DE2712788A1 - Verfahren zur analyse von verzerrungen und anpassungsfaehige entzerrer - Google Patents

Description

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Case D/75360 P 10 979-50/E.i. 23.März 1977

XEROX CORPORATION Xerox Square Hochester, New York 14644

Verfahren zur Analyse von Verzerrungen und anpassungsfähige. Entzerrer

Die Erfindung betrifft Entzerrer für Datenübertragungssysteme und insbesondere anpassungsfähige, adaptive Entzerrer für Analogeysteae, die mit einem angeschalteten Übertragungsmedium zus amm enwirk en.

Datenübertragungssysteme verwenden cft Übertragungsmedien mit einer unerwünschten, frequenzabhängigen Hüllkurven-Verzögerung (nachfolgend wird dies auch als "Phase" bezeichnet) und Dämpfungs-Verzerrungseigenschaften bzw. -kennlinien. Die Grosse der Übertragungsverzerrung der Daten steigt bei einem solchen System üblicherweise in Abhängigkeit mit der Frequenz an. Wenn die Datenübertragungsrate ansteigt, wird dementsprechend die aufeinanderfolgende Datenwiedergewinnung üblicherweise immer mehr abhängig von einer geeigneten Maeanahme, derartige Verzerrungen zu kompensieren oder auf andere Weise auszuschalten.

üblicherweise weinen Empfängerstationen von Analogdaten-Übertragung βsystemen Entzerrer auf, um die übertragungsverzerrun-

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(080) 29QaGa TELEX Ofc-ββΒβΟ TCLEQRAMMf= MONAPAT TELEKOPIERCR

gen zu kompensieren. Eine besondej·? Schwierigkeit besteht jedoch darin, einen geeigneten Entzerrer für ein System auszuwählen, das im Zusammenhang mit einem angeschalteten Übertragungsmedium, beispielsweise ait einem angeschalteten, öffentlichen Telefonnetz zusammenwirkt, und zwar insofern,als es im allgemeinen unmöglich ist, die Grosse und den Frequenzgang der Phasen- und Dämpfungsverf-errungen, die bei Übertragung auftreten, genau vorher zu sagen. Vielmehr geht man üblicherweise bei der Wahl eines Entzerrers für ein solches System von der Annahme aus, dass die Übertragungsverzerrungen irgendwo innerhalb einer vorgegebenen Bereiches liegen.

Im Hinblick auf eine solche Beschränkung ist verständlich, dass es grundsätzlich ernsthafte Schwierigkeiten bei der Datenwiedergewinnung in modernen, sehr schnellen, analogen Faksimilesystemen und entsprechenden Systemenund Einrichtungen auftreten. Bekanntermassen ist das öffentliche Telefonnetz ein besonders geeignetes Übertragungsmedium für Faksimile-Übertragungen. Fäkeimileübertragungen mit verringerten Vorlagen-Übertragungszeiten bei den neueren Analog-Faksimilesystemen, beispielsweise bei Übertragungen, die mit dem Telekopierer-200-Sendeempfänger vorgenommen werden, welcher von der Firma Xerox hergestellt und vertrieben wird, können jedoch nur dann mit noch annehmbar geringen Datenfehlerraten vorgenommen werden, wenn für die Übertragungsverzerrungen der Daten eine relativ gute Kompensation vorgenommen wird. Der Xerox-Telekopierer-200-Sendeempfänger ist ein gutes Beispiel für dieses Problem, weil die Vorlage-Übertragungszeiten bei diesem Sendeempfänger etwa 2 bis 3 Minuten für Standardvorlagen von 20,5 x 28 cm (8 1/2 χ 11 Xt) betragen.

Es wurde bereite früher darauf hingewiesen, dass die zuvor erwähnte Schwierigkeit durch Verwendung eines sogenannten "anpassungsfähigen" oder "adaptiven" Entzerrer gelöst werden kann, der sich automatisch so einstellt, dass er mehr oder weniger die Übertragungsverzerrungen der Daten ausgleicht bzw. komplementiert. Es wurden bereite Anstrengungen unternommen, einen

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"45-

solchen Entzerrer zu entwickeln und es wurden bereits Vorschläge dafür gemacht. Beispielsweise ist ein solcher Vorschlag in der US-PS 3 798 .547, und in der US-Patentanmeldung von V. Bedzyk gemacht worden, die am eingereicht wurde, die

die Anmeldungs-Wummer besitzt und den Titel

"An Adaptive Equalizer and Line Evaluator" trägt. Es besteht dennoch ein Bedürfnis für einen relativ wirtschaftlichen und zuverlässig anpassbaren Entzerrer, der von möglichen Störeffekten auf Grund üblichen Leitungsrauschens nicht beeinflusst wird.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist es daher, einen verbesserten anpassungsfähigen Entzerrer für angeschaltete Datenübertragungssysteme zu schaffen. Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein relativ zuverlässiges Verfahren und relativ zuverlässige Einrichtungen zum Einstellen eines anpassungsfähigen Entzerrers bei Gegenwart von üblichen Leitungsrauschen und üblichen Störungen auf der Leitung anzugeben bzw. zu schaffen.

Insbesondere ist es im Zusammenhang mit einem oder mehreren Aspekten der vorliegenden Erfindung ein Ziel, ein Verfahren und eine Einrichtung zum Einstellen eines Entzerrers in eine, ra einzigen Durchgang anzugeben bzw. zu schaffen, wobei die Zeit, die der Testung und dem Vergleich der Kompensationsfähigkeit unterschiedlicher Entzerrereinstellungen zugeteilt ist, innerhalb der Beschränkungen möglichst gross gemacht werden soll, die durch den endgültigen Entzerrereinstellzeitraum vorgegeben sind. Oder mit anderen Worten ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Feststellen und Auswählen einer optimalen Einstellung für einen anpassungsfähigen Entzerrer auf der Grundlage eines einzigen eingeschalteten und probeweisen Versuchs lauf s durch die vorhandenen Entzerrerein Stellungen anzugeben bzw. zu schaffen.

Darüberhinaus ist es gemäss weiteren wichtigen Aspekten der vorliegenden Erfindung ein weiterss Ziel, ein zuverlässiges Verfahren und eine zuverlässige Einrichtung zu schaffen, um die beste Einstellung für einen anpassungsfähigen Entzerrer festzustellen. 709841/0701

Ein Ziel der vorliegenden Erfindung besteht auch darin, ei non anpassbaren Entzerrer der zuvor gegebenen Art zu schaffen, um diesen im Zusammenhang mit Analog-Faksimilesystemen oder ähnlichen Systemen zu verwenden.

Kurz zusammengefasst ist eine Empfängerstation für ein angeschaltetes Analogdaten-Kommunikationssystem erfindungsgemäss mit einem anpassbaren Entzerrer ausgerüstet, der in einem einzigen Durchgang in Abhängigkeit von einer Reihe von Testimpulsen eingestellt wird, die während eines vorgegebenen Entzerrer-Einstellzeitraums übertragen werden. Dabei werden unterschiedliche Einstellungen für den Entzerrer während des Entzerrer-Einstellzeitraums nacheinander im Zusammenhang mit" einer Reihe von eindeutigen Codes getestet und verglichen, und ein Speicher wird selektiv auf den neuesten Stand gebracht, um den Code für die Entzerrereinstellung zu speichern, mit der die Übertragungsverzerrungen der Testimpulse am besten kompensiert werden. Nachdem die möglichen Einstellungen durchgetestet worden sind, wird der gespeicherte Code aus dem Speicher gelesen und der Entzerrer auf die optimale Einstellung eingestellt.

Der zuvor kurz erwähnte Vorgang bezieht sich auf die Einstellung der Hüllkurvenverzögerungs- oder Phasenkompensationsstufe eines anpassungsfähigen Zweistufen-Entzerrers. Die Einstellung der Phasenkompensationsstufe ist deshalb und zusätzlich von besonderem Interesse, weil die Differenz zwischen der gemittelten Spitzenamplitude der Testimpulse und der gleichzeitig auftretenden Spannungswelligkeits-Komponente festgestellt wird, während die unterschiedlichen, möglicher Einstellungen für diese Stufe getestet werden, um sicher und zuverlässig die beste Einstellung festzustellen. Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass einige der dem Einstellvorgang zugrunde liegenden Massnahmen und Prinzipien genauso gut auf einstufige Entzerrer und auf andere mehrstufige Entzerrer angewandt werden können.

Eine Empfängerstation für ein angeschaltetes Analogdaten-Ubertragurigssystem ist mit einem anpassungsfähigen bzw. adaptiven

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Entzerrer ausgerüstet, der in einem einzigen Durchgang durch eine Reihe von Testimpulsen eingestellt wird, welche während eines vorgegebenen Entzerrer-Einstellzeitraums übertragen werden.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Analogfaksimile-Systems mit einer Empfängerstation, die einen anpassungsfähigen Entzerrer gemäss der vorliegenden Erfindung umfasst,

Fig. 2 ein ins einzelne gehendes Blockschaltbild des Entzerrers, Fig. 3 typische Hüllkurven-Verzerrungs-Frequenz-Kennlinien für die Verzögerungsnetzwerke in der Phasenkompensationsstufe des Entzerrers,

Fig. 4 eine typische Verstärkungs-Frequenz-Kennlinie für das Netzwerk in der Dämpfungskompensationsstufe des Entzerrers,

Fig.5 ein Blockschaltbild des gemäss der vorliegenden Erfindung vorgesehenen Reglers zum Einstellen der Phasen- und Dämpfungskompensationsstufen des Entzerrers,

Fig. 6 ein Grund-Zeitdiagramm für den Regler bzw. für die Steuereinrichtung,

Fig. 7 Schwingungsformen, die an verschiedenen Schaltungspunkten im Regler in Abhängigkeit der Zeit auftreten,

Fig.8A und 8B, die in der angegebenen Weise nebeneinander gelegt, eine vereinfachte schematische Schaltung des Reglers bzw. der Steuereinrichtung wiedergeben, und

Fig. 9 ein ins einzelne gehendes Zeitdiagramm für den Regler bzw. für die Steuereinrichtung.

Die Erfindung wird anhand eines einzigen Aueführungebeispiele in einzelnen beschrieben. Die Erfindung ist dadurch jedooh selbstverständlich nicht auf diese Aueführungsfοrm beschränkt. Vielmehr ist es dem Fachmann möglich, vielfältige Abwandlungen, Alternativen und Ausgestaltungen vorzunehmen, ohne dass dadurch der Erfindungegedanke verlassen wird.

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Die Erfindung wird im Zusammenhang mit einem Analog-Fakninu.le·- System 11, welche in Fig. 1 dargestellt ist, beschrieben. Des Analog-Faksimile-Systein 11 besitzt eine Sendestation 12 und eine Empfangsstation 13, die beispielsweise nach Bedarf oder auf Anforderung hin· über einen Ubertragungskanal 14 mit begrenzter .Bandbreite verbunden sind. Normalerweise besteht der Ubertragungskanal 14 aus der öffentlichen eingeschalteten Tolefonleitung. Wie im üblichen Falle sind daher geeignete Datenzugriffs- oder Datenbereitstellungsstufen 15 und 16 dargestellt, die die Sende-- und Empfangsstation 12 bzw. 13 mit dom Ubertragungskanal 14 koppeln.

Wie gesagt, ist das Faksimilesystetn 11 ein geeignetes Beispiel eines Analog-Datenübertragungssysteras, bei dem die vorliegende Erfindung vorteilhaft eingesetzt werden kann. Abgesehen vom Entzerrer 17 und vom Entzerrer-Regler 18 geaiäss der vorliegenden Erfindung entspricht die Übertragungs- und Empfangsstation 12 und 13 im wesentlichen dem bereits erwähnten Xerox-Telekopierer-200-Sendeecap fänger. Daher reicht es aus, lediglich eine Funktionsbeschreibung dieser Stationen zu geben, weil alle weiteren Einzelheiten den bereits auf den Markt erhältlichen Geräten und der darüber veröffentlichten Literatur zu entnehmen sind.

