DE2655202A1 - Schweisstromquelle - Google Patents
SchweisstromquelleInfo
- Publication number
- DE2655202A1 DE2655202A1 DE19762655202 DE2655202A DE2655202A1 DE 2655202 A1 DE2655202 A1 DE 2655202A1 DE 19762655202 DE19762655202 DE 19762655202 DE 2655202 A DE2655202 A DE 2655202A DE 2655202 A1 DE2655202 A1 DE 2655202A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- voltage
- power source
- welding power
- input
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000003466 welding Methods 0.000 title claims description 139
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 68
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 40
- 101100365087 Arabidopsis thaliana SCRA gene Proteins 0.000 claims description 12
- 101150105073 SCR1 gene Proteins 0.000 claims description 12
- 101100134054 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) NTG1 gene Proteins 0.000 claims description 12
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims description 8
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 7
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000013461 design Methods 0.000 claims description 4
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 claims description 4
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 2
- 230000005611 electricity Effects 0.000 claims description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 2
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 claims description 2
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 claims description 2
- 239000010703 silicon Substances 0.000 claims description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims 3
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 claims 2
- 230000003292 diminished effect Effects 0.000 claims 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims 1
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 11
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 11
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 7
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 4
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 4
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 3
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 3
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 2
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 2
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 2
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 2
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 238000010079 rubber tapping Methods 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 2
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 2
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 238000013019 agitation Methods 0.000 description 1
- 239000011324 bead Substances 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000003628 erosive effect Effects 0.000 description 1
- 230000004927 fusion Effects 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 102220173701 rs142087529 Human genes 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 230000000007 visual effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/10—Other electric circuits therefor; Protective circuits; Remote controls
- B23K9/1006—Power supply
- B23K9/1043—Power supply characterised by the electric circuit
- B23K9/1056—Power supply characterised by the electric circuit by using digital means
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Plasma & Fusion (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
- Generation Of Surge Voltage And Current (AREA)
Description
The Lincoln Electric Company, Cleveland/Ohio (U.S.A.)
Schweißstromquelle
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schweißstromquelle für das Gleichstrom-Lichtbogenschweißen, mit einem sekundärseitig
zwei Wicklungs-Sternschaltungen aufweisenden Drehstromtransformator, wobei jede WicklungsSternschaltung drei Sekundärwicklungen
mit zum Sternpunkt zusammengeführten inneren Anschlüssen und mit äußeren Anschlüssen besitzt, welch letzter,,
jweils an einen Eingang getrennter Thyristoren bzw. siliziuF-gesteuerter
Gleichrichter angeschlossen sind, deren Ausgangs zu einem ersten Pol der Schweißstromquelle verbunden sind, und
wobei ein auf ein Eingangssignal ansprechendes Tor vorhanden ist, das bei Durchlaß-Vorspannung die Thyristoren leitend macht,
Schweißstromquellen dieser Art verwenden üblicherweise Drehstromtransformatoren
mit Thyristor-Ausgangssteuerung. Dabei
stört stets eine Welligkeit, welche die Qualität einer durch die Elektrode aufgebrachten Schweißraupe stark beeinträchtigen
kann. Um die Welligkeit zu beheben oder doch zu beschränken, hat man nach dem Stand der Technik am Ausgang der Schweißstrom-
709825/0687
ORIGINAL INSPECTED
quelle eine Drossel oder einen anderen Induktor vorgesehen. Wenn Jedoch eine große Welligkeit auftritt, würde die Glättung zu
große Induktivitäten erfordern, was die Charakteristik der Schweißstromquelle insbesondere beim Anlauf ungünstig beeinflußt,
aber auch während des Schweißens, wenn etwa Tröpfchen an der Elektrode mehr oder minder periodische Kurzschlüsse mit dem
Schmelzbad bewirken.
Zur Herabsetzung der erforderlichen Induktivitäten ist es gebräuchlich, eine Drehstromspeisung zu verwenden, wodurch die
Welligkeitsfrequenz ansteigt, jedoch die Amplitude der Welligkeit abnimmt. Der Betrag der zum Glätten oder Filtern dieser
Welligkeit benötigten Induktivität ist entsprechend geringer. Man hat auch vorgeschlagen, einen Transformator mit sechs
Sekundärwind ungen in einer Sechsphasen-Sternschaltung zu verwenden, so daß die Welligkeitsfrequenz das Sechsfache der
Netzfrequenz beträgt. Eine solche Sechsphasen-Sternschaltung ist jedoch sehr aufwendig, weil die erforderlichen Hochleistungs-Thyristoren
sehr teuer sind und auch eine besondere thermische Schutzanordnung benötigt wird, da jeder einzelne Thyristor
während eines Phasenwinkels von höchstens 60° leitet und in jedem Augenblick der gesamte Schweißstrom von nur einem Thyristor
übernommen werden muß.
Bei allen thyristorgesteuerten Schweißstromquellen nimmt die Welligkeit zu, wenn eine Phasenrückstellung der Thyristoren für
niedrigere Ausgangsleistung vorgenommen wird. Bei den herkömmlichen Drei- und Sechsphasenstromquellen erfolgt die Glättung
durch eine ausgangsseitige Drossel. Werden z.B. Sechsphasen-Sternschaltungen für Schweißstromquellen benutzt, so können
bei einer Phasenrückstellung der Thyristoren von 120° wegen der großen Induktivität der Glättungsdrossel am Ausgang Aussetzer
auftreten, die zu schlechten Schweißergebnissen führen. Allgemein ist ein zufriedenstellendes Schweißen nicht mehr erzielbar, wenn
bei großer Welligkeit durch die Filterung Aussetzer im Ausgangsstrom stattfinden.
709825/0687
Es ist bereits bekannt, sechs Sekundärwicklungen in Doppelsternschaltung
anzuordnen, wobei die Sternpunkte je dreier Wicklungen über einen Phasenschiebertrafo miteinander verbunden sind,
dessen Mittelabgriff den Minuspol der Schweißstromquelle bildet. Eine solche Anordnung ist in der US-PS 3 371 242 beschrieben.
Im Unterschied zu der gewöhnlichen Sternanordnung leitet bei der Doppelsternschaltung jeder Thyristor während eines Phasenwinkels
von 120°, und während dieses Zeitraums ist jeder einzelne Thyristor nur mit der Hälfte des gesamten Schweißstroms belastet.
In gewissem Sinn bewirkt der Phasenschiebertrafo der Doppelsternschaltung eine korrekte Stromaufteilung zwischen den beiden
Sternanordnungen, so daß diese parallel arbeiten.
Der Phasenschiebertrafo besteht aus zwei auf einen gemeinsamen Blechkern aufgebrachten ¥icklungen, deren Magnetflüsse einander
entgegengerichtet sind. Um gleichgroße Magnetflüsse aufrechtzuerhalten, wird durch die vorhandene magnetische Kopplung ein
Spannungsausgleich in den beiden Stromkreisen zwischen der Phasenschieberwicklung und den Stern-Sekundärwicklungen bewirkt,
so daß die Sternströme mit einer Welligkeit von sechsfacher Netzfrequenz parallel fließen, d.h. einander in Betrag und Phase
gleich sind. Dank dieser Kopplung ist ein Parallelbetrieb der Thyristoren mit Phasenrückstellungen bis zu etwa 113° möglich,
doch hört die Wirksamkeit jenseits dieses Phasenwinkels auf und die Arbeitsweise entspricht dann einer Sechsphasen-Sternschaltung.
Die Induktion des Phasenschiebertrafos beruht ausschließlich auf einer Streuinduktivität, deren Größe für die Bedürfnisse
des Lichtbogens nicht ausreicht. Um die für den Schweißbetrieb notwendige Induktivität zu schaffen, wird daher gemäß der
US-PS 3 371 242 im Gleichstrom-Ausgangskreis eine Glättungsdrossel
angeordnet. Ähnlich wie bei der Sechsphasen-Sternschaltung ist auch bei der Doppelsternschaltung mit Phasenschiebertrafo
für die Glättungsdrossel zum Wegdrücken der Ausgangs-Aussetzer
bei einer Phasenrückstellung der Thyristoren von 120° eine so große Induktivität notwendig, daß das Schweißen bei niedriger
Ausgangsleistung stark beeinträchtigt wird.
709825/0887
Mit stärkerer Phasenrückstellung der Thyristoren zur Herabsetzung des Ausganges wird ja an der Glättungsdrossel eine
immer größere Induktivität benötigt, um Aussetzern entgegenzuwirken. Gerade diese starke Phasenrückstellung tritt jedoch
im allgemeinen auf, wenn die Ausgangsspannung heruntergeregelt wird, um zwischen ochmelzbad und Elektrode einen tröpfchenförmigen
Materialübergang zu bewirken. Diese Art von Kurzschlußschweißen wird durch die zum Glätten der Ausgangs-¥elligkeit
benötigte Induktivität gänzlich unmöglich.
Es ist ein wichtiges Ziel der Erfindung, unter Überwindung des Nachteiles des Standes der Technik mit wirtschaftlichen Mitteln
eine verbesserte, hochleistungsfähige Schweiöstromquelle für
das Gleichstrom-Lichtbogenschweißen zu schaffen, die auch bei niedriger Ausgangsleistung gut steuerbar ist, eine höhe Kurzschlußfestigkeit
besitzt und auf Überlastung ebenso rasch wie wirksam reagiert. Insbesondere soll eine Schweißstromquelle der
eingangs genannten Art im Schweißstromkreis über die benötigte Induktivität verfügen, ohne daß eine zusätzliche Glättungsdrossel
vorhanden sein muß, um eine große Phasenrückstellung der Thyristoren zu gestatten und Aussetzer weitestgehend zu unterdrücken.
Bei einfachem, möglichst kompaktem Aufbau soll eine Schweißstromquelle nach der Erfindung ferner nicht nur preiswert
herstellbar sein, sondern auch eine bequeme Bedienung und einen zuverlässigen Betrieb über lange Sinsatzzeiten gewährleisten.
Bei einer Schweißstromquelle der angegebenen Art ist erfindungsgemäß
vorgesehen, daß zwischen den Sternpunkten der beiden WicklungsSternschaltungen zwei unabhängige Phasenschieberdrosseln
in Reihe liegen und daß der Mittelabgriff dazwischen den zweiten Pol der Schwe'ißstromquelle bildet.
Die Erfindung geht über den Stand der Technik in scheinbar geringfügigen, Jedoch wesentlichen Punkten hinaus. So ist durch
die Anordnung zv/eier unabhängiger Phasenschieberdrosseln sicher-
7 0 9825/0687
gestellt, daß der Kraftfluß in der einen Drossel keine oder
fast keine Wechselwirkung mit dem Kraftfluß in der anderen
Drossel hat. Bei herkömmlichen Phasenschiebertrafos ist im Gegensatz hierzu eine starke Koppelung der Kraftflüsse in den
beiden Wicklungen nicht nur in Kauf zu nehmen, sondern ausdrücklich beabsichtigt. Sine Ähnlichkeit mit der Doppelsternschaltung
besteht darin, daß auch nach der Erfindung ein Parallelbetrieb der beiden Wicklungssternschaltungen vorgesehen
ist, doch erlaubt die erfindungsgemäße Anordnung eine weitestgehende Unterdrückung von Aussetzern am Schweißausgang selbst
bei erheblich größeren Phasenrückstellungen als herkömmlicherweise überhaupt möglich. Darüberhinaus ist durch die Erfindung
eine ausreichende Induktivität im Schweißstromkreis und damit ein einwandfreier Schweißbetrieb gewährleistet, weil die vorgesehene
Anordnung zweier unabhängiger Phasenschieberdrosseln von vornherein eine genügend große Induktivitätsbemessung gestattet,
ohne daß eine Glättungsdrossel erforderlich wäre. Gegenüber der herkömmlichen Sechsphasen-Sternschaltung hat die ebenfalls
gebräuchliche Doppelstemschaltung mit Phasenschiebertrafo den Vorzug, daß die Steuerungs-Thyristoren bei vorgegebener Auslegung
mit doppeltem Schweißstrom belastet werden können. Die Erfindung nutzt diesen Vorteil in gleicher Weise, da der effektive
Parallelbetrieb der beiden Wicklungssternschaltungen die ebenso günstige Bemessung der Thyristoren ermöglicht,
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung können die Phasenschieberdrosseln
Wicklungen auf getrennten, magnetisch durchlässigen Kernen aufweisen. Diese können Blechkerne nach Art von Kerntransformatoren,
vorzugsweise Rechteckkerne, oder Mantelkerne sein. Im letzteren Falle kann der bzw. jeder Kern drei parallele
Schenkel aufweisen, wobei der Mittelschenkel den doppelten Querschnitt der Außenschenkel haben kann und wobei sich die Kraftflüsse
im Mittelschenkel überlagern, also entweder addieren oder subtrahieren. Bei additiven Kraftflüssen kann der bzw. ^eder
Mittelschenkel eine dritte Wicklung tragen, die in Reihe mit dem
709825/0687
Mittelabgriff der Phasenschieberdrosseln und dem einen Elektrodenanschluß
der Schweißstromquelle liegt. Der in dieser dritten Wicklung fließende Gleichstrom bewirkt daher einen zusätzlichen
Kraftfluß im Induktionskreis, wodurch sich die Gesamtinduktivität der Phasenschieberdrosseln erhöht. Deshalb ist es zweckmäßig,
wenn zumindest der Mittelschenkel einen Luftspalt aufweist. Die Erregung dieser Spule kann etwa mittels eines Nebenschlusses oder
durch Veränderung der Windungszahl passend gewählt werden, so daß sich die Induktivität der Phasenschieberdrosseln auf die verschiedensten
Schweißlichtbogen-Verhältnisse einstellen läßt.
