DE2447516C3 - Schaltungsanordnung zur Lieferung eines zu einem Eingangsstrom proportionalen Ausgangsstromes - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Lieferung eines zu einem Eingangsstrom proportionalen AusgangsstromesInfo
- Publication number
- DE2447516C3 DE2447516C3 DE2447516A DE2447516A DE2447516C3 DE 2447516 C3 DE2447516 C3 DE 2447516C3 DE 2447516 A DE2447516 A DE 2447516A DE 2447516 A DE2447516 A DE 2447516A DE 2447516 C3 DE2447516 C3 DE 2447516C3
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- current
- terminal
- circuit
- base
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 7
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- UOTMYNBWXDUBNX-UHFFFAOYSA-N 1-[(3,4-dimethoxyphenyl)methyl]-6,7-dimethoxyisoquinolin-2-ium;chloride Chemical compound Cl.C1=C(OC)C(OC)=CC=C1CC1=NC=CC2=CC(OC)=C(OC)C=C12 UOTMYNBWXDUBNX-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
- H03F3/347—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only in integrated circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Es ist bereits eine solche Schaltungsanordnung vorgeschlagen worden (DE-PS 24 34 947). Diese dient jedoch
einer anderen Aufgabe, nämlich der Schaffung eines Stromverstärkers, der sich bei einer Verstärkung von
wesentlich mehr oder weniger als 1 auf einer kleineren Fläche einer monolithischen integrierten Schaltung
unterbringen läßt, als es bis dahin möglich war. Hierzu ist im Gegensatz zur Erfindung ein dritter Transistor vorgesehen,
dessen Basis und Kollektor an die Basis des zweiten Transistors und dessen Emitter an die Emitter
des ersten und zweiten Transistors angeschlossen ist.
Eine solche Schaltungsanordnung mit Ausnahme des Merkmals, daß beide Stromwege die gleiche Anzahl von
Haibleiterübergängen enthalten, die in Reihe zueinander in Durchlaßrichtung für den Eingangsstrom
geschaltet sind, ist bekannt (»Der Elektroniker« 1972, Nr. 5, Seiten 226 bis 228, insbesondere Abb. 12). Bei der
bekannten Schaltungsanordnung sind die beiden Gleichstromwege der den zweiten Transistor mit der
dritten Klemme verbindenden Schaltung direkte Leitungsverbindungen zwischen der Basis und dem
Kollektor des 2weiten Transistors und der dritten Klemme, so daß der zweite Transistor als Diode
geschaltet ist Bei dieser Schaltungsanordnung ist das Verhältnis des Ausgangsgleichstromes zum Eingangsgleichstrom im wesentlichen unabhängig von der
Durchlaßstromverstärkung der Transistoren.
Die Aufgabe der Erfindung besteht nun in der Weiterentwicklung der eingangs genannten Schal-
tungsanordnung derart, daß ein Ausgangsgleichstrom
geliefert wird, dessen Verhältnis zu _ dem
Eingangsgleichstrom sich proportional mit der Änderung des Paktors Λ*-" ändert, wobei Λ/e die Vorwärtsverstärkung
eines Transistors in Emittergrundschaltung , und π eine positive ganze Zahl ist
Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst
Ein Ausgangsstrom mit der vorgenannten Abhängigkeit von der Vorwärtsstromverstärkung eines Transi- ι ο
store hat z. B. Bedeutung als Ruhe-Eingangsstrom für
einen Transistorverstärker, um den Ruhe-Ausgangsstrom unabhängig von temperaturbedingten Änderungen
der Vorwärtsstromverstärkung des oder der Transistoren des Verstärkers zu machen.
Es sind bereits Schaltungsanordnungen zur Lieferung eines zu einem Eingangsgleichstrom proportionalen
Ausgangsgleichstromes mit Transistoren vorgeschlagen worden, bei denen ebenfalls der Ausgangsgleichstrom
sich mit dem Eingangsgleichstrom im Verhältnis Afc-"
ändert (DE-OS 2354 340, 24 24 814). Die dort vorgeschlagenen Schaltungsanordnungen unterscheiden sich
jedoch sowohl von den weiteren Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1 als auch von dessen
kennzeichnenden Merkmalen.
Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen erläutert:
Fig. 1 ist das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die einen Ausgangsgleichstrom
liefert, der gleich ist dem Eingangsgleichstrom geteilt durch die Größe 1 plus der Vorwärtsstromverstärkung
eines Transistors in Emittergrundschaltung;
Fig.2 ist das Schaltbild einer erfmdungsgemäßen
Schaltungsanordnung, deren Ausgangsgleichstrom im wesentlichen umgekehrt proportional ist der n-ten
Potenz der Vorwärtsstromverstärkung eines Transistors in Emittergrundschaltung;
F i g. 3 ist das Schaltbild einer Schaltungsanordnung, die derjenigen nach F i g. 1 ähnlich ist, deren Ausgangsgleichstrom
jedoch im wesentlichen umgekehrt proportional der Vorwärtsstromverstärkung eines Transistors
in Emittergrundschaltung ist;
F i g. 4 zeigt das Schaltbild einer Schaltungsanordung,
die derjenigenn nach Fig.2 ähnlich ist, jedoch gegenüber dieser bessere Eigenschaften für manche
Verwendungszwecke, hat;
F i g. 5 und 6 sind Schaltbilder, welche die Verwendung der Schaltungsanordnungen nach den F i g. 2 und 3
veranschaulichen;
F i g. 7 zeigt eine äquiv3)ente Schaltung, welche die
Diodenreihenschaltungen in den Anordnungen nach den F i g. 2 und 4 ersetzen kann.
