DE2655202A1 - Schweisstromquelle - Google Patents

Description

The Lincoln Electric Company, Cleveland/Ohio (U.S.A.)

Schweißstromquelle

Be Schreibung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schweißstromquelle für das Gleichstrom-Lichtbogenschweißen, mit einem sekundärseitig zwei Wicklungs-Sternschaltungen aufweisenden Drehstromtransformator, wobei jede WicklungsSternschaltung drei Sekundärwicklungen mit zum Sternpunkt zusammengeführten inneren Anschlüssen und mit äußeren Anschlüssen besitzt, welch letzter,, jweils an einen Eingang getrennter Thyristoren bzw. siliziuF-gesteuerter Gleichrichter angeschlossen sind, deren Ausgangs zu einem ersten Pol der Schweißstromquelle verbunden sind, und wobei ein auf ein Eingangssignal ansprechendes Tor vorhanden ist, das bei Durchlaß-Vorspannung die Thyristoren leitend macht,

Schweißstromquellen dieser Art verwenden üblicherweise Drehstromtransformatoren mit Thyristor-Ausgangssteuerung. Dabei stört stets eine Welligkeit, welche die Qualität einer durch die Elektrode aufgebrachten Schweißraupe stark beeinträchtigen kann. Um die Welligkeit zu beheben oder doch zu beschränken, hat man nach dem Stand der Technik am Ausgang der Schweißstrom-

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ORIGINAL INSPECTED

quelle eine Drossel oder einen anderen Induktor vorgesehen. Wenn Jedoch eine große Welligkeit auftritt, würde die Glättung zu große Induktivitäten erfordern, was die Charakteristik der Schweißstromquelle insbesondere beim Anlauf ungünstig beeinflußt, aber auch während des Schweißens, wenn etwa Tröpfchen an der Elektrode mehr oder minder periodische Kurzschlüsse mit dem Schmelzbad bewirken.

Zur Herabsetzung der erforderlichen Induktivitäten ist es gebräuchlich, eine Drehstromspeisung zu verwenden, wodurch die Welligkeitsfrequenz ansteigt, jedoch die Amplitude der Welligkeit abnimmt. Der Betrag der zum Glätten oder Filtern dieser Welligkeit benötigten Induktivität ist entsprechend geringer. Man hat auch vorgeschlagen, einen Transformator mit sechs Sekundärwind ungen in einer Sechsphasen-Sternschaltung zu verwenden, so daß die Welligkeitsfrequenz das Sechsfache der Netzfrequenz beträgt. Eine solche Sechsphasen-Sternschaltung ist jedoch sehr aufwendig, weil die erforderlichen Hochleistungs-Thyristoren sehr teuer sind und auch eine besondere thermische Schutzanordnung benötigt wird, da jeder einzelne Thyristor während eines Phasenwinkels von höchstens 60° leitet und in jedem Augenblick der gesamte Schweißstrom von nur einem Thyristor übernommen werden muß.

Bei allen thyristorgesteuerten Schweißstromquellen nimmt die Welligkeit zu, wenn eine Phasenrückstellung der Thyristoren für niedrigere Ausgangsleistung vorgenommen wird. Bei den herkömmlichen Drei- und Sechsphasenstromquellen erfolgt die Glättung durch eine ausgangsseitige Drossel. Werden z.B. Sechsphasen-Sternschaltungen für Schweißstromquellen benutzt, so können bei einer Phasenrückstellung der Thyristoren von 120° wegen der großen Induktivität der Glättungsdrossel am Ausgang Aussetzer auftreten, die zu schlechten Schweißergebnissen führen. Allgemein ist ein zufriedenstellendes Schweißen nicht mehr erzielbar, wenn bei großer Welligkeit durch die Filterung Aussetzer im Ausgangsstrom stattfinden.

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Es ist bereits bekannt, sechs Sekundärwicklungen in Doppelsternschaltung anzuordnen, wobei die Sternpunkte je dreier Wicklungen über einen Phasenschiebertrafo miteinander verbunden sind, dessen Mittelabgriff den Minuspol der Schweißstromquelle bildet. Eine solche Anordnung ist in der US-PS 3 371 242 beschrieben. Im Unterschied zu der gewöhnlichen Sternanordnung leitet bei der Doppelsternschaltung jeder Thyristor während eines Phasenwinkels von 120°, und während dieses Zeitraums ist jeder einzelne Thyristor nur mit der Hälfte des gesamten Schweißstroms belastet. In gewissem Sinn bewirkt der Phasenschiebertrafo der Doppelsternschaltung eine korrekte Stromaufteilung zwischen den beiden Sternanordnungen, so daß diese parallel arbeiten.

Der Phasenschiebertrafo besteht aus zwei auf einen gemeinsamen Blechkern aufgebrachten ¥icklungen, deren Magnetflüsse einander entgegengerichtet sind. Um gleichgroße Magnetflüsse aufrechtzuerhalten, wird durch die vorhandene magnetische Kopplung ein Spannungsausgleich in den beiden Stromkreisen zwischen der Phasenschieberwicklung und den Stern-Sekundärwicklungen bewirkt, so daß die Sternströme mit einer Welligkeit von sechsfacher Netzfrequenz parallel fließen, d.h. einander in Betrag und Phase gleich sind. Dank dieser Kopplung ist ein Parallelbetrieb der Thyristoren mit Phasenrückstellungen bis zu etwa 113° möglich, doch hört die Wirksamkeit jenseits dieses Phasenwinkels auf und die Arbeitsweise entspricht dann einer Sechsphasen-Sternschaltung.

Die Induktion des Phasenschiebertrafos beruht ausschließlich auf einer Streuinduktivität, deren Größe für die Bedürfnisse des Lichtbogens nicht ausreicht. Um die für den Schweißbetrieb notwendige Induktivität zu schaffen, wird daher gemäß der US-PS 3 371 242 im Gleichstrom-Ausgangskreis eine Glättungsdrossel angeordnet. Ähnlich wie bei der Sechsphasen-Sternschaltung ist auch bei der Doppelsternschaltung mit Phasenschiebertrafo für die Glättungsdrossel zum Wegdrücken der Ausgangs-Aussetzer bei einer Phasenrückstellung der Thyristoren von 120° eine so große Induktivität notwendig, daß das Schweißen bei niedriger Ausgangsleistung stark beeinträchtigt wird.

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Mit stärkerer Phasenrückstellung der Thyristoren zur Herabsetzung des Ausganges wird ja an der Glättungsdrossel eine immer größere Induktivität benötigt, um Aussetzern entgegenzuwirken. Gerade diese starke Phasenrückstellung tritt jedoch im allgemeinen auf, wenn die Ausgangsspannung heruntergeregelt wird, um zwischen ochmelzbad und Elektrode einen tröpfchenförmigen Materialübergang zu bewirken. Diese Art von Kurzschlußschweißen wird durch die zum Glätten der Ausgangs-¥elligkeit benötigte Induktivität gänzlich unmöglich.

Es ist ein wichtiges Ziel der Erfindung, unter Überwindung des Nachteiles des Standes der Technik mit wirtschaftlichen Mitteln eine verbesserte, hochleistungsfähige Schweiöstromquelle für das Gleichstrom-Lichtbogenschweißen zu schaffen, die auch bei niedriger Ausgangsleistung gut steuerbar ist, eine höhe Kurzschlußfestigkeit besitzt und auf Überlastung ebenso rasch wie wirksam reagiert. Insbesondere soll eine Schweißstromquelle der eingangs genannten Art im Schweißstromkreis über die benötigte Induktivität verfügen, ohne daß eine zusätzliche Glättungsdrossel vorhanden sein muß, um eine große Phasenrückstellung der Thyristoren zu gestatten und Aussetzer weitestgehend zu unterdrücken. Bei einfachem, möglichst kompaktem Aufbau soll eine Schweißstromquelle nach der Erfindung ferner nicht nur preiswert herstellbar sein, sondern auch eine bequeme Bedienung und einen zuverlässigen Betrieb über lange Sinsatzzeiten gewährleisten.

Bei einer Schweißstromquelle der angegebenen Art ist erfindungsgemäß vorgesehen, daß zwischen den Sternpunkten der beiden WicklungsSternschaltungen zwei unabhängige Phasenschieberdrosseln in Reihe liegen und daß der Mittelabgriff dazwischen den zweiten Pol der Schwe'ißstromquelle bildet.

Die Erfindung geht über den Stand der Technik in scheinbar geringfügigen, Jedoch wesentlichen Punkten hinaus. So ist durch die Anordnung zv/eier unabhängiger Phasenschieberdrosseln sicher-

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gestellt, daß der Kraftfluß in der einen Drossel keine oder fast keine Wechselwirkung mit dem Kraftfluß in der anderen Drossel hat. Bei herkömmlichen Phasenschiebertrafos ist im Gegensatz hierzu eine starke Koppelung der Kraftflüsse in den beiden Wicklungen nicht nur in Kauf zu nehmen, sondern ausdrücklich beabsichtigt. Sine Ähnlichkeit mit der Doppelsternschaltung besteht darin, daß auch nach der Erfindung ein Parallelbetrieb der beiden Wicklungssternschaltungen vorgesehen ist, doch erlaubt die erfindungsgemäße Anordnung eine weitestgehende Unterdrückung von Aussetzern am Schweißausgang selbst bei erheblich größeren Phasenrückstellungen als herkömmlicherweise überhaupt möglich. Darüberhinaus ist durch die Erfindung eine ausreichende Induktivität im Schweißstromkreis und damit ein einwandfreier Schweißbetrieb gewährleistet, weil die vorgesehene Anordnung zweier unabhängiger Phasenschieberdrosseln von vornherein eine genügend große Induktivitätsbemessung gestattet, ohne daß eine Glättungsdrossel erforderlich wäre. Gegenüber der herkömmlichen Sechsphasen-Sternschaltung hat die ebenfalls gebräuchliche Doppelstemschaltung mit Phasenschiebertrafo den Vorzug, daß die Steuerungs-Thyristoren bei vorgegebener Auslegung mit doppeltem Schweißstrom belastet werden können. Die Erfindung nutzt diesen Vorteil in gleicher Weise, da der effektive Parallelbetrieb der beiden Wicklungssternschaltungen die ebenso günstige Bemessung der Thyristoren ermöglicht,

Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung können die Phasenschieberdrosseln Wicklungen auf getrennten, magnetisch durchlässigen Kernen aufweisen. Diese können Blechkerne nach Art von Kerntransformatoren, vorzugsweise Rechteckkerne, oder Mantelkerne sein. Im letzteren Falle kann der bzw. jeder Kern drei parallele Schenkel aufweisen, wobei der Mittelschenkel den doppelten Querschnitt der Außenschenkel haben kann und wobei sich die Kraftflüsse im Mittelschenkel überlagern, also entweder addieren oder subtrahieren. Bei additiven Kraftflüssen kann der bzw. ^eder Mittelschenkel eine dritte Wicklung tragen, die in Reihe mit dem

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Mittelabgriff der Phasenschieberdrosseln und dem einen Elektrodenanschluß der Schweißstromquelle liegt. Der in dieser dritten Wicklung fließende Gleichstrom bewirkt daher einen zusätzlichen Kraftfluß im Induktionskreis, wodurch sich die Gesamtinduktivität der Phasenschieberdrosseln erhöht. Deshalb ist es zweckmäßig, wenn zumindest der Mittelschenkel einen Luftspalt aufweist. Die Erregung dieser Spule kann etwa mittels eines Nebenschlusses oder durch Veränderung der Windungszahl passend gewählt werden, so daß sich die Induktivität der Phasenschieberdrosseln auf die verschiedensten Schweißlichtbogen-Verhältnisse einstellen läßt.

