DE2728380A1

DE2728380A1 - Steuervorrichtung fuer eine thermische vorrichtung, insbesondere einen waermemotor

Info

Publication number: DE2728380A1
Application number: DE19772728380
Authority: DE
Inventors: Kjeld Ahrendsen; Per Gregor Zacho
Original assignee: Danfoss AS
Current assignee: Danfoss AS
Priority date: 1977-06-24
Filing date: 1977-06-24
Publication date: 1979-01-04
Also published as: JPS5417481A; DE2728380C2; GB2000329A; FR2395636B1; GB2000329B; FR2395636A1; DK276578A; US4375029A

Description

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POSTSCHECKKONTO FRANKFURT/M. 34 25 605 — W — Κ/C DRESDNER BANK. FRANKFURT/M. 23O03O8 TELEFON: 56 10 78 * TELEGRAMM: KNOPAT

DA 442

DANFOSS A/S, Nordborg (Dänemark)

Steuervorrichtung für eine thermische Vorrichtung, insbesondere

einen Wärmemotor

Die Erfindung bezieht sich auf eine Steuervorrichtung für eine thermische Vorrichtung, insbesondere einen Wärmemotor, dem von einer Quelle gleichgerichteter Wechselspannung eine elektrische Leistung zum Heizen oder Kühlen in Form von Halbwellen über einen gesteuerten Gleichrichter zugeführt wird, mit einer Vergleichs- und Zündschaltung, die den Istwert einer von der thermischen Vorrichtung abhängigen Größe, insbesondere die Stellung des Wärmemotors, mit dem Sollwert vergleicht und in Abhängigkeit vom Vergleichsergebnis der Steuerelektrode des gesteuerten Gleichrichters eine Zündspannung zuführt oder nicht.

Es sind zahlreiche thermische Vorrichtungen bekannt, bei denen zur Aufrechterhaltung einer bestimmten physikalischen Größe eine Leistung über eine Ein-Aus-Schaltvorrichtung zugeführt wird. Ein typisches Beispiel sind Wärmemotoren oder Dehnstoff-Stellvorrichtungen, bei denen das Stellglied in Abhängigkeit von der Temperatur des Dehnstoffs unterschiedliche Lagen einnehmen soll. Bei diesen thermischen Vorrichtungen ist es schwierig, den Istwert der physikalischen Größe dem gewünschten Sollwert genau anzupassen. In der Praxis pendelt vielmehr der Istwert recht erheblich um den Sollwert. Dies

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liegt daran, daß die thermischen Vorrichtungen verhältnismäßig träge arbeiten und die Feststellung der Regelabweichung Null, bei der die Leistung ein- oder ausgeschaltet wird, immer zu spät erfolgt.

Es ist bereits vorgeschlagen worden, die thermische Vorrichtung mit Halbwellen einer gleichgerichteten Wechselspannung zu speisen und als Schaltvorrichtung einen gesteuerten Gleichrichter zu verwenden. Da der gesteuerte Gleichrichter nach jedem Nulldurchgang neu gezündet werden muß, kann in recht kurzen Zeitabständen jeweils eine neue Entscheidung darüber fallen, ob eine Leistungszufuhr erfolgen soll oder nicht. Das der Vergleichsvorrichtung zugeführte Sollwertsignal wird mit einer kleinen Wechselspannungskomponente überlagert, was zur Folge hat, daß bei der Regelabweichung Null die Zündschaltung in jeder zweiten Halbwelle Zündspannung abgibt. Hiermit werden Pendelungen des Istwerts erheblich herabgesetzt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Steuervorrichtung der eingangs beschriebenen Art anzugeben, mit deren Hilfe Pendelungen des Istwerts um den Sollwert noch weiter herabgesetzt werden können.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Vergleichsschaltung ein kontinuierlich änderbares Steuersignal abgibt, und daß die Zündschaltung so ausgelegt ist, daß sie bei fehlendem Steuersignal zu Beginn jeder Halbwelle einen Zündspannungsimpuls erzeugt, jedoch mit steigendem Steuersignal eine zunehmende Anzahl dieser Impulse unterbindet.