Hervorzuheben ist, daß wegen der Streureaktanz ^edes Übertragers
auch Phasenschieberwicklungen eine Eigeninduktivität besitzen. Für die Erfindung kommen jedoch nur Phasenschieberdrosseln in
Betracht, deren Induktivität die normale Streureaktanz eines Phasenschiebertrafos unter allen Umständen überschreitet. Die
Unterschiede der Arbeitsweise von Schweißstromquellen mit herkömmlichem Phasenschiebertrafo und mit erfindungsgemäßen unabhängigen
Phasenschieberdrosseln sind genau zu betrachten. Beide Systeme sind für den Parallelbetrieb von zwei Sekundärwicklungs-Sternschaltungen
mit 180° Phasenverschiebung verwendbar. Ih beiden Fällen muß die Spannungs-Vektorsumme der einen, stromführenden
Sternanordnung zuzüglich der induzierten Phasenschieberspannung gleich der Spannung an der anderen Sternanordnung einschließlich
der zugehörigen induzierten Phasenschieberspannung sein. Ein wichtiger Unterschied besteht aber darin, daß bei dem
herkömmlichen Phasenschiebertrafo die Phasenschieberspannung aus der Gegeninduktion der beiden Phasenschieberwicklungen herrührt,
wogegen im Falle der unabhängigen Phasenschieberwicklungen die Phasenschieberspannung auf der eigenen Wicklungsinduktivität
beruht. Dies hat die überraschenden Wirkungen der erfindungsgemäßen Anordnung zur Folge. Die oszillografische Beobachtung
der Ströme in den Wicklungssternschaltungen des Phasenschiebertrafos
bei einer Phasenrückstellung der Thyristoren von 90° zeigt, daß die Ströme gleichgroß und allgemein auch gleichphasig
709825/0687
- sr-
sind; die Welligkeit hat das Sechsfache der Netzfrequenz. Mit unabhängigen Phasenschieberdrosseln nach der Erfindung ergeben
sich ebenfalls gleichgroße Ströme in den WicklungsSternschaltungen,
jedoch mit einer Phasenverschiebung von 60°, so daß die Welligkeit
das Dreifache der Netzfrequenz beträgt. Ein weiterer wichtiger Unterschied besteht darin, daß die Thyristoren bei
Phasenschiebertrafos mit einer Phasenrückstellung von 113° über einen Phasenbereich von weniger als 120° leiten und daß zuerst
Aussetzer auftreten und dann" der Strom auf Null zurückgeht; hingegen kommen dank der erfindungsgemäßen Verwendung von unabhängigen
Phasenschieberdrosseln Aussetzer erst bei einer Phasenrückstellung von 160°, und der Strom geht nicht auf Null zurück.
Bei der Verwendung von Thyristoren zur Steuerung des Ausgangs einer Lichtbogen-Schweißstromquelle war ein wichtiges Problem deren
Abschaltung im Falle einer Überlastung der Thyristoren während längerer Zeiten, als sie die Überlast-Bemesssung der Thyristoren
gestatten würde, welche daher der Beschädigung oder Zerstörung ausgesetzt waren. Es ist bekannt, daß die Torsteuerung von
Thyristoren unwirksam wird, sobald die Sperrschicht-Temperatur 125° C überschreitet, was zum möglichen Ausfall führt. Die Sperrschicht-Temperatur
steigt mit zunehmendem Strom; die Thyristoren haben stets Kennwerte, die eine Vorhersage der Sperrschicht-Temperatur
in Abhängigkeit von der Belastung oder von einer Überlastung und von der Zeit gestatten sollen.
Der zeitliche Verlauf von Überlast-Strömen ist in keiner Weise festgelegt. Die kürzesten Zeit-Strom-Überlastungen bestehen bei
normalem Schweißen, wenn die Elektrode kurzzeitig das Werkstück berührt oder wenn ein geschmolzener Tropfen am Elektrodenende
im Lichtbogen übergeht und das Schmelzbad erreicht, während er noch am Elektrodenende hängt. Beim Anlauf, wenn die Elektrode
das Werkstück kurz vor der Zündung des Lichtbogens berührt, treten längere Zeit-Strom-Überlastungen auf. Die längste Zeit-Strom-
709825/0687
Überlastung findet statt, wenn zwischen Werkstück und Elektrode ein unbeabsichtigter Kurzschluß erfolgt, was in der Praxis sehr
häufig mit veränderlicher Dauer und den unterschiedlichsten Kurzschlußströmen der Fall ist.
Herkömmliche Trennschalter, Sicherungen und elektronische Unterbrecher
sind entweder für schwere Kurzschlußfälle nicht schnell genug oder für den Lichtbogen-Anlauf zu schnell, so daß der
Schalter ins Flattern kommt. Bisher mußten daher die Hauptthyristoren stets für die Höchstlast der Schweißstromquelle
ausgelegt und mithin überbemessen sein, um deren Ausfall zu verhindern.
Die Erfindung sieht nun eine Thyristor-Schutzschaltung vor, die in Abhängigkeit vom Thyristor-Überlaststrom eine kontinuierlich
veränderliche Auslösung gewährleistet, so daß das Abschalten der Thyristoren innerhalb einer Zeit erfolgt, die sich fortwährend
mit den Schwankungen des Überlaststromes ändert und die umso kürzer wird, je stärker der Strom ansteigt. Die Schutzschaltung
ist erfindungsgemäß so ausgebildet, daß die Thyristor-Charakteristik für maximale Sperrschicht-Temperatur möglichst
genau approximiert wird.
Eine Weiterbildung der Erfindung sieht eine Schalteinrichtung
mit einem ersten Eingang vor, welcher denjenigen Spannungspegel bestimmt, auf den ein zweiter Eingang gebracht werden muß, um
die Schalteinrichtung zu betätigen und damit die Schweißstromquelle abzuschalten, wenn eine von deren zu großem Ausgangsstrom
abhängige Spannung nach Verstärkung eine Anzahl von Schaltern erreicht, so daß der erste von diesen hierdurch eingeschaltet
wird und die Schalteinrichtung nach einer vorgegebenen Zeitdauer betätigt, sobald der höchstzulässige Dauer-Überlaststrom der
Thyristoren eben überschritten wird, während die weiteren Schalter der Reihe nach eingeschaltet werden, wenn der Überlast strom weiter
ansteigt, wobei gleichzeitig die zur Umsteuerung des zweiten
709825/068?
Eingangs auf den erforderlichen Pegel benötigte Zeitdauer verkürzt
wird und wobei ferner dieser Spannungspegel mit ansteigendem Überlaststrom herabsetzbar ist. Einige der erst später
wirksam werdenden Schalter sind so programmiert, daß sie den Spannungspegel steuern, bei welchem die Schalteinrichtung
betätigt bzw. in den leitenden Zustand gebracht wird.
Vorzugsweise besitzt die Überlast-Schutzschaltung einen Operationsverstärker
für die Verstärkung einer dem Laststrom proportionalen Spannung, wobei ein kapazitiver und ein Widerstands-Rückkopplungszweig
parallel zueinander liegen, so daß dynamische Spannungsänderungen herausgefiltert werden und die Schalter nicht vorzeitig
auslösen können.
Bei SchweißStromquellen des Transformator-Typs mit veränderlichem
Ausgang und Thyristorsteuerung besteht ein weiteres Problem darin,
zu gewährleisten, daß die Thyristoren jeweils genau zu dem SoIl-Phasenrückstellwinkel
zünden. Zu diesem Zweck hat man herkömmlich Hilfsthyristoren vorgesehen, die durch einen programmierbaren
Unijunction-Transistor (PUT) zu einem Zeitpunkt gezündet v/erden, welcher von der Aufladung eines Kondensators abhängt, wobei der
Transistor die Steuerelektrode des Hilfsthyristors über einen
Impulstrandbrmator auftastete. Es hat sich aber gezeigt, daß der
in die Steuerelektrode des Hilfsthyristörs einfließende Strom
in der Sekundärwicklung des Impulstransformators an dem Transistor eine Vorspannung hervorrief, die eine vollständige Entladung des
Zeitgabe-Kondensators für den Unijunction-Transistor in ungleichem
Ausmaß verhinderte, wodurch sich die Zündzeitpunkte verschoben.
Um solchen Problemen zu begegnen, ist erfindungsgemäß ein Kondensator zwischen der Steuerelektrode des Hilfsthyristors
und der Sekundärwicklung des Impulstransformators in Reihe geschaltet. Die Steuerelektrode des Thyristors wird infolgedessen
nicht über die Sekundärwicklung des Impulstransformators beaufschlagt, wodurch in dessen Primärwicklung keine Gegenspannung
709825/0687
erzeugt werden kann, welche den Transistor vorspannen und die völlige Entladung des ihm zugeordneten Zeitgabe-Kondensators
verhindern könnte.
Bei herkömmlichen Transformator-Schweißstromquellen mit Thyristorsteuerung
und Ausgangs-Glättungsdrossel war stets eine ausreichende Induktivität vorhanden, um plötzliche Stromstöße an
den Thyristoren zu verzögern, wie sie bei vorübergehendem Kurzschluß entweder während des Anlaufs oder während des
Schweißens entstehen können, z.B. beim Schmelzübergang oder beim Kurzschlußschweißen. Bei der erfindungsgemäßen Anordnung zweier
unabhängiger Phasenschieberdrosseln fehlt im Ausgangskreis eine Induktivität, welche solche Stromstöße verzögern könnte; die
Induktivität bzw. Streureaktanz des Übertragers wird so niedrig wie möglich gehalten. Deshalb sieht die Erfindung eine Regelschaltung
für die Phasenrückstellung der Thyristoren mit sehr steiler Charakteristik vor, d.h. mit sehr kurzer Ansprechzeit,
so daß im Falle eines vorübergehenden Kurzschlusses die Thyristoren schnell in der Phase zurückgestellt xrerden, bevor noch die Überlastschutz
schaltung in Funktion treten muß. Es ist jedoch dafür Sorge getragen, daß die Regelschaltung nicht auf extrem schnelle
bzw. dynamische Spannungsänderungen anspricht.
Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung hat die Regelschaltung
für die Zündkreise der Th3rristoren als Eingangs- oder Rückkopplungssignal eine zur Ausgangsspannung der Schweißstromquelle
proportionale ungefilterte Spannung, und es sind Verstärker zum dynamischen Glätten von sehr raschen (dynamischen)
Spannungsänderungen vorgesehen, so daß die Thyristoren innerhalb eines Zeitraums von weniger als ein Sechstel der Metzfrequenz
heruntergeregelt werden können, d.h. binnen 0,17 s oder knapp acht Perioden. Würde eine so schnelle Regelung fehlen, so ließe
sich ein Schaukeln bzw. Pendeln mit entsprechender Instabilität des Lichtbogens nicht vermeiden.
709825/068?
Zur dynamischen Glättung dienen Operationsverstärker im Regelkreis
sowie frequenzabhängige Operationsverstärker-Rückkopplungszweige zum Herabsetzen der Verstärkung, während schnelle
Veränderungen am Spannungs- oder Strom-Ausgang der Schweißstromquelle infolge von Kurzschlüssen erfaßt werden.
Man erkennt, daß die Erfindung eine neue Mehrphasen-Transformator-Schweiß
stromquelle mit Thyristorsteuerung schafft, die bei
gegebener Ausgangsleistung weniger Herstellungsaufwand erfordert,
eine bessere Ausgangsregelung ohne die Nachteile von Aussetzern gestattet, eine verbesserte Überlast-Schutzschaltung aufweist
und die Thyristorzündung genauer steuert, als das mit herkömmlichen Geräten möglich war. Dank der Verwendung zweier 'Jicklungssternschaltungen,
deren Sternpunkte über ein Paar unabhängiger Phasenschieberdrosseln verbunden sind, kann eine größere
Thyristor-Phasenrückstellung ohne nachteilige Auswirkungen auf den Schweißausgang stattfinden. Die unabhängigen Phasenschieberdrosseln
stellen zugleich sicher, daß eine für den Schweißbetrieb stets hinreichende Induktivität vorhanden ist.
Ein wichtiger Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Kraftflüsse der beiden Phasenschieberdrosseln sich in einem
gemeinsamen Kern oder Kernteil überlagern, wozu noch der vom Ausgangsstrom der Schweißstromquelle in einer Wicklung ausgehende
Kraftfluß additiv oder subtraktiv hinzukommt. Die Induktivität und/oder die magnetische Koppelung der unabhängigen Phasenschieberdrosseln
kann auf diese Weise durch den Ausgangsstrom der Schweißstromquelle beeinflußt werden.
Infolge der besonders günstigen Überlast-Schutzschaltung sind die Thyristoren einer erfindungsgemäßen Schweißstromquelle
außerordentlich gut abgesichert. Das Ansprechverhalten der Schutzschaltung ist dem zeitlichen Verlauf der Überlaststrom-Kennlinie
der Thyristoren optimal angepaßt oder anpaßbar.
709825/0687
Darüberhinaus können bei vorbestimmtem Höchstwert des Ausgangs-Nennstromes
kleinere Thyristoren verwendet werden, oder es ist bei gleicher Thyristorbemessung eine Heraufsetzung der Nenn-Grenzlast
möglich.
Im Regelteil einer Schweißstromquelle nach der Erfindung ist eine gegenüber dem Stand der Technik wesentlich verbesserte
Zündschaltung für die Hilfsthyristoren vorhanden, von denen
die Haupt- oder Leistungsthyristoren gezündet werden. Hierzu wird dem betreffenden Hilfsthyristor von einem Impulstransformator
das Zündsignal über einen Kondensator zugeführt, so daß nicht wie bisher durch Rückspeisung von Tor strömen in dem
Impulstransformator Gegenspannungen induziert werden können, welche sonst den eigentlichen Zündschalter, hier einen
Unijunction-Transistor, sperren und dadurch die vollständige Entladung des Zeitgabe-Kondensators unterbinden könnten. Zugleich
bietet diese Regelanordnung die oben angeführten Vorzüge. Sehr günstig ist es, daß sich die größten und kleinsten Phasenrückstellwinkel
ebenso einfach wie genau und wirksam einstellen lassen. Obwohl die erfindungsgemäße Schweißstromquelle eine
niedrige innere Induktivität hat, ermöglicht es der Regelteil, bei Kurzschluß die Thyristoren hinreichend schnell in der Phase
zurückzustellen, so daß ein gewaltsamer Abtrag der Elektrode bei Berührung des Werkstücks verhindert wird.