Die in F i g. 1 gezeigte Anordnung ist im Normalfall als monolithische integrierte Schaltung ausgebildet Bei
der dargestellten Verbindungsart der Transistoren 101 bis 104 ist die Basis-Emitter-Spannung Vbeio\ des mit
seinem Emitter an Masse liegenden Transistors 101 gleich der Basis-Emitter-Offsetspannung Venm des
Transistors 102 plus der Basis-Emitter-Ofisetspannung
VBEim des als Diode geschalteten Transistors 103 minus
der Basis-Emitter-Offsetspannung Vbe\m des als Diode
geschalteten Transistors 104. Das heißt, es gilt:
— '
(I)
Die Basis-Emitter-Spannung (Vbe) eines beliebigen
Transistors läßt sich mit seinem Kollektorstrom (Ic) gemäß der folgenden bekannten Transistorgleichung
ausdrucken.
kT
In
Darin ist:
k die Boltzmann-Konstante
q die Ladung eines Elektrons
T die absolute Temperatur
I5 der Sättigungsstrom des Transistors
(2)
Wenn man den Ausdruck nach Gleichung (2) in die Gleichung (1) einsetzt, erhält man die folgende
Gleichung (3), in welcher die Indexzahlen der einzelnen Größen den in den Zeichnungen verwendeten Bezugszahlen der Transistoren entsprechen, zu denen diese
Größen gehören:
kT
In
In
ClOl
'SIOl
^C103
■^S103
■^S103
kT
kT
In -^
In
'Sl(M-
Unter der Voraussetzung, daß die Transistoren 101,
102,103 und 104 im wesentlichen einander gleich sind
(was für solche Elemente eine zulässige Annahme ist wenn sie alle Teil derselben monolithischen integrierten
Schaltung sind), so daß sie entsprechende Kennlinien haben, gilt folgendes:
'SIOI — 'si02 — ^5103
Wenn die vorgenannte Voraussetzung erfüllt ist läßt sich die Gleichung (3) folgendermaßen vereinfachen:
/ _ 1ClOl w
'γιοι — τ~— 'ι
'ClM
CHB
Der in die Eingangsklemme 105 eintretende Strom Im
fließt hauptsächlich in den zueinander in Reihe geschalteten Kollektor-Emitter-Strecken rtcr Transistoren
104 und 102, vorausgesetzt, diese Transistoren haben jeweils eine Vorwärtsstromverstärkung in
Emittergrundschaltung (hu) im normalen Bereich von 30—200, da der Emitterstrom des Transistors 103
lediglich ausreichend groß sein muß, um den Transistor 102 mit Basisstrom zn versorgen. Die Basisströme der
Transistoren 102 und 104 sind bei normalen Werten von hfe im Vergleich zu ihren Kollektor-Emitter-Strömen
vernacliiäüsigbar klein, und die Kollektor-Emitter-Ströme
der Transistoren 104 und 102 sind einander nahezu gleich. Somit ist gemäß Gleichung (5) der Kollektorstrom
des Transistors 101 annähernd gleich dem Kollektorstrom des Transistors 103.
Da /ei03 im wesentlichen gleich dem Emitterstrom des
Transistors 103 ist, der als Basisstrom zum Transistor 102 fließt, ist der Strom farn gleich dem Strom /o«
geteilt durch hre\m- Da lam im wesentlichen gleich !in ist,
ist /cio3 im wesentlichen gleich W/tyCio2· Der Strom /not,
der im wesentlichen gleich dem Strom /003 ist, ist daher
auch im wesentlicher gleich Iin/Iimm. Die Schaltung
nach F i g. 1 arbeitet als Stromquelle und liefert in guter Näherung an der Klemme 106 einen Ausgangsstrom
(Kollektorstrom /αοι des Transistors 101), der umge-
kehrt proportional der Vorwärtsstromverstärkung eines Transistors in Emittergrundschaltung hfe ist. Diese
Stromquelle kann mit Spannungen arbeiten, die so niedrig wie die Sättigungsspannung des Transistors
iOt(VsAT\on die nur etwa 02 Volt beträgt) sind. .<
Eine genauere Analyse kann folgendermaßen vorgenommen werden, /not ist relativ klein gegenüber //*, wie
vorstehend gezeigt wurde. Der Basisstrom hm\ des
Transistors 101 ist um den Faktor hum kleiner, d. h. um
die Vorwärtsverstärkung in Emittergrundschaltung des Transistors 101. /βίοι ist daher vernachlässigbar gering.