Wie dargestellt, besitzt die Sendestation 12 einen Abtaster 21, der den Informationsgehalt einer (nicht dargestellten) Vorlage in ein Grundbandbreiten-Videosignal umsetzt. Dieses Signal wird dann in einem Zwei-Drei-Pegel-Alternierungs-Analogcodierer 22 codiert und das codierte Signal wird dann dem Eingang eines Modulators 23 zugeleitet. Dort wird das codierte Aideosignal mit verschiedenen unterschiedlichen Signalen, sogenannten "Handshaking-Signal en" , kombiniert, die von einem Steuersignalgenerator 24 bereitgestellt werden, um ein vorgegebenes Übertragungsprotokoll zu befriedigen. Der Modulator 23 moduliert also ein Trägersignal mit dem codierten Videosignal und den Handehaking-Signalen, so dass ein Signal mit einer Durchlass bandbreite bereitgestellt wird, welches für die übertragung zum Empfänger 13 über den Übertragungskanal 14 geeignet ist. Beispielsweise wird bei dem

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Xerox-To.lekopi er er-200-Sendeemp fänger i'requenzoiodulation verwendet.

In der Empfangsstation 13 wird das Signal mit der .Ourchlassbandbreite zunächst einem Bandpaß- bzw. Durchlassbö-ndbreiten-Verstärker 31 bereitgestellt, um die Amplitude bzw. den Pegel au verstärken und das Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern. Danach kommt der Entzerrer 1?, der durch Steuerung bzw. Regelung des Reglers 18 eingestellt wird» wie dies nachfolgend noch im einzelnen erläutert werden wird, um die bei der Übertragung des Bandpas- bzw« Durchlassbandbreiten-Signals auftretenden Verzerrungen auszugleichen. Das B an dp aß si pen al gelangt dann vom Entzerrer 17 zum Demodulator 33 und von dort zum Trägerdetektor 32. Üblicherweise spricht der Trägerdetektor 32 auf das Vorliegen oder Nichtvorliegen einer Trägerenergie an und stellt ein Steuersignal bereit, um den Empfänger 13 ein- und auszuschalten, wenn die jeweils einkommendo Übertragung beginnt bzw. endet. Der Demodulator 13 wirkt andererseits mit einem in Reihe geschalteten Drei-Zwei-Pegeldecoder 3^ zusammen, um das Grundbandbreiten-Videosignal und die Handshaking-Signale wieder zu gewinnen, die dann dem Regler 18 und einem Drucker zugeleitet werden.

Während das Übertragungsprotokoll für das FaksiEilisysteci 11 nicht im einzelnen dargelegt werden muss, urn die vorliegende Erfindung vollständig verstehen zu können, so ist es doch erwähnenswert, dass ein vorgegebener Entzerrer-Einstellzeitraum am Anfang jeder Übertragung zur Empfängerstation 13 vorliegt, während dem die sogenannten Handshaking-Signale in Form einer Folge von Entzerrer-Testimpulsen vorliegen. Beispielsweise kann das Protokoll für den Te]ekopierer-200-Sendeempfänger verwendet werden. In diesem Falle wird die Video-Verarbeitung verzögert, um unter anderem einen Entzerrer-Einstell Zeitraum von etwa 2,33 Sekunden zu schaffen, während dem der Steuersignalgenerator 2A- Entzerrer-Testimpulse mit einer Amplitude von etwa 8 Volt und einer Impulsdauer von grob 0,5 mS/Impulsen mit einer Wiederholungsfolge von etwa 200 Impulsen/Sekunden bereitstellt. Darüber·

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hinaus führt der Modulator 25 eine Frequenzmodulation eines Trägersignals von 2120 Kz in Abhängigkeit dieser Impulse durch, so dass das Bandpaßsignel die Testimpulse als isolierte Zyklen von einer 2440 Hz-Energie trägt, die voneinander durch aeha Zyklen, welche einer 2120 Hz-Energie entsprechen, getrennt sind. Der Entzerrer 17 wird in Abhängigkeit dieser Leit- oder Tectimpulse eingestellt und der Drucker 35 erzeugt dann die gewünschte Faksimile-Kopie in Abhängigkeit des Grundbandb-reitcn-Videosignals und bestimmter andere Handshaking-Signale, die natürlich relativ verzerrungsfrei sind.

Wie in Fig. 2 dargestellt ist, besitzt der Entzerrer 17 vorzugsweise eine mehrstufige Einheit mit einer Phasenkompensationsstufe 41 und einer Dämpfungskompensationsstufe 42. Die Phasenkompensationsstufe 41 umfasst mehrere Verzögerungsnetzwerke 43-46, die unterschiedliche Phasen-Frequenz-Kennlinien aufweisen und die Dämpfungskompensation ε stuf e umfasst ein Dämpf ungskompeusationsnetzwerk 47, welches eine vorgegebene Verstärkungs-Frequenz-Charakteristik besitzt. Dementsprechend ist der Regler 18 so ausgebildet, dass er das Bandpaßsignal durch ein ausgewähltes Verzögerungsnetzwerk der Verzögerungsnetzwerke 43-46 und durch das Dämpfungskompensationsnetzwerk 47 oder an ihm vorbei führt.

Im einzelnen ausgeführt, sind die Verzögerungsnetzwerke 43-46 zwischen dem Entzerrereingang 48 und einem Schaltungspunkt in getrennten Signalwegen einander parallel geschaltet. Darüberhinaus sind mit den Verzögerungsnetzwerken 43-45 normalerweise nicht-leitende Schalter 51-53 jeweils in Reihe geschaltet, die vom Regler 18 gesteuert werden, und das Bandpaßsignal durch ein ausgewähltes Verzögerungsnetzwerk 43-46 führen. Um eine möglichst einfache und kostengünstige Schaltungsanordnung zu erzielen, ist ein entsprechender (nicht dargestellter) Schalter in Reihe mit dem anderen Verzögerungsnetzwerk 46 gelegt und die Netzwerke 43-45 sind jeweils so gewählt, dass deren Ausgangsimpedanzen wesentlich geringer (beispielsv/eise um zwei Grössenordnungen oder mehr) sind als die Ausgangsimpedanz des Verzögerungsnetzwerkes

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Die Amplituden-Kompensationsstufe 42 ermöglicht einen entsprechenden Aufbau insofern, als ein einziger Schalter 5^·, der vom Begier 18 gesteuert wird, ausreicht, um das Bandpaßsignal wahlweise durch das Dämpfungskompensations-Netzwerk zu führen oder an ihm vorbei zu leiten. Um dies zu vermöglichen, liegt der Eingang des Dämpfungskompensations-Netzwerks 47 am Schaltungspunkt 4-9 und der Ausgang über den Schalter 5^ &Q Ausgang 55 des Entzerrers. Der Schaltungspunkt 4-9 steht auch mit Entzerrerausgang 55 über eine Parallelleitung in Verbindung, die einen relativ grossen Widerstand 50 enthält. Infolgedessen wird das Bandpaßsignal am Netzwerk 47 vorbeigeführt, wenn der Schalter 54 nicht leitend ist und das Bandpaßsignal wird durch das Netzwerk 47 geführt, wenn der Schalter 54- leitet. Vorzugsweise ist der Widerstandswert des Widerstandes 50 wenigstens zwei Grössenordnungen grosser als die Impedanz des Netzwerks 47.

Im Idealfall werden die Kennlinien der Verzögerungsnetzwerke 45-46, die die Hüllkurvenverzögerung gegenüber der Frequenz wiedergeben, so ausgewählt, dass sie mehr oder weniger das Komplement des Bereichs der HüllkurvenverzÖgerungs-Verzerrung überspannen, die das Übertragungsmedium aufweisen kann. Aus diesem Grunde sind die Kennlinien der Verzögerungsnetzwerke 43-46, wie Fig. 3 zeigt, daher im Hinblick auf das öffentliche Telefonnetz so angepasst oder gewählt, um "hohe", "mittlere", "geringe" bzw. "vernachlässigbare" Phasenverzerrungen zu komplementieren. Dieselben Grundbetrachtungen lagen auch bei der Auswahl der Verstärkungs-Frequenz-Kennlinie für das Dämpfungskompensations-Netzwerk 47 zugrunde. Es gibt jedoch nur ein solches Dämpfungskorapensations-Netzwerk und daher wird es, wie in Fig. dargestellt ist, vorzugsweise so gewählt qder angepasst, um die Komplementierung eines oberen Mittelwerts bis oberen Werts im zu erwartenden Bereich der Dämpfungsverzerrung des Übertragungsmediums hervorzurufen. Die Kompensation für den unteren biß unteren Mittelbereich der Dämpfungsverzerrung ist vorteilhafterweise kontinuierlich im Bandpaßsignalweg (durch nicht dargestellte Schaltungsteile) enthalten.

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Nachfolgend soll Fig. 5 beschrieben werden, wobei jedoch euch auf die Fig. 1 und 2 Bezug genommen wird. Erfindun gsgemäs:? führt der Regler 18 einen Untcrteilungs- und Versuchsvorgang während des Entzerrer-Einstellzeitrauraes durch, um die teste Einstellung für den Entzerrer 17 auf einen einzigen Durchgang festzustellen und auszuwählen. Um diesen Vorgang zu vereinfachen, werden die Phasen- und Amplituden-Korapensationsstufen 41 und des Entzerrers 17 nacheinander eingestellt. Das Bandpaßsignal wird zunächst am Dämpf ungskompansations-Netzwerk 47 vorbei geführt und die Verzogerungsnetzwerke 45-46 v/erden der Reihe nach getestet, um das Verzögerungsnetzwerk, welches am besten die durch den Übertragungskanal 14 verursachten Hüllkurvenverzögerungc-Verzerrungen kompensiert, festzustellen und auszuwählen. Danach wird ass Eandpaßsignal durch das beste oder ausgewählte Verzögerungsnetzwerk 45, 44, 45 oder 46 geführt, während ein weiterer Test durchgeführt wird, um festzustellen, ob die Amplitudenkorapensation, die das Dämpfungskompensations-Netzwerk 47 bietet, erforderlich ist oder nicht.

Zur Einstellung der Phasenkompensationsstufe 41 des Entzerrers 17 enthält der Regler 18 einen Datendecoder 61, der die Steuersignale für die Schalter 51-55 in Abhängigkeit der codierten Eingangssignale bereitstellt, die von einem Binärzähler 62 oder einem Speicher 65 mittels eines Daten-Multiplexers 64 selektiv bereitgestellt werden. Der Q und Q-Ausgang eines J-K-Flip-Flops 65 ist mit dem Daten-Multiplexer 64 verbunden, um diesen zu steuern, wobei die Eingangssignale für den Datendecoder 61 vom Zähler 62 bereitgestellt werden, wenn der Flip-Flop 65 sich in einem ersten oder Gesetzt-Zustand befindet. Die Eingangssignale für den Datendecoder 61 werden im Falle, dass der Flip-Flops im zweiten oder Rückgesetzt-Zustand ist, vom Speicher 65 bereitgestellt. Darüberhinaus wird der Zähler 62 mit einer vorgegebenen Geschwindigkeit durch die örtlich erzeugten Taktioipulse (der Taktgenerator hierfür ist nicht dargestellt) weitergezählt und die an seinen signifikanteren Ausgängen (d. h. diese Ausgänge, die die Zählerstände 128 und 256 wiedergeben) erscheinenden Bits werden dem Speicher 65 und dem Daten-Multiplexer 64 züge-

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führt, um eine Serie von Codes bereitzustellen, die gemeinsam die unterschiedlichen Versögerungs.netzwerke 43-46 identifizieren. Natürlich sind im Zusammenhang mit der vorliegenden Ausführungsform nur zwei Ausgänge des Zählers 62 erforderlich, weil zwei Bits vier mögliche Kombinationen von digitalen Pegels (d. h. 00, 01, 10 und 11) ermöglichen, um als sogenannte Codes zu dienen.

Zum Einstellen der Kompensations-Dämpfungsstufe 42 enthält der Begier 18 weiterhin einen weiteren J-K-Flip-Flop 66, dessen Q-Ausgang das Steuersignal für den Schalter 5^- bereitstellt. Dementsprechend wird das Bandpaßsignal am Mmpfungskompensations-Netzwerk 47 vorbeigeführt, wenn der Flip-Flop 66 im ersten Zustand oder gesetzt ist und durch das Netzwerk 47 geführt, wenn der Flip-Flop 66 im anderen Zustand oder rückgesetzt ist.