Hervorzuheben ist, daß wegen der Streureaktanz ^edes Übertragers auch Phasenschieberwicklungen eine Eigeninduktivität besitzen. Für die Erfindung kommen jedoch nur Phasenschieberdrosseln in Betracht, deren Induktivität die normale Streureaktanz eines Phasenschiebertrafos unter allen Umständen überschreitet. Die Unterschiede der Arbeitsweise von Schweißstromquellen mit herkömmlichem Phasenschiebertrafo und mit erfindungsgemäßen unabhängigen Phasenschieberdrosseln sind genau zu betrachten. Beide Systeme sind für den Parallelbetrieb von zwei Sekundärwicklungs-Sternschaltungen mit 180° Phasenverschiebung verwendbar. Ih beiden Fällen muß die Spannungs-Vektorsumme der einen, stromführenden Sternanordnung zuzüglich der induzierten Phasenschieberspannung gleich der Spannung an der anderen Sternanordnung einschließlich der zugehörigen induzierten Phasenschieberspannung sein. Ein wichtiger Unterschied besteht aber darin, daß bei dem herkömmlichen Phasenschiebertrafo die Phasenschieberspannung aus der Gegeninduktion der beiden Phasenschieberwicklungen herrührt, wogegen im Falle der unabhängigen Phasenschieberwicklungen die Phasenschieberspannung auf der eigenen Wicklungsinduktivität beruht. Dies hat die überraschenden Wirkungen der erfindungsgemäßen Anordnung zur Folge. Die oszillografische Beobachtung der Ströme in den Wicklungssternschaltungen des Phasenschiebertrafos bei einer Phasenrückstellung der Thyristoren von 90° zeigt, daß die Ströme gleichgroß und allgemein auch gleichphasig

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sind; die Welligkeit hat das Sechsfache der Netzfrequenz. Mit unabhängigen Phasenschieberdrosseln nach der Erfindung ergeben sich ebenfalls gleichgroße Ströme in den WicklungsSternschaltungen, jedoch mit einer Phasenverschiebung von 60°, so daß die Welligkeit das Dreifache der Netzfrequenz beträgt. Ein weiterer wichtiger Unterschied besteht darin, daß die Thyristoren bei Phasenschiebertrafos mit einer Phasenrückstellung von 113° über einen Phasenbereich von weniger als 120° leiten und daß zuerst Aussetzer auftreten und dann" der Strom auf Null zurückgeht; hingegen kommen dank der erfindungsgemäßen Verwendung von unabhängigen Phasenschieberdrosseln Aussetzer erst bei einer Phasenrückstellung von 160°, und der Strom geht nicht auf Null zurück.

Bei der Verwendung von Thyristoren zur Steuerung des Ausgangs einer Lichtbogen-Schweißstromquelle war ein wichtiges Problem deren Abschaltung im Falle einer Überlastung der Thyristoren während längerer Zeiten, als sie die Überlast-Bemesssung der Thyristoren gestatten würde, welche daher der Beschädigung oder Zerstörung ausgesetzt waren. Es ist bekannt, daß die Torsteuerung von Thyristoren unwirksam wird, sobald die Sperrschicht-Temperatur 125° C überschreitet, was zum möglichen Ausfall führt. Die Sperrschicht-Temperatur steigt mit zunehmendem Strom; die Thyristoren haben stets Kennwerte, die eine Vorhersage der Sperrschicht-Temperatur in Abhängigkeit von der Belastung oder von einer Überlastung und von der Zeit gestatten sollen.

Der zeitliche Verlauf von Überlast-Strömen ist in keiner Weise festgelegt. Die kürzesten Zeit-Strom-Überlastungen bestehen bei normalem Schweißen, wenn die Elektrode kurzzeitig das Werkstück berührt oder wenn ein geschmolzener Tropfen am Elektrodenende im Lichtbogen übergeht und das Schmelzbad erreicht, während er noch am Elektrodenende hängt. Beim Anlauf, wenn die Elektrode das Werkstück kurz vor der Zündung des Lichtbogens berührt, treten längere Zeit-Strom-Überlastungen auf. Die längste Zeit-Strom-

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Überlastung findet statt, wenn zwischen Werkstück und Elektrode ein unbeabsichtigter Kurzschluß erfolgt, was in der Praxis sehr häufig mit veränderlicher Dauer und den unterschiedlichsten Kurzschlußströmen der Fall ist.

Herkömmliche Trennschalter, Sicherungen und elektronische Unterbrecher sind entweder für schwere Kurzschlußfälle nicht schnell genug oder für den Lichtbogen-Anlauf zu schnell, so daß der Schalter ins Flattern kommt. Bisher mußten daher die Hauptthyristoren stets für die Höchstlast der Schweißstromquelle ausgelegt und mithin überbemessen sein, um deren Ausfall zu verhindern.

Die Erfindung sieht nun eine Thyristor-Schutzschaltung vor, die in Abhängigkeit vom Thyristor-Überlaststrom eine kontinuierlich veränderliche Auslösung gewährleistet, so daß das Abschalten der Thyristoren innerhalb einer Zeit erfolgt, die sich fortwährend mit den Schwankungen des Überlaststromes ändert und die umso kürzer wird, je stärker der Strom ansteigt. Die Schutzschaltung ist erfindungsgemäß so ausgebildet, daß die Thyristor-Charakteristik für maximale Sperrschicht-Temperatur möglichst genau approximiert wird.

Eine Weiterbildung der Erfindung sieht eine Schalteinrichtung mit einem ersten Eingang vor, welcher denjenigen Spannungspegel bestimmt, auf den ein zweiter Eingang gebracht werden muß, um die Schalteinrichtung zu betätigen und damit die Schweißstromquelle abzuschalten, wenn eine von deren zu großem Ausgangsstrom abhängige Spannung nach Verstärkung eine Anzahl von Schaltern erreicht, so daß der erste von diesen hierdurch eingeschaltet wird und die Schalteinrichtung nach einer vorgegebenen Zeitdauer betätigt, sobald der höchstzulässige Dauer-Überlaststrom der Thyristoren eben überschritten wird, während die weiteren Schalter der Reihe nach eingeschaltet werden, wenn der Überlast strom weiter ansteigt, wobei gleichzeitig die zur Umsteuerung des zweiten

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Eingangs auf den erforderlichen Pegel benötigte Zeitdauer verkürzt wird und wobei ferner dieser Spannungspegel mit ansteigendem Überlaststrom herabsetzbar ist. Einige der erst später wirksam werdenden Schalter sind so programmiert, daß sie den Spannungspegel steuern, bei welchem die Schalteinrichtung betätigt bzw. in den leitenden Zustand gebracht wird.

Vorzugsweise besitzt die Überlast-Schutzschaltung einen Operationsverstärker für die Verstärkung einer dem Laststrom proportionalen Spannung, wobei ein kapazitiver und ein Widerstands-Rückkopplungszweig parallel zueinander liegen, so daß dynamische Spannungsänderungen herausgefiltert werden und die Schalter nicht vorzeitig auslösen können.

Bei SchweißStromquellen des Transformator-Typs mit veränderlichem Ausgang und Thyristorsteuerung besteht ein weiteres Problem darin, zu gewährleisten, daß die Thyristoren jeweils genau zu dem SoIl-Phasenrückstellwinkel zünden. Zu diesem Zweck hat man herkömmlich Hilfsthyristoren vorgesehen, die durch einen programmierbaren Unijunction-Transistor (PUT) zu einem Zeitpunkt gezündet v/erden, welcher von der Aufladung eines Kondensators abhängt, wobei der Transistor die Steuerelektrode des Hilfsthyristors über einen Impulstrandbrmator auftastete. Es hat sich aber gezeigt, daß der in die Steuerelektrode des Hilfsthyristörs einfließende Strom in der Sekundärwicklung des Impulstransformators an dem Transistor eine Vorspannung hervorrief, die eine vollständige Entladung des Zeitgabe-Kondensators für den Unijunction-Transistor in ungleichem Ausmaß verhinderte, wodurch sich die Zündzeitpunkte verschoben.

Um solchen Problemen zu begegnen, ist erfindungsgemäß ein Kondensator zwischen der Steuerelektrode des Hilfsthyristors und der Sekundärwicklung des Impulstransformators in Reihe geschaltet. Die Steuerelektrode des Thyristors wird infolgedessen nicht über die Sekundärwicklung des Impulstransformators beaufschlagt, wodurch in dessen Primärwicklung keine Gegenspannung

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erzeugt werden kann, welche den Transistor vorspannen und die völlige Entladung des ihm zugeordneten Zeitgabe-Kondensators verhindern könnte.

Bei herkömmlichen Transformator-Schweißstromquellen mit Thyristorsteuerung und Ausgangs-Glättungsdrossel war stets eine ausreichende Induktivität vorhanden, um plötzliche Stromstöße an den Thyristoren zu verzögern, wie sie bei vorübergehendem Kurzschluß entweder während des Anlaufs oder während des Schweißens entstehen können, z.B. beim Schmelzübergang oder beim Kurzschlußschweißen. Bei der erfindungsgemäßen Anordnung zweier unabhängiger Phasenschieberdrosseln fehlt im Ausgangskreis eine Induktivität, welche solche Stromstöße verzögern könnte; die Induktivität bzw. Streureaktanz des Übertragers wird so niedrig wie möglich gehalten. Deshalb sieht die Erfindung eine Regelschaltung für die Phasenrückstellung der Thyristoren mit sehr steiler Charakteristik vor, d.h. mit sehr kurzer Ansprechzeit, so daß im Falle eines vorübergehenden Kurzschlusses die Thyristoren schnell in der Phase zurückgestellt xrerden, bevor noch die Überlastschutz schaltung in Funktion treten muß. Es ist jedoch dafür Sorge getragen, daß die Regelschaltung nicht auf extrem schnelle bzw. dynamische Spannungsänderungen anspricht.

Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung hat die Regelschaltung für die Zündkreise der Th3rristoren als Eingangs- oder Rückkopplungssignal eine zur Ausgangsspannung der Schweißstromquelle proportionale ungefilterte Spannung, und es sind Verstärker zum dynamischen Glätten von sehr raschen (dynamischen) Spannungsänderungen vorgesehen, so daß die Thyristoren innerhalb eines Zeitraums von weniger als ein Sechstel der Metzfrequenz heruntergeregelt werden können, d.h. binnen 0,17 s oder knapp acht Perioden. Würde eine so schnelle Regelung fehlen, so ließe sich ein Schaukeln bzw. Pendeln mit entsprechender Instabilität des Lichtbogens nicht vermeiden.

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Zur dynamischen Glättung dienen Operationsverstärker im Regelkreis sowie frequenzabhängige Operationsverstärker-Rückkopplungszweige zum Herabsetzen der Verstärkung, während schnelle Veränderungen am Spannungs- oder Strom-Ausgang der Schweißstromquelle infolge von Kurzschlüssen erfaßt werden.

Man erkennt, daß die Erfindung eine neue Mehrphasen-Transformator-Schweiß stromquelle mit Thyristorsteuerung schafft, die bei gegebener Ausgangsleistung weniger Herstellungsaufwand erfordert, eine bessere Ausgangsregelung ohne die Nachteile von Aussetzern gestattet, eine verbesserte Überlast-Schutzschaltung aufweist und die Thyristorzündung genauer steuert, als das mit herkömmlichen Geräten möglich war. Dank der Verwendung zweier 'Jicklungssternschaltungen, deren Sternpunkte über ein Paar unabhängiger Phasenschieberdrosseln verbunden sind, kann eine größere Thyristor-Phasenrückstellung ohne nachteilige Auswirkungen auf den Schweißausgang stattfinden. Die unabhängigen Phasenschieberdrosseln stellen zugleich sicher, daß eine für den Schweißbetrieb stets hinreichende Induktivität vorhanden ist.

Ein wichtiger Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Kraftflüsse der beiden Phasenschieberdrosseln sich in einem gemeinsamen Kern oder Kernteil überlagern, wozu noch der vom Ausgangsstrom der Schweißstromquelle in einer Wicklung ausgehende Kraftfluß additiv oder subtraktiv hinzukommt. Die Induktivität und/oder die magnetische Koppelung der unabhängigen Phasenschieberdrosseln kann auf diese Weise durch den Ausgangsstrom der Schweißstromquelle beeinflußt werden.

Infolge der besonders günstigen Überlast-Schutzschaltung sind die Thyristoren einer erfindungsgemäßen Schweißstromquelle außerordentlich gut abgesichert. Das Ansprechverhalten der Schutzschaltung ist dem zeitlichen Verlauf der Überlaststrom-Kennlinie der Thyristoren optimal angepaßt oder anpaßbar.

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Darüberhinaus können bei vorbestimmtem Höchstwert des Ausgangs-Nennstromes kleinere Thyristoren verwendet werden, oder es ist bei gleicher Thyristorbemessung eine Heraufsetzung der Nenn-Grenzlast möglich.

