werden können. Der geringe Leistungsverbrauch ermöglicht es weiterhin, daß die Einrichtung für Fernbedienungsanwendungen geeignet ist.
(f) Da der Kreis verhältnismäßig einfach ist, können kleine monolithisch integrierte Schaltkreise hergestellt werden, die klein genug sind, damit sie in unkonventionelle Umhüllungen hineinpassen, die für Temperaturmeßanordnungen geeignet sind. Beispielsweise kann ein integrierter Schaltkreis, der gemäß den Fig. 3 und 5 ausgebildet ist, in ein TO-52 Zylindergehäuse eingepackt werden, das einen Durchmesser von weniger als 0,23 inches und eine Höhe von weniger als 0,15 inches aufweist.
(g) Da der Schaltkreis als ein kleiner monolithischer integrierter Schaltkreis realisiert werden kann und daher keine hochpräzisen Vorverstärker und Linearisierungsmittel benötigt, kann er billig hergestellt werden, so daß er für eine Vielzahl von Temperaturmeß- bzw. Korrekturanwendungen zur Verfügung
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steht. Er kann z.B. dazu verwendet v/erden, innerhalb Instrumente Komponenten oder Untersysteme einzeln zu kompensieren oder im Hinblick auf· seine kleine Größe Temperatureffekte von verschiedenen Fernfühlern kompensieren. Eine Vielzahl von neuen Anwendungen von Tenipeiaturmessungen wird somit auf wirtschaftliche V/eise ermöglicht.
Ausgehend von den dargestellten Ausführungsbcispielen ergeben sich für den Fachmann zahlreiche Abwandlungen, ohne daß der Rahmen der Erfindung dadurch verlassen wird.
Im Vorstehenden wurde ein als integrierter Schaltkreis ausgebildeter Zwei-Drahttemperaturvandler beschrieben, der ein genaues Stromausgangssignal vorgibt, das linear mit der absoluten Temperatur über einen ausgedehnten Temperaturbereich in Beziehung steht. Die Schaltung ist von dem Typ, bei der erste und zweite Transistoren verwendet werden, deren leitfähige Flächen von verschiedener Größe sind und bei dem gesteuerte Transistoranordnimgen vorgesehen sind, um gleiche Ströme durch die ersten und zweiten Transistoren vorzugeben, damit diese bei unterschiedlichen Stromdichten arbeiten und dabei unterschiedliche Basis-Emitter-Spannungen an den ersten und zweiten Transistoren erzeugen; es sind weiterhin die Widerstandsmittel vorgesehen, die auf die Basis-Emitter-Spannungen der ersten und zweiten Transistoren ansprechen, um einen Strom durch sie zu erzeugen, der sich proportional mit der absoluten Temperatur ändert. Eine verbesserte Genauigkeit über einen ausgedehnteren Temperaturbereich wird bei dieser Zwei-Drahteinrichtung dadurch erhalten, indem man einen dritten Transistor vorsieht, der mit den ersten und zv/eiten Transistoren verbunden ist, und der ein anderes
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gesteuertes Stromsignal erzeugt, das sich linear mit der absoluten Temperatur ändert, um mit den Strömen durch die ersten und zweiten Transistoren kombiniert zu werden zwecks Bildung eines Ausgangsstromes. Vorspannströme, die von stromvergleichmäßigenden-Stnuertransistoren verwendet worden, werden durch den dritten Transistor hindurchgeleitet, um diü Vorsparnströme zu nötigen, daß sie Komponenten des gesteuerten Stromes werden. In ähnlicher Weise ist das Substrat des integrierten Schaltkreises verbunden, uin den Substratleckstrom durch den dritten Transistor zu führen und den Leckstrom zu nötigen, daß er eine Komponente des Ausgangsstromes v/ird. Demgemäß beeinflussen der Vorspannstrom und der Substratleckstrom nicht fehlerhaft den Ausgangsstrom, der dadurch über einen weiten Temperaturbereich genau linear mit der Temperatur verknüpft ist. Genauigkeiten von 1°C in einem Temperaturbereich von -1250C bis 2000C konnten mittels eines monolithisch integrierten Schaltkreises erzielt werden, der in einem zylindrischen Gehäuse eingepackt war, das einen Durchmesser kleiner als 0,23 inches und eine Höhe kleiner als 0,15 inches aufwies.