Es sei nochmals daran erinnert, dass der Engangsbereich bei jeder Übertragung zur Empfängerstation 13 für einen Entzerrer-Einstellzeitraum reserviert ist. Üblicherweise ist der Beginn dieses Zeitraumes für den Regler 18 durch das Ausgangssignal CD (vgl. Fig. 6) gekennzeichnet, welches vom Trägerdetektor 32 bereitgestellt wird, da dieses Signal beispielsweise eine binäre "O¹' bei Nichtvorhandensein von Trägerenergie und einen entgegengesetzten Binärwert bzw. einen Binärwert "1" bei Vorliegen der Trägerenergie darstellt. Um daraus Nutzen zu ziehen, wird das Ausgangssignal des Trägerdetektor 32 an den Rücksetzeingang R des Zählers 62 und an die direkten Setzeingänge S der Flip-Flops 65 und 66 gelegt. Daher wird der Zähler 62 gelöscht bzw. rückgesetzt und die Flip-Flops 65 und 66 werden im Gesetzt-Zustand gehalten, wenn das Trägerdetektor-Ausgangssignal CD vom Binärwert "1" in den Binärwert "0" am Ende jeder Übertragung zur Empfängerstation 13 übergeht, so dass der Regler 18 für die nächste Übertragung bereitsteht. Wenn die Übertragung beginnt, kehrt das vom Trägerdetektor 32 bereitgestellte Ausgangssignal CD in seinen Binärwert "1^I: zurück, so dass der Zähler 62 damit beginnt, zu zählen und die Flip-Flops 65 und 66 bekommen eine Tnktsteuerung zugeführt. Mit anderen Worten, wird der Regler 18 zu diesem Zeit-

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ρ unkt ic den Betriebszustand gebracht, um den Eritzerrer-Eiostellvorgang durchzuführen.

Eh sei weiterhin nochmals in Erinnerung; gerufen, dass der Entzerrer-Einstellvorgang eine serielle Testung der Verzögerungsnetz werke 4-3-46 mehr oder weniger unabhängig vom Dämpfurißsjietzwerk 47 durchführt, um das Verzögerungsnetzwerk festzustellen und auszuwählen, welches am besten die vom Übertragungskanal verursachte Phasenverzerrung kompensiert. Danach wird ein weiterer Test mit dem ausgewählten Verzögerungsnetzwerk 4-3, 44-, 4-5 oder 4-6 durchgeführt, um festzustellen., ob die mit dem Dämpfungsnetzwerk 47 mögliche Amplitudenkompensation zufriedenstellend ist oder nicht. Um diese Schritte in der genannten .Reihenfolge durchführen zu können, wird das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 66 zu seinen J- und K-Eingängen zurückgeführt und der Takteingang C ist mit dem Ausgang eines NAND-Gliedes 67 verbunden, wenn dessen einer Eingang seinerseits mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 65 verbunden ist. Der Ausgang eines weiteren NAND-Gliedes 68 ist mit dem S teuereinang des Speichers 63 über eine Datenwählstufe 69 und einer der Eingänge des NAND-Gliedes 68 ist mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 65 verbunden. Der Ausgang eines weiteren NAND-Gliedes 68 steht mit dem Steuereingang des Speichers 63 über einen Datenwähler 69 und einer der Eingänge des weiteren NAND-Gliedes 68 steht mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 65 in Verbi ndung. Darüberhinaus ist der Q-Ausgang des Flip-Flops 65 mit seinen J- und K-Ausgängen verbunden und der Takteingang C des Flip-Flops 65 ist mit dem signifikantesten Ausgang des Zählers 62 (d. h. mit dem Ausgang, der den Zählerstand 256 v/iedergibt) verbunden.

Daher wird der Flip-Flop 65 während des ersten Teils des Entzerrer-Einstellzeitraumes im Gesetzt-Zustand gehalten und daher treten am Q-Ausgang ein Binärpegel "1" und am Q-Ausgang ein Binärpegel "0" auf. Daher bewirkt der Daten-Muldiplexer 64 zunächst, dass der Datendecoder 61 St&uersignale für die Schalter 51-53 in Abhängigkeit der Binärpegel der Bits B1 und B2 (vgl. Fig.6) bereitstellt, die an den signifikantesten Ausgängen (d. h. an den Ausgängen, die die Zählerstände 256 bzw. 128 bereit-

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stellen) des Zählers 62 auftreten. Da der Zähler 62 von den zuvor erwähnten Taktimpulsen in einer vorgegebenen Geschwindigkeit weitergezählt wird, ändern sich die Binärwerte des einen oder beider Bits E1 und B2 periodisch, so dass eine entsprechende Codeserie (d. h. 00, 01, 10 und 11) erzeugt vird, um den Decoder 61 zu veranlassen, die Verzogerungsnetzwerke 43-46 nacheinander in den Bandpaßsignalweg versuchsweise zu schalten.

Währenddessen wird das NAND-Glied 67 durch das Pegelsignal mit dem Binärpegel "0", das am Q-Ausgang des Flip-Flops 65 auftritt, in den leitenden Zustand gebracht. Daher wird der Flip-Flop 65 auch im Gesetzt-Zustand gehalten, so dass das Steuersignal für den Schalter 54- einen Binärwert "0" beibehält, wodurch das Bandpaßsignal am Dämpfungsnetzwerk 47 vorbeigeführt wird. Das NAND-Glied 68 wird bedingt gesperrt, weil am Q-Ausgang des Flip-Flops 65 das Signal mit dem Binärwert "1" vorliegt, so dass der Speicher 63 durch Steuerung eines Speicherkomparators 71 selektiv fortgeschrieben bzw. auf den neuesten Stand gebracht wird, wie dies im weiteren noch im einzelnen erläutert werden soll, um den Code für das Verzögerungsnetzwerk 43, 44, 45 oder 46 zu speichern, welches sich als das Verzögerungsnetzwerk herausgestellt hat, welches am wirkungsvollsten die durch den Übertragungskanal 14 verursachten Phasenverzerrung kompensiert.

Nachdem alle Verzogerungsnetzwerke 4-3-46 geprüft worden sind, erreicht der durch den Zähler 62 weiter gezählte Zählerstand schliesslicH einen Überlaufpegel, so dass der signifikanteste Ausgangsbit B1 vom Binärwert "1" in den Binärwert "0" übergeht. Zu diesem Zeitpunkt wird der Flip-Flop 65 in dem Rückgesetzt-Zustand gebracht, so dass das am Q-Ausgang auftretende Signal in den Binärwert ¹¹O" übergeht und das am Q-Ausgang auftretende Signal in den Binärwert "1" übergeht. Unter diesen Voraussetzungen stellt der Daten-Multiplexer 64 dem Datendecoder 71 den im Speicher 63 gespeicherten Code bereit, so dass die Schalter 51-53 so angesteuert werden, dass das optimale Verzögerungsnetzwerk 43, 44, 45 oder 46 in den Bandpaßsignalweg zum Ausgleich der bei der Übertragung aufgetretenen Verzerrungen einschaltet.

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Natürlich sied bei diesem Code keine weiteren Änderungen möglich, weil das NAND-Glied 68 von dera am Q-Ausgang des Flip-Flops 65 auftretenden Signal mit dem Binärwert "0" unbedingt durchge-Gchaltet wird. Das .NAND-Glied 67 ist jetzt von dem am Q-Ausgang des Flip-Flops 6f> auftretenden Signal mit dem Binärwert "1" bedingt gesperrt worden> so dass der Flip-Flop 66 durch Steuerung eines Ampl.-i.tudenkoaiperators 72 nicht in den Rückgesetzt-Zustand getaktet werden kann, wie dies nachfolgend noch im einzelnen beschrieben werden soll, wenn sich später herausstellt, dass die durch das Dämpfungsnetzwerk 47 mögliche Aaiplitudenkompensation vortei Dhaft ist.

Bekanntermassen ist die idealisierte (d. h. die verzerrungsfreie) Grundbandbreiten-Abhängigkeit eines Ubertragungskanals mit begrenzter Bandbreite für ein impulsförmiges Eingangssignal χ

in zeitlichem Bezug eine —— Funktion. Untersuchungen haben

gezeigt, dass es teuer und schwierig ist, den - Gehalt der gestörten Impulse direkt zu messen. Es gibt jedoch Näherungsverfahren, um mehr oder weniger genau die durch solch einen Ubertragungskanal vei^ursacbte Übertragungsverzerrung auf der Grundlage des Grundbandbreiten-Verhaltens des Kanals bei einer Reihe von Testimpulsen verursacht werden. Das beste dieser Verfahren ist wahrscheinlich das Verfahren, welches sich auf die Messung des sogenannten Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses (PAR) des Grundbandbreiten-Impulsverhaltens bezieht.

Gemäes einem der ins einzelne gehenden Merkmale der vorliegenden Erfindung hat sich herausgestellt, dass eine noch zuverlässigere Abschätzung der von einem Übertragungskanal mit begrenzter Bandbreite verursachten Phasenverzerrung durch Messungen in geeigneter Weise gewichteter, gleichgerichteter Spitzen-Mittelwerts-Welligkeitedifferenz (PARRD) auf dem Grundfrequenzband-Gang des Kanals bei auftretenden Testimpulsen, beispielsweise bei den Entzerrer-Testimpulsen vorgenommen wird. Die erhaltenen Daten lassen die Schlussfolgerung zu, dass die mittlere gleichgerichtete Welligkeit bei Durchführung dieser Messungen am besten um etwa das 5fache des Gewichts der Spitzen-impulsampli^tude vorgegeben wird.

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Jm vorliegenden Fall wurde dieses neue Abschätzimgs- bzw. Abproximationsverfahren im Zusammenhang mit der Feststellung uad Auswahl der besten Einstellung der Phasenkompensationsstufe 41 des Entzerrers 32 beschrieben. Selbstverständlich kann das, diesem Verfahren zugrundeliegende Prinzip auch anderweitig und wesentlich breiter ausgenutzt und verwendet werden. Im weitesten Sinne kann ein verbessertes Verfahren und verbesserte Einrichtungen geschaffen werden, um die durch einen Ubertragungskanal mit begrenzter Bandbreite hervorgerufene Phasenverzerrung quantitativ zu bestimmen.

Aus Fig. 7 ist zu ersehen, dass die während der Entzercer-Einstellperiode vom Demodulator 33 wiedergewonnenen Grundfrequenzbandentzerrer-Testimpulse ET charakteristischer Weise eine recht gut ausgeprägte Hauptspitze mit einer vorgegebenen Polarität sowie bipolare Welliglceitskomponenten aufweisen. Der Drei-Zwei-Pegeldecoder 34- ist gewöhnlich ein invertierender Zweiweggleichrichter und stellt in Abhängigkeit vom Testimpuls ET ein Ausgangssignal RET mit den Hauptspitzen der Testimpulse in invertierender Form und die Welligkeitskomponenten gleichgerichteter oder unipolarer Form bereit.

Um die Spitze und die gleichgerichteten Welligkeitskomponenten der Testimpulse ET quantitativ zu bestimmen, wird, wie in Fig. dargestellt ist, das Ausgangssignal des Drei-Zwei-Pegeldecoders y± einem Summation sp unkt 7^- am Eingang einer Integrier stufe 75 über zwei zueinander parallel liegende Schaltungen bereitgestellt.