Im Regelteil einer Schweißstromquelle nach der Erfindung ist eine gegenüber dem Stand der Technik wesentlich verbesserte Zündschaltung für die Hilfsthyristoren vorhanden, von denen die Haupt- oder Leistungsthyristoren gezündet werden. Hierzu wird dem betreffenden Hilfsthyristor von einem Impulstransformator das Zündsignal über einen Kondensator zugeführt, so daß nicht wie bisher durch Rückspeisung von Tor strömen in dem Impulstransformator Gegenspannungen induziert werden können, welche sonst den eigentlichen Zündschalter, hier einen Unijunction-Transistor, sperren und dadurch die vollständige Entladung des Zeitgabe-Kondensators unterbinden könnten. Zugleich bietet diese Regelanordnung die oben angeführten Vorzüge. Sehr günstig ist es, daß sich die größten und kleinsten Phasenrückstellwinkel ebenso einfach wie genau und wirksam einstellen lassen. Obwohl die erfindungsgemäße Schweißstromquelle eine niedrige innere Induktivität hat, ermöglicht es der Regelteil, bei Kurzschluß die Thyristoren hinreichend schnell in der Phase zurückzustellen, so daß ein gewaltsamer Abtrag der Elektrode bei Berührung des Werkstücks verhindert wird.

Wichtig ist ferner, daß mit der erfindungsgemäßen Regelanordnung eine bequeme und zuverlässige Einstellung der Betriebsart der Schweißstromquelle möglich ist. Diese kann mit veränderlicher Spannung und konstantem Stromausgang betrieben werden, wobei die Regelung den Strom ansteigen läßt, falls die Lichtbogenspannung auf einen Wert unterhalb der Brennspannung absinken läßt. Vorzugsweise wird dabei ein Rückkopplungssignal mit zwei getrennten Spannungen benutzt, von denen die eine dem Schweißstrom und die andere der Lichtbogenspannung proportional ist, so daß Spannungsschwankungen ausgeregelt werden können.

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Weitere Merkmale, Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen sowie aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung. Darin zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild des Stromversorgungsteils einer

Schweißstromquelle nach der Erfindung, zusammen mit einer von drei Zündschaltungen,

Fig. 2 bis 5 schematisierte Darstellungen verschiedener Kern-

und Wicklungs-Konfigurationen von Phasenschieberdrosseln einer Schweißstromquelle nach der lürfindung,

Fig. 6 eine schematisierte Darstellung ähnlich Fig. 5,

jedoch mit einer zusätzlichen Wicklung,

Fig. 7 ein Schaltbild der Stromversorgung für Regel-

und Schutzschaltungen in einer erfindungsgemäßen Schweißstromquelle,

Fig. 8 ein Schaltbild einer Überlast-Schutzschaltung in

einer erfindungsgemäßen Schweißstromquelle,

Fig. 9 und 10 Zeit-Strom-Diagramme mit den Kennlinien der

Schutzschaltung von Fig. 8 ohne bzw. mit einem zusätzlichen Operationsverstärker,

Fig. 11 ein Schaltbild eines Regelkreises für die Zündschaltung von Fig. 1,

Fig. 12 ein Strom-Zeit-Diagramm des Zündsignals an der

Steuerelektrode von Hauptthyristoren der Anordnung von Fig. 1,

Fig. 13 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs der Anodenspannung eines Unijunction-Transistors in der Anordnung von Fig. 1 und

Fig. 14 und 15 Diagramme des Spannungsverlaufs an einer erfindungsgemäßen Schweißstromquelle bei konstantem Ausgangsstrom bzw. konstanter Ausgangsspannung.

Allgemeines

Die in Fig. 1 veranschaulichte Schaltung umfaßt den Netzteil einer Schweißstromquelle mit einem Drehstromtransformator T, dessen Primärwicklungen Ρ,,,ΡρίΡ-ζ im Dreieck geschaltet sind, während sechs Sekundärwicklungen S^...S,- zwei Wicklungssternschaltungen S^...S, und S^...Sg bilden, die an ihren Sternpunkten 10,10· erfindungsgemäß durch unabhängige Phasenschieberdrosseln L1O,L1O^T in Reihe verbunden sind. Der Mittelabgriff 14

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zwischen den Phasenschieberdrosseln L1O,L1O' führt zu dem Minuspol 15 der Schweißstromquelle. Die Außenanschlüsse der Sekundärwicklungen S₁.*.S- führen zu den Anoden getrennter Hauptthyristoren SCR Α...SCR F, deren Katoden durch eine gemeinsame Leitung oder Masseschiene 219 verbunden sind, an die ein zum Pluspol 12 der Schweißstromquelle führender Shunt R60 anschließt.

In Fig. 1 sind alle sechs Hauptthyristoren dargestellt, jedoch nur ein Zündkreis für die den Sekundärwicklungen 3,. bzw. S^ zugeordneten Hauptthyristoren SCR A und SCR B, die von diesen Sekundärwicklungen eine um 180° phasenverschobene Leerlauf-Spannung erhalten. Die Steuerelektroden der Hauptthyristoren SCR A und SCR B werden dur^h Hilfsthyristoren SCR1 bzw. SCR4 aufgesteuert, welche ihrerseits von einem programmierbaren Unijunction-Transistor (abgekürzt PUT), nämlich QU1, leitend gemacht werden, sobald von dem in Fig. 11 gezeichneten Steueroder Regelkreis ein verstärktes und gesiebtes Rückkopplungssignal einläuft.

Von dem in Reihe mit dem Pluspol 12 der Schweißstromquelle liegenden Shunt R60 bekommt der Regelkreis (Fig. 11) ein Signal, das über zwei Operationsverstärker X201a,X201b einem Transistor Q203 zugeleitet wird, dessen Ausgang den Zündkreis von Fig. 1 beaufschlagt. Sin Schalter SW6 dient zur Betriebsumstellung des Schweißstromquellen-Ausganges von konstanter Spannung auf konstanten Strom und umgekehrt. Mit einem Potentiometer RP kann die Spannung bzw. der Strom am Ausgang nach Bedarf eingestellt werden. In der Betriebsart mit konstantem Ausgangsstrom kann, wenn die Schweißstromquellen-Spannung unter einen Schwellenwert der Lichtbogen-Brennspannung absinkt, mittels eines Transistors Q201 zu höheren Strömen geregelt werden.

Ein wichtiger Bestandteil der erfindungsgemäßen Schweißstromquelle ist die Überlast-Schutzschaltung, die im Ausführungsbeispiel der Fig. 8 ebenfalls von dem Shunt R60 ein Eingangs-

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signal erhält, das nach Verstärkung in einem Operationsverstärker X101a an eine Anzahl von Schmitt-Triggern STI...STb gelangt. Von diesen ist einer so programmiert, daß er betätigt bzv/. leitend wird, wenn der Schweiß Stromquellen- Ausgangsstrom den Nennstrom der Hauptthyristoren überschreitet. Die übrigen Schmitt-Trigger sind so ausgelegt, daß sie bei wachsender Überlastung der R.eihe nach einschalten. Liin PUT, nämlich O.U1O1, wird in Abhängigkeit vom Ausmaß der Überlast von den Schmitt-Triggern ST1...ST6 in immer kürzeren Zeitabständen gezündet. Hit Vorteil ist ein zweiter Operationsverstärker X1O1b vorgesehen, der die üinschaltspannung des PUT entsprechend dem Ausmaß der Überlast fortschreitend ändert, so daß eine Zeit-Strom-Überlastkennlinie entsteht, welche der entsprechenden Charakteristik der Hauptthyristoren SCi-L A...5CR F weitestgehend entspricht.

Hetzteil

Der benutzte Drehstromtransformator T kann herkömmlichen Aufbau haben und braucht hier daher nicht näher erläutert zu werden. Jede Sekundärwicklung der beiden Sternschaltungen ist mit einer Drehstromphase so verbunden, daß die Wicklungspaare S^,S^j 3-z,Sg bzw. Sr,S2 jeweils um 180° phasenverschobene Leerlauf-Ausgangs spannungen führen. Diesen Sekundärwicklungspaaren sind jeweils Paare von Hauptthyristoren, nämlich SCR. A₁SCR. Bj SCR C, SCR D; SCR E,SCR F zugeordnet, von denen jedes durch einen gemeinsamen Zündkreis gesteuert wird. Wie erwähnt, ist jedoch in Fig. 1 nur einer dieser drei Zündkreise dargestellt, da die beiden andern gleichartig aufgebaut sind.

Der Drehstromtransformator T ist vorzugsweise so konstruiert, daß er minimale Streureaktanz hat und daher in den Schweißstromkreis praktisch keine zusätzliche Induktivität einführt. Infolgedessen ist die Ausgangsspannung bei veränderlichem Strom im wesentlichen konstant. Die Induktivität der Schweißstromquelle

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ist die der beiden Phasenschieberdrosseln L1O und L1O¹, in denen lediglich die Welligkeitsfrequenz vorkommt.

Unabhängige Phasenschieberdrosseln

Ein wichtiger Bestandteil der erfindungsgemäßen Schweißstromquelle ist das Paar gleichartiger, unabhängiger Phasenschieberdrosseln L1O,L1O', welche die Sternpunkte 10,10' der Sekundärwicklungs-Sternschaltungen verbinden. Im Gegensatz zum Phasenschiebertrafo sind die Kraftflüsse der beiden Phasenschieberdrosseln so angeordnet, daß sie einander niemals entgegengerichtet sind.

Im Ausführungsbeispiel der Fig. 2 haben die Phasenschieberdrosseln L1O,L1O' jeweils Wicklungen 16 bzw. 16' auf getrennten Eisenblech-Rechteckkernen 17 bzw. 17', die mit oder ohne Luftspalt ausgebildet sein können.

Das Ausführungsbeispiel von Fig. 3 zeigt eine Gestaltung mit zwei Mantelkernen, die jeweils zwei Außenschenkel 18,18' und einen Mittelschenkel 20 bzw. 20' aufweisen, der im wesentlichen die doppelte Querschnittsfläche der Außenschenkel aufweist. Die Wicklungen 16,16' der Phasenschieberdrosseln L1O,L1O^f sind dann auf dem jeweiligen Mittelschenkel 20 bzw. 20' aufgebracht.

Die in Fig. 4 gezeigte Anordnung sieht einen Mantelkern mit zwei Außenschenkeln 18,18' und einem Mittelschenkel 20 vor, dessen Querschnittsfläche das Doppelte des Außenschenkelquerschnitts beträgt. Die Wicklungen 16,16' sind hierbei auf den Außenschenkeln 18 bzw. 18· mit solcher Polarität aufgebracht, daß sich die Kraftflüsse im Mittelschenkel 20 subtrahieren. Bei der im übrigen ähnlichen Anordnung von Fig. 5 addieren sich hingegen die Kraftflüsse der Wicklungen 16 und 16' im Mittelschenkel 20. Weil dessen Querschnittsfläche doppelt so groß ist wie die der Außenschenkel 18 bzw. 18', besteht keine oder praktisch keine gegenseitige Kopplung zwischen den Wicklungen 16 und 16'.

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Bei Verwendung einer solchen Konstruktion ist es möglich, eine zusätzliche Leistungsdrossel in Reihe zwischen dem Mittelabgriff 14 und dem Minuspol 15 vorzusehen. Diese Leistungsdrossel L12 hat im Ausführungsbeispiel der Fig. 6 eine Wicklung 21 auf dem Mittelschenkel 20 in solcher Anordnung, daß sich ihr Kraftfluß demjenigen der Außenschenkelwicklungen 16 und 16' der unabhängigen Phasenschieberdrosseln L1O,L1O^! entweder additiv oder subtraktiv überlagert. Um eine Kernsättigung zu -verhindern, ist im Mittelschenkel 20 ein Luftspalt 19 vorgesehen. Zusätzlich zu der Wirkung der unabhängigen Phasenschieberdrosseln L1O,L1O· bewirkt ein Strom in der Wicklung 21 der Leistungsdrossel L12 auch eine gewisse Wirkung eines Phasenschiebertrafos. Die zusätzliche Leistungsdrossel L12 ist aber nicht unbedingt erforderlich und daher samt ihrer Wicklung 21 in Fig. 1 nur gestrichelt angedeutet.

Bei den Kerngestaltungen der Ausführungsbeispiele von Fig. 2 bis kann ein Luftspalt oder können mehrere Luftspalte nach Bedarf vorgesehen sein. Bevorzugt wird die Mantelkernanordnung gemäß Fig. 4 oder 5. In Schweißstromquellen für niedrigere Ströme brauchen hierbei Luftspalte nicht vorgesehen zu sein, doch ist bei Geräten für höhere Nennströme vorzugsweise ein Luftspalt sowohl in jedem Außenschenkel 18,18' als auch im Mittelschenkel vorhanden, so daß ebenfalls eine geringe Phasenschiebertraffo-Wirkung auftritt.