Im muß als Emitterstrom im Transistor 101 fließen, abgesehen von diesem vernachlässigbar kleinen Strom
/βίοι. Da der Emitterstrom eines Transistors gleich ist
seinem Basisstrom plus seinem Kollektorstrom, der κ
Afe-mal so groß wie sein Basisstrom ist, läßt sich Iam
durch die Größe Im folgendermaßen ausdrücken:
/ It \
/("12 = I ί,μΓ+ι ) ''"
(6)
Da /ffioi vernachlässigbar klein ist, muß auch der
Emitterstrom des Transistors 104 sehr nahe dem Wert für lam liegen. Mit demselben Verfahren, welches zur
obigen Gleichung (6) führte, kommt man zum folgenden Ausdruck für law'-
(7)
Der Basisstrom Ibxoz des Transistors 102 wird mit dem
Emitterstrom /ao3 des Transistors 103 geliefert.
'«102 — '/.IW
< 102 _ / ";d03 + I \ ι
I, — \ L I 1CXOi
"f<-!02 V "/HO.! /
; _ / "/,103 \ IClOl
'(103 — I " ι, , , I T
V "/,103 + I / "/,102
(8)
40
Durch Einsetzen der Gleichungen (6). (7) und (9) in die Gleichung (5) erhält man:
/ fr/,102 \ /
j _ \^/,io2 + 1 / 'N / ^/,
j _ \^/,io2 + 1 / 'N / ^/,
/ hfelM \ , V Λ/,Ι03
L \~~Γ I '( 102
(10)
und nach Vereinfachung:
_ /;.v ".»103 ("/,ίο« + ') fin')
Unter der Voraussetzung, daß h^m gleich h^m ist,
was bei im wesentlichen gleicher Ausführung der Transistoren M3 und 104 auch tatsichlich gih, verkürzt
sich die Gleichung (10) auf folgende Gleichung:
dli
hfrm
Wobei /cioi der Ausgängsstrom der Schaltungsanordnung
ist
Falls Afcio2 im normalen Bereich von 30—200 liegt stimmt die ursprüngliche Näherung, daß /001 gleicr liN/hit\n ist, mit einer Genauigkeit von Ui bis 3%.
Falls Afcio2 im normalen Bereich von 30—200 liegt stimmt die ursprüngliche Näherung, daß /001 gleicr liN/hit\n ist, mit einer Genauigkeit von Ui bis 3%.
Es ist angenommen worden, daß die Transistoren 101 102, 103 und 104 nicht nur gleiche Diffusionsprofile
sondern auch gleiche Basis-Emitter-Übergangsflächer
haben, so daß ihre Sftttigungsströme einander gleicr
sind. In einem allgemeineren Fall stehen die effektiver Basis-Emitter-Übergangsflächen der Transistoren 101
102,103 und 104 in einem gegenseitigen Größenverhält
nis von a : b : c : d. Hiermit stehen auch die Sättigungs ströme der Transistoren 10t, 102,103 und 104 (d. h. di<
Ströme /sioi, /5102, /5103 und /5104) in einem gegenseitiger
Verhältnis von a : b: c : d. In einem solchen Fall lieferr die oben zur Gleichung (5) führenden Schritte dk
nachfolgende GIe' :iiung (12):
(im
(I
1/,1O2/'')
(12)
In ähnlicher Weise, wie weiter oben die Gleichung
(to) erhalten wurde, kann man den folgenden Nähe
rungswert von /not für den allgemeinen Fall erhalten:
ad
hi
hi
(13)
Eine gewisse Abweichung von diesem Näherungswert kam sich ergeben, wenn die Basisströme (die für
den speziellen Fall einer im wesentlichen gleichen Ausbildung der Transistoren 101, 102, 103 und 104 als
vernachlässigbar angenommen worden sind) in Wirklichkeit so groß sind, daß man sie in den Berechnungen
berücksichtigen muß. Die Abänderungen, die man unter diesen Umständen bei den Berechnungen vorzunehmen
hat, sind ähnlich wie die Abwandlungen, die man bei anderen Schaltungen mit nicht vernachlässigbaren
Basisströmen verwendet und brauchen an dieser Stelle nicht näher behandelt zu werden.
Ein anderer Spezialfall, der bei monolithischen integrierten Schaltungen oft von Bedeutung ist, liegt
dann vor, wenn /cioi klein sein muß, obwohl zur Bereitstellung verkleinerter Ströme keine großer
Widerstände zur Verfügung stehen, d. h. wenn /w nicht
leicht auf einen niedrigen Wert vermindert werden kann. In einem solchen Fall können die Basis-Emitter-Übergänge
der Transistoren 102 und 103 so ausgefühn werden, daß ihre Flachen größer sind als die
Basis-Emitter-Obergangsflächen der Transistoren 101 und 104. Diese Methode hat besondere Bedeutung bei
der Vorspannung von B-Verstärker-Transistoren mittels
Aft-abhingiger Ströme.