Eine dieser Schaltungen besteht aus einem Spitzendetektor 76 und die andere Schaltung umfasst einen Inverter 77 und einen dazu in Reihe geschalteten Schalter 78, der von einem Schwellwertdetektcr 79 gesteuert wird. Die Aufgabe des Spitzendetektors 76 liegt darin, einen Strom PD (vgl. Fig. 7) durchzulassen, der im wesentlichen proportional zur Spitzenamplitude der Testimpulse ist, zum Summationspunkt 7^ mit einer ersten Polarität durchzulassen. Aus diesem Grunde ist der Spitzendetektor 76 in geeigneter Weise so ausgebildet, dass er eine Zeitkonstante aufweist, die etwa doppelt so gross ist, wie der Zeitraum äev Entzerrer-Testimpulse, so dass der Spitzendetektor 76 den normalen Spitzen-

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Zu-Spitzen-Änderungen in den Hauptspitzen der Tee nimpul se .,jedoch nicht den zwischen den Impulsen liegenden Wenigkeiten oder den dazwischen liegenden Raunchsignalen folgen kann. Im Gegensatz dazu lassen der Inverter 77 und der Schalter 78 einen Strom, der mehr oder weniger proportional der Uelligkeit ist, zum Summationspunkt 7^ n»it einer zweiten oder entgegengepetzt Polarität durch. Aus diesem Grunde ist der Schwellwertdotektor 79 vorgesehen, um den Schalter 78 zu öffnen und zu schliessen, wenn das Ausgangssignal des Inverters 77 über bzw. unter einem Schv;ellwert schwingt, welcher so ausgewählt ist, dass er gerade den Spitzenwert der vor den Hauptspitzen der Testimpulse ET £'„fcrstenden Uberschwingungen und den nach den Hauptspitzen der Testimpulse ET auftretenden Überschwingungen grosser ist. Dies kann üblicherweise durch Einstellen der Schwellwertsspannung des Scbwellwertdetektors 79 auf etwa den halben Wert des nominalen Spannungspegels bewirkt werden, der für die Testimpulse am Auegang des Demodulators 33 bei idealen, also störungsgreien Bedingungen zu erwarten ist. Wenn der nominale Spannungswert dieser Impulse beispielsweise +8 Volt ist oder in einer anderen Weise vorgegeben wird, wird die Schwell wert spannung typischerweise zu +4- Volt oder einem ähnlichen Wert gewählt.

Unter Anwendung des erfindungsgemässen Näherungsverfahrens für die Hüllkurvenverzögerungs-Verzerrung, wird der Spitzenstrom PD und der gleich gerichtete Welligkeitsstrom ER in geeigneter Weise gewichtet und am Summierungspunkt 74 algebraisch zusammengesetzt, um einen Ladestrom für die Integrierstufe 75 zu schaffen. Da der Spitzenstrom PD und der gleichgerichtete Welligkeitsstrom ER entgegengesetzte Schwingungsrichtungen aufweisen, spricht die Integrierstufe 75 auf den Ladestrom an und stellt ein Ausgangssignal E_Q (vgl. Fig. 6) bereit, die über die Zeit hinweg mit einer Steigung ansteigt, die proportional der gleichgerichteten, gewichteten Spitzen-Zu-Mittelwerts-Welligkeitsdifferenz ist, welche bei den Testimpulsen ET auftreten. Hit anderen Worten, der Anstieg der Integrator-Ausgangsspannung E ist eine inverse Funktion der Hüllkurvenverzögerungs-Verzerrung, die auf die Testimpulse ET einwirkt. Die Empfindlichkeit des Anstiegs der Inte-

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grator-Ausgangsnpannung E auf Ä'nderun gen der Hüllkurvenverzögerungs-Verzerrung ist stakr abhängig von äen relativen Wicklungen, die dem Spitzenstrom PD und dem gleichgerichteten WeI-ligkeitsstrom ER bei der Durchführung der Messungen der gewichtetan, gleichgerichteten Spitzen-Zu-Mittelwerts-Velligkeitsdifferenz gegeben wird. Die erhaltene Information lässt also, wie bereits erwähnt, erkennen, dass dem gleichgerichteten WeI-ligkeitsstrom Rl? eine Wichtung gegeben werden sollte, die etwa 5mal grosser als die Wichtung des Spitzenstroms PD ist, um die Approximationen oder Abschätzungen möglichst gut zu machen.

Zusammengefasst sei darauf hingewiesen, dass das Feststellen oder Ablesen der Phasenverzerrungen auf der Grundlage entweder dec Anstiegs bzw. dee Gradienten oder der Amplitude der Integratorausgangsspannung E durchgeführt werden kann. Natürlich ist die Amplitude ein wichtiges, bedeutungsvolles Mass für die Verzerrung, die an den Testimpulsen ET auftritt, wenn der Integrator 75 eine vorgegebene Zeitdauer aufgeladen bzw. mit einem Eingangssignal beaufschlagt wird. Der übliche Leitungsbrumm oder das übliche LeiJ;ungsrauschen kann zu falschen Komponenten in der Integratox'ausgangsspannung E führen. Aus diesem Grunde sind die Messungen der Hüllkurvenverzögerungs-Verzerrung, die auf der Amplitude beruhen, normalerweise vorzuziehen, da die Einflüsse des Leitungsbrumms oder des Leitungsrauschens über die jeder Messung zugeteilten Periode gemittelt wird und die Bauschverteilung bei den aufeinanderfolgenden Messungen mehr oder weniger dieselbe ist.

Das Ziel im vorliegenden Falle besteht nicht darin, die Ablesung oder Feststellung der Phä'senverzerrung per se zu erhalten, sondern das Verzögerungsnetzwerk 43, 44, 45, oder 46 festzustellen, welches am besten die durch den Übertragungskanal 14 verursachten PhasenVerzerrungen kompensiert. Um dies zu erreichen, wird Uie Integrierstufe 75 periodisch entladen oder gelöscht, bevor die einzelnen, unterschiedlichen Verzögerungsnetzwerke 43-46 geprüft werden, so dass die Integrierstufe 75 mehr oder weniger unabhängig die Phasenverzerrungen mißt,die noch die durch den Demodulator

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33 wiedergewonnenen Testimpulse ET beeinflussen, während jedes der Verzögerungßrj et?.-werke 43-46 versuchsweise in den Pp. ssb and signalweg des Entzerrers 32 eingeschaltet wird. Der Zähler teilt den Testvorgang jedes der Verzögerungnnetzworke 4-3-46 eine vorgegebene Zeitdauer zu. Um daher die Verzögerungsnetswerke 43, 44, 45 oder 46 festzustellen, die die durch den Übertragungskana.l 14 verursachten Phasenverzerrungen am besten kompensiert, vergleicht die Speicher-Vergleicherstufe 71 die vorliegende Amplitude der Ausgangsspannung E der Integrierstufe 75 mit einem dynamischen .Bezugswert, der der Spitzenaaiplitude der Integratcr-Ausgangsspannung E_Q folgt. Die ßreicher-Vergleich&stufe 71 stellt infolgedessen dem NAND-Glied 68 ein Eingangssignal bereit, welches in Abhängigkeit davon, ob die vorliegende Integrator-Ausgangsspannung E über oder unter dem vorausgegangenen Spitzenwert liegt, einen Binärwert "1" oder einen Binärwert ¹O" aufweist. Kurz gesagt, misst die Speicher-Vergleichsstufe 71 nacheinander die relative Wirksamkeit bzw. Kompensationsfähigkeit der Verzögerungsnetzwerke 43-46, um dann schlieeslich das Verzögerungsnetzwerk festzustellen, welches am besten die von dem Ubertragungskanal 14 verursachten Ph asenverzerrungen kompensiert.

Um den Speicher 63 selektiv fortzuschreiben und den Code für das optimale Verzögerungsnetzwerk 43, 44, 45 oder 46 zu speichern, wird ein Tastsignal S (vgl. Fig. 6) mit dem Binärwert "1" periodisch dem NAND-Glied 68 zugeleitet, wenn die Jedem der Verzögerungsnetzwerke 43-46 zugeleitete Testperiode gerade verstrichen ist. Immer dann, wenn festgestellt wird, dass eines der Verzögerungsnetzwerke 43-46 die durch den Übertragungskanal 14 verursachte Phasenverzerrung besser kompensiert als das zuvor untersuche Verzögerungsnetzwerk, wird das NAND-Glied 68 durch das Tastsignal S unwirksam gemacht, so dass dadurch der Datenwähler 69 dem Speicher 63 ein FortSchreibbefehl bereitstellt, so dass irgendein zuvor im Speicher 63 gespeicherter Code zugunsten des Codes für das wirksamere Verzögerungsnetzwerk 43» 44, 45 oder 46 gelöscht bzw. ausgeworfen wird.

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Vbrtailhafterweise sollte der Zähler 62 die gesamte Zeitsteuerung für den Entzerrer-Einstellvorgang übernehmen. Daher werden das Tastungssignal S für das NAUD-Glied 5S und ein Entlade- oder Löschsignal D (vgl. Fig. 6) für die Integrierstufe 75 von einem Folgebetriebdecoder 81 in Abhängigkeit der Bits bereitgestellt, die an den gering signifikantester Ausgängen des Zählers 62 (d. h. an den Ausgängen, die Zählerstände 8, 16, 32 und 64- bereitstellen) auftreten.

Es sei nochmals in Erinnerung ggerufen, dass das bestgeei^neste Verzögerungsnetzwerk 4-3, 44-, 4-5 oder 46 ausgewählt wird, wenn der Flip-Flop 65 in den Rückgasetzt-Zustand gebracht wird, da der Daten-Multiplexer 64· dann den im Speicher 6J gespeicherten Code dem Datendecoer 61 bereitstellt. Dieser Code kann nicht mehr verändert werden, weil das Q-Ausgangssignal des Flip-Flop 65 auf einen Binärwert "0" gehalten wird, so dass das NAND-Glied 68.unbedingt wirksam gemacht wird. Das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 65 weist dagegen einen' hohen Binärwert "1" auf, so dass das NAND-Glied 67 bedingt unwirksam gemacht wird für die Bereitschaft, den Flip-Flop 66 in den rückgesetzten Zustand zu bringen, wenn sich herausstellen sollte, dass die Dämpfungskompensation mit dem Dämpf ungskomp en sation s- Netz werk 4-7 erforderlich ist.

Um festzustellen, ob das Dämpfungskompensations-Netzwerk 4-7 erforderlich ist oder nicht, wird die mittlere Spitzenamplitude mit der vom Demodulator 33 wiedergewonnenen Testimpulse ET in der Amplitudenvergleichsstufe 72 mit einer vorgegebenen ßezugsspannung verglichen, wenn sich das bestgeeigneste Verzögerungsnetzwerk 4-3, 44, 4-5 oder 46 im Paßbandsignalweg des Entzerrers 32 befindet. Da starke Dämpfungsverzerrungen in diesem Falls an ansteigende Amplitude der demodulierten Testimpulse verursachen, wird die Bezugsspannung so gewählt, um reicht mehr zuzulassende Fälle mit hoher Amplitudenverzerrung von noch zuzulassenden kleineren Araplitudenverzerrungen ζμ unterscheiden. Wenn der nominale Rpannungspcgel für die Testimpulse ET beispielsweise entsprechend dem bereits früher erwähnten Beispiel

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mit +3 Volt vcrgegeben ist, wird äez* Bezugnpegel für die Vergloichsstufen zu etwa +8,7 Volt gewählt. Um das NAND-Glied 6? ze versorgen, stellt die Amplituden--Vergleichsstufe 72 ein Ausgangssignai ait hohem Binärwert "1" oder niederom Binärwort "0" in Abhängigkeit davon bereit, ob die mittlere Spitzenaaplitude der Testimpulse ET über unter der Bezugsrpannung liegt. Wenn ein unzulässig hoher V/ert für die Aapliutenverzerrung festgestellt wird, geht das Ausgangssignal der Acplituden-Vergleichsstufe 72 in einen hohen Binärwert "1" über, der seinerseits das NAN.D-GÜed. &7 in Abhängigkeit des vom Folgedecoder 31 bereitgestellten TnkL'ungsslgnals unwirksan macht, go dass dsr Flip-Flop 66 in den rückgecetzten Zustand gebracht wird, wodurch dann das Dämpfungsnetzwerk 47 in den Paßbandsignalweg des Entzerrers 32 eingeschaltet wird.