Die t}rpische Bemessung von Mantelkernen für eine Schweißstromquelle mit einem Nennstrom von max. 1,5 kA kann 27 mm χ 248 mm am Querschnitt der mit einem Luftspalt von 0,76 mm versehenen Außenschenkel 18,18' betragen; am Mittelschenkel 20 sind die Querschnittsabmessungen 54 mm χ 248 mm bei einem Luftspalt von 2,34 mm. Die Phasenschieberwicklungen 16,16' können jeweils sechs Windungen aufweisen.

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Die unabhängigen Phasenschieberdrosseln L1O,L1O' haben im Leerlaufbetrieb keine Wirkung; die zugeordneten Hauptthyristor-Paare sind mit einer Phasenverschiebung von 180° aufgesteuert. Sobald ein Ausgangsstrom Iq fließt, werden die Drosseln L1O,L1O^T durch die einfließenden Ströme I^ und I^ erregt. Die Sigeninduktivität der Drosseln L10,L10^f ruft eine Phasenverschiebung von etwa 60° zwischen den Strömen I,. und Ip hervor, wenn die Phasenrückstellung der Hauptthyristoren 0° oder 90° beträgt. Dies ist ein wichtiger Unterschied zu einer Phasenschiebertrafoanordnung, wo die Ströme in jeder Wicklung bei gleichem Phasenrückstellwinkel der Thyristoren im wesentlichen phasengleich sind. Die erfindungsgemäße Anordnung mit unabhängigen Phasenschieberdrosseln L10,L10^r verringert daher die ¥elligkeit im Gesamt-Ausgangsstrom I_Q erheblich. Außerdem ist es erfindungsgemäß nicht unbedingt notwendig, in Reihe zwischen Mittelabgriff und Minuspol 15 eine zusätzliche Drossel oder sonstige Induktivität zu benutzen, da die Induktivität der Phasenschieberdrosseln L10,L10' den Lichtbogen-Brennbedingungen genügt.

Zündkreis

Für die drei Zündkreise aller drei Phasen wird nur eine Hochfrequenzdrossel L1 und ein HF-Siebkondensator C19 benötigt. Nur die eine der im übrigen gleichen drei Anordnungen von Zündkreisen für die Hauptthyristoren SCR A...SCR F ist in Fig. 1 gezeigt; der Ausgang von L1 führt zu den beiden anderen, nicht dargestellten Zündkreisen. Zur Funkentstörung sind die parallel zu den Steuerelektroden der Hauptthyristoren geschalteten Kondensatoren C SCR A...C SCR F so nahe wie möglich an den Thyristoren montiert.

Die Netzspannung für alle Zündkreise wird von einem (nicht gezeichneten) Hilfstransformator geliefert, der jeweils an dieselbe Phase wie die Anode der zugehörigen, dadurch gespeisten Hauptthyristoren (z.B. SCR A,SCR B) angeschlossen. Diese Wechselspannung wird in einem Brückengleichrichter D1,D4,D13,D16 vollweggleichgerichtet, der die Anode des PUT QU1 speist. Außerdem

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erfolgt eine pulsierende Gleichrichtung durch die Halbwellendioden D1,D4 von Kondensatoren C7 bzw. C1O, welche an die Hauptbyristor-Steuerelektroden Impulsenergie liefern. Diese Halbwellen-Impulse sind jeweils gleichphasig mit der Anodenspannung desjenigen Hauptthyristors, der dadurch gezündet wird. Zwei Stabilisierungswiderstände, PA und it1, begrenzen den Strom zu blockierenden Zenerdioden DZ1 bzw. DZ4. Die Zeitkonstante des aus R4 und C7 bestehenden R.C-Gliedes ist minimal gehalten, um Verzerrungen der im Zeitgeberkreis benutzten Spannung zu unterdrücken, so daß der für maximale Durchlaß-Stromführung der Hauptthyristoren notwendige Spannungspegel innerhalb hinreichend kurzer Zeit erreicht wird.

Die Zeitgabe für den Tor-Impuls, d.h. derjenige Zeitpunkt, zu dem der jeweilige Hauptthyristor die zur Aufsteuerung notwendige Durchlaßspannung an der Steuerelektrode führt, wird durch einen Zeitgeberkreis und insbesondere durch die Spannungspegel an Anode und Steuerelektrode eines programmierbaren Unijunction-Transistors (PUT), nämlich QU1, bestimmt. Sobald die Anodenspannung größer ist als die Steuerelektrodenspannung, löst der PUT aus. Die Steuerlektrodenspannung wird durch Rückkopplung aus dem Regelkreis (Fig. 11) über L1, einen Abgriff-Teil an Trimmer R49 und Diode D31 bestimmt. Kondensatoren C19 und C 26 dienen nur zur HF-Filterung. Die Anodenspannung des PUT QU1 wird durch eine Anordnung von Widerständen, Dioden und Kondensator gesteuert, welche sicher stellen, daß der PUT beim maximalen Durchlaßwinkel der Hauptthyristoren genügend Öffnungsenergie erhält, jedenfalls sehr frühzeitig bei in Durchlaßrichtung vorgespannten Thyristoren.

Damit der PUT innerhalb des spannungführenden Zyklus zeitig genug hinreichend viel Energie erhält, ist ein kombiniertes Sägezahnkurven-System vorgesehen. Die vom Brückengleichrichter D1,D4,D13,D16 an zwei Widerständen R37 und R43 anliegende Spannung wird während einer Halbperiode auf dem Spannungsniveau der Zenerdiode DZ1 und während der anderen Halbperiode auf dem Pegel von DZ4 verriegelt. Die Elemente R43,R37,D25 bilden

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für einen Kondensator C29 einen gesteuerten Maximal-Ladeweg mit niedrigem Widerstand. Am Kondensator C29 liegt daher eine Spannung, die gegeben ist durch den Ausdruck

R43 . /n . π )

R3? + R43 ^ DZ4 ^UD25' *

Die Diode D25 verhindert eine Entladung von C29 durch R43. In Reihe mit C29 liegt ein "Widerstand R4O, der einen Ladeweg mit hohem Widerstand darstellt, so daß sich auf der erwähnten Sockelspannung (Fig. 13, Kurvenatischnitt a) ein langsamer Anstieg (Rampe, Kurvenabschnitt b) aufbaut. Diese Spannung b erreicht eine genügende Höhe, um den PUT QU1 bei voll leitenden Hauptthyristoren (Rückstellwinkel 0°) zu zünden. Im Moment der Zündung fällt die Spannung gemäß Kurvenabschnitt c ab.

Bei der Zündung des PUT findet die Entladung von C29 durch die Primärwicklung eines Impulstransformators PT1 statt. Damit die Auslösung einheitlich erfolgt, muß sich der Kondensator C29 vollständig entladen, so daß er jedesmal die gleichen Anfangsbedingungen hat. Hierzu wird das Steuerelektrodensignal an die Hilfsthyristoren SCR1 und SCR4 kapazitiv mit deren Steuerelektroden gekoppelt. Eine umgekehrte Vorspannung des PUT durch das Einfließen von Strömen in die Hilfsthyristor-Steuerelektroden ist infolgedessen unmöglich. Falls eine entgegengesetzte Vorspannung an dem PUT vorhanden ist, entlädt sich der Kondensator C29 nicht ganz, so daß die Zeitgabe nicht reproduzierbar ist. Dies ist ein wichtiges Merkmal der Erfindung.

Der in Fig. 1 gezeichnete Zündkreis hat zwei gleichartige Schaltungsteile für die Hauptthyristoren SCR A und SCR B, wovon nur der erstere im einzelnen erläutert wird. Führt die Netzleitung 203 ein gegenüber der Netzleitung 204 positives Potential, so fließt über die Diode D7 ein Strom, der den Kondensator C7 bis zu einer durch die Zenerdiode DZ1 verriegelten Spannung auflädt. Der Strom durch D7 wird von

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dem Widerstand R4 begrenzt. Kondensator C1 und Widerstand R7 bilden ein Dämpfungsglied zum Schutz von SCR1 gegen schnelle Spannungsänderungen (dU/dt) bei zeitlicher Änderung. Widerstand R25 bietet einen Ableitpfad für irgendwelche Restströme von der Anode zur Steuerelektrode des SCR1, so daß sich dieser nicht durch große Leckströme selbst auslösen kann. Eine Auslösestörung durch Hochfrequenzsignale verhütet Kondensator C13 an der Steuerelektrode von SCR1. Ein Strombegrenzungswiderstand R19 an der Steuerelektrode des Hauptthyristors SCR A begrenzt den maximalen Scheitelstrom, den diese Steuerelektrode bei Entladung des Kondensators C7 führen kann.

Bei Zündung des PUT wird durch den Impulstransformator PT1 ein Spannungsimpuls übertragen, der von C20 an die Steuerelektrode des Hilfsthyristors SCR1 kapazitiv angekoppelt wird. Durch den Tor-Impuls zündet SCR1, wobei C7 über Rj51 und über die Parallelanordnung von R19 und Steuerelektrode SCR A entladen wird. Hierhin gelangt also ein scharfer Impuls, der als Nadel ρ in Fig. 12 dargestellt ist.

Der einmal eingeschaltete Hilfsthyristor SCR1 bleibt solange leitend, wie Durchlaßspannung anliegt, d.h. während des Restes derjenigen Zeitdauer, in der die Netzleitung 203 gegenüber der Leitung 204 positiv ist. Die am Widerstand R31 durch den Strom führenden SCR1 abfallende Spannung steuert das Tor des Hauptthyristors SCR A auf. Da der halbwellen-gleichgerichtete Impuls auf der Leitung 204 gleichphasig mit der Durchlaßspannung von SCR A ist, wird der Steuerelektrode weiterhin Energie zugeführt, bis der Hauptthyristor SCR A zündet. Erst wenn dieser Halbwellen-Impuls, welcher als Schulter (back porch) bezeichnet wird und in Fig. 12 mit dem Kurventeil q dargestellt ist, auf Null geht, schaltet der Hilfsthyristor SCR1 ab; er bleibt abgeschaltet, bis von QU1 der nächste Impuls eintrifft.

Infolge der Natur einer Doppel-WicklungsSternschaltung mit Phasenschieberdrosseln erhalten zu Beginn die Hauptthyristoren

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eine Durchlaßspannungspannung erst zu einem späteren Zeitpunkt, nämlich bevor die Phasenschieberdrosseln erregt werden. Sobald diese erregt sind, rückt die Durchlaßspannung der Hauptthyristoren in der Phase bzw. zeitlich vor. Um nun maximale Leitung der Hauptthyristoren zu erzielen, muß der Tor-Impuls eintreffen, während die Hauptthyristoren Durchlaßspannung führen. Bei extrem geringer Belastung, bevor also die Phasenschieberdrosseln erregt sind, hat die Entladung des Spitzen-Torimpulses von C7 bereits stattgefunden, bevor der Hauptthyristor SCR A noch Durchlaßspannung hat. Daher wird durch die Diode D7 der "Schulter^H-Breitimpuls aus dem Netz weitergeliefert und der Steuerelektrode des Hauptthyristors SCR A während seiner Durchlaßphase zugeführt. Dank dieser Schulter-Spannung, die mithin für den Betrieb sehr wichtig ist, zünden die Hauptthyristoren bei geringer Belastung ebenso wie dank sonstiger Impulse bei Belastungen, welche die Phasenschieberdrosseln voll erregen. Hierzu kann beispielsweise ein Strom ausreichen, der 10 % des Nenn-Ausgangsstromes beträgt.

Zum Erleichtern der Wartung weist die Schaltungsanordnung lichtemittierende Dioden auf. Leuchten diese, so funktioniert die Schaltung. Zusammen mit dem Strombegrenzungswiderstand R52 zeigt LED7, daß Netzspannung zur Speisung der Schaltung vorhanden ist. Gegen Spannungsspitzen wird LED7"von der Diode D34, während LED1 von D19 und LED4 von D22 abgesichert sind. Die beiden letztgenannten lichtemittierenden Dioden zeigen an, daß die Steuerelektroden der Hauptthyristoren Strom führen. R13 bzw. R16 sorgen für die notwendige Strombegrenzung bei LED1 bzw. LED4. Ein Thyrector TP1 dient zum Schutz der Schaltungsanordnung vor Belastungsspitzen bzw. Stromstößen.