Bei dieser Steuervorrichtung wird die Leistungszufuhr zur thermischen Vorrichtung mit steigendem Steuersignal herabgesetzt. Denn je mehr Zündspannungsimpulse unterbunden werden, umso geringer ist die Zahl der Halbwellen, die der thermischen Vorrichtung zugeführt wird. Obwohl es sich

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hierbei um eine reine Ein-Aus-Steuerung handelt, wirkt sich diese Steuerung wegen der raschen Aufeinanderfolge der Halbwellen und der Trägheit der thermischen Vorrichtung wie eine kontinuierliche Steuerung aus. Obwohl immer nur ganze Halbwellen unterbunden werden können, lassen sich auch kleinere Leistungsänderungen verifizieren, beispielsweise dadurch, daß der gesteuerte Gleichrichter zwischen einzelnen durchgelassenen Halbwellen abwechselnd für zwei oder drei Halbwellen gesperrt ist. Insgesamt läßt sich daher der thermischen Vorrichtung eine derart fein dosierte Leistung zuführen, daß die Wärmeabgabe an die Umgebung bei einer beheizbaren thermischen Vorrichtung ziemlich genau kompensiert und damit der Istwert relativ konstant gehalten wird. Ähnliches gilt für eine kühlbare thermische Vorrichtung bezüglich der Kompensation der von der Umgebung aufgenommenen Wärme.

Besonders günstig ist es, wenn die Zündschaltung eine bistabile Kippstufe aufweist, die in ihrem ersten Kippzustand den Zündspannungsimpuls abgibt und deren zweiter Kippzustand in Abhängigkeit vom Steuersignal verlängerbar ist. Bereits eine geringfügige Verlängerung des zweiten Kippzustandes führt zu Unterdrückung jeder zweiten Halbwelle. Durch eine größere Verlängerung wird der gesteuerte Gleichrichter über eine größere Zahl von Halbwellen gesperrt. Umgekehrt kann der erste Kippzustand ohne Schwierigkeiten so bemessen werden, daß er eine ausreichend lange Dauer zur Abgabe eines sicher wirkenden Zündspannungsimpulses hat.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist dafür gesorgt, daß die Kippstufe ihre Kippzustände in Abhängigkeit von der Höhe ihrer Eingangs spannung einnimmt und daß die Eingangsspannung aus einer Hauptkomponente, die den Halbwellen der gleichgerichteten Wechselspannung proportional ist, und einer Zusatzkomponente, die einem aus dem Steuersignal und einem zeitabhängig abnehmenden Signal zusammengesetzten Nischsignal

Uesteht.
entspricht,/Wäre die Hauptkomponente allein wirksam, wird der Spannungsgrenzwert, bei dem die Kippstufe ihren Kippzustand

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ändert, kurz vor dem Nullpunkt unterschritten und kurz hinter dem Nullpunkt überschritten. Die Zusatzkomponente kann in Abhängigkeit vom Steuerstrom das Unterschreiten dieses Spannungsgrenzwertes verhindern, wodurch das Kippen in den die Zündung bewirkenden Kippzustand unterbunden wird. Hierbei reicht das zeitabhängig abnehmende Signal nicht aus, um nach einer Halbwelle die Unterschreitung der Grenzwertspannung zu verhindern. Je größer jedoch das Steuersignal ist, umso länger kann die Kippstufe in dem die Sperrung des gesteuerten Gleichrichters bewirkenden Kippzustand verbleiben. Bei einem sehr großen Steuersignal wird die Sperrung dauernd aufrechterhalten.

Günstig ist es ferner, wenn das Steuersignal durch einen Steuerstrom und das zeitabhängig abnehmende Signal durch den Ladeoder Entladestrom eines R-C-Gliedes gebildet ist. Die beiden Ströme können sehr einfach überlagert werden, um die Zusatzkomponente zu erzeugen.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform weist die Kippstufe einen Mitkopplungszweig auf, der mindestens den Kondensator des R-C-Gliedes enthält. Hierbei übernimmt das zur Erzeugung des zeitabhängig abnehmenden Signals vorgesehene R-C-Glied gleichzeitig eine Mitkopplungsfunktion, die das Kippen des Kippgliedes beschleunigt.

Schaltungstechnisch empfiehlt es sich, daß die Kippstufe einen Eingangstransistor, dessen Kollektor über einem Kollektorwiderstand mit dem einen Pol einer Gleichspannungsquelle, dessen Emitter mit dem anderen Pol der Gleichspannungsquelle und dessen Basis mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung und über einen Summierwiderstand mit einem mit den Halbwellen der gleichgerichteten Wechselspannung gespeisten Punkt verbunden ist, sowie einen Ausgangstransistor, dessen Kollektor über einen Kollektorwiderstand mit dem einen Pol der Gleichspannungsquelle und über ein Reihen-R-C-Glied mit der Basis des Eingangstransistors, dessen Emitter über einen die Steuerelektroden-Kathoden-Strecke

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des gesteuerten Gleichrichters überbrückenden Emitterwiderstand mit dem anderen Pol der Gleichspannvingsquelle und dessen Basis mit dem Kollektor des Eingangstransistors verbunden ist, aufweist. Es genügt daher ein sehr einfacher Schaltungsaufbau, um die gewünschten Funktionen zu erhalten.