Es können einige Einsparungen erreicht v/erden, nämlich dadurch, dass der Spitzendetektor 76 und die Integrierstufe 75 dazu herangezogen werden, die Araplituden-Vergleicherstufe 72 mit einem der mittleren Spitzenamplitude der Testimpulse ET entsprechenden Eingangssignal zu versorgen. Daher wird Vorsorge getroffen, um den Schalter 78 unabhängig vom Schwellwertdetektor 79 in den nicht-leitenden Zustand su bringen, wenn einer der Verzögerungsnetzwerke 43, 44, 45 oder 46 ausgewählt worden ist. Zu diesem Zwecke wird das Ausgangssignal der Amplituden-Vergleicherstufe 72 zum Steuereingang des Schalters 78 über eine Diode 82 zurückgeführt, die in Abhängigkeit davon in Vorwärtsrichtung oder in Sperrichtung vorgespannt wird, ob das Ausgangssignal der Amplituden-Vergleichsstufe 72 einen Binärwert "1" oder einen Binärwert "0" aufweist. Darüberhinaus wird das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 65 an den Steuereingang der Amplituden-Vergleicherstufe 72 gelegt und auf einem Binärwert "1" gehalten, während die Phasenkompensationsstufe 41 eingestellt wird. Unter diesen Voraussetzungen wird die Diode 82 in Sperrrichtung vorgespannt, so dass der Schalter 78 durch Steuerung des Schwellwertdetektor 79 geschaltet wird. Wenn der Flip-Flop 65 jedoch in den Rückgesetzt-Zustand gebracht wird, fällt das Ausgangssignal der Vergleichsstufe 72 auf den Binärwert "0" ab,

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so dass die Dioöe 82 in Vorwärtsrichturig vorgespannt wird und aufhört, den Schalter 78 zu steuern.

Wendet man sich nochmals dem Zähler 62 zu, so kann es hilfreich sein, festzustellen, dass die Änderungen der Binärwert:-? der signifikanteren Bits (d. h. der Bits, die von den Ausgangan abgegriffen werden, die die Zählerstände 128 und 256 wiedergeben) tatsächlich den Entzerrer-Einstellzeitraura in mehrere Zyklen aufteilen, und dass Änderungen der Pegel der geringer signifikanten Bits (d. h. der Bits, die von den Ausgängen abgenommen werden, welche die Zählerstände 8, 16, 32 und 64 darstellen) darüberhinaus jeden dieser Zyklen in eine .Folge von Zeitschlitzen bzw. Zeitintervalle aufteilen. Um zu erreichen, dass die Schaltung gegen Fehler, die in irgendeiner Weise durch übliche Störsignale oder durch übliches Rauschen auf der Leitung auftreten können, in vernünftiger Weise unempfindlich zu machen, ist es wünschenswert, Wiederholungsfolgen der Tastimpulse in Betracht zu ziehen, wenn die Taktfolge und die Kapazität des Zählers 62 ausgewählt wird, so dass grob dreissig bis sechszig Taktimpulse pro Zyklus des Entzerrer-Einstellvorgangs vorliegen. Um darüberhinaus zu verhindern, dass Schalteinschwingsvorgänge, die auftreten, wenn die Verzögerungsnetzwerke 43-46 in den oder aus dem Paßbandsignalweg des Entzerrers p2 geschaltet werden, die Messungen stören, die zur Feststellung des bestgeeigneten Verzögerungsnetzwerkes 43, 44, 45 oder 46 vorgenommen werden, werden die ersten wenigen Zeitintervalle jedes Zyklus vorzugsweise beispielsweise für das Entladen der Integrierstufe 75 reserviert. Wie dargestellt, liegen vierundsechzig Zeitintervalle pro Zyklus vor und der Folgedecoder 81 ist so aufgebaut, dass er ein Löschsignal D der Integrationsstufe 75 während der ersten vier und der letzten vier Zeitintervalle jedes Zyklus bereitstellen. Dies erfordert aber mehr oder weniger, dass der Folgetecoder 81 auch auf die vorletzte Gruppe von beispielsweise vier Zeitintervallen jedes Zyklus anspricht, um das Taktsignal S für die NAND-Glieder 67 und 68 bereitzustellen.

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In den Fig. 8A und 8h ist eine praktische Ausführungsforui öos Reglers 13 im einzelnen dargestellt. Der Vollständigkeit halber· wird diese Ausführungsform beschrieben. Es sei jedoch nochmals darauf hingewiesen, dass verschiedene Abhandlungen und Ausgestaltungen vorgenommen werden können, ohne dass dadurch der Erfindungsgedanke verlassen wird.

Zunächst wird der Spitzendetektor 76 betrachtet. Das Ausgangΰ-signal des Drei-Zwei-Pegeldecoders 34 (vgl. Fig. 1), für das bereits festgestellt wurde, dass es eine negative Schwingungsrichtung aufweist, gelangt über eine entsprechend gepoii.o Diode 101 an einen Kondensator 102 und lädt diesen auf. Der Kondensator 102 liegt mit seinem anderen Anschluss an einer geeigneten Bezugsspannung (nachfolgend als Masse bezeichnet), so dass dadurch der Ladekreis geschlossen ist. Zwei Widerstände 103 und 104- liegen dem Kondensator 102 parallel und bilden einen Spannungsteiler. Der Mittelpunkt -105 des Spannungsteilers liegt über einen Wichtungswiderstand 106 am invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 107·

Um eine geeignete Zeitkonstante für den Spitzendetektor 76 zu schaffen, sind die Werbe für den Kondensator 102 und für die Widerstände 103, 104 und 106 vorzugsweise so gewählt, dass der Kondensator 102 eine Zeitkonstante für die Entladung aufweist, welche etwa doppelt so lang wie die Periode der Entzerrer-Testimpulse ist. Der dahinterliegende Grund ist einmal, zu ermöglichen, dass die Spannung am Kondensator 102 zwischen aufeinanderfolgenden Testimpulsen um einen Betrag abnimmt, der grosser als die erwartete Spitzen-Zu-Spitzen-Änderung der Amplitude dieser Impulse ist. andererseits Jedoch sicherzustellen, dass die Spannung über dem Pegel des normalen, zwischen den Impulsen auftretenden Sauschens liegt. Wenn diese Bedingungen erfüllt sind^ folgt die am Kondensator 102 auftretende Spannung recht genau der Spitzenamplitude der Testimpulse, so dass ein der Spitzenamplitude dieser Impulse entsprechender Strom mit einer in negativer Richtung verlaufenden Schwingung an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 107 gelangt. Es muss daher

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lediglich das Spannungsteilerverhältnis der Wide.vstände 103 und 104 und der Wert des Wichtungnwiderstands 106 ?jo gewählt werüen, dass dan richtige Spannuügs--Strorc~Umsetzui;gcverhältnis vorliegt.

Der Inverter 77 umfasst einen Operätionsverstäx'lcör 111, der dem Spitzendetektor 76 parallel liegt und dem Schalter 78 und dem Schwellwertsdetektor 79 eine Version der Entzerrer-Testimpulse, die in positiver Richtung schwingt, bereitstellt. Dafür ist ein Eingangswiderstand 112 vorgesehen, ura das Ausganga-Signal des Drei-Zwei-Pegeldecoders 34 dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 111 zuzuleiten, dessen nicht-invertierender Eingang - wie dargestellt - an Masse liegt und dessen Ausgang mit dem invertierenden Eingang über einen Rückkoppelwiderstand 113 in Verbindung steht.

Der Schalter 7ö ist, wie dargestellt, ein Feldeffekttransistor 114, dessen Source-Elektrode mit dem Ausgang des Operationsverstärker 111, dessen Drain-Elektrode mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 107 über einen Wichtungswiderstand 115» und dessen Gate-Elektrode mit dem Ausgang des Schwellwertdetektors 79 über eine η Strombegrenzerwiderstand 116, sowie mit der Anode der Diode 82 in Verbindung steht. Wenn die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, verbleibt der Feldeffekttransistor 114 im nicht-leitenden Zustand, unabhängig davon, welches Ausgangssignal der Schwellwertdetektor 79 bereitstellt. Daher sei zunächstmal angenommen, dass die Diode 82 in Sperrrichtung vorgespannt ist, so dass der Aufbau und die Arbeitsweise des Schwellwertdetektors 79 betrachtet werden kann.

Der Schwellwertdetektor 79 umfasst einen Operaticnsverstarte r 121 init offenem Regelkreis. Der invertierende Eingang dieses Operationsverstärkers 121 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 111 über einen Eingangswiderstand 122 und der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 121 ist mit dem Mittelpunkt 123 eines Spannungsteilers verbunden, der aus zwei

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Widerständen 12-'+ und 125, welche zwischen eine geeignete Vorspannungsquelle geschaltet sind, besteht. Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers 121 v;.ird dalier also auf einem vorgegebenen Schwellwert gehalten, so dass der Operationsverstärker 121 in invertierender Betriebsweise oder in nichtinvertierender Betriebsweise arbeitet und den Feldeffekttransistor 114.in Abhängigkeit davon in den nicht-leitenden oder in den leitenden Zustand schaltet, ob die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 111 oberhalb oder unterhalb des Schwellwertpegels liegt. Der Schwellwertpegel für den Operationsverstärker 121 ist natürlich so gewählt, dass der Feldeffekttransistor 114· in den leitenden oder in den nicht-leitenden Zustand geschaltet wird, um dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 107 Diit einem in positiver Richtung schwingenden Strom bereitzustellen, welches proportional der gleichgerichteten Welligkeit der Entzerrer-Testimpulse ist.

Die Summationsstufe 74 umfasst Wichtungswiderstände 106 und die beide an einem gemeinsamen Verbindungspunkt am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 107 liegen, der seinerseits in der Integrationsstufe 75 enthalten ist, um die Messungen der gewichteten, gleichgerichteten Spitzen-Zu-Mittelwerts-Welligkeit durchzuführen. Diese Messungen werden dazu herangezogen, das bestgeeigneste Verzögerungsnetzwerk 43-46 festzustellen, und die Messung der mittleren Spitzenamplitude wird dazu verwendet, festzustellen, ob das Dämpfungsnetzwerk 47 benötigt wird oder nicht.

Um diese Funktionen auszuführen, steht der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers 107 über einen ein Abweichen oder eine Drift stabilisierenden Widerstand 126 an Masse und der Ausgang ist mit dem invertierenden Eingang über einen integrierenden Kondensator 127 verbunden. Da eine Reihe von mehr oder weniger unabhängigen Messungen durchgeführt werden müssen, ist darüberhinaus ein Feldeffekttransistor 128 vorgesehen, dessen Source-Elektroden-Drain-Elektroden-Weg parallel zum Kondensator 127 liegt, und dessen Gate-Elektrode über einen Strombegrenzerwiderstand 129 die vom Folgedecoder 81 bereitgestellten Löschsignale zugeführt erhält. Infolgedessen wird der Feldeffekt-

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transistor 128 in Abhängigkeit der Löschsignale periodisch in den leitenden Zustand geschaltet, so dass ein Leitungsweg zum schnellen Entladen des Kondensators 127 geschaffen wird.

Die Eingänge der Speicher-Vergleichsstufe 71 und der Amplituden-Vergleichsstufe 72 sind gemeinsam mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 107 verbunden. Die Amplituden-Vergleichsstufe 72 ist jedoch während des ersten Teils des Entzerrer-Einstellzeitraumes unwirksam, während das bestgeeigneste Verzögex-ungsnetzwerk 43-46 unter Steuerung der Speicher-Vergleichsstufe 71 festgestellt wird.

In der Speicher-Vergleichsstufe 71 befindet sich ein Operationsverstärker 131, dessen invertierender Eingang über einem Speicherkondensator 132 an Masse liegt, und dessen nicht-invertierender Eingang mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist. Zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 131 und dem Ausgang des Trägerdetektors 32 (vgl. Fig. 1) liegt eine Diode 133· Im Ruhe- bzw.Wartezustand ist die Diode 133 in Vorwärtsrichtung vorgespannt, weil am Ausgang des Trägerdetektors 32 ein Signal mit dem Binärwert "0" auftritt. Daher befindet sich der Speicherkondensator 132 in einem entladenen Zustand und wird auf diesem entladenen Zustand gehalten. Wenn jedoch ein Trägersignal bzw. Trägerenergie festgestellt wird, tritt am Ausgang des Trägerdetektors 12 ein Binärwert "1" auf, so dass dadurch die Diode 133 in Sperrichtung von der Spannung vorgespannt wird, die am Spannungsabfall-Widerstand 134- auftritt, so dass der Speicherkondensator 132 dann bereit ist, Ladung aufzunehmen bzw. sich aufzuladen.