Wichtig ist ferner, daß mit der erfindungsgemäßen Regelanordnung eine bequeme und zuverlässige Einstellung der Betriebsart der
Schweißstromquelle möglich ist. Diese kann mit veränderlicher Spannung und konstantem Stromausgang betrieben werden, wobei
die Regelung den Strom ansteigen läßt, falls die Lichtbogenspannung auf einen Wert unterhalb der Brennspannung absinken
läßt. Vorzugsweise wird dabei ein Rückkopplungssignal mit zwei getrennten Spannungen benutzt, von denen die eine dem Schweißstrom
und die andere der Lichtbogenspannung proportional ist, so daß Spannungsschwankungen ausgeregelt werden können.
709825/0687
Weitere Merkmale, Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen sowie aus der folgenden
Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung. Darin zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild des Stromversorgungsteils einer
Schweißstromquelle nach der Erfindung, zusammen mit einer von drei Zündschaltungen,
Fig. 2 bis 5 schematisierte Darstellungen verschiedener Kern-
und Wicklungs-Konfigurationen von Phasenschieberdrosseln
einer Schweißstromquelle nach der lürfindung,
Fig. 6 eine schematisierte Darstellung ähnlich Fig. 5,
jedoch mit einer zusätzlichen Wicklung,
Fig. 7 ein Schaltbild der Stromversorgung für Regel-
und Schutzschaltungen in einer erfindungsgemäßen Schweißstromquelle,
Fig. 8 ein Schaltbild einer Überlast-Schutzschaltung in
einer erfindungsgemäßen Schweißstromquelle,
Fig. 9 und 10 Zeit-Strom-Diagramme mit den Kennlinien der
Schutzschaltung von Fig. 8 ohne bzw. mit einem zusätzlichen Operationsverstärker,
Fig. 11 ein Schaltbild eines Regelkreises für die Zündschaltung von Fig. 1,
Fig. 12 ein Strom-Zeit-Diagramm des Zündsignals an der
Steuerelektrode von Hauptthyristoren der Anordnung von Fig. 1,
Fig. 13 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs der Anodenspannung eines Unijunction-Transistors in der
Anordnung von Fig. 1 und
Fig. 14 und 15 Diagramme des Spannungsverlaufs an einer erfindungsgemäßen
Schweißstromquelle bei konstantem Ausgangsstrom bzw. konstanter Ausgangsspannung.
Die in Fig. 1 veranschaulichte Schaltung umfaßt den Netzteil einer Schweißstromquelle mit einem Drehstromtransformator T,
dessen Primärwicklungen Ρ,,,ΡρίΡ-ζ im Dreieck geschaltet sind,
während sechs Sekundärwicklungen S^...S,- zwei Wicklungssternschaltungen
S^...S, und S^...Sg bilden, die an ihren Sternpunkten
10,10· erfindungsgemäß durch unabhängige Phasenschieberdrosseln L1O,L1OT in Reihe verbunden sind. Der Mittelabgriff 14
709825/0687
zwischen den Phasenschieberdrosseln L1O,L1O' führt zu dem
Minuspol 15 der Schweißstromquelle. Die Außenanschlüsse der Sekundärwicklungen S1.*.S- führen zu den Anoden getrennter
Hauptthyristoren SCR Α...SCR F, deren Katoden durch eine gemeinsame
Leitung oder Masseschiene 219 verbunden sind, an die ein zum Pluspol 12 der Schweißstromquelle führender Shunt R60
anschließt.
In Fig. 1 sind alle sechs Hauptthyristoren dargestellt, jedoch nur ein Zündkreis für die den Sekundärwicklungen 3,. bzw. S^
zugeordneten Hauptthyristoren SCR A und SCR B, die von diesen Sekundärwicklungen eine um 180° phasenverschobene Leerlauf-Spannung
erhalten. Die Steuerelektroden der Hauptthyristoren SCR A und SCR B werden dur^h Hilfsthyristoren SCR1 bzw. SCR4
aufgesteuert, welche ihrerseits von einem programmierbaren
Unijunction-Transistor (abgekürzt PUT), nämlich QU1, leitend
gemacht werden, sobald von dem in Fig. 11 gezeichneten Steueroder Regelkreis ein verstärktes und gesiebtes Rückkopplungssignal einläuft.
Von dem in Reihe mit dem Pluspol 12 der Schweißstromquelle liegenden Shunt R60 bekommt der Regelkreis (Fig. 11) ein Signal,
das über zwei Operationsverstärker X201a,X201b einem Transistor Q203 zugeleitet wird, dessen Ausgang den Zündkreis von Fig. 1
beaufschlagt. Sin Schalter SW6 dient zur Betriebsumstellung
des Schweißstromquellen-Ausganges von konstanter Spannung auf
konstanten Strom und umgekehrt. Mit einem Potentiometer RP kann die Spannung bzw. der Strom am Ausgang nach Bedarf eingestellt
werden. In der Betriebsart mit konstantem Ausgangsstrom kann, wenn die Schweißstromquellen-Spannung unter einen Schwellenwert
der Lichtbogen-Brennspannung absinkt, mittels eines Transistors Q201 zu höheren Strömen geregelt werden.
Ein wichtiger Bestandteil der erfindungsgemäßen Schweißstromquelle
ist die Überlast-Schutzschaltung, die im Ausführungsbeispiel der Fig. 8 ebenfalls von dem Shunt R60 ein Eingangs-
709825/0687
signal erhält, das nach Verstärkung in einem Operationsverstärker X101a an eine Anzahl von Schmitt-Triggern STI...STb
gelangt. Von diesen ist einer so programmiert, daß er betätigt bzv/. leitend wird, wenn der Schweiß Stromquellen- Ausgangsstrom
den Nennstrom der Hauptthyristoren überschreitet. Die übrigen Schmitt-Trigger sind so ausgelegt, daß sie bei wachsender
Überlastung der R.eihe nach einschalten. Liin PUT, nämlich O.U1O1,
wird in Abhängigkeit vom Ausmaß der Überlast von den Schmitt-Triggern ST1...ST6 in immer kürzeren Zeitabständen gezündet.
Hit Vorteil ist ein zweiter Operationsverstärker X1O1b vorgesehen,
der die üinschaltspannung des PUT entsprechend dem Ausmaß der Überlast fortschreitend ändert, so daß eine Zeit-Strom-Überlastkennlinie
entsteht, welche der entsprechenden Charakteristik der Hauptthyristoren SCi-L A...5CR F weitestgehend
entspricht.
Hetzteil
Der benutzte Drehstromtransformator T kann herkömmlichen Aufbau
haben und braucht hier daher nicht näher erläutert zu werden. Jede Sekundärwicklung der beiden Sternschaltungen ist mit einer
Drehstromphase so verbunden, daß die Wicklungspaare S^,S^j
3-z,Sg bzw. Sr,S2 jeweils um 180° phasenverschobene Leerlauf-Ausgangs
spannungen führen. Diesen Sekundärwicklungspaaren sind jeweils Paare von Hauptthyristoren, nämlich SCR. A1SCR. Bj
SCR C, SCR D; SCR E,SCR F zugeordnet, von denen jedes durch einen gemeinsamen Zündkreis gesteuert wird. Wie erwähnt, ist
jedoch in Fig. 1 nur einer dieser drei Zündkreise dargestellt, da die beiden andern gleichartig aufgebaut sind.
Der Drehstromtransformator T ist vorzugsweise so konstruiert, daß er minimale Streureaktanz hat und daher in den Schweißstromkreis
praktisch keine zusätzliche Induktivität einführt. Infolgedessen ist die Ausgangsspannung bei veränderlichem Strom im
wesentlichen konstant. Die Induktivität der Schweißstromquelle
709825/0S87
ist die der beiden Phasenschieberdrosseln L1O und L1O1, in
denen lediglich die Welligkeitsfrequenz vorkommt.
Ein wichtiger Bestandteil der erfindungsgemäßen Schweißstromquelle
ist das Paar gleichartiger, unabhängiger Phasenschieberdrosseln L1O,L1O', welche die Sternpunkte 10,10' der Sekundärwicklungs-Sternschaltungen
verbinden. Im Gegensatz zum Phasenschiebertrafo sind die Kraftflüsse der beiden Phasenschieberdrosseln
so angeordnet, daß sie einander niemals entgegengerichtet sind.
Im Ausführungsbeispiel der Fig. 2 haben die Phasenschieberdrosseln
L1O,L1O' jeweils Wicklungen 16 bzw. 16' auf getrennten
Eisenblech-Rechteckkernen 17 bzw. 17', die mit oder ohne Luftspalt ausgebildet sein können.
Das Ausführungsbeispiel von Fig. 3 zeigt eine Gestaltung mit zwei Mantelkernen, die jeweils zwei Außenschenkel 18,18' und
einen Mittelschenkel 20 bzw. 20' aufweisen, der im wesentlichen die doppelte Querschnittsfläche der Außenschenkel aufweist.
Die Wicklungen 16,16' der Phasenschieberdrosseln L1O,L1Of sind
dann auf dem jeweiligen Mittelschenkel 20 bzw. 20' aufgebracht.
Die in Fig. 4 gezeigte Anordnung sieht einen Mantelkern mit zwei Außenschenkeln 18,18' und einem Mittelschenkel 20 vor,
dessen Querschnittsfläche das Doppelte des Außenschenkelquerschnitts beträgt. Die Wicklungen 16,16' sind hierbei auf
den Außenschenkeln 18 bzw. 18· mit solcher Polarität aufgebracht, daß sich die Kraftflüsse im Mittelschenkel 20 subtrahieren. Bei
der im übrigen ähnlichen Anordnung von Fig. 5 addieren sich hingegen die Kraftflüsse der Wicklungen 16 und 16' im Mittelschenkel
20. Weil dessen Querschnittsfläche doppelt so groß ist wie die der Außenschenkel 18 bzw. 18', besteht keine oder
praktisch keine gegenseitige Kopplung zwischen den Wicklungen 16 und 16'.
709825/0687
Bei Verwendung einer solchen Konstruktion ist es möglich, eine zusätzliche Leistungsdrossel in Reihe zwischen dem Mittelabgriff
14 und dem Minuspol 15 vorzusehen. Diese Leistungsdrossel L12 hat im Ausführungsbeispiel der Fig. 6 eine Wicklung
21 auf dem Mittelschenkel 20 in solcher Anordnung, daß sich ihr Kraftfluß demjenigen der Außenschenkelwicklungen 16 und 16' der
unabhängigen Phasenschieberdrosseln L1O,L1O! entweder additiv
oder subtraktiv überlagert. Um eine Kernsättigung zu -verhindern, ist im Mittelschenkel 20 ein Luftspalt 19 vorgesehen. Zusätzlich
zu der Wirkung der unabhängigen Phasenschieberdrosseln L1O,L1O·
bewirkt ein Strom in der Wicklung 21 der Leistungsdrossel L12 auch eine gewisse Wirkung eines Phasenschiebertrafos. Die zusätzliche
Leistungsdrossel L12 ist aber nicht unbedingt erforderlich
und daher samt ihrer Wicklung 21 in Fig. 1 nur gestrichelt angedeutet.
Bei den Kerngestaltungen der Ausführungsbeispiele von Fig. 2 bis kann ein Luftspalt oder können mehrere Luftspalte nach Bedarf
vorgesehen sein. Bevorzugt wird die Mantelkernanordnung gemäß Fig. 4 oder 5. In Schweißstromquellen für niedrigere Ströme
brauchen hierbei Luftspalte nicht vorgesehen zu sein, doch ist bei Geräten für höhere Nennströme vorzugsweise ein Luftspalt
sowohl in jedem Außenschenkel 18,18' als auch im Mittelschenkel vorhanden, so daß ebenfalls eine geringe Phasenschiebertraffo-Wirkung
auftritt.
Die t}rpische Bemessung von Mantelkernen für eine Schweißstromquelle
mit einem Nennstrom von max. 1,5 kA kann 27 mm χ 248 mm am Querschnitt der mit einem Luftspalt von 0,76 mm versehenen
Außenschenkel 18,18' betragen; am Mittelschenkel 20 sind die Querschnittsabmessungen 54 mm χ 248 mm bei einem Luftspalt von
2,34 mm. Die Phasenschieberwicklungen 16,16' können jeweils sechs Windungen aufweisen.
7 09825/0687
·**· 2555202
Die unabhängigen Phasenschieberdrosseln L1O,L1O' haben im
Leerlaufbetrieb keine Wirkung; die zugeordneten Hauptthyristor-Paare
sind mit einer Phasenverschiebung von 180° aufgesteuert.
Sobald ein Ausgangsstrom Iq fließt, werden die Drosseln L1O,L1OT
durch die einfließenden Ströme I^ und I^ erregt. Die Sigeninduktivität
der Drosseln L10,L10f ruft eine Phasenverschiebung
von etwa 60° zwischen den Strömen I,. und Ip hervor, wenn die
Phasenrückstellung der Hauptthyristoren 0° oder 90° beträgt. Dies ist ein wichtiger Unterschied zu einer Phasenschiebertrafoanordnung,
wo die Ströme in jeder Wicklung bei gleichem Phasenrückstellwinkel
der Thyristoren im wesentlichen phasengleich sind. Die erfindungsgemäße Anordnung mit unabhängigen Phasenschieberdrosseln
L10,L10r verringert daher die ¥elligkeit im
Gesamt-Ausgangsstrom IQ erheblich. Außerdem ist es erfindungsgemäß
nicht unbedingt notwendig, in Reihe zwischen Mittelabgriff und Minuspol 15 eine zusätzliche Drossel oder sonstige Induktivität
zu benutzen, da die Induktivität der Phasenschieberdrosseln L10,L10' den Lichtbogen-Brennbedingungen genügt.
Zündkreis
Für die drei Zündkreise aller drei Phasen wird nur eine Hochfrequenzdrossel
L1 und ein HF-Siebkondensator C19 benötigt. Nur die eine der im übrigen gleichen drei Anordnungen von Zündkreisen
für die Hauptthyristoren SCR A...SCR F ist in Fig. 1 gezeigt; der Ausgang von L1 führt zu den beiden anderen, nicht dargestellten
Zündkreisen. Zur Funkentstörung sind die parallel zu den Steuerelektroden der Hauptthyristoren geschalteten Kondensatoren
C SCR A...C SCR F so nahe wie möglich an den Thyristoren montiert.
Die Netzspannung für alle Zündkreise wird von einem (nicht gezeichneten) Hilfstransformator geliefert, der jeweils an
dieselbe Phase wie die Anode der zugehörigen, dadurch gespeisten Hauptthyristoren (z.B. SCR A,SCR B) angeschlossen. Diese Wechselspannung
wird in einem Brückengleichrichter D1,D4,D13,D16 vollweggleichgerichtet,
der die Anode des PUT QU1 speist. Außerdem
709825/068 7
erfolgt eine pulsierende Gleichrichtung durch die Halbwellendioden
D1,D4 von Kondensatoren C7 bzw. C1O, welche an die
Hauptbyristor-Steuerelektroden Impulsenergie liefern. Diese
Halbwellen-Impulse sind jeweils gleichphasig mit der Anodenspannung
desjenigen Hauptthyristors, der dadurch gezündet wird. Zwei Stabilisierungswiderstände, PA und it1, begrenzen den Strom
zu blockierenden Zenerdioden DZ1 bzw. DZ4. Die Zeitkonstante des aus R4 und C7 bestehenden R.C-Gliedes ist minimal gehalten,
um Verzerrungen der im Zeitgeberkreis benutzten Spannung zu unterdrücken, so daß der für maximale Durchlaß-Stromführung
der Hauptthyristoren notwendige Spannungspegel innerhalb hinreichend kurzer Zeit erreicht wird.
Die Zeitgabe für den Tor-Impuls, d.h. derjenige Zeitpunkt, zu dem der jeweilige Hauptthyristor die zur Aufsteuerung
notwendige Durchlaßspannung an der Steuerelektrode führt, wird durch einen Zeitgeberkreis und insbesondere durch die
Spannungspegel an Anode und Steuerelektrode eines programmierbaren Unijunction-Transistors (PUT), nämlich QU1, bestimmt.
Sobald die Anodenspannung größer ist als die Steuerelektrodenspannung,
löst der PUT aus. Die Steuerlektrodenspannung wird durch Rückkopplung aus dem Regelkreis (Fig. 11) über L1,
einen Abgriff-Teil an Trimmer R49 und Diode D31 bestimmt. Kondensatoren C19 und C 26 dienen nur zur HF-Filterung.
Die Anodenspannung des PUT QU1 wird durch eine Anordnung von
Widerständen, Dioden und Kondensator gesteuert, welche sicher stellen, daß der PUT beim maximalen Durchlaßwinkel der Hauptthyristoren
genügend Öffnungsenergie erhält, jedenfalls sehr
frühzeitig bei in Durchlaßrichtung vorgespannten Thyristoren.
Damit der PUT innerhalb des spannungführenden Zyklus zeitig genug hinreichend viel Energie erhält, ist ein kombiniertes
Sägezahnkurven-System vorgesehen. Die vom Brückengleichrichter D1,D4,D13,D16 an zwei Widerständen R37 und R43 anliegende
Spannung wird während einer Halbperiode auf dem Spannungsniveau der Zenerdiode DZ1 und während der anderen Halbperiode auf
dem Pegel von DZ4 verriegelt. Die Elemente R43,R37,D25 bilden
70982S/06S7
für einen Kondensator C29 einen gesteuerten Maximal-Ladeweg
mit niedrigem Widerstand. Am Kondensator C29 liegt daher eine Spannung, die gegeben ist durch den Ausdruck
R43 . /n . π )
R3? + R43 ^ DZ4 UD25' *
Die Diode D25 verhindert eine Entladung von C29 durch R43. In Reihe mit C29 liegt ein "Widerstand R4O, der einen
Ladeweg mit hohem Widerstand darstellt, so daß sich auf der erwähnten Sockelspannung (Fig. 13, Kurvenatischnitt a)
ein langsamer Anstieg (Rampe, Kurvenabschnitt b) aufbaut. Diese Spannung b erreicht eine genügende Höhe, um den PUT
QU1 bei voll leitenden Hauptthyristoren (Rückstellwinkel 0°) zu zünden. Im Moment der Zündung fällt die Spannung gemäß
Kurvenabschnitt c ab.
Bei der Zündung des PUT findet die Entladung von C29 durch die Primärwicklung eines Impulstransformators PT1 statt.
Damit die Auslösung einheitlich erfolgt, muß sich der Kondensator C29 vollständig entladen, so daß er jedesmal die gleichen
Anfangsbedingungen hat. Hierzu wird das Steuerelektrodensignal
an die Hilfsthyristoren SCR1 und SCR4 kapazitiv mit deren
Steuerelektroden gekoppelt. Eine umgekehrte Vorspannung des PUT durch das Einfließen von Strömen in die Hilfsthyristor-Steuerelektroden
ist infolgedessen unmöglich. Falls eine entgegengesetzte Vorspannung an dem PUT vorhanden ist, entlädt
sich der Kondensator C29 nicht ganz, so daß die Zeitgabe nicht reproduzierbar ist. Dies ist ein wichtiges Merkmal der
Erfindung.
Der in Fig. 1 gezeichnete Zündkreis hat zwei gleichartige Schaltungsteile für die Hauptthyristoren SCR A und SCR B,
wovon nur der erstere im einzelnen erläutert wird. Führt die Netzleitung 203 ein gegenüber der Netzleitung 204
positives Potential, so fließt über die Diode D7 ein Strom, der den Kondensator C7 bis zu einer durch die Zenerdiode DZ1
verriegelten Spannung auflädt. Der Strom durch D7 wird von
709825/0687
dem Widerstand R4 begrenzt. Kondensator C1 und Widerstand R7
bilden ein Dämpfungsglied zum Schutz von SCR1 gegen schnelle Spannungsänderungen (dU/dt) bei zeitlicher Änderung. Widerstand
R25 bietet einen Ableitpfad für irgendwelche Restströme
von der Anode zur Steuerelektrode des SCR1, so daß sich dieser nicht durch große Leckströme selbst auslösen
kann. Eine Auslösestörung durch Hochfrequenzsignale verhütet Kondensator C13 an der Steuerelektrode von SCR1. Ein Strombegrenzungswiderstand
R19 an der Steuerelektrode des Hauptthyristors SCR A begrenzt den maximalen Scheitelstrom, den
diese Steuerelektrode bei Entladung des Kondensators C7 führen kann.
Bei Zündung des PUT wird durch den Impulstransformator PT1 ein Spannungsimpuls übertragen, der von C20 an die Steuerelektrode
des Hilfsthyristors SCR1 kapazitiv angekoppelt wird.
Durch den Tor-Impuls zündet SCR1, wobei C7 über Rj51 und über die Parallelanordnung von R19 und Steuerelektrode SCR A
entladen wird. Hierhin gelangt also ein scharfer Impuls, der als Nadel ρ in Fig. 12 dargestellt ist.
Der einmal eingeschaltete Hilfsthyristor SCR1 bleibt solange
leitend, wie Durchlaßspannung anliegt, d.h. während des Restes
derjenigen Zeitdauer, in der die Netzleitung 203 gegenüber der Leitung 204 positiv ist. Die am Widerstand R31 durch den
Strom führenden SCR1 abfallende Spannung steuert das Tor des Hauptthyristors SCR A auf. Da der halbwellen-gleichgerichtete
Impuls auf der Leitung 204 gleichphasig mit der Durchlaßspannung von SCR A ist, wird der Steuerelektrode weiterhin
Energie zugeführt, bis der Hauptthyristor SCR A zündet. Erst wenn dieser Halbwellen-Impuls, welcher als Schulter (back porch)
bezeichnet wird und in Fig. 12 mit dem Kurventeil q dargestellt ist, auf Null geht, schaltet der Hilfsthyristor SCR1 ab; er
bleibt abgeschaltet, bis von QU1 der nächste Impuls eintrifft.
Infolge der Natur einer Doppel-WicklungsSternschaltung mit
Phasenschieberdrosseln erhalten zu Beginn die Hauptthyristoren
709825/0687
eine Durchlaßspannungspannung erst zu einem späteren Zeitpunkt,
nämlich bevor die Phasenschieberdrosseln erregt werden. Sobald diese erregt sind, rückt die Durchlaßspannung der
Hauptthyristoren in der Phase bzw. zeitlich vor. Um nun maximale Leitung der Hauptthyristoren zu erzielen, muß der
Tor-Impuls eintreffen, während die Hauptthyristoren Durchlaßspannung
führen. Bei extrem geringer Belastung, bevor also die Phasenschieberdrosseln erregt sind, hat die Entladung des
Spitzen-Torimpulses von C7 bereits stattgefunden, bevor der Hauptthyristor SCR A noch Durchlaßspannung hat. Daher wird
durch die Diode D7 der "SchulterH-Breitimpuls aus dem Netz
weitergeliefert und der Steuerelektrode des Hauptthyristors SCR A während seiner Durchlaßphase zugeführt. Dank dieser
Schulter-Spannung, die mithin für den Betrieb sehr wichtig ist, zünden die Hauptthyristoren bei geringer Belastung
ebenso wie dank sonstiger Impulse bei Belastungen, welche die Phasenschieberdrosseln voll erregen. Hierzu kann beispielsweise
ein Strom ausreichen, der 10 % des Nenn-Ausgangsstromes
beträgt.
Zum Erleichtern der Wartung weist die Schaltungsanordnung lichtemittierende Dioden auf. Leuchten diese, so funktioniert
die Schaltung. Zusammen mit dem Strombegrenzungswiderstand R52 zeigt LED7, daß Netzspannung zur Speisung der Schaltung
vorhanden ist. Gegen Spannungsspitzen wird LED7"von der
Diode D34, während LED1 von D19 und LED4 von D22 abgesichert sind. Die beiden letztgenannten lichtemittierenden Dioden
zeigen an, daß die Steuerelektroden der Hauptthyristoren Strom führen. R13 bzw. R16 sorgen für die notwendige Strombegrenzung
bei LED1 bzw. LED4. Ein Thyrector TP1 dient zum Schutz der Schaltungsanordnung vor Belastungsspitzen bzw.
Stromstößen.
7098 2 5/0687
2656202
Stromversorgung * *~'
Lediglich der Vollständigkeit halber ist in Fig. 7 der in herkömmlicher Art aufgebaute Stromversorgungsteil für den
Regelkreis und die überlast-Schutzschaltung veranschaulicht. Netzspannung wird von einem Vollweg-Brückengleichrichter
D201,D202,D205,D204 gleichgerichtet, der zusammen mit nachgeordneten
Schaltungsteilen von Thyrectoren TP201 und TP202 gegen Stromstöße bzw. Belastungsspitzen geschützt ist. Eine
entsprechende Funktion haben die Kondensatoren C201 und C202 für die Operationsverstärker der Schutz- und Regelschaltungen
(Fig. S bzw. 11). Ein Strombegrenzungswiderstand R201 begrenzt die Einschaltstromspitze für den großen Siebkondensator
C204. Der Strombegrenzer R204 führt zu der Leitung 217, welche über eine Diode in der Überlast-Schutzschaltung
an das Relais 2CR angeschlossen ist. Die parallel angeordneten Stabilisierungswiderstände R205 und
R206, die beispielsweise Kaltleiter sein können, begrenzen den Strom zum Spannungsteiler-Speiseteil der Zenerdioden
DZ201 und DZ202. Deren Mittelanschluß bildet die Masseschiene 219, die mit den Steuerelektroden der Hauptthyristoren verbunden
ist. Zenerdiode DZ201 liefert + 15 V, Zenerdiode DZ202 - 15 V zur Speisung der Operationsverstärker. Der Betriebszustand
der Schaltungsanordnung wird wiederum durch lichtemittierende Dioden angezeigt, von denen LED2O3 aufleuchtet,
wenn die Speisung mit + 15 V arbeitet, wogegen LED204 Licht abgibt, wenn die Speisung mit - 15 V in Betrieb ist. Den
Durchgangsstrom der lichtemittierenden Dioden wird durch
Widerstände R208 bzw. R209 begrenzt. Als Betriebsanzeige für die Netzspannung dient LED„,201, wobei R202 zur Strombegrenzung
und D205 zum Schutz gegen Spannungsspitzen vorgesehen
sind. R245 begrenzt den Strom durch DZ202 in analoger Weise.
709825/0687
- CPt -
überlastungsschutz
Die in Fig. S dargestellte Überlast-Schutzschaltung hat
nur den Zweck, bei überlastung die Schweißstromquelle abzuschalten. Da die Möglichkeit bestehen muß, kurzzeitige
Überlastungen zuzulassen, z.B. Kurzschlußströme beim
Anlauf, sieht die Schaltungsanordnung vor, daß während einer vorbestimmten Zeitdauer eine gewisse Überlastung
bestehen bleiben kann. Je größer die Überlastung ist, desto schneller muß allerdings die Leistungszufuhr unterbrochen
werden, damit die Hauptthyristoren keine zu hohen Sperrschicht-Temperaturen annehmen.
Die Betriebsleistung erhält die Schaltungsanordnung von dem
Speiseteil gemäß Fig. 7, während das Steuersignal durch den Shunt R6O geliefert wird. Weil die Schutzschaltung
nur bei Überlastungs-Strömen wirksam sein muß, genügt die Ableitung des Signals durch zu dem Strom proportionalen
Spannungsabfall an dem Shunt R6O. Diese Spannung wird verstärkt. Übersteigt sie einen vorgegebenen Wert, so
treten als Schmitt-Trigger oder Pegeldetektoren ausgebildete elektronische Schalter in Tätigkeit, um die Spannungsversorgung
des Haupttransformators abzuschalten.
Ein Dualverstärker der Schaltungsanordnung besteht aus den beiden linear arbeitenden Operationsverstärkern X1O1a und
X1O1b. Direkt mit dem Shunt R6O ist X1O1a verbunden, dessen
Ausgang 2 die beiden elektronischen Schalter (hex inverters) X1O2 und X1O3 speist. Jeder von diesen weist drei Schmitt-Trigger
auf, so daß insgesamt sechs Schalter ST1...ST6 vorhanden sind, die sämtlich bei einer Schwellenspannung
schalten, welche durch die Stromversorgung und die Spannungsteiler:
R133,R1O6; R139,R1O7; R14O,R1O8; R141,R1O9;
R142,R11O; R143,R111 bestimmt wird. Diese schalten bei verschiedenem
Rückkopplungspegel und liefern für die verschiedenen Strompegel-Auslösepunkte unterschiedliche Zeitkonstanten.
Die Schalter ST1...ST6 haben alle die gleiche Schwellen-Schal t spannung, welche durch die Widerstands-Spannungsteiler
709825/0687
vorgegeben ist. Die unterschiedlichen Schaltpegel ergeben sich durch die Spannungsabfälle an Dioden D1O7«..D116 in
Durchlaßrichtung. Die verschiedenen Zeitkonstanten erzielt
man, indem nacheinander Widerstände R152,R153,R155,R157,
R144,R112 beim Durchschalten der Schmitt-Trigger parallel
geschaltet werden. Wenn die Schmitt-Trigger übergehen, lädt sich der Kondensator C1O3 durch die von zumindst
einigen der Schalter ST1...ST6 bereits "eingeschalteten" parallelen Widerstände auf, wodurch der programmierbare
Unijunction-Transistor (PUT) QU1O1 zündet. Darauf wird
SCR1O1 gezündet, wodurch Relais 2CR abfällt und ein
(nicht dargestelltes) Hauptschütz die Abschaltung der Schweißstromquelle vom Netz bewirkt.
Die Reihenfolge der einzelnen Vorgänge und die Arbeitsweise der Bauelemente wird im folgenden erläutert.
Bei Stromdurchfluß durch Shunt R6O fällt daran eine dem
Strom proportionale Spannung ab, die der ersten Hälfte des Dualverstärkers, d.h. dem Operationsverstärker X1O1a,
zugeführt wird. Letzterer ist bereits durch die Spannungsteiler-Anordnung R145,R158,R161 vorgespannt, die mit
+ 15 V gespeist wird und diese positive Gleichspannung dem Nichtumkehr-Eingang von X101a zuführt, so daß daran
ein positiver Gleichspannungsausgang ansteht. Die am Shunt Reu entstehende, negative Spannung gelangt an den Umkehr-Eingang
des Verstärkers und addiert sich daher algebraisch zu der bereits vorhandenen positiven Spannung. Sobald der
Schweißstrom den Überlast-Grenzwert überschreitet, wird die Ausgangsspannung von X1O1a genügend groß, um den ersten
Schmitt-Trigger ST1 leitend zu machen und decfcrch den Widerstand
R152 in Reihe mit dem Kondensator C1OJ zu schalten,
der sich darauf innerhalb einer vorgegebenen Zeit soweit auflädt, bis sein Potential die bereits an der Steuerelektrode
des programmierbaren Unijunction-Transistors QU1O1 stehende Spannung übersteigt. In diesem Augenblick zündet
dieser PUT, wodurch im Impulstransformator PTW1O1 ein Impuls
709825/0687
• η-
entsteht, der den Thyristor SCR1O1 auslöst, -wo daß das
Relais 2CR abfällt und das (nicht dargestellte) Hauptschütz
ate SpanEiungszufuhr zum Ketz transformator unterbricht.
Die Thyristorschaltung, weist eine Anzahl von Schutzelementen
auf« So gestattet der Widerstand R15-1 eine Ableitung
von Leckstromen zwischen Anode und Steuerelektrode, was
zur Rauschunterdrückung beiträgt.. Der Kondensator C1O4
dient der Funkentstörung, Die Diode Di02 vergrößert die
Rauschsicherheit, Ein Dämpfungsglied R150>C10:6 schützt den
Thyristor vor raschen Spannungsänderungen, d.h. großen
dU/dt-Spltzen, Im leuchtenden Zustand zeigt LKDIOI anr daß
das Relais 2CR angezogen Ist, Mit Widerstand R128 wird
der Strom durch die lichtemittierende Diode LSD101 begrenzt, welche von der Diode D103 gegen Spannungsstöße bzw.
Induktionsspitzen gesichert wird.
Einen Temperaturausgleich an dem PUT QU101 bewirkt der
Widerstand! R137. Für das Spannungstor des PUT dienen
Widerstand R147 und Trimmer RI60 als Spannungsteiler.
Die daran abfallende Spannung beträgt 5 V, wenn die Zenerdiode
DZ101 leitet, jedoch etwa 15 V, wenn der Verstärker
X101b vollen Ausgang führt. Durch den Widerstand R105 wird
bei leitender Zenerdlode DZt01, ein Spannungsabfall bewirkt.
Dem Operationsverstärker X101b dient R126 als Ladewiderstand,
C102 als Siebkondensator für den Ausgang und RI03 sowie
R146 zur Einsteilung des Verstärkungsgrades. Zur Funkentstörung
überbrückt CIO5 die dem PUT QU1O1 nachgeordnete
Wicklung von Impulstransformator PT1O1.
Die Widerstände R127,R159,R125 bilden einen Spannungsteiler,
der dem Kichtumkehr-Elngang 8 des Verstärkers X101b eine
positive Spannung zuführt, so daß eine positive Ausgangsspannung
entsteht. Zu dem Umkehr-Eingang 9 des Verstärkers X101b gelangt die lastabhängige, durch X101a verstärkte
Signalspannung. Am Ladewiderstand R126 tritt daher die
verstärkte Spannungsdifferenz der beiden Eingänge auf, so daß
709825/068?
am Ausgang des Operationsverstärkers XtOib die Spannung
abnimmt t wenn X1Qia einen vergrößerten Ausgang liefert.
!licht nur von dem. Spannungsteiler R127,ä125,R159f sondern
auch von den Schmitt-Triggern ST3 und ST4 gelangen zura Hichtumkehr-Singang
8 des Verstärkers iC1ö1b Spannungen, welche
den in Fig. 10 veranschaulichten Kennlinienverlauf (rechte gestrichelte Kurve) bewirken. Durch die Spannungen von ST3
und ST4 wird der Operationsverstärker X1O1b auf einen anderen
Spannungspegel eingestellt, so daß er vom ungesättigten in den gesättigten Betriebszustand übergeht und die Steuerelektrodenspannung
des PUT Q.U101 eine Änderung erfährt»
wodurch die Auslösezeit für den PUT geändert wird.
Solange die Schmitt-Trigger im Sperrzustand sind, leuchten LED1O4..
109. Der Strom durch diese liehtemütierenden Dioden wird durch
die Widerstände R131...R136 begrenzt, während die Dioden D1O6
sowie D117...D122 Spannungsspitzen abblocken. Den Schmitt-Triggern
8T1.C.ST6 sind jeweils die Eingangswiderstände
R106...R111 vorgeschaltet. Wird ST1 leitend, so liegt R106
in Reihe mit C103 unter Bildung der entsprechenden ersten
Zeitkonstante. Beim Leitendwerden von ST2 wird R153 zu R152
parallelgeschaltet, so daß C1O3 nun mit einer anderen Zeitkonstante
R-C aufgeladen wird. Durch Parallelschaltung von R155 zu der Parallelanordnung von. R152 undki53 entsteht beim
Leitendwerden von ST3 ein neuer Widerstandswert, welcher die
Ladezeit des Kondensators C1O3 neu einstellt. Außerdem wird
über D118 und R154 der Spannungsausgang von ST3 dem Widerstand
R104 zugeführt. Das gleiche geschieht, wenn der Schmitt-Trigger ST4 übergeht, so daß sein Ausgang über D120 und R156
weitergeleitet wird, was die oben bereits erwähnten Effekte
hat.
Da alle Schmitt-Trigger ST1...ST6 gleichgroße Widerstände
R106...R111 und R138...R143 für die Einstellung des Schaltpunktes
haben, dienen die Dioden D107...D116 mit ihrem
709825/0687
-aS-
Spannungsabfall in Durchlaßrichtung als Auslöse-Pegelwähler. Ein und dieselbe Spannung bewirkt das Kippen aller sechs
Schalter; wegen der Dioden DIO7...DII6 wird jedoch für jeden
weiteren Schalter eine höhere Ausgangsspannung des Operationsverstärkers
X1O1a benötigt. Bevor also ST2 schalten kann, muß der Ausgang von X101a um den Durchlaß-Spannungsabfall
von DI07 angewachsen sein. ST3 schaltet erst, wenn der
Verstärkerausgang die Schaltspannung des ersten Schalters um den Spannungsabfall an D1O7 und D108 überschreitet. Die
gleiche Schaltungstechnik wird für den Betrieb der weiteren Schalter angewandt; dem Schmitt-Trigger ST4 sind daher die
Dioden D107...D110, dem Schalter ST5 die Dioden D1O7...D113 und dem letzten Schmitt-Trigger ST6 die Dioden D1O7...D116
vorgeschaltet. Die Schwellenwert-Widerstände R113...R118
liegen am Eingang, die übrigen IViderstände R119...R124 am Ausgang der Schalter.
Wird der Operationsverstärker X1O1 von der Stromversorgung
gespeist, so leuchten LED102 und LED1O3, deren Durchgangsstrom von RI29 bzw. RI30 begrenzt wird. Gegen Belastungsspitzen
werden der Operationsverstärker X1O1 und die elektronischen
Schalter (hex inverters) X102 bzw. X103 durch Kondensatoren
C108,C109,C110 geschützt.
Für die erfindungsgemäße Schweißstromquelle ist der PUT-Überlastungsschutz
besonders bedeutsam, weil der Verstärker X1O1b den Spannungspegel des Tores von QU1O1 in Abhängigkeit
sowohl vom Laststrom als auch vom Überlaststrom steuert. Der Ausschaltzeitpunkt wird daher fortlaufend entsprechend den
Änderungen des Überlaststromes nachgestellt. Wäre diese Schaltung nicht vorhanden, so ergäbe sich die in Fig. 9
beispielhaft veranschaulichte gestufte Zeit-Strom-Kurve. Dank der Verwendung des Verstärkers X1O1b ergibt sich der
gleichmäßige Verlauf gemäß Fig. 10, der die Benutzung iger bemessener Thyristoren bei gegebener Höchstlast gestattet.
709825/0687
Als wichtige Errungenschaft der Erfindung ist die Schaltungsanordnung
von Fig. 8 auch deshalb anzusehen, weil sie nicht nur eine der Thyristor-Charakteristik eng angepaßte Kennlinie
der Auslösezeit in Abhängigkeit vom Überlaststrom liefert,
sondern auch unkontrollierte Ausgangsstrom-linderungen wegfiltert,
die sonst ein nicht gerechtfertigtes Ansprechen der Überlast-Schutzschaltung verursachen könnten.
Die Steuerspannung für die Steuerelektrode der Zündkreis-PüTs
QU1 wird von einem Regelkreis geliefert, für den ein
Ausführungsbeispiel in Fig. 11 gezeigt ist. Je nach der Stellung eines Eetriebsartschalters SW6 liefert der Regelkreis
eine Steuerspannung bzw. ein Signal, womit entweder die AusgangsSpannung der Schweißstromquelle konstant gehalten
werden kann, während der Strom entsprechend der Yorschubgeschwindigkeit
der Elektrode zum Werkstück hin veränderlich ist, oder womit bei veränderlicher Ausgangsspannung der Lichtbogenstrom
unveränderlich bleibt.
Fig. 11 veranschaulicht die Schaltungsanordnung in der Stellung
"konstanter Strom" von SW6, wobei das Steuersignal zweierlei
Ursprung hat. Am Shunt R6O wird ein stromproportionales Signal abgenommen und dann weiterverarbeitet, wobei sich die veränderliche
Ausgangsspannung durch Herabsetzung des Leitungswinkels (der Thyristoren) ergibt, $o daß der Strom bei abnehmender
Spannung konstant gehalten werden kann. Eine kleine Spannungsrückkopplung wird am Widerstand R211 gewonnen, um
lastabhängige Netzspannungsschwankungen auszuregeln.
709825/068?
- jer -
Zu Shunt R6O und Abgreif widerstand R211 liegt eine Reihenanordnung
von Widerständen R212 und R218 parallel. Daran
schließt ein Netzwerk bestehend aus Widerständen R229,R213,
R215, Kondensator C205 und HP-Drossel L201 an, welche Hochfrequenz
aus den Schaltungsteilen herausfiltert, die mit den Elektrodenanschlüssen der Schweißstromquelle verbunden sind.
Der Widerstand R212 liefert die ungefilterte Ausgangsspannung
der Schweißstromquelle und gibt ein Signal an den Umkehreingang 5 eines Operationsverstärkers X201a ab, das auf jede rasche
Spannungsänderung beim Zünden oder Anbrennen des Lichtbogens sofort reagiert. Mit dem Signal von R212 beginnt ein aus den
Einleiten X201a,X201b bestehender Dual-Operationsverstärker
mit der Phasenrückstellung der Hauptthyristoren, so daß der KurzSchlußstrom der Schweißstromquelle im Anlaufzustand
begrenzt wird. Das in den Operationsverstärker X201a einlaufende
Signal besteht aus der stromproportionalen Steuer-Spannung von R6O, dem dynamischen Anteil von R212 und der
Lichtbogen-Abgreifspannung von R211. Die an R218 abfallende
Spannung wird durch den Kondensator C205 geglättet, dessen
Zeitkonstante durch R215 bestimmt ist. Die volle Bedeutung von R218 wird weiter unten im Abschnitt Konstantspannungsbetrieb
dargelegt.
Die zusammengesetzte negative Spannung am Eingang 5 des Operationsverstärkers X201a wird invertiert, verstärkt und
gefiltert. In der Rückkopplungsschleife des linearen Operationsverstärkers X210a befindet sich eine Widerstands-Kondensator-Anordnung
mit zwei Reihenwiderständen R214 und R230, die zusammen mit dem Eingangswi-:derstand (R219) des Operationsverstärkers
den Verstärkungsgrad und damit die Ausgangs-Gleichspannung bei gegebenem Eingang bestimmen. In einem
Parallelzweig bewirkt die Reihenanordnung von R224 und C206
die Filterung von zeitveränderlichen oder pulsierenden Gleichspannungen und auch von Wechselspannungen. Um gute
Schweißergebnisse mit sicherer Funktion des Regelkreises zu
709825/06S7
265S202
erzielen, ist diese Art von Filterung durch Veränderung des Gleichspannungsgewinns in Abhängigkeit von zeitveränderlichen
Signalen außerordentlich wichtig. Nimmt die Frequenz in den zeitveränderlichen Spannungen zu, so wirkt C206 immer mehr
als Kurzschluß für die hochfrequenten Anteile, die daher ausgefiltert
werden, während der Gleichspannungs-Verstärkungsgrad von X201a absinkt.
Arn Ausgang 2 des ersten Verstärkers X201a steht mithin das
verstärkte und gefilterte Eingangssignal in Form einer am ■Widerstand R2J51 abfallenden positiven Spannung. Diese gelangt
zum Eingang des zweiten Verstärkers X201b, mit dem eine durch RP gesteuert veränderliche Bezugsspannung algebraisch über den
wird.
zvreiten Eingang von X201b addiert^ In diesem zweiten Verstärker
wird die resultierende Spannung verstärkt und dynamisch gesiebt. Eine weitere Glättung des Ausgangs von X201b erfolgt
durch C211 über R221 und R217. Fehlt ein Synal von dem ersten
Verstärker X201a, so ist der Ausgang an X201b negativ.
Das endgültige Ausgangssignal des Regelkreises wird mittels eines Transistors Q203 gewonnen. Ist der X201b-Ausgang negativ,
so steuert eine Zenerdiode DZ205 den Transistor Q203 auf, so
daß als resultierende Spannung der Unterschied zwischen den Niveaus von DZ201 (Fig. 7) und DZ2O5 im Betrage von etwa 5 V
die Kindest-Ausgangsspannung von Q203 bildet. Bei kleinster
Ausgangsspannung des Regelkreises führt die Schweißstromquelle
maximalen Ausgang und umgekehrt. Die Spannungsdifferenz
zwischen DZ201 und DZ20f> steuert den maximalen Leitungswinkel der Haupt- oder Leistungsthyristoren, während das Niveau von
DZ201 deren kleinsten Leitungswinkel bestimmt.
Die dem zweiten Verstärker X201b zugeordnetem. Widerstände und
Kondensatoren bestimmen seinen Verstärkungsgrad sowohl für reine Gleichspannung als auch für zeitveränderliche Spannungen.
709825/0687
- 32- -
Zusammen mit C208 und C214 bilden R216,R232,R227 eine Filteranordnung,
welche die veränderliche Bezugsspannung abstützt, wenn der Betrieb auf verschiedene Anwendungen umgestellt wird,
z.B. Vorschub, Schweißen, Mulden-Schließen usw., wobei sich die Bezugsspannung ändert. Durch R234 und R235 wird zusammen
mit dein Eingangswiderstand der Gleichspannungs-Versförkungsgrad
von X201b festgelegt. Zeitveränderliche Gleichspannungen werden von C210 unter Herabsetzung des Verstärkungsgrades in gleicher
Weise ausgefiltert, wie das durch C206 bei X201a geschieht.
Eine Zenerdiode DZ204 bildet eine sehr stabile Bezugsspannungsquelle.
Das Potentiometer RP nimmt hiervon einen Teil als Bezugsspannung für X201b ab. R242,R240,R22S und R236 legen
die Spannungsgrenzwerte für RP fest. Zum Ausfiltern von Rauschen und Funkstörungen dienen die Kondensatoren C203 "und
C213. In Reihe mit DZ 204 liegt ein Widerstand R225, der bei
Betrieb alt veränderlicher Spannung einen Auslaufstrom steuert,
wie nachfolgend erläutert wird. Sinkt die Ausgangsspannung der Sehweißstroinquelle unter einen vorgegebenen Wert ab,
nämlich unter die Haltespannung von DZ203, so leitet diese Zenerdiode nicht mehr, wodurch ein Transistor 201 sperrt und
der Nebenschluß zu R225 aufhört. In diesem Falle steigt die Spannung an RP an, was einen Anstieg des Durchlaßphasenanteils
(Leitungswlnkels) der Hauptthyristoren und einen Auslaufstrom
an den Schweißelektroden zur Folge hat. Weitere Widerstände R243,R244,R222,R229 besorgen die notwendigen Spannungs- und
Stromeinstellungen.
Im Konstantstrombetrieb arbeitet der Regelkreis wie folgt. Der
erste Verstärker X201a verstärkt und glättet eine kleine Spannung,
die proportional zum Ausgangsstrom, zur Ausgangsspannung und
zu plötzlichen Spannungsänderungen ist. Diese Steuerspannung ist sehr klein, in der Größenordnung von Zentelvolt. Der Ausgang
von Χ2ΌΛ&. wird dann einer veränderlichen Bezugsspannung überlagert,
die an einem bestimmt Pegel der SehweißStromquellen-Ausgangsspannung
ansteigt, um eine Strom-Zunahme bei Absinken
7 09825/0687
der Lichtbogenspannung zu ermöglichen. Die resultierende
Kennlinie ist in Fig. 14 dargestellt. Der seitlich LerausgezeicLnete
Teil r.iit den Kurvenabschnitten f und g zeigt die Ausregelung von NetζspannungsSchwankungen. Der "Auslauf"-Pegel
bestimmt das Anwachsen des Stroms bei Absinken der Ausge.ngsspannuiig
unter den Schwellenwert. I>Ian erkennt, daß die resultierende
kennlinie ein ausgezeichnetes Konstantstroniscliveißen
i.iit einem Transformator niedriger Reaktanz ermöglicht.
Zur Erläuterung der Kennlinie sei von dera Punkt A ausgegangen,
wo kein Stromfluß der Schweißstronquelle stattfindet, so daß ΚβΟ kein Signal abgibt. Daher hat Verstärker X201a keine
Ausgangs spannung und die durch D2204 und λΡ be st iui.it e t-ezugsspannung
steuert den Verstärker X201b negativ. Infolgedessen leitet die Zener-diode DZ205, was den Transistor 1*203 auf steuert,
so daß dieser eine Ausgangsspannung von etwa 5 V liefert. Bei
diesen Signalpegel hat der Durchlaßphasenanteil (Leitungswinkel) der Hauptthyristoren seinen größten Wert, so daß die
Schweißstromquelle mit voll er Spannung arbeitet.
Erfolgt nun eine Strombelastung, so bewirkt der otromfluß
durch II60 die Zuführung eines Signals an X201a, dessen Ausgang bei genügend hohem Strou die an X201b anliegende Bezugsspannung
überschreitet, Aiodurch der Ausgang dieses zweiten Verstärkers
positiv wird. Daher schaltet DZ2O5 ab, was die Ausgangsspannung von Q203 über 5 V hinaus vergrößert. Durch dieses
größere Steuersignal von Q203 beginnt die Phasenrückstellung
der Hauptthyristoren, so daß die Ausgangsspannung der Schweißstroaquelle
auf den Kurvenpunkt E- absinkt. Die Geschwindigkeit, rait der dies stromabhängig geschieht, hängt von dem kombinierten
Verstärkungsgrad, der beiden Operationsverstärker X201a,X201b
und auch davon ab, wie weit die Lichtbogenspannung zurückgeht, da der Regelkreis auch diese abtastet.
709825/0687
-Xf-
Im Ergebnis findet der Konstantstronbetrieb daher zwischen
den Kurvenpunkten b und c statt, wobei die restliche Stronänderung
auf eine upannungsänderung zurückzuführen ist, die
durch Abtasten der Ausgangsspannung zur Kompensation von HetzspamiungsSchwankungen entsteht (jr'ig. 14 rechts).
y&re die Auslauf Strom-Schaltung nicht vorhanden, so würde
die Kennlinie von C normalerweise weiter zum Punkt E verlaufen.
Sobald Jedoch der "Auslauf"-Spannungspegel h erreicht wird,
nimmt die Bezugs spannung zu, so daß der Kurzschlußstroiü auf
den höheren Vert des Punktes D anwachsen kann, was für den
Anlauf und die eigentliche Schweißarbeit außerordentlich vorteilhaft ist. Eine erfindungsgemäße Schweißstromquelle
lait eine-n ilennstrom von 1,5 IcA kann mit im Bereich von 0,2
bis 1,6 kA kontinuierlich einstellbaren Kennlinien des Typs
von Fig. 14 arbeiten; es sind auch andere Bemessungen und Nennwerte möglich.
',/ird der Betriebsartschalter SVo in die andere Stellung
gebracht, so arbeitet die Schweißstromquelle mit konstanter
Ausgangsspannung, wobei ein Signal von R60 entfallt. Das
Potentiometer IiI wird über eine andere Spannungsteilergruppe
beaufschlagt. R217 ist abgeschaltet, Vv öhr end,-C 209 parallel
zu 2OC plötzliche Veränderungen der Bezugsspannung infolge des Schaltens wie beim Konstantstrombetrieb herausfiltert.
Das Eingangssignal zu Verstärker X201a hängt nun ausschließlich
von der Lichtbogenspannung ab. Die am Ausgang von X201a auftretende
Spannung wird unterteilt durch R212,R218,R213 parallel
mit R229 und in Reihe mit R215; die Glättung erfolgt durch
C205. ¥eil die Ausgangsspannung der Schweißstromquelle abgetastet
wird, führt der Verstärker X201a ständig eine Ausgangsspannung,
so daß Z201b stets einen positiven Ausgang hat und
709825/0687
die Eaupt thyristor cn in eier Fhase iiurUciigestellt werden, dc.
der Ausgang von U20>
oberhalb 5 V liegt.
Lie resultierende Charakteristik ist in Fig. i>
veranschaulicht, .ii't zuneigendes, otroiu findet allenfalls ein sehr geringer
Spannungsabfall statt. Da die ochwcißstroncjuellen-Aucgangsspannung
abgetastet und ..it eine;.; Lezugswert verglichen wird,
werden lletzspannungssclr^Giikungen ausgeregelt.
Lie Regelschaltung nach der Erfindung erbringt einoi. außerordentlichen
technischen !Fortschritt, da sie äußerst schnell anspricht. Bei Auftreten einer Überlastung v:erden die Eauptthyristoren
in weniger als 1/C s oder höcLstens zeLri ::et^:-
pei-ioden phasenrück^estellt, v-1'.ei gleichzeitig alle schnell-^
oder ho chfre quellt en ^pcUTiui^sV.xCerunfjen her ausgefiltert "iveracu,
die zu falschen FhasenrQckctellun^en führen l.'5:iuten.
Aus der vorstehenden Beschreibung lsi; ΰΐ-nichtlich, äeß die
Erfindung eine oclivreiCstroucuellfc: für CrL Cl-loichstroiü-Lichtbogenschv.rei?en
schafft, die eine xhyristor-Ausgangs-Gtcuerung
:.:it überlegener Chnraliteristii:, ^utcr Dpaniiungs-
und £tro£.\regelbarkeit und vn.rLsi.-.-.ein, schnell cnsprechende.i
t'berlastsclmtz besitzt. Der Lrehstroutransfori-ictor vreist
sekund'irseitig eine Sechsphasen-Doppelsternschaltung nit
zvrei zv/ischen den Sternpunkten in Reihe geschalteten unabhängigen
Fhasenschieberdrosseln auf, deren i.ittelabgriff den
einen Pol der Schweißstromquelle bildet. Auch eine große
Ehasenrückstellung der Tlij-ristoreii limn ohne dss Auftreten
von Eetriebs-Aussetzern durchgeführt werden, wobei eine zusätzliche Drossel in Ausgangskreis nicht ungedingt notwendig
ist. Die Überlast-Schutzschaltung hat ein Stromansxjrechverhalten,
das mit den zeitlichen Verlauf der Lberlaststroia-Kennlinie der
Thyristoren im wesentlichen übereinstimmt, so da3 bei raa;ciualen
Stromausgang Thyristoren kleinster Bemessung einsetzbar sind.
709825/0687
cdirc
der ~>cls;'clZztvc ". juelle reagiert nicht au."
he LichtcOoeiist'Jruu^ü..., spricht jedoch bei echtem
IZursiSchlu/3 "ufierst resell an und ermöglicht den Eetrieb
entweder mit konstanter Aus gangs spannung oder bei veränderlicher
Spannung mit konstantem Ausgangs strom, wobei sovohl
ITetzspniinungsschv/ankungen cuG^ei-G^elt τεχ-άοΓΐ als auch der
Aus^aii-jGstro.,! ansteigt, \,'·Τ:ΐιη der Lichtbogen kurzgeschlossen
:rird ixiic. diu 3οώ'ο;;ερρ.ηι.ιχη0- unter einen Cchwellen-'ert «Λsinkt.
."iuHerde.. ist eine f.ohr· ryl'nsti^e zündanordnung für die Ilaupt-
In don liahuen der Erfindung fallen sahireiche ..Inran^,
iiUc^cstaltunken u;:-d Vercini'achim^eu. Setliche aue den
iixisr.rilchen, der Beschreibung und der Zeichnung hervorgehenden
Tier.1 rualt und Vorteile der L'ri'induii^, ennschließlich konstruktiver
Einzelheiten und räumlicher Anordnunge;i, können gov.oIiI für sich
1.1s auch i?i den verschiedensten Kombinationen errindungsv;c
ε entlieh . sein.
709825/0687
original
Claims (29)
- PatentansprücheSchweißstromquelle für das Gleichstrom-Lichtbogenschweißen, mit einem sekundärseitig zwei Wicklungssternschaltungen aufweisenden Drehstromtransformator, wobei jede Wicklungssternschaltung drei Sekundärwicklungen mit zum Sternpunkt zusammengeführten inneren Anschlüssen und mit äußeren Anschlüssen besitzt, welch letztere jeweils an einen Eingang getrennter Thyristoren bzw. siliziumgesteuerter Gleichrichter angeschlossen sind, deren Ausgänge zu einem ersten Pol der Schweißstromquelle verbunden sind, und wobei ein auf ein Eingangssignal ansprechendes Tor vorhanden ist, das bei Durchlaß-Vorspannung die Thyristoren leitend macht, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Sternpunkten (1O,1O!) zwei unabhängige Phasenschieberdrosseln (L10,L10') in Reihe liegen und daß der Mittelabgriff (14) dazwischen einen zweiten Pol (15) der Schweißstromquelle bildet.26552Q2
- 2. Stromquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschieberdrosseln (L1O,L1Of) Wicklungen (16,16') auf getrennten, magnetisch durchlässigen Kernen (17,17') aufweisen (Fig. 2 und 3).