Des weiteren kann die Kollektor-Emitter-Strecke des Ausgangstrarisistors durch einen normalerweise offenen Endlagenschalter überbrückt sein. Dieser Endlagenschalter spricht an, wenn der Istwert der thermischen Vorrichtung einen unteren Grenzwert unterschreitet, worauf dauernd Zündspannung an den gesteuerten Gleichrichter gelegt wird.

In ähnlicher Weise kann zwischen Emitter des Ausgangstransistors und Emitterwiderstand ein normalerweise geschlossener Endlagenschalter gelegt sein. Dieser Endlagenschalter öffnet, wenn der Istwert der thermischen Vorrichtung einen oberen Grenzwert überschreitet. Alsdann wird die Leistungszufuhr unabhängig von der Regelabweichung unterbrochen.

Mit besonderem Vorteil ändert sich das Steuersignal in einem Proportionalbereich linear mit der Regelabweichung. Dies ergibt bei kleineren Regelabweichungen eine P-Regelung, während außerhalb des Proportionalbereichs entweder keine Leistung oder dauernd Leistung zugeführt wird.

Mit Vorteil ist dafür gesorgt, daß die Vergleichsschaltung einen Spannungsteiler mit einem festen Abgriff und ein Potentiometer mit einem veränderbaren Istwertspannungs-Abgriff aufweist, die zwischen dem einen und dem anderen Pol der Gleichspannungsquelle liegen, und einen Transistor aufweist, dessen Emitter mit dem Spannungsteiler-Abgriff, dessen Kollektor mit der Zündschaltung und dessen Basis über einen ersten Widerstand mit einem Sollwertspannungs-Eingang, über einen zweiten Widerstand mit dem Istwertspannungs-Abgriff und über einen dritten Widerstand mit dem anderen Pol der Gleichspannungsquelle verbunden ist. Dies ergibt eine sehr einfach aufgebaute Vergleichs-

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Schaltung, die einen Steuerstrom in Abhängigkeit von der Regelabweichung erzeugt

Des weiteren kann der Sollwertspannungs-Eingang Über einen Schalter mit einem zweiten Abgriff des Spannungsteilers verbindbar sein. Durch diese einfache Maßnahme kann die Funktionsabhängigkeit der Vergleichsschaltung umgekehrt werden.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausfuhrungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Schaltbild einer Steuervorrichtung für einen Wärmemotor ,

Fig. 2 in einem Diagramm die Abhängigkeit des Steuerstroms, des Kondensatorstroms und der Leistung von der Regelabweichung,

Fig. 3 die Zündschaltung in ihrem einen Kippzustand mit die Entladung des Kondensators beschreibenden Strompfeilen,

Fig. 4 die Zündschaltung in ihrem anderen Kippzustand mit die Aufladung des Kondensators beschreibenden Strompfeilen, wobei der Steuerstrom so klein ist, daß er noch außerhalb des Proportionalbereichs der Fig. 2 liegt,

Fig. 5 dieselbe Darstellung wie Flg. 4, jedoch mit größerem Steuerstrom, der innerhalb des Proportionalbereichs liegt,

Fig. 6 Spannungs- und Stromverläufe bei kleinem Steuerstrom, der außerhalb des Proportionalbereichs liegt, und

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AO

Fig. 7 Spannungs- und Stromverläufe bei größerem Steuerstrom, der innerhalb des Proportionalbereichs liegt.

An die Klemme 1 ist eine pulsierende Gleichspannung U1 gelegt, die aus den gleichgerichteten Halbwellen einer Wechselspannung besteht und beispielsweise durch Vierweggleichrichtung aus der Netzspannung gewonnen werden kann. Der zugehörige andere Anschluß 2 ist geerdet. Mit dieser Spannung U1 wird einem Wärmemotor 3 Leistung zugeführt. Dieser besitzt ein Gehäuse 4 mit einem Kolben 5, der unter dem Einfluß einer Rückstellfeder 5a steht. Im Gehäuseinneren befindet sich ein Dehnstoff 6, der mittels eines Heizwiderstandes 7 erwärmbar ist. Infolge der Ausdehnung des Dehnstoffs bei Temperaturerhöhung wird der Kolben 5 nach außen geschoben; bei Abkühlung wird er durch die Feder 5a zurückgeschoben. Der Kolben 5 behält seine Stellung, wenn die jeweils zugeführte Wärmeleistung gleich der an die Umgebung abgegebenen Wärmeleistung ist. Die Steuerung der Leistungszufuhr erfolgt mit Hilfe eines gesteuerten Gleichrichters E, der mit dem Heizwiderstand 7 in Reihe liegt und jeweils dann den Strom während einer Halbwelle hindurchläßt, wenn der Steuerelektrode 8 ein Zündspannungsimpuls von einer Zündschaltung 10 zugeführt wird. Die Kathode des gesteuerten Gleichrichters ist mit der Steuerelektrode über einen Widerstand R1 und mit der Anode über einen Widerstand R2 verbunden.