Um das bestmögliche Verzögerungsnetzwerk 43» 44, 45 oder 46 (vgl. Fig. 2) festzustellen, sind Massnahmen getroffen, um zu bewirken, dass der Kondensator 132 in seinem Ladungszustand mitgeführt wird und die von der Integrationsstufe 75 bereitgestellte Sp it sj en ausgang s spannung während der Zeit, während der die Verzögerungsnetzwerke 43-46 getestet werden, speichert. Dafür ist ein Feldeffekttransistor 135 vorgesehen, dessen Source-

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Elektrode iij de«: Ausgang des Operationsverstärkers 107, denr.Gr. Drain-Elektrode mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 151 und dessen Gate-Elektrode mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 131 über einen Rückkoppelwiderstand 135 verbunden ist. Wenn die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 107 die am Kondensator 132 anliegende Spannung übersteigt, arbeitet der Operationsverstärker 131 demzufolge im nichtinvertierenden Betrieb, so dass er den Feldeffekttransistor 135 in (ion leitenden Zustand schaltet, wodurch sich der Kondensator 132 schnell auf den höheren Spannungswert auflädt. Wenn -die am Kondensator 132 auftretende Spannung dagegen die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 107 übersteigt, arbeitet der Operation ever stärker I3I itn nicht-invertierenden Betrieb, so dass der Feldeffekttransistor 135 im nicht-leitenden Zustand gehalten wird. Der Kondensator 132 speichert also während der Zeit, während die Verzögerungsnetzwerke 4-5-4-6 nacheinander geprüft werden, die grösste von der Integrierstufe 107 bereitgestellte Messwert- bzw. den grössten Messwert der gewichteten, gleichgerichteten Spitzen-Zu-Spitzen-Welligkeitdifferenz, so dass die Betriebsart des Operationsverstärkers I31 für jedes Verzögerungsnetzwerk 4-3-46 wiedergibt, ob ein bestimmtes Verzögerungsnetzwerk besser geeignet ist als die zuvor untersuchten Verzögerungsnetzwerke, um für die Entzerrer-Testimpulse eine Phasenkompensation durchzuführen.

Die von der Speicher-Vergleichsstufe 71 vorgenommene Festste!-, lung der relativen Eignung wird, um diese Feststellung dem NAND-Glied 68 zuführen zu können, in digitale Form gebracht. Aus diesem Grunde wird das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 131 entsprechend bekannter Massnahmen einem in Reihe geschalteten Widerstand 137 zugeleitet, der über eine in Sperrrichtung gepolte Diode 138 an Masse liegt und über eine in Vorwärt srichtung gepolte Diode 139 an einer geeigneten Binärpegel-Versorgungsquelle anliegt. Infolgedessen wird das Eingangssignal für das NAND-Glied 68 in Abhängigkeit davon auf einem hohen Binärwert "1" oder auf einem niederen Binärwert "0" gehalten, ob der Operationsverstärker I3I im nicht-invertierenden Betrieb

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oder im invertierenden Betrieb arbeitet. Das bedeutet natürlich, dass das NAND-Glied 68 unbedingt wirksam gemacht wird, ausser dem Fall, wenn ein Grund besteht, den Speicher 63 fortzuschreiben bzw. auf den neuesten Stand zu bringen.

Nachfolgend soll der Speicher 63 in Fig. 8B beschrieben werden. Die signifikanteren Aussangsbits B1 uns B2 (vgl. Fig. 9) des Zählers 62 werden den Dateneingängen der getrennten D-Einraststuf en 141 bzw. 142 zugeleitet, die durch Steuerung des Datenwählers 69 so getaktet werden, dass die Q-Ausgangssignale der Einraststufen 141 und 142 wahlweise dazu herangezogen werden, den Code für das bestgeeignetste Verzögerungsnetzwerk 43, 44, 45 oder 46 zu speichern. Der Datenwähler 69 ist gemäss einer vorteilhaften Ausführungsform ein ODER-Glied 143, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Trägerdetektors 32 (vgl. Fig. 1) über einen Inverter 144 und dessen anderer Eingang mit dem Ausgang des NAND-Gliedes 68 verbunden ist. Die Einraststufen 141 und 142 werden getaktet, wenn das ODER-Glied 143 unwirksam gemacht ist. Das ODER-Glied 143 ist nur dann unwirksam gemacht, wenn das NAND-Glied 68 unwirksam ist, was bedeutet, dass (1) der Flip-Flop 65 im Gesetzt-Zustand sein muss, um sicherzustellen, dass die Phasen-Vergleichsstufe 41 des Entzerrers 32 in einem Einstellvorgang ist, dass (2) das Ausgangssignal der Speicher-Vergleichsstufe 71 einen hohen Binärwert "1" aufweisen muss, um sicherzustellen, dass ein Verzögerungsnetzwerk 43, 44, 45 oder 46, welches einen besseren Pegel oder einen besseren Wert für die Phasenkompensation bietet, getestet wird, und dass (3) ein Tastsignal vorliegen muss, um sicherzustellen, dass der Zeitpunkt vorliegt, eine Entscheidung zu treffen. Wenn alle diese Zustände vorliegen, taktet das ODER-Glied 143 die Einraststufen 141 und 142, so dass dadurch bewirkt wird, dass die vorliegenden digitalen Werte der Bits B1 und B2 zu den Datenausgängen Q der Einraststufen 141 und 142 zum Zwecke der Sperrung bzw. der Aufrechterhaltung bzw. der Beibehaltung übertragen werden.

Der Daten-Multiplexer 64 umfasst vorteilhafterweise eine Gruppe von ODER-Glieder 151-154, die jeweils paarweise zusammengefasst sind und vom Flip-Flop 65 gesteuert werden, um dem Datendecoder

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271.2!

siprniTi

61 Codes wahlweise bereitzustellen, die an den signiiikanteren Ausgängen des Zählers 62 oder an den Q-Ausgängen der Einraststufen 141 und 142 auftreten. Das heisst, jeweils ein Eingang der ODER-Glieder 151 und 154 ist mit dem ^-Ausgang des Flip-Flops 65 verbunden, so dass diese Glieder unbedingt wirksam gemacht werden, wenn der Flip-Flop 65 sich im Rückgesetzt-Zustand befindet. Im Gegensatz dazu sind jeweils ein Eingang dar ODER-Glieder 152 und 153 mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 65 verbunden, so dass sie unbedingt wirksam gemacht wereden, wenn sich der Flip-Flops 65 im Gesetzt-Zustand befindet. Daher weisen die ODEB-Glieder I51 und 154 weiterhin Eingänge auf, die mit den signifikanteren Ausgangsbits B1 bzw. B2 des Zählers 62 beaufschlagt werden, 30 dass diese 3its den Eingangscode für den Datendecoder 161 festlegen, v/ährend die Verzögerungsnetzwerk^ 43-46 geprüft werden. Die anderen Eingänge der ODER-Glieder 152 und 153 sind mit den Q-Ausgängen der Einrastsstufen 141 bzw. 142 verbunden, so dass der gespeicherte Code dem Datendecoder 61 bereitgestellt wird, wenn einmal das beste Verzögerungsnetzwerk 43, 44, 45 oder 46 ausfindig gemacht worden ist.

Im Datendecoder 61 gemäss dieser Ausführungsform ist eine Gruppe von NAND-Glieder 161-163 enthalten, um die Schalter 51-53 (vgl. Fig. 2) in Abhängigkeit des vom Daten-Multiplexers 64 ausgewählten Codes zu steuern. Wie nocLnial in Erinnerung gerufen wird, besteht die Aufgabe der NAND-Glieder 161-163 darin, das eine oder das andere der Verzögerungsnetzwerke 42-46 in den Paßbandsignalweg des Entzerrers 32 zu schalten, wenn dies von einer, entsprechenden Codefolge befohlen v/ird, die durch die linärwerte 00, 01, 10 und 11 dargestellt wird. Aus diesem Grunde ist ein Eingang des NAND-Gliedes 161 geneinsam mit den Ausgängen der ODER-Glieder I5I und 152 über einen Inverter 164 und der andere Eingang gemeinsam mit den Ausgängen der ODER-Glieder 153 und 154 verbunden. Dadurch wird das NAKD-GIied 161 unwirksam gemacht und schliesst den Schalter 51 in Abhängigkeit des "OT'-Codes, sonst ist das NAND-Glied 161 jedoch wirksam und hält den Schalter 51 im nicht-leitenden Zustand. In entsprechender Weise wird das NAND-Glied 162 mit der durch zwei Inverter 164 und 165 hervorgerufenen invertierten Form des ausgewählten Codes beauf-

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schlagt, so dafi3 das NAND-Glied 162 unwirksam gemacht wird und den Schalter 52 nur dann in den leitenden Zustand versetzt, wenn der "00" Code vorliegt. Eine entsprechende Untersuchung zeigt, dass das NAND-Glied 165 den Schalter 53 in Abhängigkeit des "10" Codes in den leitenden Zustand bringt. Bei Auftreten des "11" Codes befinden sich daher alle Schalter 51-53 im nichtleitenden Zustand, so dass das Paßbandsignal dann durch das Verzögerungsnetzwerk 46 geführt wird.

Der Folgedecoder 81 ist nicht im einzelnen dargectellt, da herkömmliche logische Baustufen dazu verwendet werden können, das Tastsignal S und das Löschsignal D in Abhängigkeit der weniger signifikanten Ausgangsbits B3- B6 des Zählers 62 zu erzeugen. In Fig. 9 ist jedoch eine typische Zuordnung dieser Signale in Abhängigkeit der Zeit daxgestellt.

Die Amplituden-Verglöicherstufe 72 besitzt einen Operationsverstärker 171 mit offenem Regelkreis. Der Operationsverstärker 171 wird aus dem nicht-invertierendera Betrieb in den invertierenden Betrieb umgeschaltet, wenn der Flip-Flop 65 in den Rückset z-Zustand gebracht wird; er wird wieder zurück in den nichtinvertierenden Betriebszustand durch Steuerung von Integrierstufe 75geschaltet, wenn sich herausstellt, dass die Amplituden-Kompensation durch das Dämpfungsnetzwerk 4-7 (vgl. Fig. 2) erforderlich ist. Wie aus Fig. 8A zu ersehen ist, ist die Anode der Diode 82 mit der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors und die Kathode der Diode 82 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 171 deshalb verbunden, damit die Diode 82 in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird, wenn der Verstärker 171 im invertierenden Betrieb arbeitet, so dass der Feldeffektransistor 114 dann unabhängig vom Ausgangssignal des Schwellwertdetektore 71 im nicht-leitenden Zustand gehalten wird. Die Integrierstufe ist daher nicht nur zum Messen der gewichteten, gleichgerichteten Spitzen-Zu-Mittelwerts-Velligkeitsdifferenz der Testimpulee zuständig, währ-end die Phasenkompensationsstufe 41 des Entzerrers 32 eingestellt wird, sondern misst auch die mittlere Spitzenamplitude der Testimpulse, während die Amplitudenkompensationsstufe 42 eingestellt wird.

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Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 171 ist mit dem Mittelpunkt 17? eines Spannungsteilers verbunden, welcher aus zwei. Wir!erständen 173 und 174 besteht, die zwischen einer Vorspannungsquelle und Masr-.e liegen. Der Mittelpunkt 172 des Spannungsteilers 173, 17^ ist mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 65 über einen Inverter 175 verbunden. Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers 171 steht seinerseits mit dem Mittelpunkt 176 eines zweiten Spannungsteilers in Verbindung, der aus v/eiteren zwei Widerständen 177 und 178 besteht, welche zwischen der Vorspannungsquelle und dem Ausgang eines zweiten Inverters 179 liegen. Der Eingang des Inverters 179 steht mildem Q-Ausgang des Flip-Flops 65 in Verbindung, und das Ausgapgssignal der Integrierstufe 73 wird einem Verbindungspunkt zwischen dem Ausgang des Invertrers 179 und dem Widerstand 178 über einen weiteren Widerstand 181 zugeleitet.

Die Inverter 175 und 179 halten den Operationsverstärker 171 im nicht-invex"tierenden Betrieb, während die Phasen-Kompensationsstufe 41 des Entzerrers 32 eingestellt wird, jeweils insoweit als der Flip-Flop 65 im Gesetzt-Zustand gehalten wird. An den Ausgängen der Inverter 175 und 179 treten dann Signale mit dem Binärwert "0" auf, so dass der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers 171 auf einem positiven Spannungspegel, der vom Spannungsteiler 177» 178 festliegt, wogegen der nichtinvertierende Eingang scheinbar mit Masse verbunden ist. Wenn cer Flip-Flop 65 jedoch in den Rückgesetzt-Zustand bei Vorbereitung der Einstellung der Amplituden-Kompensationsstufe 42 gebracht wird, treten an den Ausgängen der Inverter 175 und 179 Binärwerte "1" auf. In diesem Falle wird der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 171 vom Spannungsteiler 173, 174-auf einem vorgegebenen Bezugswert gehalten, so dass der Operationsverstärker 171 dann in Abhängigkeit davon, ob die am nichtinvertierenden Eingang anliegende Spannung über oder unter dem Bezugswert liegt, im invertierenden oder nicht-invertierenden Betrieb arbeitet. Natürlich entspricht die an diesem Eingang anliegende Spannung der Spannung am Ausgang der Integrierstufe 75i ßie ist jedoch um einen Betrag grosser, der gleich dem Span-

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nungsabfall über öen Widerständen 17?· und 131 ist. Entsprechend sollte diese Differenz bei der V/aiii des 'i'cilerverhältnisses der Widerstände 173 und 174 in Betracht gezogen werden, uia einen geeigneter. Beaugswert vorzusehen.

Um das Ausgangssign<il des Operationsverstärkers 171 zum Anlögen en das NAND-Glied 67 in digitale Forra zu bringen, ist auch hier wieder ein Widerstand 182 über eine in SpErrichtung gepolts Diode 183 mit Hasse und über eine in Vorwärtsrichtung gepolte Diode 184 mit einer geeigneten Biiiärpegel-Versorgungsquello verbunden. Es tritt daher al«o zum unbedingten Wlrksammachen des NAND-Gliedes 67 ein Eingangssignal mit niederem Binär wert "0" euf, wenn der Operationsverstärker 17I im invertierenden Betrif-b arbeitet. Wenn der Operationsverstärker- 17I jedoch im nichtinvertierendera Betrieb arbeitet, wird das NAND-Glied 67 in Abhängigkeit vom durch den Folgedecoder 81 bereitgestellten Tastsignal S wirksam gemacht, vorausgesetzt, dass der Flip-Flop sich im Rückgesetzt-rZustand befindet« Kurs gesagt, wird der Flip-Flop 66 nur dann in den Rückgesötzt-Zustand gebracht, um das Dämpfungsnetzwerk 47 in den Paßbandsignalweg des Entzerrers 32 einzuschalten, wenn (1) der Flip-Flop 65 sich im Rückgesetafc-Zustand befindet, um sicherzustellen, dass die Dämpfungsstufe 4-2 eingestellt wird, wenn (2) der Operationsverstärker 171 im nicht-invertierenden Betrieb arbeitet, um sicherzustellen. dass die mittlere Spitzenspannung der Grundirecuenzband-Testimpulse einen vorgegebenen Bezugswert übersteigt, und wenn (3) ein Tastimpuls S vorliegt, um sicherzustellen, dass der Zeitpunkt für eine Entscheidung vorliegt.

Die vorausgegangene Beschreibung macht deutlich, dass die vorliegende Erfindung ein zuverlässiges Verfahren und zuverlässige Schaltungseinrichtungen zum Einstellen eines anpassbaren bzw. einstellbaren Entzerrers mit einem einzigen Durchgang ermöglicht, Darüberhinaus ist klar geworden, dass die Erfindung auch ein verbessertes Verfahren und verbesserte Schaltungseinrichtungen zum Messen der Hüllkurven-Verzögerungsverzerrung schafft.

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Leerseite

Claims (1)

1. Λ. GIVUN

   i-l. Kir JK

   W. 5TOC

   K. SCI-IUMAMN

   P. H. JAKOB

   G. BtZOLD

   CV. : .ι ⁽i IJAT l>;v CK-M.

   MAXIM.'.t/'NiT HASSS. A'\

   Patentansprüche

   Anpassungsfähiger Entzerrer für eine Empfangsstation eines Datenübertragungssystems, der der Empfangsstation ein Eingangssignal bereitstellt, welches in einem unbekannten Masse verzerrt ist, jedoch eine Reihe von Ί'ϋ st impuls en während eines vorgegebenen Entzerrer-Einsteli-Zei-craurus aufweist,· gekennzeichnet durch mehrere Koinpensationsnetzwerke (43-4·6)ϊ ein Schaltungf-teil (13), das während des Entzerrer-Einstell-Zeitrauras eine entsprachende Gruppe von Codes erzeugt, wobei jedes dor Netzwerke (43-46) eindeutig von einem zugehörigen Code identifiziert wird, Schalter (51-53), die cit den Netzwerken (43-'46) verbunden sind, auf die Codee ansprechen und nacheinander sukzessiv jeweils eines der Netzwerke (43-4(S) auswähle)?., damit sie probeweise als Signalweß für die Tostimpulse dienen, einen Speicher (65), äea die Codes zugeführt werden, Schaltungsteile (68, 69, 71, 74-79), die zwischen deia Signalweg und dera Speichel' (63) liegen, und diesen selektiv auf

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   T KLEFON (00(1) QO

   — ί? —

   den neuesten Stand bringen, um den Code für dar: Netav/erk (4-5-46) au speichern*, welches die an den To^timpulc-in auftretenden Entzerrungen am wirkungsvollsten kompensiert, und Schaltungsteile (61, 64), dia zwischen dem Speicher (63) und den Schaltern (51-53) liegen und den Schaltern (51-54-) den gespeicherten Code bereitstellen, nachdem alle Netzwerke (43-46) durchprobiert worden sind, wobei das Netzwerk (4-⁷;-46), welches die an den Testimpulsen auftretenden Verzerrungen am wirkungsvollsten kompensiert, schlicssiich ausgewählt wird und als Signalweg für das Eingangssignal dient.

   2. Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Kompensationsnetzwerke (43-46) unterschiedliche .Phasen-Frequenz-Kennlinien aufweisen und vorgesehen sind, um für das Eingangssignal eine Phasenkoirp en sation zu schaffen.

   3· Entzerrer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass vom Eingangssignal erwartet wird, dass es in einem Masse Phasenverzerrungen aufweist, die etwa in einem vorgegebenen Bereich liegen, und dass die Phasen-Frequenz-Kennlinien der Kompensationsnetzwerke (4-3-4-6) so ausgewählt sind, dass sie diesen Bereich komplementär überspannen.

   4-. Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 3» dadurch gekennzeichnet, dass das übertragungssystem (11) weiterhin einen Ubertragungskanal (14) mit begrenzter Bandbreite zum Übertragen des Eingangssignals an die Empfängerstation (13) aufweist, wobei die Testimpulse jeweils charakteristischerweise eine Hauptspitze und in beiden Richtungen schwingende Velligkeitskomponenten aufweisen und dass die Schaltungsteile (68, 69, 71, 74-79)» die den Speicher (63) selektiv auf den neuesten Stand bringen, Schaltungsstuien (74—79)» die eine Reihe von Messungen der gleichgerichteten, gewichteten Spitzenamplituden-Zu-Mittelwerts-Welligkeitsdifferenz an den Testimpulsen durchführen, während die Kompensationε-netzv/erke (43-46) jeweils nacheinander probeweise als Eignal-

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   weg für die Testitnpulse dienen, und Schaltungsstufen (71, 68, 69) aufweisen, die den Speicher (65) so beeinflussen, dass er den Code für das Kompensationsnetzwerk (43-46) speichert, mit welchem sich die grösste gleichgerichtete, gewichtete Spitzen-Zu-Mittelwert-Welligkeitsdifferenz ergibt.

   5· Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Messung der gleichgerichteten, gewichteten Spitzen-Zu-Mittelwerts-Welligkeitsdifferenz für jedes der Kompensationsnetzwerke (43-46) auf mehrereriTestimpulsen be.vuht, so dass die auf gewöhnlichem Rauschen beruhenden Fehler verringert werden.

   6. Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 5» dadurch gekennzeichnet, dass der. gemittelten, gleichgerichteteaWelligkeitskomponente der Testimpulse etwa das fünffache Gewicht gegenüber der Spitzenamplitude bei der Durchführung der Messungen gegeben wird.

   7. Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsstufen (71« 68, 69)» zur Beeinflussung des Speichers (63) einen Speichervergleicher (71) mit Schaltungsteilen umfassen, der die zuvor erhaltene Messung der grössten gleichgerichteten, gedichteten Spitzen-Zu-Mittelwerts-Welligkeitsdifferenz nachführt und speichert, so dass ein dynamischer Bezugswert erhalten wird, mit dem die nachfolgenden Messungen der gleichgerichteten, gewichteten Spitzen-Zu-Mittelwerte-Velligkeitedifferenz verglichen werden. «

   8. Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 big 7* dadurch gekennzeichnet, dass die Testiepulse eint vorgegebne Vitdtrnolungsfolge aufweisen und die Codes Bit einer wesentlich fe-*

   ■ ringeren Wiederholungefolge seriell erseugt werdet», so das· mehrere Teetiapulse der Prüfung Je4es dtr KoBpentfttionsnetzwerke (43-46) zugeteilt sind« und dass der Entzerrer (17) weiterhin eine Integrationsstufe (75) aufweist, die

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   zwischen die Mess-SchaltungGstufen (74-79) und die den Speicher (6⁷O beeinflussenden Schaltungsstufen (71, β6, 69) liegt und. den letztgenannten Schtltungsstufen (71» 68, 69) eine integrierte Messung der gleichgerichteten, gewicliteten Spitzen-Zu-Mittelwerts-Welligkeitsdifferenz für jedes der Kocpensationsnetzwerke (43-46) bereitstellt, so dass die durch gewöhnliches Rauschen veursachte Fehler ausgemittelt werden können.

   9· Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Übertragungssystem (11) weiterhin einen Übertragungiikanal (14-) ^Iflit begrenzter Bandbreite zum Übertragen des Eingangssignals an die Empfangsstation (13) aufweist, wobei die Testimpulse jeweils charakteristischerweise eine Haupt spitze und in beiden Richtungen schwingende Welligkeitskomponenten aufweisen, und dass der Entzerrer (17) weiterhin eine Amplitudenkompensationsstufe (42) mit einem eine vorgegebene Verstärkungs-Frequenz-Kennlinie aufweisenden Däropfungsnetzwerk (4-7), einen zweiten Schalter · (54-), der das Dämpfungsnetzwerk (4-7) wahlweise in den Signalweg schaltet, sowie eine Vergleichsstufe (72) aufweist, die zwischen dem Signalweg und dem zweiten Schalter (7*0 liegt, um den zweiten Schalter (74-) so zu steuern, dass das Dämpfungsnetzwerk (47) in den Signalweg gelegt wird, wenn die gemittelte Spitzenamplitude der Testimpulse, die auftreten, nachdem das wirkungsyoliste Kompensationsnetz,-werk (4-V46) ausgewählt worden ist, einen vorgegebenen Bezugswert überschreiten.

   10. Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 9» dadurch gekenneeichnet, dass die Schaltungsteile (68, 69, 71, 74-79), die den Speicher (63) selektiv auf den neueatSn ßtand bringen, ßchaltungsstufen (74-79), die eine Reihe von Messungen der ' gleichgerichteten, gewichteten SpitBenamplitude-Zu-Mittelwerte-Velligkeitsdifferens an den Teatimpulsen durchführen, während die Kompensationsnetzwerke (43-46) Jeweils nacheinander probeweise als Signalweg für die Testimpulse dienen,

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   ORIGINAL INSPECTED

   und Schaltungsstufen (71, 68, 69) aufweisen, die den Speicher (63) so beeinflussen, dass er den Code für das Eompensationpnetzwerk (43-46) speichert, mit welchem sich die grösste gleichgerichtete, gewichtete Spitaen-Zu-Mittelwert-Welligkeitsdifferenz ergibt.

   1'i. Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bir» 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Testimpulse eine vorgegebene Vi ijclorholungafolge aufweisen und die Codes mit einer wesentlich kleineren Wiederholungsfolge seriell erzeugt werden, v/obei mehrere Testimpulse der Prüfung ,iedes der Kompen:-;ationsnetzwerke (43-46) zugeteilt sind, und dass der Entzerrer (17) weiterhin eine Integratiocsstufe (75) aufweist, die zwischen den Messchaltungsstufen (74-79) und den den Speicher (63) beeinflussenden Schaltungcstufen (7% 68, 69) liegt und die Messung der gleichgerichteten, gewichteten Spitzen-Zu-Mittelwerts-Welligkeitsdifferenz für jedes dar Kompensationsnetzwerke (43-46) über mehrere Testimpulse integriert, so dass dadurch durch Rauschen verursachte Fehler ausgemittelt werden.

   12. Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsstui'en (71, 68, 69) zur Beeinflussung des Speichers (63) einen Spsichervergleicher (71) mit Schaltung s I; eil en umfassen, der die zuvor erhaltene Messung der grössten gleichgerichteten, gewichteten Spitzen-Zu-Mittelwerts-Welligkeitsdifferenz nachführt und speichert, so dass ein synamischer Bezugswert erhalten wird, mit dem die nachfolgenden Messungen der gleichgerichteten, gewichteten Spitzen-Zu-Mittelwerts-Welligkeitsdifferenz verglichen werden.

   13· Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der gemittelte, gleichgerichtetenWelligkeitskomponente dar Testimpulse etwa das fünffache Gewicht gegenüber der Spitzenaiaplitude bei der Durchführung der Messungen gegeben wird.

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   b -

   14. Empfangsstation für ein Analogaaten-Übertragunpr^ysteu:, welches ein angeschaltetes Ubertragungsaiedium mit begrenzter Bandbreite aufweist, und der Empfangs st at i υη ein moduliertes Durchlass-Eingangssignal bereitstellt, ualchea in unbekanntem Hasse Ubertragungsverzerruegen auf w;i st, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal währ· ro el eines vorgegebenen Entzerrer-Einstellz.eitraumes eine Reihe von Testimpulsen aufweist, die Empfangsstation · (13) eine Stufe (35) für die Demodulation des Eingangssignals besitzt, so dass eine Grundbandbreitenversicn der Testimpulce wiedergewonnen wird, ein anpassungsfähiger Entzerrer (17) mit mehreren möglichen Einstellungon, dei so angeordnet ist, dass er das Eingangssignal dei· JJütaodvlationsstufe (53) zuführt, und ein Steuerteil (18, 32) vorgesehen ist, welches zwischen der Deiuodulationnstufe (33) und dem Entzerrer (17) liegt und die Einstellung feststellt und auswählt, bei der der Entzerrer (17) &'fi besten die Übertragungsverζerrungen bei einem einzigen Testdurchgang durch die möglichen Einstellungen und in Abhängigkeit von der Grundbandbreitenversion der Testimpulse kompensiert.

   15· Empfangsstation nach Anspruch 14-, dadurch gekennzeichnet _s dass der Entzerrer (17) mehrere Verzögerungsmetzwerke (43-^zr6) mit unterschiedlichen Phasen-Frequena-Kem'linien und Schalter (51-53) aufweist, die mit den Verzogex^ungsnetzwerken (43-46) verbunden sind und ein ausgewähltes der Netzwerke (4-3 -A-G) mit der Demodulation:-:stufe (33/ in Reihe legen, und dass der üteuerteil (18, 32) folgende Schaltungsteile umfasst: Einen Schaltungsteil, der eine entsprechende Anzahl von Codes während des Entzerrer-Einstell-Zeitraums seriell erzeugt, so dass Jedes der Verzögerungcnetzwerke (4-3-46) von einem zugehörigen Codn eindeutig identifiziert wird, einen Decoder (61), der dio Schalter (51-53) in Abhängigkeit der Codes steuert, einen Speicher (63), der einen ausgewählten Code speichert, einen Multiplexer (64-), der den Decoder (61) während eines ersten Teils

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   des Eutzerrer-Einstell-Zeitraums mehrere Coder, und wahrend eines zweiten Teils des Zeitraumes das ausgewählt;a Code bereitstellt, so dass die Verzögerungsnet/.werke (43-46) nacheinander mit der Lemodulatorstufe (35) während des ersten Teils der Periode versuchsweise in Reihe geschaltet werden und ein ausgewähltes Verzögerungsnetzwerk (''3-46) während des zweiten Teil des Zeitraumes mit der rtemodulationsstufe (53) in Reihe geschaltet bleibt, und Schaltungsteile, die zwischen der Demodulationsstufe (33) und den Speicher (63) liegen und den Speicher (63) während des ersten Teils des Zeitraums wahlweise auf don neuesten Stand bringen, um den Cods für das Verzögerungsnetzwerk (43-46) zu speichern, welches am wirkungsvollsten öie an den Testimpulser auftretenden Verzerrungen kompensiert, so dass das wirkungsvollste Verzögerungsnetzwerk (43-46) während des zweiten Teils des Zeitraumes ausgewählt wird.

   16. Empfangsstation nach Anspruch 14 oder 15» dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsteile (68, 69, 71, 74-79), die den Speicher (63) selektiv auf den neuesten Stand bringen, Schaltuügsstufen (74-79), die eine Reihe von Messungen der

   . gleich-gerichteten, gewichteten Spitzenamplitude-Zu-Mittelwerts-Welligkeittedifferenz an den Testimpulsen durchführen, während die Kompensationsnetzwexke (45-46) jeweils nacheinander probeweise als Signalweg für die Testimpulse dienen, und Schaltungsstufen (71» 68, 69) aufweisen, die den Speichel» (63) so beeinflussen, dass er den Code für das Kompensationsnetzwerk (43-46) speichert, mit welchem sich die grösste gleichgerichtete, gewichtete Spitzen-Zu-MittelvertB-Welligkeitsdiffereni ergibt.

   17. Empfangsstation nach einem der Ansprüche 14 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Testimpulee eine vorgegebene Wiederholungsfolge aufweisen und die Codes mit einer wesentlich kleineren Wiederholungsfolge seriell erteugt werden, wobei mehrere Teetimpulse der Prüfung Jedes der Kompeneationsnetzwerke (45-46) augeteilt eind,» und dass die Steueiv

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   einrichtung ('1S) weiterhin eine Integrationsstufe (75) aufweist, dis zwischen den Messchaltungsstufen (74—79) und den der Speicher (63) beeinflussenden Schaltungsstufen (7'¹ > 68, 69) liegt und die Messung der gleichgerichteten, gewicht et en Spit zen-Zu~M.it telwertc-Velligkeitsdifferenz für jedes der Kompenisationsnetzwerke (4-3-46) über mehrere Testirapul.se integriert, so dass dadurch durch Rauschen verursachte Fehler ausgemitteit werden.

   18. Empfangsstation nach einem der Ansprüche 14 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass das System (11) ein Analog-Faksimile-Systein ist.

   19· Empfangsstation nach einem der Ansprüche 14 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der gemitteltai gleichgerichteten Welligkeitskomponente der Testimpulse etwa das fünffache Gewicht gegenüber der Spitzenemplitude bei der Durchführung der Messungen gegeben wird.

   20. Empfängsstation nach Anspruch 14 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass das Übertragungssystem (11) weiterhin einen Übtrtragungskonal (14) mit begrenzter Bandbreite zum Übertragen des Eingangssignals an die Empfängerstation (13) aufweist, wobei die Testimpulse jeweils charakteristischerweise eine Hauptspitze und in beiden Richtungen schwingende Welligkeitskomponenten aufweisen und die Steuereinrichtung eine Vergleichsstufe (72) besitzt, die zwischen dem Signalweg und dem zweiten Schalter (74) liegt, um den zweiten Schalter (74) so zu steuern, dass das Dämpfungenetzwerk (47) in den Signalweg gelegt wird, wenn die gemittelte Spitzenanplitude der Testimpulse, die auftreten, nachdem das wirkungsvollste Kompensationsnetzwerk (43-46) ausgewählt worden ist, einen vorgegebenen Bezugswert überschreiten.

   21. Empfangsstation nach einem der Ansprüche 14 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass das System (11) ein Analog-Paksimile-System ist.

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   ORIGINAL INSPECT^ "²

   22. Verfahren zuui Analysieren dor Phas^juverzerrungs--Eigenschaften eines Übertragungskcinals tfiit begrenzter Bandbreite, gekennzeichnet durch folgende Yerfahronsschritte: Ermitteln einer Grundbandbreiten-übertragunrskurve des Kanals für eine Reihe von Testimpulsen, Gleichrichten dor Übertragungskurve, Abtasten ätv Spitzenwerte der gleichgerichteten Übertragungskurve, um einen ersten, öen Spitzenwerten proportionalen Strom zu erzeugen, Abtasten der Welligkeitskomponenten der gleichgerichteten Uberi.ro.-gungskurve, um einen zweiten, den Welligkeitskomponentcn proportionalen Strom zu erzeugen, ciifferenzinästsip Kombinieren des ersten und zweiten Stroms mit vorgegebenen Wichtungsfaktoren, um einen gev/ichteten Difforan ζstrom zu erhalten, und Integrieren des Differenzstroras, um eine Messung der gleichgerichteten, gewichteten Spitzen-Zu-flittelwerts-Welligkeit für den Kanal zu erhalten.

   23. Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und der zweite Strom entgegengesetzte Polaritäten aufweisen und differenzmässig durch einen algebraischen Additionsvorgang kombiniert werden.

   24-. Verfahren zum Beurteilen der relativen Wirksamkeit mehrerer Verzögerungsnetzwerke, die unterschiedliche Phasen-Frequenz-Kennlinien aufweisen, bei der Kompensation irgendwelcher Phasenverzerrungen, die durch einen Ubertragungskanal mit begrenzter Bandbreite verursacht werden, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte: Übertragen einer Reihe von Testimpulsen über den Übertragungskanal, wahlweises Führen der Testimpulse nacheinander durch jeweils eines der Verzögerungsnetzwerke, um die kombinierte Ubertragungskurve derübertragungskan äle und von jedem der Verzögerungsnetzwerke für die Testimpulse während der aufeinanderfolgenden iDestzyklen zu erhalten, Gleichrichten der Übertragungskurve« Abtasten der Spitzenwerte der gleichgerichteten Übertragungskurve, um einen ersten, eine Polarität auf v/eisenden Strom proportional zu den Spitzenwerten zu erhalten, Abtasten

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   ORIGINAL INSPECTED

   der Welligkeitskomponenten der gleichgerichteten Übertragungskurve, um einen zweiten, eine entgegenponetste Polarität aufweisenden Strom proportional zu den Weili^keitskomponenten zu erhalten, algebraisches Kombiniere», des ersten und zweiten Stroms mit einer vorgegebenen V/ichtuug, um einen gewichteten Differenz strom zu erhalten, zyklische:; Integrieren des gewichteten Differenzctroaes, um getrennte Messungen der gleichgerichteten, gewichteten Spitsen-Zu-Mittelwerts-Velligkeitsdifferenz für jedes der Versogeru-j^snetzwerke zu erhalten, Speichern der Messung der grössten, gleichgerichteten, gewichteten Spitzen-Zu-Mittelvrert?- Welligkeitcdifferenz, die während vorausgegangener Testzyklen erhalten wurde, als dynamische Bezugswerte, und Vergleichen der während der nachfolgenden Testzyklen erhaltenen Messungen der gleichgerichteten, gewichüeten Spitsen-Zu-Mittelwerts-Welligkeitsdifferenz mit den Bezug'jwert.

   25· Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die Wichtung so gewählt ist, dass bei Durchführung der Messungen der gleichgerichteten Welligkeit ein etv/a fünffach grösseres Gewicht als dem Spitzenwert zukommt.

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