- 3. Schweißstromquelle nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kerne der Phasenschieberdrosseln (110,LIO1) nach Art von Kerntransformatoren, vorzugsweise mit Rechteckkern, oder als Mantelkerne ausgebildet sind.
- 4. Schweißstromquelle nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der bzw. jeder Kern drei parallele Schenkel (1d,18',20) aufweist und daß jeder Mittelschenkel (20) eine Wicklung (16 bzw. 16·) trägt (Fig. 3).
- 5. Schweißstromquelle nach wenigstens einem äer Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß außer den unabhängigen Phasenschieberdrosseln (L1O,L1Of) keine weiteren Leistungsdrosseln in der Schweißstromquelle vorhanden sind.
- 6. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine dritte Leistungsdrossel (L12 bzw. 21) in Reihe mit einem Elektrodenanschluß (15) liegt.
- 7. Schweißstromquelle nich Anspruch 6, gekennzeichnet durch solche Ausbildung bzw, Anordnung der dritten Leistungsdrossel (L12 bzw. 21), daß dessen Magnetisierung sich zu jener der unabhängigen Phasenschieberdrosseln (L1O,L1Of) addiert.
- 8. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet , daß die Phasenschieberdrosseln (L1Q,L1Ol) Mantelkerne mit709S2B/068?einem Mittelschenkel (20) aufweisen, dessen Querschnitt im wesentlichen gleich der Summe der Querschnitte der beiden Außenschenkel (18,18·) ist, welche Wicklungen (16,16') solcher Polarität tragen, daß die von Strömen in den Wicklungen erzeugten Magnetisierungen sich im Mittelschenkel (20) addieren (Fig. 4 und 5) oder subtrahieren.
- 9. Schweißstromquelle nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Mittelschenkel (20) einen Luftspalt (19) hat und eine dritte Wicklung (21) trägt, die in Reihe mit dem Mittelabgriff (14) der Phasenschieberdrosseln (L10,L10f) und dem einen Elektrodenanschluß (15) der Schweißstromquelle liegt (Fig. 6).
- 10. Schweißstromquelle wenigstens nach Anspruch 4 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Außenschenkel (18,18·) im Gegensatz zu dem Mittelschenkel (20) jeweils einen Luftspalt haben.
- 11. Schweißstromquelle wenigstens nach einem der Ansprüche 4, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Schenkel (18,18·,20) einen Luftspalt hat, wobei vorzugsweise der Spalt (19) im Mittelschenkel (20) größer ist als der Spalt jedes Außenschenkels (18 bzw. 18').
- 12. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß für die Zyführung des Eingangssignals an das Tor eine Steuerschaltung (Fig. 11) vorhanden ist, deren Eingang proportional zu dem Ausgang der Schweißstromquelle ist und die innerhalb eines Zeitraums von zehn Perioden der Netzfrequenz anspricht, vorzugsweise binnen 1/6 s.709825/0B87265b202
- 13. Schweißstromquelle insbesondere nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 12, die eine Zündschaltung mit einem wechselstromgeschweißten Hauptthyristor aufweist, dessen Steuerelektrode durch einen Hilfsthyristor aufsteuerbar ist, so daß der Hauptthyristor leitet, wobei zur Beaufschlagung der Hilfsthyristor-Steuerelektrode ein Impulstransformator vorhanden ist, dessen Sekundärwicklung zwischen dem Hilfsthyristor und einem neutralen Punkt liegt und dessen Primärwicklung mit einem Impuls über einen Kondensator-Transistor-Kreis erregbar ist, wobei sich der Kondensator bei leitendem Transistor über die Primärwicklung entlädt, dadurch gekennzeichnet, daß zur Sperrung des Steuerelektrodenstroms des Hilfsthyristors (SCR1,SCR4) in der Sekundärwicklung zwischen letzterer und der Steuerlektrode des Hilfsthyristors (SCR1,SCR4) ein weiterer Kondensator (C23) in Reihe liegt, dank dessen dem Transistor (QÜ1) über den Impulstransformator (PT1) eine Vorspannung zuführbar und eine vollständige Entladung des ersten Kondensators (C29) verhinderbar ist.
- 14. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß zur Abschaltung bei Überlast eine Schutzschaltung (Fig. 8) vorgesehen ist, der ein dem Ausgangsstrom der Schweißstromquelle proportionales Eingangssignal zuführbar ist und die mit einer Auslösezeit anspricht, welche proportional zu dem Quadrat des den Gleichrichter-Nenn-Überlaststrom überschreitenden Strombetrags ist.
- 15. Schweißstromquelle nach Anspruch 13 oder 14, mit Hauptthyristoren vorgegebener zeitlicher Überlast- und Temperaturcharakteristik in einer Schutzschaltung, deren Kennlinie im wesentlichen zu der Überlast-Charakteristik der Hauptthyristoren gleichläuft, dadurch gekennzeichnet, daß in einem ersten Verstärker709825/0887(X101a) ein dem Schweißstrom proportionales erstes Signal,erzeugbar ist, welches bei Anstieg über einen vorgegebenen Pegel hinaus der Reihe nach eine Anzahl von Schaltern (ST1...ST6) aufsteuert, daß die Eingangsspannung der Schweißstromquelle mittels einer Schalteinrichtung (QtI^I01) abschaltbar ist, deren einer Eingang bei einem vorbestimmten Spannungspegel die Schalteinrichtung (QU1Ö>1) einschaltet und deren anderer Eingang den vorbestimmten Spannungspegel einstellt, daß der eine Eingang der Schalteinrichtung (QU1O1) von den Schaltern (ST1...ST6) immer rascher beaufschlagbar ist, während letztere der Reihe nach aufgesteuert werden, und daß ein dem ersten Signal an dem anderen Eingang der Schalteinrichtung (QU101) umgekehrt proportionales zweites Signal durch einen zweiten Verstärker (X101b) erzeugbar ist, dessen Verstärkung durch ein Signal einstellbar ist, welches bei der Aufsteuerung einiger der Schalter (ST1...ST6) abgegeben wird.
- 16. Schweißstromquelle nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet , daß die Schalteinrichtung (QU101) einen programmierbaren Unijunction-Transistor (PUT) mit Katode, Anode und Steuerelektrode aufweist, welch letzterer eine die Anodenspannung überschreitende Spannung zuführbar ist, daß zwischen Anode und Katode in Reihe mit der Primärwicklung eines Impulstransformators (PT^IOi) ein Kondensator (C103) liegt, der bei Aufladung auf die Torspannung den PUT zündet, daß parallel zur Erregerspule eines Steuerrelais (2CR) ein normalerweise sperrender Thyristor (SCR101) liegt, welcher im Durchlaßzustand die Spule erregt und welcher von der Sekundärseite des Impulstransformators (PT101) aufsteuerbar ist, und daß der Kondensator (C103) über je einen Widerstand (.(R152,R153,R155,R157,R144,R112) mit vorgegebener Frequenz von einer Anzahl von normalerweise sperrenden Schmitt-Triggern (ST1...ST6) aufladbar ist, die mit ansteigender Ausgangsspannung des ersten709825/0687265Ö2Q2Verstärkers (X101a) der Reihe nach öffnen, wobei die Anzahl der jeweils geöffneten Schmitt-Trigger (ST1...ST6) die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators (C103) bestimmt, so daß dieser bei einem Anstieg des Ausgangsstroms über einen vorgegebenen Wert hinaus schneller aufgeladen und die Ansprechzeit der Schalteinrichtung (QU1C1) verkürzt wird.
- 17. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch ge kennzeichnet, daß ein Signalerzeuger (R60) für ein mit dem Schweißstromquellen-Ausgangsstrom proportionales Signal vorhanden ist, welches einem Umkehreingang (3) eines ersten Operationsverstärkers (Xl01a) zuführbar ist, der einen Nichtumkehr-Eingang (6) aufweist, an dem eine einstellbare Bezugsspannung liegt, daß der Ausgang (2) des ersten Operationsverstärkers (X101a) eine Anzahl von normalerweise sperrenden Schmitt-Triggern (ST1...ST6) speist, die der Reihe nach leitend werden, wenn die Ausgangsspannung des ersten Operationsverstärkers (X101a) mit zunehmender Anzahl von leitenden Schmitt-Triggern ansteigt, wobei die Ansprechzeit eines Anode, Katode und Steuerelektrode aufweisenden programmierbaren Unijunction-Transistors (PUT,QÜ1O1) verkürzt wird, daß der Steuerelektrode eine normalerweise oberhalb der Anodenspannung liegende Steuerspannung zuführbar ist, mit welcher ein zwischen Anode und Katode zusammen mit der Primärwicklung eines Impulstransformators (PT101) in Reihe liegender Kondensator (C103) zum Zünden des PUT aufladbar ist, daß von der Sekundärseite des Impulstransformators (PT101) ein Thyristor (SCR 101) aufsteuerbar ist, der im leitenden Zustand ein zu ihm parallel geschaltetes Relais (2CR) stillsetzt bzw. entregt, daß der Ausgang des ersten Operationsverstärkers (X101a) einen umkehreingang (9) eines zweiten Operationsverstärkers (X101b) speist, welcher einen mit einer709825/06 8?unterhalt der Sättigung bleibenden Bezugsspannung beaufschlagten Nichtumkehr-Eingang (8) sowie einen Ausgang (22) aufweist, durch den die Steuerelektrodenspannung des PUT (QU1O1) auf einen niedrigeren Zündpegel für den Kondensator (C103) einstellbar ist, und daß die dem Nichtumkehr-Eingang (8) des zweiten Operationsverstärkers (X101b) zugeführte Spannung durch einige leitend werdende Schmitt-Trigger auf einen die Bezugsspannung übersteigenden Betrag anhebbar ist, so daß der zweite Operationsverstärker (X1O1b) in die Sättigung gelangt.
- 18. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß eine Anzahl von Thyristoren (SCR A...SCR F) vorhanden ist, die mit Durchlaß-Vorspannung und stromführenden Steuerelektroden die Schweißstromquellen-Ausgangsspannung führen und eine gegebene Zeit-Strom-Überlastcharakteristik aufweisen, vor deren Überschreitung die Schweißstromquelle abschaltbar ist, daß mittels einer Abtasteinrichtung (R60) eine dem Ausgangsstrom der Schweißstromquelle proportionale Spannung erzeugbar ist, welche einem Verstärker (X101a) zuführbar ist, der eine Anzahl von Schaltern (ST1...ST6) steuert, von denen der erste schließt bzw. leitend wird, sobald die Ausgangsspannung des Verstärkers (X101a) einen vorbestimmten Wert übersteigt, der dem höchsten Dauerstrom der Thyristoren (SCR A...SCR F) proportional ist, während die übrigen Schalter bei fortschreitend höheren Ausgangsspannungen schließen bzw. leitend werden, daß die Schweißstromquelle von einer Schalteinrichtung (PUT) abschaltbar ist, wenn letztere sich im geschlossenen bzw. leitenden Zustand befindet, daß die Schalteinrichtung (PUT) zwei Eingänge hat, von denen der eine denjenigen Spannungspegel bestimmt, welcher bei Zuführung an den anderen Eingang das Schließen bzw. Leitendwerden der709825/0 6 87Schalteinrichtung (PUT) bewirkt, daß die jeweils leitenden Schalter (ST1...ST6) den anderen Eingang in mit zunehmender Anzahl betätigter Schalter immer kürzeren Zeitabständen auf den Spannungspegel bringen, und daß der eine Eingang zur Herabsetzung des von ihm bestimmten Spannungspegels durch einen zweiten Verstärk (X1O1b) beaufschlagbar ist, welcher die Ausgangsspannung des ersten Verstärkers (X1O1a) verstärkt.
- 19. Schweißstromquelle nach einem der Anspruch· 16 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Verstärker (X1O1a) ein Operationsverstärker mit einer Iτjquenzabhängigsn Gegenkopplung ist, mittels welcher sain Y?r*st£ri£"rtg3gra.d karats^tsbar ist, wenn an seinem Eingang rasch veränderliche Spannungen auftreten.
- 20» Schwei^atromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 16 bis 19j dadurch gekennzeichnet, daß durch einige der Schalter (ST2...ST6) nach dem Schließen bzw. Leitendwerden des ersten Schalters (ST1) der eiiie Eingang zur Herabsetzung des Spannungspegels steuerbar ist, bei dem die Schalteinrichtung (PUT) schließt b2v/. leitend wird.
- 21, äc'iweißstroiaquelle nach einem der Ansprüche 18 bis 20. dadurch gekennzeichnet, daß beide Verstärker (X101a,X101b) als Operationsverstärker ausgebildet sind und daß eine Einrichtung zum Zuführen 3-i"-·?:? F ο zug 3 spannung an dsn zweiten Eingang (6 bzw. 8) «i»v bsM-sn. Verstärker vorhanden ist.
- 22. Schweiß stromquelle nach Anspruch 20 und 21, dadurch geksnnzeichnet , daß der zweite Eingang (8) des zweiten Verstärkers (X101b) von den weiteren Schaltern (z.B. ST2..OST6) mit einer die Bezugsspannnr^709825/0687übersteigenden Spannung speisbar ist, so daß die Ausgangsspannung des zweiten Verstärkers (X1O1b) mit wachsendem Überlaststrom veränderbar und die Zündspannung für den einen Eingang der Schalteinrichtung (PUT) herabsetzbar ist.