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Stromversorgung * *~'

Lediglich der Vollständigkeit halber ist in Fig. 7 der in herkömmlicher Art aufgebaute Stromversorgungsteil für den Regelkreis und die überlast-Schutzschaltung veranschaulicht. Netzspannung wird von einem Vollweg-Brückengleichrichter D201,D202,D205,D204 gleichgerichtet, der zusammen mit nachgeordneten Schaltungsteilen von Thyrectoren TP201 und TP202 gegen Stromstöße bzw. Belastungsspitzen geschützt ist. Eine entsprechende Funktion haben die Kondensatoren C201 und C202 für die Operationsverstärker der Schutz- und Regelschaltungen (Fig. S bzw. 11). Ein Strombegrenzungswiderstand R201 begrenzt die Einschaltstromspitze für den großen Siebkondensator C204. Der Strombegrenzer R204 führt zu der Leitung 217, welche über eine Diode in der Überlast-Schutzschaltung an das Relais 2CR angeschlossen ist. Die parallel angeordneten Stabilisierungswiderstände R205 und R206, die beispielsweise Kaltleiter sein können, begrenzen den Strom zum Spannungsteiler-Speiseteil der Zenerdioden DZ201 und DZ202. Deren Mittelanschluß bildet die Masseschiene 219, die mit den Steuerelektroden der Hauptthyristoren verbunden ist. Zenerdiode DZ201 liefert + 15 V, Zenerdiode DZ202 - 15 V zur Speisung der Operationsverstärker. Der Betriebszustand der Schaltungsanordnung wird wiederum durch lichtemittierende Dioden angezeigt, von denen LED2O3 aufleuchtet, wenn die Speisung mit + 15 V arbeitet, wogegen LED204 Licht abgibt, wenn die Speisung mit - 15 V in Betrieb ist. Den Durchgangsstrom der lichtemittierenden Dioden wird durch Widerstände R208 bzw. R209 begrenzt. Als Betriebsanzeige für die Netzspannung dient LED„,201, wobei R202 zur Strombegrenzung und D205 zum Schutz gegen Spannungsspitzen vorgesehen sind. R245 begrenzt den Strom durch DZ202 in analoger Weise.

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- CPt -

überlastungsschutz

Die in Fig. S dargestellte Überlast-Schutzschaltung hat nur den Zweck, bei überlastung die Schweißstromquelle abzuschalten. Da die Möglichkeit bestehen muß, kurzzeitige Überlastungen zuzulassen, z.B. Kurzschlußströme beim Anlauf, sieht die Schaltungsanordnung vor, daß während einer vorbestimmten Zeitdauer eine gewisse Überlastung bestehen bleiben kann. Je größer die Überlastung ist, desto schneller muß allerdings die Leistungszufuhr unterbrochen werden, damit die Hauptthyristoren keine zu hohen Sperrschicht-Temperaturen annehmen.

Die Betriebsleistung erhält die Schaltungsanordnung von dem Speiseteil gemäß Fig. 7, während das Steuersignal durch den Shunt R6O geliefert wird. Weil die Schutzschaltung nur bei Überlastungs-Strömen wirksam sein muß, genügt die Ableitung des Signals durch zu dem Strom proportionalen Spannungsabfall an dem Shunt R6O. Diese Spannung wird verstärkt. Übersteigt sie einen vorgegebenen Wert, so treten als Schmitt-Trigger oder Pegeldetektoren ausgebildete elektronische Schalter in Tätigkeit, um die Spannungsversorgung des Haupttransformators abzuschalten.

Ein Dualverstärker der Schaltungsanordnung besteht aus den beiden linear arbeitenden Operationsverstärkern X1O1a und X1O1b. Direkt mit dem Shunt R6O ist X1O1a verbunden, dessen Ausgang 2 die beiden elektronischen Schalter (hex inverters) X1O2 und X1O3 speist. Jeder von diesen weist drei Schmitt-Trigger auf, so daß insgesamt sechs Schalter ST1...ST6 vorhanden sind, die sämtlich bei einer Schwellenspannung schalten, welche durch die Stromversorgung und die Spannungsteiler: R133,R1O6; R139,R1O7; R14O,R1O8; R141,R1O9; R142,R11O; R143,R111 bestimmt wird. Diese schalten bei verschiedenem Rückkopplungspegel und liefern für die verschiedenen Strompegel-Auslösepunkte unterschiedliche Zeitkonstanten. Die Schalter ST1...ST6 haben alle die gleiche Schwellen-Schal t spannung, welche durch die Widerstands-Spannungsteiler

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vorgegeben ist. Die unterschiedlichen Schaltpegel ergeben sich durch die Spannungsabfälle an Dioden D1O7«..D116 in Durchlaßrichtung. Die verschiedenen Zeitkonstanten erzielt man, indem nacheinander Widerstände R152,R153,R155,R157, R144,R112 beim Durchschalten der Schmitt-Trigger parallel geschaltet werden. Wenn die Schmitt-Trigger übergehen, lädt sich der Kondensator C1O3 durch die von zumindst einigen der Schalter ST1...ST6 bereits "eingeschalteten" parallelen Widerstände auf, wodurch der programmierbare Unijunction-Transistor (PUT) QU1O1 zündet. Darauf wird SCR1O1 gezündet, wodurch Relais 2CR abfällt und ein (nicht dargestelltes) Hauptschütz die Abschaltung der Schweißstromquelle vom Netz bewirkt.

Die Reihenfolge der einzelnen Vorgänge und die Arbeitsweise der Bauelemente wird im folgenden erläutert. Bei Stromdurchfluß durch Shunt R6O fällt daran eine dem Strom proportionale Spannung ab, die der ersten Hälfte des Dualverstärkers, d.h. dem Operationsverstärker X1O1a, zugeführt wird. Letzterer ist bereits durch die Spannungsteiler-Anordnung R145,R158,R161 vorgespannt, die mit + 15 V gespeist wird und diese positive Gleichspannung dem Nichtumkehr-Eingang von X101a zuführt, so daß daran ein positiver Gleichspannungsausgang ansteht. Die am Shunt Reu entstehende, negative Spannung gelangt an den Umkehr-Eingang des Verstärkers und addiert sich daher algebraisch zu der bereits vorhandenen positiven Spannung. Sobald der Schweißstrom den Überlast-Grenzwert überschreitet, wird die Ausgangsspannung von X1O1a genügend groß, um den ersten Schmitt-Trigger ST1 leitend zu machen und decfcrch den Widerstand R152 in Reihe mit dem Kondensator C1OJ zu schalten, der sich darauf innerhalb einer vorgegebenen Zeit soweit auflädt, bis sein Potential die bereits an der Steuerelektrode des programmierbaren Unijunction-Transistors QU1O1 stehende Spannung übersteigt. In diesem Augenblick zündet dieser PUT, wodurch im Impulstransformator PT_W1O1 ein Impuls

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• η-

entsteht, der den Thyristor SCR1O1 auslöst, -wo daß das Relais 2CR abfällt und das (nicht dargestellte) Hauptschütz ate SpanEiungszufuhr zum Ketz transformator unterbricht.

Die Thyristorschaltung, weist eine Anzahl von Schutzelementen auf« So gestattet der Widerstand R15-1 eine Ableitung von Leckstromen zwischen Anode und Steuerelektrode, was zur Rauschunterdrückung beiträgt.. Der Kondensator C1O4 dient der Funkentstörung, Die Diode Di02 vergrößert die Rauschsicherheit, Ein Dämpfungsglied R150>C10^:6 schützt den Thyristor vor raschen Spannungsänderungen, d.h. großen dU/dt-Spltzen, Im leuchtenden Zustand zeigt LKDIOI an_r daß das Relais 2CR angezogen Ist, Mit Widerstand R128 wird der Strom durch die lichtemittierende Diode LSD101 begrenzt, welche von der Diode D103 gegen Spannungsstöße bzw. Induktionsspitzen gesichert wird.

Einen Temperaturausgleich an dem PUT QU101 bewirkt der Widerstand! R137. Für das Spannungstor des PUT dienen Widerstand R147 und Trimmer RI60 als Spannungsteiler. Die daran abfallende Spannung beträgt 5 V, wenn die Zenerdiode DZ101 leitet, jedoch etwa 15 V, wenn der Verstärker X101b vollen Ausgang führt. Durch den Widerstand R105 wird bei leitender Zenerdlode DZt01, ein Spannungsabfall bewirkt. Dem Operationsverstärker X101b dient R126 als Ladewiderstand, C102 als Siebkondensator für den Ausgang und RI03 sowie R146 zur Einsteilung des Verstärkungsgrades. Zur Funkentstörung überbrückt CIO5 die dem PUT QU1O1 nachgeordnete Wicklung von Impulstransformator PT1O1.

Die Widerstände R127,R159,R125 bilden einen Spannungsteiler, der dem Kichtumkehr-Elngang 8 des Verstärkers X101b eine positive Spannung zuführt, so daß eine positive Ausgangsspannung entsteht. Zu dem Umkehr-Eingang 9 des Verstärkers X101b gelangt die lastabhängige, durch X101a verstärkte Signalspannung. Am Ladewiderstand R126 tritt daher die verstärkte Spannungsdifferenz der beiden Eingänge auf, so daß

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am Ausgang des Operationsverstärkers XtOib die Spannung abnimmt _t wenn X1Qia einen vergrößerten Ausgang liefert.

!licht nur von dem. Spannungsteiler R127,ä125,R159_f sondern auch von den Schmitt-Triggern ST3 und ST4 gelangen zura Hichtumkehr-Singang 8 des Verstärkers iC1ö1b Spannungen, welche den in Fig. 10 veranschaulichten Kennlinienverlauf (rechte gestrichelte Kurve) bewirken. Durch die Spannungen von ST3 und ST4 wird der Operationsverstärker X1O1b auf einen anderen Spannungspegel eingestellt, so daß er vom ungesättigten in den gesättigten Betriebszustand übergeht und die Steuerelektrodenspannung des PUT Q.U101 eine Änderung erfährt» wodurch die Auslösezeit für den PUT geändert wird.

Solange die Schmitt-Trigger im Sperrzustand sind, leuchten LED1O4.. 109. Der Strom durch diese liehtemütierenden Dioden wird durch die Widerstände R131...R136 begrenzt, während die Dioden D1O6 sowie D117...D122 Spannungsspitzen abblocken. Den Schmitt-Triggern 8T1.C.ST6 sind jeweils die Eingangswiderstände R106...R111 vorgeschaltet. Wird ST1 leitend, so liegt R106 in Reihe mit C103 unter Bildung der entsprechenden ersten Zeitkonstante. Beim Leitendwerden von ST2 wird R153 zu R152 parallelgeschaltet, so daß C1O3 nun mit einer anderen Zeitkonstante R-C aufgeladen wird. Durch Parallelschaltung von R155 zu der Parallelanordnung von. R152 undki53 entsteht beim Leitendwerden von ST3 ein neuer Widerstandswert, welcher die Ladezeit des Kondensators C1O3 neu einstellt. Außerdem wird über D118 und R154 der Spannungsausgang von ST3 dem Widerstand R104 zugeführt. Das gleiche geschieht, wenn der Schmitt-Trigger ST4 übergeht, so daß sein Ausgang über D120 und R156 weitergeleitet wird, was die oben bereits erwähnten Effekte hat.

Da alle Schmitt-Trigger ST1...ST6 gleichgroße Widerstände R106...R111 und R138...R143 für die Einstellung des Schaltpunktes haben, dienen die Dioden D107...D116 mit ihrem

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-aS-

Spannungsabfall in Durchlaßrichtung als Auslöse-Pegelwähler. Ein und dieselbe Spannung bewirkt das Kippen aller sechs Schalter; wegen der Dioden DIO7...DII6 wird jedoch für jeden weiteren Schalter eine höhere Ausgangsspannung des Operationsverstärkers X1O1a benötigt. Bevor also ST2 schalten kann, muß der Ausgang von X101a um den Durchlaß-Spannungsabfall von DI07 angewachsen sein. ST3 schaltet erst, wenn der Verstärkerausgang die Schaltspannung des ersten Schalters um den Spannungsabfall an D1O7 und D108 überschreitet. Die gleiche Schaltungstechnik wird für den Betrieb der weiteren Schalter angewandt; dem Schmitt-Trigger ST4 sind daher die Dioden D107...D110, dem Schalter ST5 die Dioden D1O7...D113 und dem letzten Schmitt-Trigger ST6 die Dioden D1O7...D116 vorgeschaltet. Die Schwellenwert-Widerstände R113...R118 liegen am Eingang, die übrigen IViderstände R119...R124 am Ausgang der Schalter.