Die Schaltung nach F i g. 2 liefert einen Ausgangsstrom /cioi, der in guter Näherung umgekehrt
proportional zu ganzzahligen Potenzen des Afe eines Transistors ist Die Schaltung nach Fig.2 IaBt sich als
Abwandhing der Schaltung nach F i g. 1 betrachten. Eine
Reihenschaltung 313 aus einer Anzahl α von als Dioden
geschalteten Transistoren 203-1 ... 203-4 von denen zwei in der Zeichnung dargestellt sind, ersetzt den
einzelnen als Diode geschalteten Transistor 103. Dei
einzelne ab Diode geschaltete Transistor 104 ist ersetzi
durch eine Serienschaltung 204 einer Anzahl π von als Dioden geschalteten Transistoren 204-1 ..2Mn (vor
denen zwei dargestellt sind). Unter der Voraussetzung
daß jeder als Diode geschaltete Transistor in dei Anordnung 203 dem als Diode gcschshetes Trsnsistoi
101 gleich ist und daß jeder der ab Dioden geschalteten Transistoren in der Anordnung 204 dem als Diode
geschalteten Transistor 104 gleich ist, gilt für die
Schaltung nach F i g. 2 folgende Gleichung:
= ^BMf= + "17O(IW - «^fl
f 14)
Wenn man die Gleichung (2) in die Gleichung (14) einset.f.. erhält man:
kr | In | '(1Ol _ | kr | In | '■: K)2 |
Ί | IS im | </ | 'Viii' |
. "kT In '""' - "kT In '<■'" ,15)
Bei /v„,, : lsl„2 : f,,,,,,: /SI(M = a:hc: d. vereinfacht
sich clic Gleichung (15) auf:
Wenn man die Gleichungen (6). (7) und (9) in die Gleichung (16) einsetzt, dann erhält man folgenden
Ausdruck dir /( „„ :
«•102
Die F i g. 3 zeigt eine Abwandlung der in F i g. 1 dargestellten Schaltung, bei welcher der Kollektor des
Transistors 103 an einer Betriebsspannung liegt, die
getrennt von der Quelle für Iin zugeführt wird. In der
Schaltung nach Fig.3 wird der Basisstrom des Transistors 102 hauptsächlich über die Kollektor-Emitter-Strecke
des Transistors 103 geliefert Wenn man wiederum voraussetzt, daß der Basisstrom des Transistors
101 vernachlässigbar klein ist, dann fließt der Strom Iin im wesentlichen vollständig in den Kollektor
des Transistors 102. D. h, anstelle der Gleichung (6) gilt die folgende Gleichung:
— '/
Dies ändert die Gleichungen (10') und (13) so daß
s'e die Form der nachstehenden Gleichungen (18)
und (19) bekommen:
Gemäß der F i g. 5 wird eine Schaltungsanordnung 500 des in F i g. 3 gezeigten Typs dazu verwendet, die
richtigen Ruheströme zur »Vorspannung« eines Transistorverstärkers mit dem Transistor 515 in Emittergrundschaltung
zu liefern. Der Eingangsstrom hu der Schaltungsanordnung 500 wird über die Klemme 105
und den Widerstand 501 aus dem Eingangskreis eines Stromspiegelverstärkers 505 gezogen, und der Ausgangsstrom
der Schaltung wird über die Klemme 106
ίο aus dem Eingangskreis eines Stromspiegelverstärkers
510 gezogen. Die Schaltungsanordnung 500 und die Stromspiegelverstärker 505 und 510 werden von einer
Gleichspannungsquelle 520 gespeist. Die Stromverstärkung des Stromspiegelverstärkers 505 hat gegenüber
derjenigen des Stromspiegelverstärkers 510 ein Verhältnis von ad: bc. Daher hat der Ruhestrom, der vom
Ausgangskreis des Stromspiegelverstärkers 505 zum Kollektor des Emitterverstärkers 515 gelangt, gegen-
uuci uciii τι/in nuagaiigafvi cia ucs on ι/ιιιβριι>5ΐ.ι*«ι βιαι kers
510 zur Basis des Emitterverstärkertransistors 515 gelangenden Ruhestrom ein Verhältnis wie /i/eim :1.
Es sei angenommen, daß der Transistor 515 eine /^-Stromverstärkung hat, die derjenigen des Transistors
102 entspricht Der Basisruhestrom zum Transistor 515 wird dann um den Faktor h/tm verstärkt so daß der
vom Transistor 515 benötigte Kollektorruhestrom gleich ist dem Ruhestrom, der vom Ausgangskreis des
Stromspiegelverstärkers 505 geliefert wird.
Die Kollektorlastimpedanz des Emitterverstärker-
Die Kollektorlastimpedanz des Emitterverstärker-
\o transistors 515 und die Ruhespannung an der am
Kollektor des Transistors 515 liegenden Ausgangsklemme OUT werden jeweils durch die nachgeschaltete
Anordnung bestimmt Diese ist in Fig.5 mit einem Thevenin-Ersatzschaltbild dargestellt durch die Serien-
.15 schaltung eines die Kollektorlastimpedanz des Transistors
515 bildenden Widerstands 521 mit einer Spannungsquelle 522, die eine Ruhespannung £522
liefert Da der vom Ausgangskreis des Stromspiegelverstärkers
505 gelieferte Ruhestrom nach dem Kirchhoffsehen Gesetz gleich ist dem vom Transistor 515
verlangten Kollektorruhestrom, fließt im Widerstand 521 kein Ruhestrom. Somit fällt auch keine Ruhespannung
am Widerstand 521 ab, so daß an der Ausgangsklemme OUT eine Ruhespannung von £522
(17) 45 erscheint Die Basis des Transistors 515 ist Ober einen Kondensator mit der Eingangsklemme /Λ/verbunden.