Die Steuerung der Heizleistung erfolgt mit Hilfe einer Vergleichsschaltung 9 und der Zündschaltung 10. Der Istwert der Kolbenstellung wird, wie durch die gestrichelte Linie 11 angedeutet, vom Abgriff 12 eines Potentiometers/in die Vergleichsschaltung eingeführt und dort als Istwertspannung U12 nachgebildet. Eine Sollwertspannung U13 wird an einem Sollwert spannungs-Eingang 13 zugeführt. In Abhängigkeit von der Regelabweichung ergibt sich am Ausgang 14 dieser Vergleichsschaltung ein Steuerstrom 114, in Abhängigkeit von dem die Zündschaltung Zündimpulse abzugeben vermag.

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Der Vergleichsschaltung 9 wird die pulsierende Gleichspannung U1 über einen Gleichrichter und ein R-C-Glättungsglied, das aus Widerständen R3 und RA sowie einem Kondensator C1 besteht, zugeführt und anschließend mit Hilfe einer Zenerdiode Z1 auf einen konstanten Wert beschnitten. Von dieser Gleichspannung wird eine erste Reihenschaltung, bestehend aus einem Widerstand R5 und dem Potentiometer P, und ein Spannungsteiler 15, bestehend aus den Widerständen R6, R7 und R8, gespeist. Ein Transistor T1, dessen Kollektor den Ausgang 14 der Vergleichsschaltung 9 bildet, liegt mit seinem Emitter an einem Abgriff 16 des Spannungsteilers 15 und mit seiner Basis an einem Punkt 17, welcher über einen Widerstand R9 mit dem Sollwertspannungs-Eingang 13, über einen Widerstand R10 mit dem Istwertspannungs-Abgriff 12 und über einen Summenwiderstand R11 mit dem Anschluß 2 verbunden ist. Mit Hilfe eines Schalters 18 kann die Sollwertspannung U13 auch einem weiteren Abgriff 18a des Spannungsteilers 15 zugeführt werden, um die Regelabhängigkeit der Vergleichsschaltung und damit die steuerungstechnische Wirkungsweise des Wärmemotors umzukehren. Während sich der Kolben 5 bei offenem Schalter 18 unter dem Einfluß einer bestimmten steuernden Sollwertspannung U13 auswärts bewegt, erfolgt bei geschlossenem Schalter 18 und derselben Sollwertspannung eine Einwärtsbewegung.

Am Abgriff 16 ergibt sich eine konstante Spannung U16. Am Punkt 17 ergibt sich eine Basisspannung U17, die sich in Abhängigkeit von der Sollwertspannung U13 und der Istwertspannung U12 einstellt. Wenn die Basisspannung U17 die feste Spannung U 16 um etwa 0,6 V unterschreitet, was dem Emitter-Basis-Strecken-Spannungsabfall entspricht, wird der Transistor T1 leitend. Je mehr die Basisspannung U17 absinkt, umso größer wird der Steuerstrom ii4. Wenn der Schalter 18 geschlossen wird, wird dem Abgriff 18a des Spannungsteilers 15 die Sollwertspannung U13 aufgezwungen mit der Folge, daß die Spannung U16 proportional zur Sollwertspannung schwankt, wodurch sich die erwähnte umgekehrte steuerungstechnische Wirkungsweise ergibt.

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Die Zündschaltung weist eine bistabile Kippstufe 19 auf, welche einen Eingangstransistör T2 und einen Ausgangstransistor T3 besitzt. Die Kollektoren beider Transistoren sind über einen Kollektorwiderstand R12 bzw. R13 mit der Gleichspannung U9 der Vergleichsschaltung 9 versorgt. Der Emitter des Eingangstransistors T2 liegt am Anschluß 2, der Emitter des Ausgangstransistors T3 ist über den die Zündspannung bestimmenden Widerstand R1 mit diesem Anschluß 2 verbunden. Der Kollektor des Eingangstransistors T2 ist mit der Basis des Ausgangstransistors T3 direkt, der Kollektor 20 des Ausgangstransistors T3 mit der Basis 21 des Eingangstransistors T2 über ein Reihen-R-C-Glied, bestehend aus einem Widerstand R14 und einem Kondensator C2, verbunden. Diese Basis 21, an die auch der Ausgang 14 der Vergleichsschaltung 9 angeschlossen 1st, steht weiterhin über einen Summierwiderstand R15 mit einem Punkt 22 in Verbindung, dem über eine Diode D2 die pulsierende Gleichspannung U1 zugeführt wird und der über einen Widerstand R16 mit dem Anschluß 2 verbunden ist.

Mit Hilfe eines Endlagenschalters 23 kann über den Widerstand R1 ein Dauerstrom geführt und damit ständig eine Zündspannung U8 erzeugt werden, mit Hilfe eines Endlagenschalters 24 kann der Strom über den Widerstand R1 ständig unterbrochen und damit die Zündspannung U8 auf Null abgesenkt werden. Beide Endlagenschalter werden durch Fühler 25 bzw. 26 gesteuert, die ansprechen, wenn der Kolben 5 die innere bzw. äußere Endlage erreicht hat. Wenn diese Fühler als druckabhängige Fühler arbeiten, können sie auch wirksam werden, wenn der Kolben oder das von ihm betätigte Organ zwischen seinen Endlagen auf Hindernisse stößt.

die
Mit dieser Schaltung ergibt sich/in Fig. 2 dargestellte Betriebsweise. Innerhalb eines durch die Grenzen A und B bestimmten Proportionalbereichs der Regelabweichung Δ x» also dem Unterschied zwischen dem eingestellten Sollwert und dem vom Wärmemotor erreichten Istwert, fällt die Leistung N, die vom Heizwiderstand 7 abgegeben wird, von einem

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Maximalwert auf Null. Die Steuerung erfolgt in Abhängigkeit von dem linear ansteigenden Steuerstrom 114. Jedem Wert des Steuerstromes ist innerhalb des Proportionalbereiches ein Ladestrom i des Kondensators nach der Maßgabe zugeordnet, daß die Summe beider Werte einen konstanten Strom i^ ergibt. Dies wird nachstehend noch näher erläutert.

Es wird zunächst die Betriebsweise bei so kleinem Steuerstrom ii4 betrachtet, daß er noch keinen Einfluß auf die Zündschaltung hat. Die Basis 21 des Eingangstransistors T2 wird primär von der Spannung U1, also den Halbwellen der gleichgerichteten Wechselspannung gesteuert. Immer dann, wenn sich diese Spannung dem Nullpunkt nähert und die Basisspannung U21 den Basis-Emitter-Spannungsabfall Ugg von etwa 0,6 V unterschreitet, sperrt der Eingangstransistor T2; der Ausgangstransistor T3 wird leitend und es wird der Steuerelektrode 8 des steuerbaren Gleichrichters B ein Zündimpuls zugeführt, so daß bis zum Ende der Halbwelle ein Heizstrom 17 durch den Heizwiderstand 7 fließt. Kurz nach Beginn der nächsten Halbwelle der Spannung U1 wird der Basis-Emitter-Spannungsabfall U^g überschritten, so daß die Kippstufe 19 wieder in den Ursprungszustand zurückkehrt. Dies ergibt die in Fig. 6 veranschaulichte Betriebsweise, bei der zu Beginn jeder Halbwelle ein Zündimpuls v>n der Länge ti abgegeben wird, so daß dem Heizwiderstand 7 während jeder Halbwelle ein Heizstrom 17 zugeführt und damit die maxiaale Leistung N abgegeben wird. Die Sperrzeiten t2 zwischen diesen Zündimpulsen sind verhältnismäßig kurz.

Das Kippen wird durch das R14-C2-Glied im Mitkopplungszweig unterstützt. Denn wenn der Ausgangstransistor T3 leitend wird, fällt die Spannung Ü20 am Kollektor 20 des Ausgangstransistors T3 von dem Wert der Gleichspannung U9 auf nahezu Null. IM den gleichen Sprung fällt auch die Spannung U28 an der anderen Elektrode des Kondensators C2 und um ein entsprechendes Maß die Basisspannung U21. Dies führt zu einem plötzlichen Kippen. Beim Rückkippen ergeben sich ähnliche Verhältnisse.

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-χ-

Wenn der Steuerstrom i14 so groß ist, daß er jenseits der Grenze B des Proportionalbereiches liegt, vermag er dem Eingangstransistor T2 unabhängig von der Spannung U1 einen solchen Basisstrom i_ß zuzuführen, daß dieser dauernd leitend ist. Der Ausgangstransistor T3 bleibt dann dauernd gesperrt; es werden keine Zündimpulse und daher auch keine Heizleistung abgegeben.

Innerhalb des Proportionalbereiches ist der Steuerstrom allein nicht ausreichend, um den Eingangstransistor T2 im leitenden Zustand zu halten, wenn die Halbwellen-Spannung U1 gegen Null geht. Es muß noch ein ausreichend starker

Ladestrom i des Kondensators C2 hinzutreten. Da dieser c

Ladestrom mit der Zeit abnimmt, werden jeweils ein oder einige Halbwellen des Heizstromes i7 unterdrückt. Dies wird nachstehend erläutert.

Während jeder Zeit ti, in der der Ausgangstransistor T3 leitend ist und einen ZUndimpuls abgibt, wird der Kondensator C2 entladen. Wie aus Fig. 3 ersichtlich ist, fließt der Entladestrom i¹ über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors T3,

über zwei Par al IeI zwei ge, von denen der eine durch den Widerstand R1 und der andere durch die Steuerelektroden-Kathoden-Strecke des steuerbaren Gleichrichters E gebildet wird, über weitere Parallel zweige, von denen der eine durch die Widerstände R16 und R15 und der andere durch den Widerstand R8 und die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors T1 gebildet wird (Fig. 1), und über den Widerstand R14.

Sobald der Ausgangstransistor T3 wieder sperrt, was bei fehlendem Steuerstrom i14 spätestens der Fall ist, wenn die Halbwellen-Spannung U1 einen der Basis-Emitter-Spannung Ugg des Eingangstransistors T2 entsprechenden Wert übersteigt, wird der Kondensator C2 von der Gleichspannung U9 über den Widerstand R13, den Widerstand R14 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors T2 aufgeladen, wobei der Ladestrom i_c fließt. Wie Fig. 4 zelgt^giit.be.i ^sehr kleinem Steuerstrom

i14 für den Basisstrom i_ß, der im leitenden Zustand des Tranlstors T2 fließen muß, die Bedingung i_ß = ii4 + i15 + i , wobei i15 der aufgrund der Spannung U1 über den Widerstand R15 fließende Stromanteil ist. Wenn gegen Ende der Halbwelle i15 zu Null wird, reicht die Restsumme von i14 + i nicht aus, um den Basisstrom i_ß in der erforderlichen Höhe zu halten. Der Transistor C2 sperrt und über den Transistor T3 wird ein Zündimpuls abgegeben.

Wenn der Transistor T2 am Ende der Halbwelle leitend gehalten werden soll, muß die Summe ii4 + i einen konstanten Wert i,,

c κ

erreichen, der größer ist als der erforderliche Basisstrom ig, weil nämlich die Reihenschaltung der Widerstände R15 und R16 parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors T2 liegt und daher über diese Reihenschaltung ein zusätzlicher Strom i15 = ii6 fließt. Diese Verhältnisse sind in Fig. 5 dargestellt. Je kleiner also der Steuerstrom ii4, umso größer muß der Ladestrom i sein, um den Transistor T2 am Ende der Halbwelle in den leitenden Zustand zu halten.

Innerhalb des Proportionalbereichs stellen sich automatisch stabile Verhältnisse ein, bei denen der Ladestrom i den in Fig. 2 dargestellten Bedingungen genügt. Wenn nämlich der Steuerstrom 14 erhöht und damit der Transistor T2 über das Ende der Halbwelle hinweg leitend gehalten wird, erfolgt eine längere Aufladung des Kondensators C2, so daß die an ihm anliegende Spannung U_C2 erhöht wird. Dieser höheren Kondensatorspannung entspricht aber ein geringerer Ladestrom.

Mißt man die Spannung U28 gegenüber Masse, so erhält man den in den Fig. 6 und 7, Zeile 4, dargestellten Spannungsverlauf. Die Spannung sinkt längs der Linie a beim Laden des Kondensators. Beim Leitendwerden des Transistors T3 erfolgt der Sprung b, weil die Spannung U2O vom Wert der Spannung U9 bis auf etwa 0,6 V absinkt, was dem Spannungsabfall am Transistor T3 in Reihe mit dem Spannungsabfall an der Steuerstrecke des Gleichrichters. E entspricht. Der Sprung b ist

-χ-

stark verkleinert dargestellt. Bei der anschließenden Entladung steigt die Spannung U28 längs der Linie c. Beim Sperren des Transistors T3 erfolgt der Sprung d, worauf ein neues Arbeitsspiel beginnt. Da die während des Zeitraums ti abgegebene Ladungsmenge gleich der während des Zeitraums t2 aufgenommenen Ladungsmenge sein muß, tritt bei dieser Arbeitsweise ein verhältnismäßig hoher Ladestrom i auf. Die am Kondensator liegende Spannung U_C2 ist vergleichsweise niedrig; die Mittelspannung U der Spannung U28 vergleichsweise groß.

Wird nun durch Erhöhung des Steuerstroms 14 der Kondensator C2 auf eine höhere Spannung Upp aufgeladen (Fig. 7), so ergibt sich eine höhere Spannung U«p am Kondensator, eine kleinere Mittelspannung U und ein kleinerer Ladestrom i . Da die während der Zeit ti abgeführte Ladungsmenge annähernd gleich bleibt, benötigt man wegen des geringeren Ladestroms zum Zuführen der gleichen Lademenge eine größere Ladezeit t2. Erst am Ende dieser längeren Zeit wird die Bedingung erreicht, daß ii4 + i ^ i_k, so daß der Transistor T2 am Ende der Halbwelle gesperrt und ein Zündimpuls abgegen wird.

Die Leistungskurve N ist kontinuierlich dargestellt, obwohl sie innerhalb kurzer Zeiträume nur aus ganzzahligen Verhältnissen zwischen durchgelassenen Halbwellen und unterdrückten Halbwellen dargestellt werden kann. Bei der beschriebenen Wirkungsweise können aber bei einem gegebenen Steuerstrom 114 abwechselnd unterschiedliche Zahlen von Halbwellen, z. B. zunächst η Halbwellen und anschließend n+1 Halbwellen, unterbunden oder durchgelassen werden. Auf diese Weise läßt sich die Leistungskurve N recht genau nachbilden.

Die Größe des Kondensators C2 hat auf die Schaltung einen verhältnismäßig geringen Einfluß, da seine Arbeitsweise sich immer so einstellt, daß die während der Entladung abgegebene Ladungsmenge gleich der während der anschließenden Ladung aufgenommenen Lademenge ist. In jedem Fall wirkt er bezüglich des Steuerstroms i14 im Sinne einer Gegenkopplung (größerer Steuerstrom =» klei-

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nerer Ladestrom) und bezüglich der Kippfunktion im Sinne einer Mitkopplung. Mit steigender Größe dieses Kondensators kann allerdings der Regelbereich vergrößert werden.

Es läßt sich nachweisen, daß die Größe des Kondensators C2 keinen Einfluß auf die Funktion der Schaltung hat. Er kann daher, sofern er einen bestimmten Mindestwert hat, beliebig gewählt werden.

Bei einer AusfUhrungsform wurde mit einer pulsierenden Gleichspannung U1 mit einer Amplitude von 24 V und einer konstanten Gleichspannung U9 von 12 V gearbeitet. U16 betrug 8,5 V. Der gleiche Wert stellte sich am Punkt 17 ein, wenn eine Sollwertspannung U13 von 11 V und eine Istwertspannung U12 von 6 V vorhanden sind. Wird die Sollwertspannung U13 auf ihren unteren Grenzwert von 6 V eingestellt, wird ein entsprechender Steuerstrom 114 abgegeben mit der Folge, daß die Leistung N vermindert oder unterbrochen wird, so daß der Wärmemotor 3 abkühlen und dadurch den Abgriff 12 nach oben verschieben kann, bis die Regelabweichung nahezu ausgeglichen ist und der Steuerstrom i14 herabgesenkt wird. Wenn die Sollwertspannung U13 auf einen oberen Grenzwert von 16 V gebracht wird, sperrt der Transistor T1. Der Wärmemotor 3 wird dauernd beheizt, wodurch der Abgriff 12 nach unten bewegt wird, bis im Bereich der Regelabweichung Null ein gewisser Steuerstrom fließen kann und die Leistung N herabgesetzt wird.

Bei einer Spannung U9 von 12 V lag der positive Mittelwert U_ffl der Spannung U28 zwischen 0,6 V (dies entspricht einem negativen Mittelwert von - 11,4 V) und 1,1 V (dies entspricht einem negativen Mittelwert von - 10, 9 V). Diese Änderungen reichten aus, um den Ladestrom i_ im gewünschten Maß zu ändern.

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-χ-

Der Schalter 18 hat den ZwecH die Punktion des Motors bei unverändertem Eingangssignal U13 umzukehren. Ist der Schalter geöffnet, bewegen sich Kolben 5 und Abgriff 12 des Potentiometers P bei einer Eingangsspannung von 16 V nach unten. 1st unter den gleichen Voraussetzungen der Schalter geschlossen, bewegen sich Kolben/und Abgriff 12 nach oben.

Letzteres ist beispielsweise von Interesse, wenn bei einer Klimaanlage ein Kälteventil statt eines Wärmeventils betätigt werden soll. Auch können z. B. zwei Drosselklappen mit je einem Stellmotor gegensinnig zueinander in Abhängigkeit von einem einzigen Eingangssignal bewegt werden.