Wird der Operationsverstärker X1O1 von der Stromversorgung gespeist, so leuchten LED102 und LED1O3, deren Durchgangsstrom von RI29 bzw. RI30 begrenzt wird. Gegen Belastungsspitzen werden der Operationsverstärker X1O1 und die elektronischen Schalter (hex inverters) X102 bzw. X103 durch Kondensatoren C108,C109,C110 geschützt.

Für die erfindungsgemäße Schweißstromquelle ist der PUT-Überlastungsschutz besonders bedeutsam, weil der Verstärker X1O1b den Spannungspegel des Tores von QU1O1 in Abhängigkeit sowohl vom Laststrom als auch vom Überlaststrom steuert. Der Ausschaltzeitpunkt wird daher fortlaufend entsprechend den Änderungen des Überlaststromes nachgestellt. Wäre diese Schaltung nicht vorhanden, so ergäbe sich die in Fig. 9 beispielhaft veranschaulichte gestufte Zeit-Strom-Kurve. Dank der Verwendung des Verstärkers X1O1b ergibt sich der gleichmäßige Verlauf gemäß Fig. 10, der die Benutzung iger bemessener Thyristoren bei gegebener Höchstlast gestattet.

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Als wichtige Errungenschaft der Erfindung ist die Schaltungsanordnung von Fig. 8 auch deshalb anzusehen, weil sie nicht nur eine der Thyristor-Charakteristik eng angepaßte Kennlinie der Auslösezeit in Abhängigkeit vom Überlaststrom liefert, sondern auch unkontrollierte Ausgangsstrom-linderungen wegfiltert, die sonst ein nicht gerechtfertigtes Ansprechen der Überlast-Schutzschaltung verursachen könnten.

Regelkreis

Die Steuerspannung für die Steuerelektrode der Zündkreis-PüTs QU1 wird von einem Regelkreis geliefert, für den ein Ausführungsbeispiel in Fig. 11 gezeigt ist. Je nach der Stellung eines Eetriebsartschalters SW6 liefert der Regelkreis eine Steuerspannung bzw. ein Signal, womit entweder die AusgangsSpannung der Schweißstromquelle konstant gehalten werden kann, während der Strom entsprechend der Yorschubgeschwindigkeit der Elektrode zum Werkstück hin veränderlich ist, oder womit bei veränderlicher Ausgangsspannung der Lichtbogenstrom unveränderlich bleibt.

Konstantstrombetrieb

Fig. 11 veranschaulicht die Schaltungsanordnung in der Stellung "konstanter Strom" von SW6, wobei das Steuersignal zweierlei Ursprung hat. Am Shunt R6O wird ein stromproportionales Signal abgenommen und dann weiterverarbeitet, wobei sich die veränderliche Ausgangsspannung durch Herabsetzung des Leitungswinkels (der Thyristoren) ergibt, $o daß der Strom bei abnehmender Spannung konstant gehalten werden kann. Eine kleine Spannungsrückkopplung wird am Widerstand R211 gewonnen, um lastabhängige Netzspannungsschwankungen auszuregeln.

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- jer -

Zu Shunt R6O und Abgreif widerstand R211 liegt eine Reihenanordnung von Widerständen R212 und R218 parallel. Daran schließt ein Netzwerk bestehend aus Widerständen R229,R213, R215, Kondensator C205 und HP-Drossel L201 an, welche Hochfrequenz aus den Schaltungsteilen herausfiltert, die mit den Elektrodenanschlüssen der Schweißstromquelle verbunden sind.

Der Widerstand R212 liefert die ungefilterte Ausgangsspannung der Schweißstromquelle und gibt ein Signal an den Umkehreingang 5 eines Operationsverstärkers X201a ab, das auf jede rasche Spannungsänderung beim Zünden oder Anbrennen des Lichtbogens sofort reagiert. Mit dem Signal von R212 beginnt ein aus den Einleiten X201a,X201b bestehender Dual-Operationsverstärker mit der Phasenrückstellung der Hauptthyristoren, so daß der KurzSchlußstrom der Schweißstromquelle im Anlaufzustand begrenzt wird. Das in den Operationsverstärker X201a einlaufende Signal besteht aus der stromproportionalen Steuer-Spannung von R6O, dem dynamischen Anteil von R212 und der Lichtbogen-Abgreifspannung von R211. Die an R218 abfallende Spannung wird durch den Kondensator C205 geglättet, dessen Zeitkonstante durch R215 bestimmt ist. Die volle Bedeutung von R218 wird weiter unten im Abschnitt Konstantspannungsbetrieb dargelegt.

Die zusammengesetzte negative Spannung am Eingang 5 des Operationsverstärkers X201a wird invertiert, verstärkt und gefiltert. In der Rückkopplungsschleife des linearen Operationsverstärkers X210a befindet sich eine Widerstands-Kondensator-Anordnung mit zwei Reihenwiderständen R214 und R230, die zusammen mit dem Eingangswi-:derstand (R219) des Operationsverstärkers den Verstärkungsgrad und damit die Ausgangs-Gleichspannung bei gegebenem Eingang bestimmen. In einem Parallelzweig bewirkt die Reihenanordnung von R224 und C206 die Filterung von zeitveränderlichen oder pulsierenden Gleichspannungen und auch von Wechselspannungen. Um gute Schweißergebnisse mit sicherer Funktion des Regelkreises zu

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erzielen, ist diese Art von Filterung durch Veränderung des Gleichspannungsgewinns in Abhängigkeit von zeitveränderlichen Signalen außerordentlich wichtig. Nimmt die Frequenz in den zeitveränderlichen Spannungen zu, so wirkt C206 immer mehr als Kurzschluß für die hochfrequenten Anteile, die daher ausgefiltert werden, während der Gleichspannungs-Verstärkungsgrad von X201a absinkt.

Arn Ausgang 2 des ersten Verstärkers X201a steht mithin das verstärkte und gefilterte Eingangssignal in Form einer am ■Widerstand R2J51 abfallenden positiven Spannung. Diese gelangt zum Eingang des zweiten Verstärkers X201b, mit dem eine durch RP gesteuert veränderliche Bezugsspannung algebraisch über den

wird.

zvreiten Eingang von X201b addiert^ In diesem zweiten Verstärker wird die resultierende Spannung verstärkt und dynamisch gesiebt. Eine weitere Glättung des Ausgangs von X201b erfolgt durch C211 über R221 und R217. Fehlt ein Synal von dem ersten Verstärker X201a, so ist der Ausgang an X201b negativ.

Das endgültige Ausgangssignal des Regelkreises wird mittels eines Transistors Q203 gewonnen. Ist der X201b-Ausgang negativ, so steuert eine Zenerdiode DZ205 den Transistor Q203 auf, so daß als resultierende Spannung der Unterschied zwischen den Niveaus von DZ201 (Fig. 7) und DZ2O5 im Betrage von etwa 5 V die Kindest-Ausgangsspannung von Q203 bildet. Bei kleinster Ausgangsspannung des Regelkreises führt die Schweißstromquelle maximalen Ausgang und umgekehrt. Die Spannungsdifferenz zwischen DZ201 und DZ20f> steuert den maximalen Leitungswinkel der Haupt- oder Leistungsthyristoren, während das Niveau von DZ201 deren kleinsten Leitungswinkel bestimmt.

Die dem zweiten Verstärker X201b zugeordnetem. Widerstände und Kondensatoren bestimmen seinen Verstärkungsgrad sowohl für reine Gleichspannung als auch für zeitveränderliche Spannungen.

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Zusammen mit C208 und C214 bilden R216,R232,R227 eine Filteranordnung, welche die veränderliche Bezugsspannung abstützt, wenn der Betrieb auf verschiedene Anwendungen umgestellt wird, z.B. Vorschub, Schweißen, Mulden-Schließen usw., wobei sich die Bezugsspannung ändert. Durch R234 und R235 wird zusammen mit dein Eingangswiderstand der Gleichspannungs-Versförkungsgrad von X201b festgelegt. Zeitveränderliche Gleichspannungen werden von C210 unter Herabsetzung des Verstärkungsgrades in gleicher Weise ausgefiltert, wie das durch C206 bei X201a geschieht.

Eine Zenerdiode DZ204 bildet eine sehr stabile Bezugsspannungsquelle. Das Potentiometer RP nimmt hiervon einen Teil als Bezugsspannung für X201b ab. R242,R240,R22S und R236 legen die Spannungsgrenzwerte für RP fest. Zum Ausfiltern von Rauschen und Funkstörungen dienen die Kondensatoren C203 "und C213. In Reihe mit DZ 204 liegt ein Widerstand R225, der bei Betrieb alt veränderlicher Spannung einen Auslaufstrom steuert, wie nachfolgend erläutert wird. Sinkt die Ausgangsspannung der Sehweißstroinquelle unter einen vorgegebenen Wert ab, nämlich unter die Haltespannung von DZ203, so leitet diese Zenerdiode nicht mehr, wodurch ein Transistor 201 sperrt und der Nebenschluß zu R225 aufhört. In diesem Falle steigt die Spannung an RP an, was einen Anstieg des Durchlaßphasenanteils (Leitungswlnkels) der Hauptthyristoren und einen Auslaufstrom an den Schweißelektroden zur Folge hat. Weitere Widerstände R243,R244,R222,R229 besorgen die notwendigen Spannungs- und Stromeinstellungen.

Im Konstantstrombetrieb arbeitet der Regelkreis wie folgt. Der erste Verstärker X201a verstärkt und glättet eine kleine Spannung, die proportional zum Ausgangsstrom, zur Ausgangsspannung und zu plötzlichen Spannungsänderungen ist. Diese Steuerspannung ist sehr klein, in der Größenordnung von Zentelvolt. Der Ausgang von Χ2ΌΛ&. wird dann einer veränderlichen Bezugsspannung überlagert, die an einem bestimmt Pegel der SehweißStromquellen-Ausgangsspannung ansteigt, um eine Strom-Zunahme bei Absinken

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der Lichtbogenspannung zu ermöglichen. Die resultierende Kennlinie ist in Fig. 14 dargestellt. Der seitlich LerausgezeicLnete Teil r.iit den Kurvenabschnitten f und g zeigt die Ausregelung von NetζspannungsSchwankungen. Der "Auslauf"-Pegel bestimmt das Anwachsen des Stroms bei Absinken der Ausge.ngsspannuiig unter den Schwellenwert. I>Ian erkennt, daß die resultierende kennlinie ein ausgezeichnetes Konstantstroniscliveißen i.iit einem Transformator niedriger Reaktanz ermöglicht.

Zur Erläuterung der Kennlinie sei von dera Punkt A ausgegangen, wo kein Stromfluß der Schweißstronquelle stattfindet, so daß ΚβΟ kein Signal abgibt. Daher hat Verstärker X201a keine Ausgangs spannung und die durch D2204 und λΡ be st iui.it e t-ezugsspannung steuert den Verstärker X201b negativ. Infolgedessen leitet die Zener-diode DZ205, was den Transistor 1*203 auf steuert, so daß dieser eine Ausgangsspannung von etwa 5 V liefert. Bei diesen Signalpegel hat der Durchlaßphasenanteil (Leitungswinkel) der Hauptthyristoren seinen größten Wert, so daß die Schweißstromquelle mit voll er Spannung arbeitet.

Erfolgt nun eine Strombelastung, so bewirkt der otromfluß durch II60 die Zuführung eines Signals an X201a, dessen Ausgang bei genügend hohem Strou die an X201b anliegende Bezugsspannung überschreitet, Aiodurch der Ausgang dieses zweiten Verstärkers positiv wird. Daher schaltet DZ2O5 ab, was die Ausgangsspannung von Q203 über 5 V hinaus vergrößert. Durch dieses größere Steuersignal von Q203 beginnt die Phasenrückstellung der Hauptthyristoren, so daß die Ausgangsspannung der Schweißstroaquelle auf den Kurvenpunkt E- absinkt. Die Geschwindigkeit, rait der dies stromabhängig geschieht, hängt von dem kombinierten Verstärkungsgrad, der beiden Operationsverstärker X201a,X201b und auch davon ab, wie weit die Lichtbogenspannung zurückgeht, da der Regelkreis auch diese abtastet.