Der Transistor 102 der Schaltung SOO kann betrachtet
werden als Spannungsregelungstransistor mit einer Kollektor-Basis-Gegenkopplung, um den Anschluß 105
auf einer Spannung zu halten, die gleich
(16)
/j,V /" " J>
103 \ /riO
j>iwL__\ , V Ί/(.Ι03 + I y A^1,
:—: 1 *nn?
:—: 1 *nn?
fc/,|O*
'(101 —
1ClOZ
ad
bc
bc
nfel02
(18)
(19)
(19)
Die Fig.4 zeigt eine Abwandlung der in Fig.2
dargestellten Schaltung, bei welcher der Kollektor des Transistors 203-1 an einer Betriebsspannung liegt, die
getrennt von der Quelle für Im geliefert wird Bei dieser
Verbindungsart ergibt sich für /001 folgender Wert:
60
_ α (d\"
IN
"felOl
(20)
ist (Jedes Ansteigen der Spannung am Anschluß 105 Ober diesen Wert hinaus führt zu einem stark erhöhten
/cn». Mit erhöhtem /002 wird der Sapnnungsabfall am
Widerstand 501 größer, um die Spannung am Anschluß 105 zu vermindern.) Der Stromspiegelverstärker 505 ist
von einem Typ, der seine Eingangsspannung auf
VJSBO6+
regelt, d.h. auf die Summe der Basis-Emitter-Off se tspanirjRg
der Transistoren 505 und 507. Die am Widerstand 501 erscheinende Sapnnung Vw ist gleich
£502 (der von der Spannungsquelle 520 gelieferten
Spannung) minus
VBso7.
Der durch den Widerstand 501 zum EingangsanschluB 105 fließende Strom /w IaBt sich nach dem ohmschen
Gesetz bestimmten:
F — ν _ ν _ ι/
/ _ E52ll - 81:102 'ΒΕ103 'B,
1IN — ο
1IN — ο
wobei Λ501 der Wert des Widerstands 501 ist. Die
Größen Ve£io2, Vbeioj, Vbesm und Vsso? sind gut
definierte Offsetspannungen, die über einen weiten Bereich von Strömen praktisch unverändert bleiben und
für Siliziumtransistoren jeweils zwischen 550 und 750 Millivollt betragen. Der vom Stromspiegelverstärker
505 verstärkte Strom /w bestimmt den Kollektorruhestrom
des Transistors 515.
Gemäß der Fig.6 wird eine Schaltungsanordnung 600 des in Fig.2 gezeigten Typs dazu verwendet,
richtig bemessene Ruheströme zur »Vorspannung« einer Darlingtonschaltung 615 zu liefern, die aus einem
Transistorpaar besteht und als Emitterverstärker für Signale geschaltet ist Die Schaltung nach Fig.6 ist
derjenigen nach F i g. 5 in allgemeiner Hinsicht analog. Nach dem ohmschen Gesetz gilt:
1IN =
(22)
1ClOI —
fc
(23)
Dieser Strom wird durch die in dieser Hinsicht wie ein Verstärker in Basisschaltung wirkende Darlingtonschaltung
630 mit einem Stromverstärkungsfaktor von im wesentlichen 1 auf den Eingangskreis eines Stromspiegehrerstärkers
610 gekoppelt Die Stromverstärkung des Stromspiegelverstärkers 605 verhält sich zu
derjenigen des Stromspiegelverstärkers 610 wie ad2: b&. Die Ruheströme, die von den Ausgangskreisen
der Stromspiegelverstärker 605 und 610 3U den zusammengekoppelten Kollektoren der Transistoren
ι j
25
30
die Spannung am positiven Pol der Spannungsquelle 620 ist und
wie oben die Basis-Emitter-Offsetspannung des Transistors 102 ist.
Die Größen Vbexo-i und Vbbso-2 sind die Basis-Emitter-Offsetspannungen
in der Reihe zueinander und als Dioden geschalteten Transistoren 203-1 und 203-2
Vs£B06 ist die Basis-Emitter-Offsetspannung des als
Diode geschalteten Transistors 606 im Eingangskreis «·*»» J U WIiUt^i V0VI · W AMU AM A WM. »Π XlsGS€*7>
A-(MIgAtIgS'
kreis liegt außerdem der Widerstand 601.
Der Strom Iin fließt durch den Eingangskreis des
Stromspielgelverstärkers 60S und fahrt zur Erzeugung eines damit verknöpften Stroms in seinem Ausgangskreis.
Der verknöpfte Strom soll den von den Transistoren 616 und 617 der Darlingtonschaltung 615
verlangten kombinierten Kollektorstrom liefern.