- 23. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß eine Anzahl von Thyristoren (SCR A...SCR F) vorhanden ist, die mit Durchlaß-Spannung und bei stromführenden Steuerelektroden die Schweißstromquellen-Ausgangsspannung führen, daß den Steuerelektroden bei 0° Phasenrückstellung eine vorgegebene Eingangsspannung von einem Zündkreis (Fig. 1) zuführbar ist, der von einem Regelkreis (Fig. 11) mit einer dem Ausgangsstrom der Schweißstromquelle proportionalen Eingangsspannung gespeist wird und eine Anzahl von Verstärkern (X201a,X201b) für die Eingangsspannungen aufweist, daß die Ausgangsspannung der Verstärker (X201a,X201b) auf die vorgegebene Zündkreis-Eingangsspannung begrenzbar ist, wenn die dem Schweißstromquellen-Ausgangsstrom proportionale Spannung Null ist, daß eine Handeinstellung für eine den Schweißstromquellen-Ausgangsstrom bestimmende Bezugsspannung vorhanden ist, welche in den Verstärkern (X201a,X201b) mit der dem Ausgangsstrom proportionalen Spannung verglichen wird, daß bei tiberwiegen letzterer die an den Zündkreis abgegebene Verstärker-Ausgangsspannung zur Phasenrückstellung der Thyristoren (SCR A...SCR F) erhöhbar ist, welche Phasenrückstellung über den Verstärkungsgrad der Verstärker (X201a,X201b) einstellbar ist, um durch Regelung der Ausgangsspannung der Schweißstromquelle ihren Ausgangsstrom konstant zu halten, und daß bei Abfall der Bezugsspannung unter einen vorgegebenen Wert, insbesondere infolge von Kurzschluß des Schweißstromquellen-Ausganges, die handeingestellte Bezugsspannung veränderbar ist, um den Strom über den709825/068?von dieser "bestimmten Betrag hinaus durch verminderte Phasenrückstellung der Thyristoren (SCR A...SCR F) zu erhöhen.
- 24. Schweißstromquelle nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß den Verstärkern (X201a, X201b) gleichzeitig ein Anteil der Schweißstromquellen-Ausgangsspannung zuführbar ist, um bei deren Abfall zur Ausregelung von SpannungsSchwankungen einen kleinen Anstieg des Ausgangsstroms zu bewirken.
- 25. Schweißstromquelle nach Anspruch 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Zündkreis (Fig. 1) von den Verstärkern (X201a,X201b) zuführbare Mindestspannung mittels einer ersten Zenerdiode (DZ201) auf die vorgegebene Eingangsspannung begrenzbar ist und daß zur Begrenzung der Höchst-Zündspannung und mithin der maximalen Phasenrückstellung der Thyristoren (SCR A...SCR F) eine zweite Zenerdiode (DZ205) vorhanden ist.
- 26. Schweißstromquelle nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Höchst-Zündspannung durch die Differenz zwischen den Spannungen der ersten und der zweiten Zenerdiode (DZ201 bzw. DZ205) begrenzt ist.
- 27. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 23 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärker (X201a,X201b) zur Herabsetzung ihres Verstärkungsgrades bei schnellen Spannungsänderungen eine frequenzabhängige Rückkopplung (R224,C206; R235,C210) aufweisen.
- 28. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 12 bis 27, dadurch gekennzeichnet , daß die Zünd-, Schutz- und Regelschaltungen (Fig. 1, 8, 11) eine Ansprechzeit von höchstens 1/6 s oder zehn Perioden der Netzfrequen? haben.709825/0687
- 29. SchweißStromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 12 bis 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschaltung (Fig. 11) einen Betriebsart-Wählschalter (SW6) aufweist, der in Verbindung mit einem Potentiometer (RP) zur Einstellung des Schweißstromquellenbetriebes entweder auf konstanten Ausgangsstrom bei veränderlicher Spannung oder auf konstante Ausgangsspannung umstellbar ist.7 0 9 8 2
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/638,165 US4071885A (en) | 1975-12-05 | 1975-12-05 | Electric arc welding power supply |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2655202A1 true DE2655202A1 (de) | 1977-06-23 |
DE2655202B2 DE2655202B2 (de) | 1979-12-13 |
DE2655202C3 DE2655202C3 (de) | 1980-08-28 |
Family
ID=24558904
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2655202A Expired DE2655202C3 (de) | 1975-12-05 | 1976-12-06 | Schweißstromquelle für das Gleichstrom-Lichtbogenschweißen |
Country Status (13)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4071885A (de) |
JP (1) | JPS5948700B2 (de) |
AU (1) | AU508986B2 (de) |
BR (1) | BR7608142A (de) |
CA (1) | CA1063182A (de) |
DE (1) | DE2655202C3 (de) |
FR (1) | FR2335296A1 (de) |
GB (1) | GB1561665A (de) |
IT (1) | IT1074777B (de) |
MX (1) | MX144083A (de) |
NL (1) | NL184507C (de) |
SE (1) | SE431072B (de) |
ZA (1) | ZA766853B (de) |
Families Citing this family (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2728980C2 (de) * | 1977-06-28 | 1986-11-20 | Peter Dr.-Ing. 5100 Aachen Puschner | Vorrichtung zum Lichtbogenschweißen mit abschmelzender Elektrode und einer schnell kennlinienumschaltbaren Schweißenergiequelle |
US4160172A (en) * | 1978-01-09 | 1979-07-03 | Systematics Inc. | Circuit for controlling demands of high current load |
US4247752A (en) * | 1978-03-31 | 1981-01-27 | Westinghouse Electric Corp. | Constant current arc welder |
US4241285A (en) * | 1978-06-29 | 1980-12-23 | Erico Products, Inc. | Power supply for SMAW welding and stud welding |
US4247751A (en) * | 1978-08-28 | 1981-01-27 | The Lincoln Electric Company | Automatic presettable welding system |
DE3113671C2 (de) * | 1981-04-04 | 1984-05-10 | Kuka Schweissanlagen + Roboter Gmbh, 8900 Augsburg | Schweißstromquelle für pulsierenden Strom |
US4821202A (en) * | 1983-02-24 | 1989-04-11 | Beckworth Davis International, Inc. | Apparatus microprocessor controlled welding |
US4561059A (en) * | 1983-02-24 | 1985-12-24 | Beckworth Davis International, Inc. | Microprocessor controlled welding apparatus |
US4513240A (en) * | 1983-06-08 | 1985-04-23 | Westinghouse Electric Corp. | Method and apparatus for selective cancellation of subsynchronous resonance |
US5408067A (en) * | 1993-12-06 | 1995-04-18 | The Lincoln Electric Company | Method and apparatus for providing welding current from a brushless alternator |
US5444214A (en) * | 1993-12-06 | 1995-08-22 | The Lincoln Electric Company | Apparatus and method for synchronizing a firing circuit for a brushless alternator rectified D. C. welder |
CN1043745C (zh) * | 1994-10-27 | 1999-06-23 | 松下电器产业株式会社 | 电弧焊接电源 |
US6344628B1 (en) * | 1999-09-23 | 2002-02-05 | Illinois Tool Works Inc. | CV background for welding |
CN1325217C (zh) * | 2005-03-03 | 2007-07-11 | 上海交通大学 | 三相全桥可控硅焊接电源主回路的数字触发电路 |
CN107052514A (zh) * | 2017-06-03 | 2017-08-18 | 朱宣东 | 一种迷你型逆变手弧焊机 |
CN110899906A (zh) * | 2020-01-15 | 2020-03-24 | 上海焊煌电气有限公司 | 新型手工焊电焊机防触电保护装置 |
CN111521948B (zh) * | 2020-06-15 | 2022-07-26 | 温州大学激光与光电智能制造研究院 | 一种基于滤波电感电压的断弧故障检测电路的检测方法 |
Family Cites Families (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB311681A (en) * | 1928-02-14 | 1929-05-14 | British Thomson Houston Co Ltd | Improvements in and relating to vapour electric rectifiers |
US1979699A (en) * | 1932-06-01 | 1934-11-06 | Westinghouse Electric & Mfg Co | Balance coil |
US2044593A (en) * | 1936-02-08 | 1936-06-16 | William A Dodge | Balancing means for rectifiers |
GB738300A (en) * | 1952-11-11 | 1955-10-12 | English Electric Co Ltd | Improvements relating to rectifier equipments and to interphase transformers therefor |
US2825022A (en) * | 1954-03-19 | 1958-02-25 | Westinghouse Electric Corp | Triple-diametric rectifier-connections |
DE1100792B (de) * | 1959-09-25 | 1961-03-02 | Siemens Ag | Saugdrosselanordnung fuer Stromrichter |
US3337769A (en) * | 1965-04-21 | 1967-08-22 | Harnischfeger Corp | Three phase controlled power supply for a direct current arc welding system |
US3416061A (en) * | 1967-01-30 | 1968-12-10 | Gen Electric | Polyphase pulse generation circuit with variable phase shift controllable twice per cycle |
US3571659A (en) * | 1968-11-08 | 1971-03-23 | Tokyo Keiki Seizosho Co Ltd | Switching device for power supply circuit |
JPS4922295B1 (de) * | 1969-03-19 | 1974-06-07 | ||
US3614377A (en) * | 1969-04-25 | 1971-10-19 | Chemetron Corp | Arc welding supply having multiple control system |
SE382405B (sv) * | 1969-06-21 | 1976-02-02 | Kobe Steel Ltd | Sett att svetsa med smeltande elektrod |
US3862439A (en) * | 1973-11-19 | 1975-01-21 | Athena Controls | Zero crossover switching circuit |
-
1975
- 1975-12-05 US US05/638,165 patent/US4071885A/en not_active Expired - Lifetime
-
1976
- 1976-11-16 GB GB47751/76A patent/GB1561665A/en not_active Expired
- 1976-11-16 CA CA265,720A patent/CA1063182A/en not_active Expired
- 1976-11-22 ZA ZA766853A patent/ZA766853B/xx unknown
- 1976-11-30 MX MX167226A patent/MX144083A/es unknown
- 1976-11-30 IT IT52403/76A patent/IT1074777B/it active
- 1976-12-01 SE SE7613464A patent/SE431072B/xx unknown
- 1976-12-01 NL NLAANVRAGE7613369,A patent/NL184507C/xx not_active IP Right Cessation
- 1976-12-02 AU AU20184/76A patent/AU508986B2/en not_active Expired
- 1976-12-03 BR BR7608142A patent/BR7608142A/pt unknown
- 1976-12-03 FR FR7636551A patent/FR2335296A1/fr active Granted
- 1976-12-06 JP JP51146429A patent/JPS5948700B2/ja not_active Expired
- 1976-12-06 DE DE2655202A patent/DE2655202C3/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4071885A (en) | 1978-01-31 |
DE2655202C3 (de) | 1980-08-28 |
AU508986B2 (en) | 1980-04-17 |
FR2335296A1 (fr) | 1977-07-15 |
AU2018476A (en) | 1978-06-08 |
DE2655202B2 (de) | 1979-12-13 |
FR2335296B1 (de) | 1981-12-24 |
BR7608142A (pt) | 1977-11-22 |
SE431072B (sv) | 1984-01-16 |
MX144083A (es) | 1981-08-26 |
IT1074777B (it) | 1985-04-20 |
JPS5948700B2 (ja) | 1984-11-28 |
NL184507B (nl) | 1989-03-16 |
JPS5269845A (en) | 1977-06-10 |
SE7613464L (sv) | 1977-06-06 |
NL184507C (nl) | 1989-08-16 |
ZA766853B (en) | 1977-10-26 |
CA1063182A (en) | 1979-09-25 |
NL7613369A (nl) | 1977-06-07 |
GB1561665A (en) | 1980-02-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2655202A1 (de) | Schweisstromquelle | |
DE3125261C2 (de) | ||
DE3909174A1 (de) | Impuls fuer impuls stromgeregelte spannungsversorgung | |
DE2705984A1 (de) | Wechselrichter mit konstanter ausgangsleistung | |
EP1854998A2 (de) | Zündeinrichtung für eine Brennkraftmaschine | |
DE102013109827B4 (de) | Verfahren zum Minimieren der durch eine Schweißstromquelle hervorgerufenen Oberwellenbelastung und Schweißstromquelle zur Durchführung des Verfahrens | |
DE699717C (de) | Mit mechanischen Kontakten arbeitende Schalteinrichtung | |
DE1638902B2 (de) | Schutzschaltungsanordnung für einen gesteuerte Leistungsgleichrichter enthaltenden Wechselrichter | |
DE2019158A1 (de) | Durch Stromrueckkopplung geregelte Stromversorgungseinrichtung,insbesondere fuer das Lichtbogenschweissen | |
DE1763367A1 (de) | Elektrisches Steuerungssystem | |
DE2526359A1 (de) | Schweisstromquelle | |
EP0026260B1 (de) | Vorrichtung zum Regeln der Spannung zwischen zwei Leitern eines Wechselstromversorgungsnetzes für rasch wechselnde Last | |
DE1638444B2 (de) | Verfahren zur verzoegerungsfreien regelung der blindleistung in elektrischen netzen | |
DE703452C (de) | Schutzeinrichtung fuer Reihenkondensatoren | |
DE1615363A1 (de) | Verfahren und Vorrichtung zum Stabilisieren und Zuenden von Schweisslichtboegen | |
DE718032C (de) | Anordnung zur Speisung von Lichtbogenschweisselektroden ueber ruhende Gleichrichter | |
DE877794C (de) | Gleichrichtersystem mit einer oder mehreren Gleichrichterroehren und mit einer gemeinsamen, mit den Gleichrichterroehren verwendeten Drosselspule zum Glaetten des gleichgerichteten Stromes | |
AT250478B (de) | Differentialschutzeinrichtung für Transformatoren oder Blockschaltungen | |
DE1026850B (de) | Einrichtung zur Verbindung von Stromkreisen unterschiedlicher Spannungen | |
AT165253B (de) | ||
DE1227935B (de) | Impulsgenerator zur Umformung einer Gleich-spannung in eine Rechteck-Wechselspannung | |
DE2310834C3 (de) | Schutzschaltung für kapazitive Spannungswandler | |
DE669123C (de) | Schutzanordnung gegen UEberlast oder Kurzschluesse im Gleichstromkreis von mindestens 3-phasig gespeisten gittergesteuerten, gas- oder dampfgefuellten Gluehkathodenentladungsgefaessen oder gittergesteuerten Quecksilberdampfgefaessen in Gleichrichterschaltung | |
DE740260C (de) | Einrichtung zur Regelung von Gleichrichtern | |
DE102015000292B4 (de) | Sanfteinschaltvorrichtung und Verfahren zum Sanfteinschalten eines energetisierbaren elektrischen Leistungsteils |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OI | Miscellaneous see part 1 | ||
OI | Miscellaneous see part 1 | ||
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) |