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-Xf-

Im Ergebnis findet der Konstantstronbetrieb daher zwischen den Kurvenpunkten b und c statt, wobei die restliche Stronänderung auf eine upannungsänderung zurückzuführen ist, die durch Abtasten der Ausgangsspannung zur Kompensation von HetzspamiungsSchwankungen entsteht (jr'ig. 14 rechts).

y&re die Auslauf Strom-Schaltung nicht vorhanden, so würde die Kennlinie von C normalerweise weiter zum Punkt E verlaufen. Sobald Jedoch der "Auslauf"-Spannungspegel h erreicht wird, nimmt die Bezugs spannung zu, so daß der Kurzschlußstroiü auf den höheren Vert des Punktes D anwachsen kann, was für den Anlauf und die eigentliche Schweißarbeit außerordentlich vorteilhaft ist. Eine erfindungsgemäße Schweißstromquelle lait eine-n ilennstrom von 1,5 IcA kann mit im Bereich von 0,2 bis 1,6 kA kontinuierlich einstellbaren Kennlinien des Typs von Fig. 14 arbeiten; es sind auch andere Bemessungen und Nennwerte möglich.

Ilonstantspannungsbetrieb

',/ird der Betriebsartschalter SVo in die andere Stellung gebracht, so arbeitet die Schweißstromquelle mit konstanter Ausgangsspannung, wobei ein Signal von R60 entfallt. Das Potentiometer IiI wird über eine andere Spannungsteilergruppe beaufschlagt. R217 ist abgeschaltet, Vv öhr end,-C 209 parallel zu 2OC plötzliche Veränderungen der Bezugsspannung infolge des Schaltens wie beim Konstantstrombetrieb herausfiltert.

Das Eingangssignal zu Verstärker X201a hängt nun ausschließlich von der Lichtbogenspannung ab. Die am Ausgang von X201a auftretende Spannung wird unterteilt durch R212,R218,R213 parallel mit R229 und in Reihe mit R215; die Glättung erfolgt durch C205. ¥eil die Ausgangsspannung der Schweißstromquelle abgetastet wird, führt der Verstärker X201a ständig eine Ausgangsspannung, so daß Z201b stets einen positiven Ausgang hat und

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die Eaupt thyristor cn in eier Fhase iiurUciigestellt werden, dc. der Ausgang von U20> oberhalb 5 V liegt.

Lie resultierende Charakteristik ist in Fig. i> veranschaulicht, .ii't zuneigendes, otroiu findet allenfalls ein sehr geringer Spannungsabfall statt. Da die ochwcißstroncjuellen-Aucgangsspannung abgetastet und ..it eine;.; Lezugswert verglichen wird, werden lletzspannungssclr^Giikungen ausgeregelt.

Lie Regelschaltung nach der Erfindung erbringt einoi. außerordentlichen technischen !Fortschritt, da sie äußerst schnell anspricht. Bei Auftreten einer Überlastung v:erden die Eauptthyristoren in weniger als 1/C s oder höcLstens zeLri ::et^:- pei-ioden phasenrück^estellt, v-1'.ei gleichzeitig alle schnell-^ oder ho chfre quellt en ^pcUTiui^sV.xCerunfjen her ausgefiltert "iveracu, die zu falschen FhasenrQckctellun^en führen l.'5:iuten.

Aus der vorstehenden Beschreibung lsi; ΰΐ-nichtlich, äeß die Erfindung eine oclivreiCstroucuellfc: für CrL Cl-loichstroiü-Lichtbogenschv.^rei?en schafft, die eine xhyristor-Ausgangs-Gtcuerung :.:it überlegener Chnraliteristii:, ^utcr Dpaniiungs- und £tro£.\regelbarkeit und vn.rLsi.-.-.ein, schnell cnsprechende.i t'berlastsclmtz besitzt. Der Lrehstroutransfori-ictor vreist sekund'irseitig eine Sechsphasen-Doppelsternschaltung nit zvrei zv/ischen den Sternpunkten in Reihe geschalteten unabhängigen Fhasenschieberdrosseln auf, deren i.ittelabgriff den einen Pol der Schweißstromquelle bildet. Auch eine große Ehasenrückstellung der Tlij-ristoreii limn ohne dss Auftreten von Eetriebs-Aussetzern durchgeführt werden, wobei eine zusätzliche Drossel in Ausgangskreis nicht ungedingt notwendig ist. Die Überlast-Schutzschaltung hat ein Stromansxjrechverhalten, das mit den zeitlichen Verlauf der Lberlaststroia-Kennlinie der Thyristoren im wesentlichen übereinstimmt, so da3 bei raa;ciualen Stromausgang Thyristoren kleinster Bemessung einsetzbar sind.

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cdirc

der ~>cls;'clZztvc ". juelle reagiert nicht au." he LichtcOoeiist'Jruu^ü..., spricht jedoch bei echtem IZursiSchlu/3 "ufierst resell an und ermöglicht den Eetrieb entweder mit konstanter Aus gangs spannung oder bei veränderlicher Spannung mit konstantem Ausgangs strom, wobei sovohl ITetzspniinungsschv/ankungen cuG^ei-G^elt τεχ-άοΓΐ als auch der Aus^aii-jGstro.,! ansteigt, \,'·Τ:ΐιη der Lichtbogen kurzgeschlossen :rird ixiic. diu 3ο_ώ'ο;;ερρ.ηι.ιχη₀- unter einen Cchwellen-'ert «Λsinkt. ."iuHerde.. ist eine f.ohr· ryl'nsti^e zündanordnung für die Ilaupt-

In don liahuen der Erfindung fallen sahireiche ..Inran^, iiUc^cstaltunken u;:-d Vercini'achim^eu. Setliche aue den iixisr.rilchen, der Beschreibung und der Zeichnung hervorgehenden Tier.¹ rualt und Vorteile der L'ri'induii^, ennschließlich konstruktiver Einzelheiten und räumlicher Anordnunge;i, können gov.oIiI für sich 1.1s auch i?i den verschiedensten Kombinationen errindungsv;c ε entlieh . sein.

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original

Claims (29)

1. Patentansprüche

   Schweißstromquelle für das Gleichstrom-Lichtbogenschweißen, mit einem sekundärseitig zwei Wicklungssternschaltungen aufweisenden Drehstromtransformator, wobei jede Wicklungssternschaltung drei Sekundärwicklungen mit zum Sternpunkt zusammengeführten inneren Anschlüssen und mit äußeren Anschlüssen besitzt, welch letztere jeweils an einen Eingang getrennter Thyristoren bzw. siliziumgesteuerter Gleichrichter angeschlossen sind, deren Ausgänge zu einem ersten Pol der Schweißstromquelle verbunden sind, und wobei ein auf ein Eingangssignal ansprechendes Tor vorhanden ist, das bei Durchlaß-Vorspannung die Thyristoren leitend macht, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Sternpunkten (1O,1O^!) zwei unabhängige Phasenschieberdrosseln (L10,L10') in Reihe liegen und daß der Mittelabgriff (14) dazwischen einen zweiten Pol (15) der Schweißstromquelle bildet.

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2. 2. Stromquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschieberdrosseln (L1O,L1O^f) Wicklungen (16,16') auf getrennten, magnetisch durchlässigen Kernen (17,17') aufweisen (Fig. 2 und 3).
3. 3. Schweißstromquelle nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kerne der Phasenschieberdrosseln (110,LIO¹) nach Art von Kerntransformatoren, vorzugsweise mit Rechteckkern, oder als Mantelkerne ausgebildet sind.
4. 4. Schweißstromquelle nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der bzw. jeder Kern drei parallele Schenkel (1d,18',20) aufweist und daß jeder Mittelschenkel (20) eine Wicklung (16 bzw. 16·) trägt (Fig. 3).
5. 5. Schweißstromquelle nach wenigstens einem äer Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß außer den unabhängigen Phasenschieberdrosseln (L1O,L1O^f) keine weiteren Leistungsdrosseln in der Schweißstromquelle vorhanden sind.
6. 6. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine dritte Leistungsdrossel (L12 bzw. 21) in Reihe mit einem Elektrodenanschluß (15) liegt.
7. 7. Schweißstromquelle nich Anspruch 6, gekennzeichnet durch solche Ausbildung bzw, Anordnung der dritten Leistungsdrossel (L12 bzw. 21), daß dessen Magnetisierung sich zu jener der unabhängigen Phasenschieberdrosseln (L1O,L1O^f) addiert.
8. 8. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet , daß die Phasenschieberdrosseln (L1Q,L1O^l) Mantelkerne mit

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   einem Mittelschenkel (20) aufweisen, dessen Querschnitt im wesentlichen gleich der Summe der Querschnitte der beiden Außenschenkel (18,18·) ist, welche Wicklungen (16,16') solcher Polarität tragen, daß die von Strömen in den Wicklungen erzeugten Magnetisierungen sich im Mittelschenkel (20) addieren (Fig. 4 und 5) oder subtrahieren.
9. 9. Schweißstromquelle nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Mittelschenkel (20) einen Luftspalt (19) hat und eine dritte Wicklung (21) trägt, die in Reihe mit dem Mittelabgriff (14) der Phasenschieberdrosseln (L10,L10^f) und dem einen Elektrodenanschluß (15) der Schweißstromquelle liegt (Fig. 6).
10. 10. Schweißstromquelle wenigstens nach Anspruch 4 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Außenschenkel (18,18·) im Gegensatz zu dem Mittelschenkel (20) jeweils einen Luftspalt haben.
11. 11. Schweißstromquelle wenigstens nach einem der Ansprüche 4, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Schenkel (18,18·,20) einen Luftspalt hat, wobei vorzugsweise der Spalt (19) im Mittelschenkel (20) größer ist als der Spalt jedes Außenschenkels (18 bzw. 18').
12. 12. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß für die Zyführung des Eingangssignals an das Tor eine Steuerschaltung (Fig. 11) vorhanden ist, deren Eingang proportional zu dem Ausgang der Schweißstromquelle ist und die innerhalb eines Zeitraums von zehn Perioden der Netzfrequenz anspricht, vorzugsweise binnen 1/6 s.

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13. 13. Schweißstromquelle insbesondere nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 12, die eine Zündschaltung mit einem wechselstromgeschweißten Hauptthyristor aufweist, dessen Steuerelektrode durch einen Hilfsthyristor aufsteuerbar ist, so daß der Hauptthyristor leitet, wobei zur Beaufschlagung der Hilfsthyristor-Steuerelektrode ein Impulstransformator vorhanden ist, dessen Sekundärwicklung zwischen dem Hilfsthyristor und einem neutralen Punkt liegt und dessen Primärwicklung mit einem Impuls über einen Kondensator-Transistor-Kreis erregbar ist, wobei sich der Kondensator bei leitendem Transistor über die Primärwicklung entlädt, dadurch gekennzeichnet, daß zur Sperrung des Steuerelektrodenstroms des Hilfsthyristors (SCR1,SCR4) in der Sekundärwicklung zwischen letzterer und der Steuerlektrode des Hilfsthyristors (SCR1,SCR4) ein weiterer Kondensator (C23) in Reihe liegt, dank dessen dem Transistor (QÜ1) über den Impulstransformator (PT1) eine Vorspannung zuführbar und eine vollständige Entladung des ersten Kondensators (C29) verhinderbar ist.
14. 14. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß zur Abschaltung bei Überlast eine Schutzschaltung (Fig. 8) vorgesehen ist, der ein dem Ausgangsstrom der Schweißstromquelle proportionales Eingangssignal zuführbar ist und die mit einer Auslösezeit anspricht, welche proportional zu dem Quadrat des den Gleichrichter-Nenn-Überlaststrom überschreitenden Strombetrags ist.
15. 15. Schweißstromquelle nach Anspruch 13 oder 14, mit Hauptthyristoren vorgegebener zeitlicher Überlast- und Temperaturcharakteristik in einer Schutzschaltung, deren Kennlinie im wesentlichen zu der Überlast-Charakteristik der Hauptthyristoren gleichläuft, dadurch gekennzeichnet, daß in einem ersten Verstärker