Wie bei der Beschreibung der Fig.2 ausgeführt
wurde, folgt der Kollektorstrom lam des Transistors
101 in der Schaltungsanordnung 600 der Gleichung (16'), wobei π —2 ist:
55
60
65
ίο
616 bzw. 617 bzw. zur Basis des Transistors 616 fließen, stehen daher zueinander im Verhältnis wie hkmi
(hum+ Oil-Die
Vorwärtsstromverstärkung der Darlingtonschaltung 615 beträgt Λ*βιβ (hlef>\i+1), wobei A/wie und /tow
die Vorwärtsstromverstärkungen in Emitterschaltung der Transistoren 616 und 617 sind. Unter der
Voraussetzung, daß die Transistoren 102,616 und 617 im
wesentlichen gleich ausgebildet sind und einander entsprechende Werte von hre haben, bewirkt der vom
Stromspiegelverstärker 610 zum Transistor 616 gelieferte Basis-Ruhe-Strom, daß die Transistoren 616 und
617 einen kombinierten Kollektorruhestrom verlangen, der im wesentlichen gleich dem Strom aus dem
Ausgangskreis des Stromspiegelverstärkers 605 ist Wie bei der Verstärkerschaltung nach F i g. 5 so ist auch bei
der Verstärkerschaltung nach F i g. 6 die Signalverstärker-Lastimpedanz und die Ruhespannung an dei
Ausgangsklemme OUT durch die nachfolgende Schaltung bestimmt Diese Schaltung ist in F i g. 6 als
Thevenin-Ersatzschaltung dargestellt die aus der Reihenschaltung eines Lastwiderstands 621 mit einer
Spannungsquelle 622 besteht
Die aus den Transistoren 631 und 632 bestehende Darlingtonschaltung 630 liegt mit ihrer Eingangsklemme
an einer Spannung 3Vbe (d.h, Vbeim+ Vsbu-i
+ Vbe203-i% die am Anschluß 105 erscheint Die an den
Transistoren 631 und 632 erscheinenden Basis-Emitter-Offsetspannungen Vasal und Vbeu2 geben dem An-Schluß
106 eine Vorspannung von 1 Vbb Dies führt dazu, daß die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors
101 im wesentlichen genau so groß ist wie die Kollektor-Emitterspannungen der Transistoren 102,
203-1, 202-2, 204-1 und 204-2. Hiermit wird die
proportionierende Wirkung dieser Transistoren verbessert so daß der von der Schaltungsanordnung 600
gelieferte Strom dem Eingangsstrom /w genauer nach der Gleichung (23) folgt
Es sind auch andere ähnliche Anordnungen zur Aufrechterhaltung einer Kollektor-Emitter-Spannung
von Wbe am Transistor 1Oi möglich, indem man Verstärkertransistoren in Basisschaltung verwendet, die
11.ILl^. rtl a :
VUIl 1 ICUt/Kfllbl Ul/Cl gCUlg«*ll 1111
sistors 102 vorgespannt werden. Beispielsweise kann die
Schaltungsanordnung nach F i g. 1 zusätzlich einen Verstärkertransistor in Basisschaltung enthalten, dessen
Basis mit dem Anschluß 105 und dessen Emitter mit dem Anschluß 106 verbunden ist und der einen Kollektorstrom
von im wesentlichen gleich /ciot zieht
Die F i g. 7a und 7b zeigen zwei Schaltungen 700 und 700', die dafür bekannt sind, daß die äquivalente
Charakteristik zwischen ihren Klemmen 701 und 702 zeigen. Die Schaltung 700 besteht aus η als Dioden
geschalteten Transistoren 700-1... 700-4 die zueinander
in Reihe zwischen die Klemmen 701 und 702 geschaltet sind. Jeder der Transistoren 700-1 ... 700-/)
hat eine effektive Basis-Emitter-Obergangsfläche der Größe m. Die effektiven Basis-Emitter-Übergangsflächen
der Transistoren in den F i g. 7a und 7b sind durch eingekreiste Zahlen oder Buchstaben neben den
jeweiligen Emitterelektroden angegeben.
In der Schaltung 70C befinden sich π als Dioden
geschaltete Transistoren 703-1... 703-n als Serienschaltung
703 zwischen den Klemmen 701 und 702. Jeder der Transistoren 703-1 ... 703-n hat eine effektive
dasis-Emitter-Obergangsfläche, die um den Teilungsfaktor m kleiner ist als diejenige der Transistoren 700-1
... 700-/1 Die Stromdichte in den als Dioden
geschalteten Transistoren 703-1 ... 703-n wird wie im
Falle der als Dioden geschalteten Transistoren 700-1... 700-π dadurch auf demselben Wert gehalten, daß der
Serienschaltung 703 die Kollektor-Emittcr-Strecke eines Transistors 704 parallel geschaltet wird Die
effektive Basis-Emitter-Übergangsfläche des Transistors
704 ist (m-\)-ma\ so groß wie diejenige eines
jeden der Transistoren 703-1 ... 703-n und ist so vorgespannt, daß die gleiche Basis-Emitter-Spannung
wie beim Transistor 703-1 herrscht
Schaltungen des Typs 700' können Schaltungen des Typs 700 in den Serienschaltungen 203, 204 oder Teile
davon ersetzen. Hiermit vermindert man den Platzbedarf auf einer monolithischen integrierten Halbleiterschaltung
zur Erzielung des Äquivalents in Reihe
zueinanderliegender und als Dioden geschalteter Transistoren mit großen Basis-Emitter-Übergangsflächen.
gekoppelt ist, wird gewöhnlich in bestimmten monolithischen Halbleiterschaltungen dazu verwendet, das
elektrische Äquivalent einer Diode zwischen seinem Kollektor und seinem Emitter zu bilden. In jeder der in
den Zeichnungen dargestellten Anordnungen kann
ίο jedoch diese Transistoranordnung durch einen einfachen
PN-Übergang ersetzt werden. Eine Anzahl von Transistoren oder Dioden kann parallel geschaltet
werden, um in bekannter Weise ein zusammengesetztes Bauelement mit geänderten Eigenschaften der Übergangsfläche
zu bilden.