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-3S-. Le e rs e11 e

Claims (1)

  1. PATENTANWALT O 7 Q η <3 1 /
    HELMUT GÖRTZ
    Frankfurt am Main 70 Schneckenhoistr. 27 - Tel. 617079
    4. Juli 1977 Gzw/Ra.
    Analog Devices,· Incorporated, Route 1, Industrial Park, Norwood, Massachusetts 02062 / USA
    Anordnung zur Erzeugung eines Ausgangsstromes, der sich linear mit der absoluten Temperatur ändert
    Patentansprüche
    .y Anordnung zur Erzeugung eines Ausgangsstromes, der sich linear mit der absoluten Temperatur ändert, mit ersten und zweiten Transistoren, die Gleitfähigkeitsflachen unterschiedlicher Größe besitzen, mit einer Anordnung, die mit den Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren verbunden ist, um einen Strom durch sie zur Verfügung zu stellen, mit einer Anordnung zur Steuerung der Stromversorgungsanordnung, um die Ströme durch die ersten und zweiten Transistoren gleichzumachen und um sie mit verschiedenen Stromdichten zu betreiben, wobei dadurch unterschiedliche Basis-Emitter-Spannungen in den ersten und zv/eiten Transistoren erzeugt v/erden, und mit einer Anordnung, die auf die Differenz der Basis-Emitter-Spannungen der ersten und zweiten Transistoren anspricht zwecks Erzeugung eines Stromes, der der
    Differenz der Basis-Emitter-Spannungen entspricht, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung, die die Ströme durch die ersten und zweiten Transistoren gleichmacht, aufweist: eine Transistoranordnung, die so geschaltet ist, daß sie die Ströme, die durch die ersten und zweiten Transistoren fließen,
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    vergleicht und die die Stromversorgungsanordnung steuert, wobei diese Transistoranordnung einen Vorstrom trägt; eine Anordnung zum Erzeugen einer- gesteuerten Stromes, der ach linear mit der absoluten Temperatur ändert und der mit den durch die ersten und zweiten Transistoren fließenden Stromaikombiniert wird, um einen Ausgangsstrom zu erzeugen; und eine Anordnung zum Führen des Vorstromes in der Transistor-Steuoranordnung durch die gesteuerte Stromanordnung, um den Vorstrom zu nötigen, eine Komponente des gesteuerten Stromes zu werden, wodurch der Vorstrom durch die Transistor-Steueranordnung nicht fehlerhaft den Ausgangsstrom beeinflußt.
    2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung zum Erzeugen eines gesteuerten Stromes einen dritten Transistor aufv/eist, der so geschaltet ist, daß seine Basis-Emitter-Spannung der Basis-Emitter-Spannung eines der ersten und zweiten Transistoren folgt, wodurch der dritte Transistor einen Strom erzeugt, der sich linear mit der absoluten Temperatur ändert.
    3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoranordnung zum Steuern der Stromversorgungsanordnung ein Differenzpaar von Transistoren aufv/eist, deren Basen verbunden sind, um den Strom,der durch die ersten und zweiten Transistoren fließt, zu vergleichen und deren gemeinsame Emitter mit der gesteuerten Stromerzeugungsanordnung verbunden sind.
    4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektorkreis eines Transistors des Differenzpaares eine Stromregelungsanordnung aufweist, die so angeordnet ist, daß sie im wesentlichen die Hälfte des Stromes durch die
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    gesteuerten Stromerzeugungsanordnung führt, wobei jeder Transistor des Differenzpaares im wesentlichen den gleichen Vorstrom führt.
    Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgungsanordnung mindestens ein Paar von Transistoren aufweist und daß die Stromregelungsanordnung im Kollektorkreis einen Transistor aufweist, der gemeinsam mit dem Stromversorgungstransistor verbunden ist und in Relation dazu abgestimmt ist, um einen proportionalen Anteil des vom Stromversorgungstransistors geführten Stromes zu führen.
    Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektorkreis des verbleibenden Transistors des Differenztransistorenpaares einen als Diode geschalteten Transistor aufweist, wodurch Schutz gegen Ströme umgekehrter Polarität durch die Differenztransistoren gewährleistet ist.
    Anordnung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgungsanordnung mindestens ein Transistorpaar aufweist, daß die Anordnung zum Erzeugen eines gesteuerten Stromes aus einem dritten Transistor besteht, der als Diode geschaltet ist, der dieselbe leitfähige Fläche eines der beiden ersten und zweiten Transistoren hat, wobei seine Basis-Emitter-Strecke parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des jeweiligen ersten oder zweiten Transistors liegt, um so denselben Strom wie den der ersten oder zweiten Transistoren zu erzeugen; daß die Transistor-Steueranordnung ein Differenzpaar vonTransistören aufweist, deren Emitter gemeinsam verbunden sind, um den Strom durch den dritten
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    Transistor zu führen und deren Basen geschaltet sind, um die Ströme zu erfassen, die in die Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren eintreten, wobei der Kollektorkreis eines der Transistoren des Differenzpaares einen Vorstrom-Beherrschungstransistor aufweist, der parallel zu dem Stroir.-versorgungstransistor geschaltet ist und so aufgebaut ist, daß er die Hälfte des Stromes führt, der durch die ersten und zweiten Transistoren fließt, wobei im wesentlichen gleiche Vorströme durch jeden Transistor des Differenzpaares fließen.
    8. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Kollektorkreis des verbleibenden Transistors des Differenzpaares ein als Diode verschalteter Transistor vorgesehen ist, der einen Schutz gegen umgekehrte Polarität für das Differenzpaar der Transistoren vorgibt.
    9. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine frequenzselektive Anordnung vorgesehen ist, zwecks Stabilisierung der Arbeitsweise der Anordnung, bestehend aus einem Widerstand, der die Emitter des Differenzpaares an den dritten Transistor anhängt,und aus einem Kondensator, der die Stromversorgungsanordnung mit dem Differenztransistor verbindet, der von dieser Anordnung den Strom erfaßt.
    10. Anordnung nach Anspruch 7 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung als integrierter Schaltkreis aufgebaut ist und der Entwicklung von Substrat-Lfickströmen ausgesetzt ist, daß eine Anordnung vorgesehen ist, um den Substrat-Leckstrom durch die gesteuerte Stromerzeugungsanordnung zu führen, um den Leckstrom zu nötigen,
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    daß er eine Komponente des gesteuerten Stromes wird, wodurch der Substrat-Leckstrom nicht fehlerhaft die Linearität des Ausgangsctromes beeinträchtigt.
    11. Integrierter Schaltkreis nach Anspruch 10 zum Erzeugen eines Ausgangsstromes, der sich lineal1 mit der absoluten Temperatur ändert, mit ersten und zweiten Transistoren, die leitfähige Flächen unterschiedlicher Größe besitzen, mit einer Anordnung, die mit den Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren verbunden ist, um ihnen Ströme zuzuführen, mit einer Anordnung zum Steuern der Stromversorgungsanordnung zwecks Angleichung der Ströme durch die ersten und zweiten Transistoren, um sie mit verschiedenen Stromdichten zu betreiben, wodurch unterschiedliche Basis-Emitter-Spannungen in den ersten und zweiten Transistoren erzeugt werden, und mit einer Anordnung, die auf die Differenz in den Basis-Emitter- Spannungen der ersten und zweiten Transistoren anspricht zwecks Erzeugung von durch sie hindurchfließenden Strömen, die der Differenz in den Basis-Emitter-Spannungen entsprechen, wobei der integrierte Schaltkreis der Entwicklung von Substratleckströmen ausgesetzt ist, gekennzeichnet durch: eine Anordnung zum Erzeugen eines gesteuerten Stromes, der sich linear mit der absoluten Temperatur ändert, um mit den Strömen durch die ersten und zweiten Transistoren kombiniert zu werden, um einen Ausgangsstrom zu bilden, und durch eine Anordnung zum Führen des Substratleckstromes durch die gesteuerten Stromerzeugungsanordnung zwecks Nötigung des Leckstromes, eine Komponente des Ausgangsstromes zu werden, wodurch der Substratleckstrom nicht fehlerhaft die Linearität des Ausgangsstromes beeinflußt.
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    12. Integrierter Schaltkreis nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die gesteuerte Stromerzeu^ungsanordnung einen dritten Transistor aufweist, dessen Basis und Emitter mit den entsprechenden Elektroden eines der beiden ersten und zweiten Transistoren verbunden ist zwecks Erzeugung eines Ausgangsstromes, der proportional den Strömen durch die ersten und zweiten Transistoren ist.
    13. Integrierter Schaltkreis nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Transistor als Diode geschaltet ist und die gleiche leitfähige Fläche aufweist wie die leitfähige Fläche eines der beiden ersten und zweiten Transistoren, mit dem er gemeinsam verbunden ist, wodurch der dritte Transistor denselben Strom wie der erste oder zweite Transistor führt.
    14. Integrierter Schaltkreis nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Transistor ein integrierter Schaltkreis-NPN-Transistor ist, «".er mit zwei Kollektorkontakten ausgebildet ist, von denen einer mit der Basis zwecks Ausbildung der Diodenverschaltung und von denen der andere mit der Anordnung zum Führen des Substratstromes durch ihn hindurch verbunden ist, wobei beide Kontakte über den integrierten Schaltkreis-Kontaktwiderstand hindurch mit dem Kollektor verbunden sind, um dadurch eine vorzeitige Sättigung des dritten Transistors bei hohen Temperaturen zu vermeiden.
    15. Integrierter Schaltkreis nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß eine Transistorsteueranordnung für die Stromversorgungstransistoren vorgesehen ist, wobei diese
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    Transistorsteueranordnung einen Vorstrom trägt und mit dem dritten Transistor verbunden ist, um den Vorstrom durch ihn hindurchzuführen.
    16. Integrierter Schaltkreis von der Art, die einen gesteuerten Ausgangsstrom erzeugt und die der Entwicklung von Substratleckströmen ausgesetzt ist, gekennzeichnet durch: eine Anordnung zum Erzeugen eines gesteuerten Stromes, und durch eine Anordnung zum Führen des Substratleckstromes durch die gesteuerte Stromerzeugungsanordnung hindurch, um den Leckstrom zu nötigen, daß er eine Komponente des gesteuerten Stromes wird, wodurch der Substratleckstrom nicht fehlerhaft den gesteuerten Strom beeinflußt.
    17. Integrierter Schaltkreis nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung zum Erzeugen des gesteuerten Stromes eine erste Stromerzeugungsanordnung aufweist, die in einer vorbestimmten Weise gesteuert wird und weiterhin eine zweite Stromerzeugungsanordnung besitzt, die so ausgebildet ist, daß sie denselben Strom wie die erste Stromerzeugungsanordnung führt, wobei der Substratleckstrom durch die zweite Stromerzeugungsanordnung hindurchgeführt wird.
    18. Integrierter Schaltkreis nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Stromerzeugungsanordnung aus einem Transistor besteht, daß die zweite Stromerzeugungsanordnung aus einem anderen Transistor besteht, dessen Basis und Emitter mit den entsprechenden Elektroden des ersten Transistors verbunden ist und dessen Kollektor so verschaltet ist, daß er den Substratleckstrora aufnimmt.
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    19. Integrierter Schaltkreis nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor als Diode geschaltet ist.
    20. Integrierter Schaltkreis nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor zwei Kollektorkontakte aufweist, die jeweils einen Kontaktwiderstand aufweisen, wobei ein Kontakt dazu verwendet wird, um die Diodenverbindung herzustellen, und wobei der andere Kontakt den Substratleckstrom aufnimmt.
    21. Als integrierter Schaltkreis ausgebildeter Zweidraht-Tempsraturwandler, der so aufgebaut ist, daß er mit einer externen Spannungsquelle verbindbar ist zwecks Erzeugung eines Ausgangs s+.romes, der sich linear mit der absoluten Temperatur ändert, wobei dieser Wandler aufweist: erste und zweite Transistoren mit leitfähigen Flächen unterschiedlicher Größe; eine Anordnung in der Form von mindestens einem Paar von Transistoren, die mit den Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren verbunden sind, um durch sie einen Strom hindurchzuführen; eine Transistoranordnung zum Steuern der Stromversorgungstransistoren zwecks Abgleichen der Ströme durch die ersten und zweiten Transistoren, damit diese bei verschiedenen Stromdichten betrieben werden, wodurch unterschiedliche Basis-Emitter-Spannungen in den ersten und zweiten Transistoren erzeugt v/erden, wobei die Transistor-Steueranordnung einen Vorstrom aufweist, dor durch sie hindurchfließt; eine Widerstandsanordnung, die auf die Differenz in den Basis-Emitter-Spannungen der ersten und zweiten Transistoren anspricht zwecks Erzeugung eines Stromes durch sie, die der Differenz
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    in den Basis-Emitter-Spannungen entspricht; einen dritten Transistor, der parallel mit den ersten und zweiten Transistoren geschaltet ist, um einen Strom durch ihn zu erzeugen, der sich linear mit der Temperatur ändert, wobei die Ströme durch die ersten, zweiten und dritten Transistoren zu dem Wandler-Ausgangsstrom kombiniert werden; und eine Anordnung zum Führen des Vorstromes der Transistor-Steueranordnung durch den dritten Transistor, wodurch der Ausgangsstrom nicht fehlerhaft durch den Vorstrom beeinträchtigt wird.