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Claims

Patentansprüche

{ 1.!Steuervorrichtung für eine thermische Vorrichtung, insbesondere ^-—' einen Wärmemotor, dem von einer Quelle gleichgerichteter Wechselspannung eine elektrische Leistung zum Heizen oder Kühlen in Form von Halbwellen über einen gesteuerten Gleichrichter zugeführt wird, mit einer Vergleichs- und Zündschaltung, die den Istwert einer von der thermischen Vorrichtung abhängigen Größe, insbesondere die Stellung des Wärmemotors, mit dem Sollwert vergleicht und in Abhängigkeit vom Vergleichsergebnis der Steuerelektrode des gesteuerten Gleichrichters eine Zündspannung zuführt oder nicht, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung (9) ein kontinuierlich änderbares Steuersignal (ii4) abgibt, und daß die Zündschaltung (10) so ausgelegt ist, daß sie bei fehlendem Steuersignal zu Beginn jeder Halbwelle einen Zündspannungsimpuls erzeugt, jedoch mit steigendem Steuersignal eine zunehmende Anzahl dieser Impulse unterbindet.
2. Steuervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zündschaltung (10) eine bistabile Kippstufe (19) aufweist, die in ihrem ersten Kippzustand den Zündspannungsimpuls abgibt und deren zweiter Kippzustand in Abhängigkeit vom Steuersignal (i14) verlängerbar ist.
3. Steuervorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kippstufe (19) ihre Kippzustände in Abhängigkeit von der Höhe ihrer Eingangsspannung (U21) einnimmt und daß die Eingangsspannung aus einer Hauptkomponente, die den Halbwellen der gleichgerichteten Wechselspannung (U1) proportional ist, und einer Zusatzkomponente, die einem aus dem Steuersignal (i14) und einem zeitabhängig abnehmenden Signal (i ) Zusammengesetzten Mischsignal entspricht, besteht.

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ORIGINAL INSPECTED
4. Steuervorrichtung nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal durch einen Steuerstrom (ii4) und das zeitabhängig abnehmende Signal durch den Lade- oder Entladestrom (i ) eines R-C-Gliedes (R14, C2) gebildet ist.
5. Steuervorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kippstufe einen Mitkopplungszweig aufweist, der mindestens den Kondensator (C2) des R-C-Gliedes enthält.
6. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Kippstufe (19) einen Eingangstransistor (T2), dessen Kollektor über einen Kollektorwiderstand (R12) mit dem einen Pol einer Gleichspa^mungsquelle, dessen Emitter mit dem anderen Pol der Gleichspannungsquelle und dessen Basis (21) mit dem Ausgang (14) der Vergleichsschaltung und über einen Summierwiderstand (R15) mit einem mit den Halbwellen der gleichgerichteten Wechselspannung (U1) gespeisten Punkt (22) verbunden ist, sowie einen Ausgangstransistor (T3), dessen Kollektor (20) über einen Kollektorwiderstand (R13) mit dem einen Pol der Gleichspannungsquelle und über ein Reihen-R-C-Glied (C2, R14) mit der Basis des Eingangstransis tors, dessen Emitter über einen die Steuerelektroden-Kathoden-Strecke des gesteuerten Gleichrichters (E) überbrückenden Emitterwiderstand (R1) mit dem anderen Pol der Gleichspannungsquelle und dessen Basis mit dem Kollektor des Eingangstransistors verbunden ist, aufweist.
7. Steuervorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektor-Emitter-Strecke des Ausgangstransistors (T3) durch einen normalerweise offenen Endlagenschalter (23) überbrückt ist.
8. Steuervorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Emitter des Ausgangstransistors (T3) und Emitterwiderstand (R1) ein normalerweise geschlossener

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- 3 Endlagenschalter (24) gelegt ist.
9. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal (ii4) sich in einem Proportionalbereich (A - B) linear mit der Regelabweichung ändert.
10. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung (9) einen Spannungsteiler (15) mit einem festen Abgriff (16) und ein Potentiometer (P) mit einem veränderbaren Istwertspannungs-Abgriff (12) aufweist, die zwischen dem einen und dem anderen Pol der GIeichspannungsquelle liegen, und einen Transistor (T1) aufweist, dessen Emitter mit dem Spannungsteiler-Abgriff, dessen Kollektor mit der Zündschaltung (10) und dessen Basis über einen ersten Widerstand (R9) mit einem Sollwertspannungs-Eingang (13), über einen zweiten Widerstand (R10) mit dem Istwertspannungs-Abgriff und über einen dritten Widerstand (R11) mit dem anderen Pol der Gleichspannungsquelle verbunden ist.
11. Steuervorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Sollwertspannungs-Eingang (13) über einen Schalter (17) mit einem zweiten Abgriff (18) des Spannungsteilers (15) verbindbar ist.

809661/0361