Claims (8)
1. Schaltungsanordnung zur Lieferung eines zu einem nur in einer Richtung fließenden Eingangsstrom
proportionalen, ebenfalls nur in einer Richtung fließenden Ausgangsstromes mit einem
ersten und einem zweiten Transistor, deren Emitter an einer ersten Klemme zum Anschluß an ein
Bezugspotential liegen, ferner mit einer vom ι ο Kollektor des zweiten Transistors zur Basis des
ersten Transistors fahrenden Verbindung, einer zweiten Klemme am Kollektor des ersten Transistors
zum Anschluß an eine Nutzschaltung, einer dritten Klemme zum Anschluß einer Quelle für den
Eingangsstrom und mit einer den zweiten Transistor mit der dritten Klemme verbindenden Schaltung, die
aus zwei nur in einer Richtung leitenden Stromwegen besteht, deren erster die dritte Klemme mit der
Basis des zweiten Transistors verbindet und deren zweiter die dritte Klemme mit dem Kollektor des
zweiten Transistors verbindet und die beide die gleiche Anzahl π (positive ganze Zahl) von
Halbleiterübergängen enthalten, die in Reihe zueinander in Durchlaßrichtung für den Eingangsstrom
geschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß der zwischen der dritten KSemme (105) und der
Basis des zweiten Transistors (102) verlaufende erste Stromweg (103,203) die einzige Basisstrom führende
Verbindung des zweiten Transistors ist
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß jeder der Halbleiterübergänge (103,104 oder 203,204) aas eine:u Transistor besteht,
dessen Kollektor mit seinen- Basis verbunden ist
3. Schaltungsanordnung nach A TJpruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß einer der Halbleiterübergänge im ersten Gleichstromweg der Basis-Emitter-Übergang
eines dritten Transistors (103 oder 203-1) ist,
dessen Basis mit der dritten Klemme (105) verbunden ist und dessen Kollektor an einem
Betriebsipannungsanschluß liegt (P i g. 3 bis 5).
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der übrigen Halbleiter-Übergänge
in den beiden Gleichstromwegen durch einen Transistor (104 oder 203-2... 203/1 und 204-1
... 204n) gebildet ist, dessen Kollektor mit seiner
Basis verbunden ist
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein ohrnsches Element (501
oder 601) in einem Gleichstromweg zwischen der dritten Klemme (105) und einer vierten Klemme
liegt und daß zwischen der ersten und der vierten Klemme eine Spannung (Gleichspannungsquelle 520
oder 620) liegt (F ig. 5,6\
6. Verwendung der Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 mit einem Stromspiegelverstärker,
dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangskreis des Stromspiegelverstärkers (510 oder 610) mit der
zweiten Klemme (106) verbunden ist und ein Ausgangskreis des Stromspiegelverstärkers (510
oder 610) gleiehstrommlßig mit der Basis eines Verstärkertransistors (515 oder 615) verbunden ist,
dessen Emitter mit der ersten Klemme (Masse) und dessen Kollektor mit einer Lastschaltung (521 oder
621)verbunden ist(Fig. 5,6). hs
7. Verwendung einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, mit zwei Stromspiegelverstärkern,
dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangskreis des ersten Stromspiegelverstärkers (510 oder 610) mit
der zweiten Klemme (106) und ein Ausgangskreis des ersten Stromspiegelverstärkers (510 oder 610)
mit der Basis eines Verstärkertransistors (515 oder 615) verbunden ist, daß eine Gleichspannungsquelle
(520 oder 620) für einen Eingangsstrom über den Eingangskreis des zweiten Stromspiegelverstärkers
(505 oder 605) mit der dritten Klemme (105) gekoppelt ist, daß der Verstärkertransistor (515 oder
615) mit seinem Emitter an die erste Klemme (Masse) und mit seinem Kollektor an den Ausgangskreis
des zweiten Stromspiegelverstärkers (505 oder 605) angeschlossen ist (F i g. 5,6).
8. Verwendung de/ Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 in der Weise nach Anspruch 7, dadurch
gekennzeichnet, daß der Eingangskreis des ersten Stromspiegelverstärkers (610) mit der zweiten
Klemme (106) über π weitere Transistoren (631,632)
verbunden ist, deren Basis-Emitter-Übergänge in Reihe zueinanderliegen, wobei die Basis des ersten
(631) der weiteren Transistoren mit der dritten Klemme (105) verbunden ist und der Kollektor des
leuten (632) der weiteren Transistoren mit dem Eingangskreis des ersten Stromspiegelverstärkers
(610) verbunden ist und der Emitter des letzten (632) der weiteren Transistoren mit der zweiten Klemme
(106) verbunden ist(F i g. 6).