    22. Wandler nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch eine Anordnung zum Verbinden des integrierten Schaltkreis-Substrates an den dritten Transistor zwecks Führung des Substratleckstromes durch diesen Transistor, um diesen Leckstrom zu nötigen, eine Komponente des sich linear ändernden Ausgangsströmes durch den dritten Transistor zu werden, wodurch der Substratleckstrom nicht fehlerhaft den Ausgangsstrom beeinflußt.
    23. Wandler nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindungen zu der Wandlersteueranordnung eine Diodenanordnung aufweisen, die die Steueranordnung gegen eine Verbindung des Wandlers mit einer Spannungsquelle umgekehrter Polarität schützt.
    24. Wandler nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Diodenanordnung als Diode geschaltete Transistoren aufweist.
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    25. Wandler nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistorsteueranordnung aus einem Dif.ferenzpaar von Transistoren besteht, deren Basen \rerbunden sind, um den Strom durch den ersten und zweiten Transistor zu erfassen und deren Emitter zusammengeschaltet sind, um den Strom durch den dritten Transistor zu führen.
    26. Wandler nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektorkreis eines Transistors des Differenzpaares einen als Diode verschalteten Transistor aufweist, der parallel zu den Stromversorgungstransistoren geschaltet ist, um einen proportionalen Anteil ihres Stromes zu führen, der im wesentlichen die Hälfte des Stromes ist, der von dem dritten Transistor geführt wird, wodurch im wesentlichen gleiche Vorströme durch jeden Transistor des Differenzpaares fließen.
    27. Wandler nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Kollektorkreis des verbleibenden Transistors des Differenzpaares ein als Diode verschalteter Transistor vorgesehen ist.
    28. Wandler nach Anspruch 26, gekennzeichnet durch ein Widerstandsnetzwerk, das mit dem als Diode verschalteten Transistor und dem Stromversorgungstransistor verbunden ist zwecks Aufteilung der durch sie hindurchfließenden Ströme.
    29. Wandler nach Anspruch 25, gekennzeichnet durch frequenzselektive Anordnungen zum Stabilisieren der Arbejtsv/eise des Wandlers mit einem Widerstand zwischen dem dritten Transistor und dem Differenzpaar der Transistoren und
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    einem Kondensator, der den Ausgang der Stromversorgungstransistoren mit dem Differenztransistor koppelt, der Strom von ihnen erfaßt.
    30. Wandler nach Anspruch 25, gekennzeichnet durch einen Feldeffekttransistor, dessen Source-Drain-Strecke über der Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors des Differenzpaares liegt zwecks Zuführen eines Anfangsstromes, um die gesteuerte Arbeitsweise zu beginnen.
    31. Wandler nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Transistor ein als Diode verschalteter Transistor ist, der zwei Kollektorkontakte aufweist, von denen einer mit der 3asis des dritten Transistors verbunden ist und von denen der andere so verschaltet ist, daß er den Strom der Tranoistorsteueranordnung aufnimmt.
    32. Wandler nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß der andere Kontakt über einenIsolationswiderstand mit dem Substrat des integrierten Schaltkreises verbunden ist, um dadurch Substratleckströme aufzunehmen.
    33. Wandler nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandsanordnung einen ersten Widerstand aufweist, der den Emitter des ersten Transistors mit der Wandlerausgangsklemme verbindet, sowie einen zweiten Widerstand aufweist, der den Emitter des zweiten Transistors an den Ausgangsanschluß anschließt.
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    34. Wandler nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Widerstände trimrnbare Dünnfilmwiderstände sind, wodurch de"/· Wandlerausgangsstrom, indem man einen oder beide Widerstände trimmt, in vorbestimmter Weise mit der Temperatur in Beziehung gesetzt wird.
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DE19772730314 1976-07-06 1977-07-05 Anordnung zur erzeugung eines ausgangsstromes, der sich linear mit der absoluten temperatur aendert Withdrawn DE2730314A1 (de)

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