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    (X101a) ein dem Schweißstrom proportionales erstes Signal,erzeugbar ist, welches bei Anstieg über einen vorgegebenen Pegel hinaus der Reihe nach eine Anzahl von Schaltern (ST1...ST6) aufsteuert, daß die Eingangsspannung der Schweißstromquelle mittels einer Schalteinrichtung (QtI^I01) abschaltbar ist, deren einer Eingang bei einem vorbestimmten Spannungspegel die Schalteinrichtung (QU1Ö>1) einschaltet und deren anderer Eingang den vorbestimmten Spannungspegel einstellt, daß der eine Eingang der Schalteinrichtung (QU1O1) von den Schaltern (ST1...ST6) immer rascher beaufschlagbar ist, während letztere der Reihe nach aufgesteuert werden, und daß ein dem ersten Signal an dem anderen Eingang der Schalteinrichtung (QU101) umgekehrt proportionales zweites Signal durch einen zweiten Verstärker (X101b) erzeugbar ist, dessen Verstärkung durch ein Signal einstellbar ist, welches bei der Aufsteuerung einiger der Schalter (ST1...ST6) abgegeben wird.
16. 16. Schweißstromquelle nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet , daß die Schalteinrichtung (QU101) einen programmierbaren Unijunction-Transistor (PUT) mit Katode, Anode und Steuerelektrode aufweist, welch letzterer eine die Anodenspannung überschreitende Spannung zuführbar ist, daß zwischen Anode und Katode in Reihe mit der Primärwicklung eines Impulstransformators (PT^IOi) ein Kondensator (C103) liegt, der bei Aufladung auf die Torspannung den PUT zündet, daß parallel zur Erregerspule eines Steuerrelais (2CR) ein normalerweise sperrender Thyristor (SCR101) liegt, welcher im Durchlaßzustand die Spule erregt und welcher von der Sekundärseite des Impulstransformators (PT101) aufsteuerbar ist, und daß der Kondensator (C103) über je einen Widerstand (.(R152,R153,R155,R157,R144,R112) mit vorgegebener Frequenz von einer Anzahl von normalerweise sperrenden Schmitt-Triggern (ST1...ST6) aufladbar ist, die mit ansteigender Ausgangsspannung des ersten

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    Verstärkers (X101a) der Reihe nach öffnen, wobei die Anzahl der jeweils geöffneten Schmitt-Trigger (ST1...ST6) die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators (C103) bestimmt, so daß dieser bei einem Anstieg des Ausgangsstroms über einen vorgegebenen Wert hinaus schneller aufgeladen und die Ansprechzeit der Schalteinrichtung (QU1C1) verkürzt wird.
17. 17. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch ge kennzeichnet, daß ein Signalerzeuger (R60) für ein mit dem Schweißstromquellen-Ausgangsstrom proportionales Signal vorhanden ist, welches einem Umkehreingang (3) eines ersten Operationsverstärkers (Xl01a) zuführbar ist, der einen Nichtumkehr-Eingang (6) aufweist, an dem eine einstellbare Bezugsspannung liegt, daß der Ausgang (2) des ersten Operationsverstärkers (X101a) eine Anzahl von normalerweise sperrenden Schmitt-Triggern (ST1...ST6) speist, die der Reihe nach leitend werden, wenn die Ausgangsspannung des ersten Operationsverstärkers (X101a) mit zunehmender Anzahl von leitenden Schmitt-Triggern ansteigt, wobei die Ansprechzeit eines Anode, Katode und Steuerelektrode aufweisenden programmierbaren Unijunction-Transistors (PUT,QÜ1O1) verkürzt wird, daß der Steuerelektrode eine normalerweise oberhalb der Anodenspannung liegende Steuerspannung zuführbar ist, mit welcher ein zwischen Anode und Katode zusammen mit der Primärwicklung eines Impulstransformators (PT101) in Reihe liegender Kondensator (C103) zum Zünden des PUT aufladbar ist, daß von der Sekundärseite des Impulstransformators (PT101) ein Thyristor (SCR 101) aufsteuerbar ist, der im leitenden Zustand ein zu ihm parallel geschaltetes Relais (2CR) stillsetzt bzw. entregt, daß der Ausgang des ersten Operationsverstärkers (X101a) einen umkehreingang (9) eines zweiten Operationsverstärkers (X101b) speist, welcher einen mit einer

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    unterhalt der Sättigung bleibenden Bezugsspannung beaufschlagten Nichtumkehr-Eingang (8) sowie einen Ausgang (22) aufweist, durch den die Steuerelektrodenspannung des PUT (QU1O1) auf einen niedrigeren Zündpegel für den Kondensator (C103) einstellbar ist, und daß die dem Nichtumkehr-Eingang (8) des zweiten Operationsverstärkers (X101b) zugeführte Spannung durch einige leitend werdende Schmitt-Trigger auf einen die Bezugsspannung übersteigenden Betrag anhebbar ist, so daß der zweite Operationsverstärker (X1O1b) in die Sättigung gelangt.
18. 18. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß eine Anzahl von Thyristoren (SCR A...SCR F) vorhanden ist, die mit Durchlaß-Vorspannung und stromführenden Steuerelektroden die Schweißstromquellen-Ausgangsspannung führen und eine gegebene Zeit-Strom-Überlastcharakteristik aufweisen, vor deren Überschreitung die Schweißstromquelle abschaltbar ist, daß mittels einer Abtasteinrichtung (R60) eine dem Ausgangsstrom der Schweißstromquelle proportionale Spannung erzeugbar ist, welche einem Verstärker (X101a) zuführbar ist, der eine Anzahl von Schaltern (ST1...ST6) steuert, von denen der erste schließt bzw. leitend wird, sobald die Ausgangsspannung des Verstärkers (X101a) einen vorbestimmten Wert übersteigt, der dem höchsten Dauerstrom der Thyristoren (SCR A...SCR F) proportional ist, während die übrigen Schalter bei fortschreitend höheren Ausgangsspannungen schließen bzw. leitend werden, daß die Schweißstromquelle von einer Schalteinrichtung (PUT) abschaltbar ist, wenn letztere sich im geschlossenen bzw. leitenden Zustand befindet, daß die Schalteinrichtung (PUT) zwei Eingänge hat, von denen der eine denjenigen Spannungspegel bestimmt, welcher bei Zuführung an den anderen Eingang das Schließen bzw. Leitendwerden der

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    Schalteinrichtung (PUT) bewirkt, daß die jeweils leitenden Schalter (ST1...ST6) den anderen Eingang in mit zunehmender Anzahl betätigter Schalter immer kürzeren Zeitabständen auf den Spannungspegel bringen, und daß der eine Eingang zur Herabsetzung des von ihm bestimmten Spannungspegels durch einen zweiten Verstärk (X1O1b) beaufschlagbar ist, welcher die Ausgangsspannung des ersten Verstärkers (X1O1a) verstärkt.
19. 19. Schweißstromquelle nach einem der Anspruch· 16 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Verstärker (X1O1a) ein Operationsverstärker mit einer Iτjquenzabhängigsn Gegenkopplung ist, mittels welcher sain Y?r*st£ri£"rtg3gra.d karats^tsbar ist, wenn an seinem Eingang rasch veränderliche Spannungen auftreten.
20. 20» Schwei^atromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 16 bis 19j dadurch gekennzeichnet, daß durch einige der Schalter (ST2...ST6) nach dem Schließen bzw. Leitendwerden des ersten Schalters (ST1) der eiiie Eingang zur Herabsetzung des Spannungspegels steuerbar ist, bei dem die Schalteinrichtung (PUT) schließt b2v/. leitend wird.
21. 21, äc'iweißstroiaquelle nach einem der Ansprüche 18 bis 20. dadurch gekennzeichnet, daß beide Verstärker (X101a,X101b) als Operationsverstärker ausgebildet sind und daß eine Einrichtung zum Zuführen 3-i"-·?:? F ο zug 3 spannung an dsn zweiten Eingang (6 bzw. 8) «i»v bsM-sn. Verstärker vorhanden ist.
22. 22. Schweiß stromquelle nach Anspruch 20 und 21, dadurch geksnnzeichnet , daß der zweite Eingang (8) des zweiten Verstärkers (X101b) von den weiteren Schaltern (z.B. ST2.._OST6) mit einer die Bezugsspannnr^

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    übersteigenden Spannung speisbar ist, so daß die Ausgangsspannung des zweiten Verstärkers (X1O1b) mit wachsendem Überlaststrom veränderbar und die Zündspannung für den einen Eingang der Schalteinrichtung (PUT) herabsetzbar ist.
23. 23. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß eine Anzahl von Thyristoren (SCR A...SCR F) vorhanden ist, die mit Durchlaß-Spannung und bei stromführenden Steuerelektroden die Schweißstromquellen-Ausgangsspannung führen, daß den Steuerelektroden bei 0° Phasenrückstellung eine vorgegebene Eingangsspannung von einem Zündkreis (Fig. 1) zuführbar ist, der von einem Regelkreis (Fig. 11) mit einer dem Ausgangsstrom der Schweißstromquelle proportionalen Eingangsspannung gespeist wird und eine Anzahl von Verstärkern (X201a,X201b) für die Eingangsspannungen aufweist, daß die Ausgangsspannung der Verstärker (X201a,X201b) auf die vorgegebene Zündkreis-Eingangsspannung begrenzbar ist, wenn die dem Schweißstromquellen-Ausgangsstrom proportionale Spannung Null ist, daß eine Handeinstellung für eine den Schweißstromquellen-Ausgangsstrom bestimmende Bezugsspannung vorhanden ist, welche in den Verstärkern (X201a,X201b) mit der dem Ausgangsstrom proportionalen Spannung verglichen wird, daß bei tiberwiegen letzterer die an den Zündkreis abgegebene Verstärker-Ausgangsspannung zur Phasenrückstellung der Thyristoren (SCR A...SCR F) erhöhbar ist, welche Phasenrückstellung über den Verstärkungsgrad der Verstärker (X201a,X201b) einstellbar ist, um durch Regelung der Ausgangsspannung der Schweißstromquelle ihren Ausgangsstrom konstant zu halten, und daß bei Abfall der Bezugsspannung unter einen vorgegebenen Wert, insbesondere infolge von Kurzschluß des Schweißstromquellen-Ausganges, die handeingestellte Bezugsspannung veränderbar ist, um den Strom über den

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    von dieser "bestimmten Betrag hinaus durch verminderte Phasenrückstellung der Thyristoren (SCR A...SCR F) zu erhöhen.
24. 24. Schweißstromquelle nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß den Verstärkern (X201a, X201b) gleichzeitig ein Anteil der Schweißstromquellen-Ausgangsspannung zuführbar ist, um bei deren Abfall zur Ausregelung von SpannungsSchwankungen einen kleinen Anstieg des Ausgangsstroms zu bewirken.
25. 25. Schweißstromquelle nach Anspruch 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Zündkreis (Fig. 1) von den Verstärkern (X201a,X201b) zuführbare Mindestspannung mittels einer ersten Zenerdiode (DZ201) auf die vorgegebene Eingangsspannung begrenzbar ist und daß zur Begrenzung der Höchst-Zündspannung und mithin der maximalen Phasenrückstellung der Thyristoren (SCR A...SCR F) eine zweite Zenerdiode (DZ205) vorhanden ist.
26. 26. Schweißstromquelle nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Höchst-Zündspannung durch die Differenz zwischen den Spannungen der ersten und der zweiten Zenerdiode (DZ201 bzw. DZ205) begrenzt ist.
27. 27. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 23 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärker (X201a,X201b) zur Herabsetzung ihres Verstärkungsgrades bei schnellen Spannungsänderungen eine frequenzabhängige Rückkopplung (R224,C206; R235,C210) aufweisen.
28. 28. Schweißstromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 12 bis 27, dadurch gekennzeichnet , daß die Zünd-, Schutz- und Regelschaltungen (Fig. 1, 8, 11) eine Ansprechzeit von höchstens 1/6 s oder zehn Perioden der Netzfrequen? haben.

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29. 29. SchweißStromquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 12 bis 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschaltung (Fig. 11) einen Betriebsart-Wählschalter (SW6) aufweist, der in Verbindung mit einem Potentiometer (RP) zur Einstellung des Schweißstromquellenbetriebes entweder auf konstanten Ausgangsstrom bei veränderlicher Spannung oder auf konstante Ausgangsspannung umstellbar ist.

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