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US00404123A US3855541A (en) | 1973-10-05 | 1973-10-05 | Current proportioning circuit |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2447516A1 DE2447516A1 (de) | 1975-04-17 |
DE2447516B2 DE2447516B2 (de) | 1977-08-18 |
DE2447516C3 true DE2447516C3 (de) | 1981-02-12 |
Family
ID=23598256
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2447516A Expired DE2447516C3 (de) | 1973-10-05 | 1974-10-04 | Schaltungsanordnung zur Lieferung eines zu einem Eingangsstrom proportionalen Ausgangsstromes |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3855541A (de) |
JP (1) | JPS5344780B2 (de) |
CA (1) | CA1018617A (de) |
DE (1) | DE2447516C3 (de) |
FR (1) | FR2247007A1 (de) |
GB (1) | GB1469793A (de) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3927335A (en) * | 1973-08-02 | 1975-12-16 | Itt | Monolithic integrable series stabilization circuit |
US3940683A (en) * | 1974-08-12 | 1976-02-24 | Signetics Corporation | Active breakdown circuit for increasing the operating range of circuit elements |
JPS5245855A (en) * | 1975-10-08 | 1977-04-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Composite pnp-type transistor circuit |
US4034307A (en) * | 1976-02-04 | 1977-07-05 | Rca Corporation | Current amplifier |
US4064506A (en) * | 1976-04-08 | 1977-12-20 | Rca Corporation | Current mirror amplifiers with programmable current gains |
DE3025162C2 (de) * | 1980-07-03 | 1982-04-15 | TE KA DE Felten & Guilleaume Fernmeldeanlagen GmbH, 8500 Nürnberg | Schaltungsanordnung zur Ableitung von Signal und Gegentaktsignal aus einem einseitigen Eingangssignal |
US4542331A (en) * | 1983-08-01 | 1985-09-17 | Signetics Corporation | Low-impedance voltage reference |
US4525683A (en) * | 1983-12-05 | 1985-06-25 | Motorola, Inc. | Current mirror having base current error cancellation circuit |
JP2814910B2 (ja) * | 1994-03-11 | 1998-10-27 | ソニー株式会社 | アナログデイジタル変換器 |
US6160436A (en) * | 1998-04-17 | 2000-12-12 | Advanced Micro Devices, Inc. | Driver with switchable gain |
US6753734B2 (en) | 2001-06-06 | 2004-06-22 | Anadigics, Inc. | Multi-mode amplifier bias circuit |
US6842075B2 (en) * | 2001-06-06 | 2005-01-11 | Anadigics, Inc. | Gain block with stable internal bias from low-voltage power supply |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3717821A (en) * | 1972-02-11 | 1973-02-20 | Rca Corp | Circuit for minimizing the signal currents drawn by the input stage of an amplifier |
US3721893A (en) * | 1972-05-30 | 1973-03-20 | Motorola Inc | Stable current reference circuit with beta compensation |
JPS5241541Y2 (de) * | 1972-11-22 | 1977-09-20 |
-
1973
- 1973-10-05 US US00404123A patent/US3855541A/en not_active Expired - Lifetime
-
1974
- 1974-09-26 CA CA210,172A patent/CA1018617A/en not_active Expired
- 1974-09-26 GB GB4186574A patent/GB1469793A/en not_active Expired
- 1974-10-01 JP JP11369974A patent/JPS5344780B2/ja not_active Expired
- 1974-10-04 FR FR7433576A patent/FR2247007A1/fr not_active Withdrawn
- 1974-10-04 DE DE2447516A patent/DE2447516C3/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5066138A (de) | 1975-06-04 |
DE2447516A1 (de) | 1975-04-17 |
DE2447516B2 (de) | 1977-08-18 |
CA1018617A (en) | 1977-10-04 |
JPS5344780B2 (de) | 1978-12-01 |
FR2247007A1 (de) | 1975-05-02 |
US3855541A (en) | 1974-12-17 |
GB1469793A (en) | 1977-04-06 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2154904C3 (de) | Temperaturkompensierte Bezugsgleichspannungsquelle | |
DE3138078C2 (de) | Differenzverstärker | |
DE2447516C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Lieferung eines zu einem Eingangsstrom proportionalen Ausgangsstromes | |
DE1948850A1 (de) | Differenzverstaerker | |
DE1901804B2 (de) | Stabilisierter differentialverstaerker | |
DE2160432A1 (de) | ||
DE2337138B2 (de) | Verstaerkerschaltung | |
DE3032567A1 (de) | Differentialverstaerkerschaltung | |
DE2420158C3 (de) | Differenzverstärker | |
DE2705276A1 (de) | Konstantstromschaltung | |
DE1939804C3 (de) | Verstärkerstufe mit zwei Transistoren | |
DE69225589T2 (de) | Vorverstärker | |
DE2905659C3 (de) | Gegentakt-Verstärkerkreis | |
DE3003123C2 (de) | ||
DE2328402C2 (de) | Konstantstromkreis | |
DE2434947C3 (de) | Stromverstärker | |
DE2929683C2 (de) | Gegentaktverstärker | |
DE2447517C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Stromteilung | |
DE1487567B2 (de) | Zweipol impedanzkonverter mit fallender strom spannungs kennlinie | |
DE2828147C2 (de) | Pufferverstärker | |
DE2529966B2 (de) | Transistorverstärker | |
DE69707940T2 (de) | Ruhestromeinstellung für Verstärkerausgangsstufe | |
DE2445134B2 (de) | Verstärkerschaltung | |
DE3545392A1 (de) | Stromspiegelschaltung | |
DE2134774C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Stabilisierung eines Stromes |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |