DE2656077A1 - Daempfungsschaltung fuer vorstroeme - Google Patents

Description

U.S. Ser. No. 676,008 MmtafMi -.

vom 12. April 1976 Dr. Dieter ν. Bezold ^

DIpI.-Ing. Petar Schütz

DIpI.-ing. Wolfgang Heusler

8 München 86, Postfach 880668

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.) Dämpfungsschaltung für Vorströme

Die Erfindung betrifft Dämpfungsschaltungen für Vorströme, die sich insbesondere zur Ausbildung in monolithischer integrierter Form eignen und sehr niedrige Ströme zur Vorspannung von Schaltungsteilen liefern.

Ein Problem beim Entwurf monolithischer integrierter Schaltungen besteht in den Schwierigkeiten, Widerstände hoher Werte, also etwa im Bereich von 50 kOhm aufwärts, zu realisieren, insbesondere wenn die Widerstandswerte einigermaßen genau bei sogenannten Pinch-Widerständen eingehalten werden sollen, die durch zwei aufeinanderfolgende Diffusionsschritte ausgebildet werden. Gleichzeitig benötigt man ferner bei integrierten Schaltungen Konstantstromquellen für niedrige Ströme bis unter den Mikroamperebereich. Einfache Überlegungen aufgrund des ohmschen Gesetzes ergeben, daß Betriebsweisen mit so niedrigen Strömen

7 η 9 B a 1 ■' π ς R ·ί _ .mcpsc^⁰

Probleme aufwerfen, wenn hochohmige Widerstände vermieden werden sollen.

In den US-Patenten 3 320 439 und 3 921 013 (letzteres ebenfalls vom Erfinder der vorliegenden Anmeldung) werden diese Probleme behandelt. Dort wird einem Ausgangstransistor eine Basis-Emitter-Spannung (V_ßE) zugeführt, welche sich ergibt aus a) der Spannung V_ßE eines sich selbst vorspannenden Eingangstransistors, durch dessen Emitter-Kollektor-Strecke man einen relativ hohen Eingangsstrom fließen läßt, abzüglich b) des Spannungsabfalls an einem Vorwiderstand, durch welchen man einen Strom fließen läßt, der praktisch gleich dem durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Ausgangstransistors fließenden Strom ist. Infolge der niedrigeren Spannung V_ßE des Ausgangstransistors ist der seine Emitter-Kollektor-Strecke durchfließende Ausgangsstrom relativ klein verglichen mit dem Eingangsstrom. Bei diesen bekannten Schaltungen ist es jedoch problematisch, daß man im Falle eines gewünschten sehr kleinen AusgangsStroms den Vorwiderstand in wesentlich stärkerem Maße größer werden lassen muß, als es der Verringerung des Ausgangsstromes entspricht. Auf diese Weise führt ein Gesetz des ungünstiger werdenden Ergebnisses zu einer unteren Grenze des mit in integrierter Form auf kleiner Fläche realisierbaren Widerständen erreichbaren Ausgangsstromes.

Der Erfinder hat nun festgestellt, daß man zu einer höheren Dämpfung eines für Vorspannungszwecke vorgesehenen Stromes ohne die Notwendigkeit erheblicher zusätzlicher Widerstandswerte kommen kann, wenn man die bekannte Vorstromdämpfungsschaltung so abwandelt, daß man einen weiteren Vorwiderstand zwischen Basis und Kollektor eines Zwischentransistors einfügt, dessen Kollektorstrom durch diesen Widerstand fließt. Der Spannungsabfall an dem weiteren Vorwiderstand verringert die Spannung V_BE des Endtransistors noch weiter als das V_ßE des Zwischentransistors und verringert auf diese Weise den Ausgangsstrom. Der Strom kann zunehmend verkleinert werden, wobei der Wert

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des weiteren Vorwiderstandes nur mäßig erhöht zu werden braucht, weil der diesen Widerstand durchfließende Strom mit Anwachsen des Widerstandes nicht nennenswert abnimmt.

In den beiliegenden Fig. 1 bis 3 sind Schaltbilder von alternativen Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Dämpfungsschaltung für Vorströme dargestellt, während in den

Fig. 4 bis 6 jeweils in Blockform typische Eingangsschaltungen für diese Stromdämpfungsschaltungen veranschaulicht sind.

Die in Fig. 1 dargestellte Dämpfungsschaltung hat einen Eingangsanschluß T₁, einen Ausgangsanschluß T₃ und einen beiden gemeinsamen Anschluß T₂. Für den Betrieb der drei Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ ist im wesentlichen die folgende Gleichung maßgebend :

V_BE = ikT/q) In (I_E/A_BEJ_S) (1)

V_BE = Basis-Emitter-Potential des Transistors; k = Boltämann-Konstante;

q = Elektronenladung;

T = Betriebstemperatur des Transistors; I_E = Emitterstrom des Transistors;

Ag_E = wirksame Basis-Emitter-übergangsfläche und J_s = der Wert I_£/A für V_ßE » O.

Es sei angenommen, daß die Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ Basis-Emitter-Übergänge mit den gleichen Dotierprofilen haben und bei praktisch der gleichen Temperatur T betrieben werden, so daß in allen drei Fällen die Werte J_g gleich sind. Bei normalen Betriebstemperaturen für einen Transistor, etwa 300° K, beträgt der Wert von kT/q 26 mV. Die Werte V_ßE, I_E und Ag_E werden im folgenden mit einer Identifizierungsmarkierung für den jeweils zugehörigen Transistor versehen. Es sei ferner angenommen, daß die Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ qualitativ hochwertig sind, so

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daß ihre Basisströxae I_ßQi, IgQ₂ ^{und 1}BQS vernachlässigbar klein gegenüber ihren Kollektorströmen I_Cqi / -^02 Dann sind die Kollektorströme I_CQ1, ^ICQ2 ^{und 1}CQS 3^eweils Praktisch gleich den entsprechenden Emitterströmen l„₀-, ⁱeo2 ^bzw* I _. Aus Gleichung 1 können dann die folgenden Gleichungen abgeleitet werden:

^VBEQ1 " ^VBEQ2 ⁼

^VBEQ2 - ^VBEQ3 " ^(kT^^{} ln (I}EQ2^ABEQ3^/IBQ3^ABEQ2⁾

Die nachstehenden Gleichungen 4 und 5 ergeben sich aus dem ohmschen Gesetz, wobei R₁ und R₂ die Widerstandswerte der eben so bezeichneten Widerstände sind.

^VBEQ1 " ^VBEQ2 ^{= (I}BQ2'^fICQ2^+IBQ3^{) R}1 ⁽⁴⁾

^VBEQ2 " ^VBEQ3 ^{= (I}CQ2 ^{+ I}BQ3^{) R}2 ^{5)

Die Gleichungen 4 und 5 lassen sich zu den nachstehenden guten Näherungen reduzieren.

^VBEQ1 - ^VBEQ2 = ¹EQ₂ ^R1 <⁶>

^VBEQ2 " ^VBEQ3 ~ ^IEQ2 ^R2 ⁽⁷⁾

Durch Summenfassung der Gleichungen 2 und 6 bzw. 3 und 7 ergeben sich die nachstehenden Gleichungen 8 und 9 für die Wider stände R-. und R₂.

R₁ = (kT/q I_EQ2) in (I_EQ1Ä_BEQ2/I_EQ2A_BEQ1) (8)

R₂ = (kT/q I_EQ2) In (IEQ₂ABEQ₃ZIeQ₃AbEq₂) (9)

Eine Addition der Gleichungen 8 und 9 führt zur Gleichung (10) (R₁ + R₂) = (kT/q Ig₀₂) in (IeQ^

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Für eine gewünschte Beziehung zwischen den Strömen I_Eq-i und I„_o~, die jeweils praktisch gleich dem dem Anschluß T- zügeführten Eingangsstrom bzw. dem an der Klemme T₃ abgenommenen Ausgangsstrom sind, kann I_Eq2 ^mit einem Wert zwischen I_EO1 und ¹EOS g^ewänl^fc werden, so daß R- + R₂ irgendeinen bequemen Widerstandswert erhalten kann.

Beispielsweise sei angenommen, daß A_ßE . = A^₀₂ = ^A _BE03 sei, und daß man einen Eingangsstrom von etwa 1 mA (1000 Mikroampere) vorsehen möchte und einen Ausgangsstrom von etwa 100 nA erhalten will. R- + R2 liegt dann im Bereich von 2000 0hm. Der Eingangsstrom wird um den Faktor 10000 verringert, und - da bei normalen Transistorbetriebstemperaturen um 300° K kT/q gleich 26 mV ist - ergibt der Ausdruck (kT/q) In (I_EOi^A _BEQ eine Größe von 240 mV. Auflösung der Gleichung 10 nach ergibt mit 240 mV geteilt durch 2000 0hm einen Wert von 120 μΑ. Kennt man I_EO21 dann lassen sich aus den Gleichungen 8 und 9 die Werte R- und R₂ berechnen. R- ergibt sich aus kT/q = 26 mV geteilt durch I_EO2 gleich 120 μΑ und In (1 mA/120μΑ)- also 2,12 - zu einem Wert von 460 0hm; entsprechend wird R- 1540 0hm. Der dem Anschluß T- zugeführte Eingangsstrom ist gleich (ΙΟΟΟμΑ) plus einem Strom, der im wesentlichen gleich (also 120μΑ) ist, also 1120μΑ.

Das Verhältnis R- zu R- ist im vorstehenden Beispiel 4;1 und läßt sich somit in monolithischen integrierten Schaltungen bequem realisieren. Nimmt man in Gleichung 9 R₂ = 4R- an und faßt diese Gleichung mit Gleichung 1 zur Eliminierung von R^ zusammen, dann kann man einen Wert I_EO2 (150μΑ) erhalten, der nach Rückeinsetzung in die Gleichungen 8 und 9 zu Werten von R- (303 0hm) und R₂ (121Ο 0hm) führt, die genau im Verhältnis 1:4 stehen.

Kehren wir zum ursprünglichen Beispiel zurück und vermerken daß R- + R₂ mit 200O 0hm etwa 1200 mal kleiner als R^ allein wäre, wenn man R₂ durch eine unmittelbare Verbindung gemäß dem US-

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Patent 3 320 439 ersetzen würde, wobei der Unterschied von 240 mV zwischen V_ßEQi und V_BEQ3 am Widerstand R₁ abfallen würde, der einen Strom von der Größe des Ausgangsstroms führen würde, nämlich 100 nA. R₁ müßte dann einen Wert von 2,4 MOhm in der bekannten Schaltung haben, und ein solcher Wert läßt sich mit den derzeit verfügbaren Techniken in integrierter Form vernünftig realisieren.

Bei den Dämpfungsschaltungen gemäß den üS-PSen 3 320 439 und 3 921 013 hängt der Ausgangsstrom logarithmisch vom Eingangsstrom ab: Wenn der Eingangsstrom ansteigt, dann steigt auch der Ausgangsstrom, jedoch weniger stark. Bei den hier beschriebenen DämpfungsSchaltungen steigt der Ausgangsstrom über einen unteren Bereich des anwachsenden EingangsStroms jedoch weniger als logarithmisch an und sinkt über einen oberen Bereich wachsenden Eingangsstroms. Häufig läßt sich diese Charakteristik ausnutzen, einen konstanteren Ausgangsstrom für einen gegebenen Bereich von Eingangsstromwerten zu erhalten, als es mit bekannten Stromdämpfungsschaltungen der Fall war. Bei einer Anwendung, wo die Konstanz des Ausgangsstromwertes der wichtigste Gesichtspunkt ist, ergibt sich für die Wahl von R₁ + R₂ ein breiterer Bereich. Da die Gleichungen 8, 9 und 10 nicht linear sind, geht beim Entwurf am besten so vor, daß man sich Kurvenscharen für einen Entwurfsbereich verschafft, wobei jede Kurve normierte Werte R₁ und R₂ über der Dämpfung des normierten Eingangsstromes für einen vorgegebenen Bereich von Eingangsstromänderungen wiedergibt, und dann eine geeignete Bemessung für den jeweiligen Anwendungszweck auswählt.

Fig. 2 zeigt eine gegenüber Fig. 1 abgewandelte Ausführungsform einer Stromdämpfungsschaltung. Sie eignet sich insbesondere dann, wenn ein konstanter Ausgangsstrom trotz Änderungen des Eingangsstromes gewünscht wird, der Ausgangsstrom jedoch nicht so sehr weit unter einen minimalen Eingangsstrom herabgesetzt werden soll. Man kann nämlich die Betriebsweise der Fig. 1 mit einem negativen Wert für R₂ simulieren, wenn der

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absolute Wert von R- kleiner als derjenige von R, ist. Bei einem Ausführungsbeispiel der Fig. 2 kann beispielsweise R₁ = 2000 Ohm und R, = 1140 Ohm sein, so daß sich ein Widerstand R₂ von -1860 Ohm errechnet. Das Übertragungsverhalten einer solchen Schaltung ist in der nachstehenden Tabelle angeführt, in welcher I_1n der dem Anschluß T₁ zugeführte Strom und I_Atjsg Anschluß T₃ entnommene Strom ist.

1IN	1OyA	30μΑ	100μΑ	300μΑ	1mA	3mA	1OmA
1AUSG	4,3μΑ	6,2μΑ	7,8μΑ	8,5μΑ	8,0μΑ	7,2μΑ	6,0μΑ

Der Strom I_AÜSG ändert sich nur über einem Bereich 2:1 trotz EingangsStromänderungen 1__N im Bereich von 1000:1.

Fig. 3 zeigt eine weitere Abwandlung der Schaltung gemäß Fig.1, die sich für R₄ und Rg jeweils praktisch gleich R₁ bzw. R2 sehr ähnlich wie die Schaltung von Fig. 1 verhält, wenn I_E02 wesentlich größer als I_EO3 ist, jedoch von diesem Verhalten etwas abweicht, wenn I

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nur wenige Male so groß wie I_E03 ist.

Man kann verschiedene galvanische Koppelschaltungen zum Ersatz der unmittelbaren Verbindung FB zwischen Kollektor und Basis des Transistors Q- in den Schaltungen gemäß den Fig. 1 bis 3 verwenden, um für den Transistor Q₁ eine Kollektor-Basis-Gleichstromrückkopplung zur Bestimmung von V_ßE02 zu realisieren. Beispielsweise kann man einen in Kollektorgrundschaltung betriebenen Transistorverstärker benutzen, I_E02 erscheint dann nicht als Anteil des T₁ zugeführten Eingangsstromes. Die Transistoren Q₁, Q₂ und Q₃ können auch durch gleich aufgebaute bekannte Verbundtransistoren aus jeweils mehreren Einzeltransistoren ersetzt werden, beispielsweise durch Darlington-Schaltungen.

Die Fig. 4, 5 und 6 zeigen verschiedene typische Schaltungen zur Zuführung von Eingangsstrom zu einer Stromdämpfungsschal-

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tung, wie sie in den Fig. 1, 2 oder 3 dargestellt sind. Gemäß Fig. 4 wird der durch den Widerstand R zum Anschluß T.. fließende Eingangsstrom nach dem ohraschen Gesetz durch den Spannungsabfall an R_1n bestimmt, also durch die von der Spannungsquelle S gelieferte Spannung V_g abzüglich V_BE01r dividiert durch den Widerstand R . Bei Fig. 5 ist ein n-leitender Verarmungsfeldeffekttransistor Q₄ für die Zuführung eines praktisch konstanten Eingangsstromes zum Anschluß T.. vorgesehen, bei Fig. 6 handelt es sich entsprechend um einen p-leitenden Verarmungsfeldeffekttransistor Qc· Die Stromdämpfungsschaltung kann in diesen Beispielen vorzugsweise für einen konstanten Ausgangsstrom ausgelegt werden, wobei Veränderungen der Leitungseigenschaften des Widerstandes R₁, des Kanals von Q₄ oder des Kanals von Q₅ möglich sind.

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Claims (3)

1. Patentansprüche

   ί 1) jvorstromdäinpfungsschaltung mit einem ersten, zweiten und dritten Transistor, deren zweiter mit einer Kollektor-Basis-Verbindung versehen ist, welche seine Basis-Emitter-Strecke parallel zu seiner Kollektor-Emitter-Strecke schaltet, ferner mit einem zum Kollektor des ersten Transistors führenden Eingangsanschluß und einem zum Kollektor des dritten Transistors führenden Ausgangsanschluß sowie mit einem Eingangs- und Ausgangskreis gemeinsamen, zu den Emittern des ersten, zweiten und dritten Transistors geführten Anschluß und mit einer Gleichstromrückführung vom Eingangsanschluß zur Basis des ersten Transistors, sowie mit einer Verbindung vom Kollektor des zweiten Transistors zur Basis des dritten Transistors, dadurch gekennzeichnet, daß - wie an sich bekannt - in Reihe mit den parallelgeschalteten Basis-Emitter- und Kollektor-Emitter-Strecken des zweiten Transistors ein erster Widerstand (R-rRg) geschaltet ist und diese Reihenschaltung, wie ebenfalls an sich bekannt, zwischen die Basis des ersten Transistors (Q-) und den gemeinsamen Anschluß (T₂) geschaltet ist, und daß ein zweiter Widerstand (R₂,R₃,R₄) zwischen Kollektor und Basis des zweiten Transistors (Q₂) eingefügt ist.
2. 2) Dämpfungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (R-) in die Verbindung des Emitters des zweiten Transistors (Qo) ^mit dem gemeinsamen Anschluß (T₂) eingefügt ist und daß der Emitter des dritten Transistors (Qt), wie an sich bekannt, unmittelbar mit dem gemeinsamen Anschluß (T₂) verbunden ist.
3. 3) Dämpfungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (R-) in die Verbindung der Emitterelektroden sowohl des zweiten als auch dritten Transistors (02,03) mit dem gemeinsamen Anschluß (T₂) eingefügt ist.

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