DE3909174A1

DE3909174A1 - Impuls fuer impuls stromgeregelte spannungsversorgung

Info

Publication number: DE3909174A1
Application number: DE3909174A
Authority: DE
Inventors: William Peil
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1988-03-24
Filing date: 1989-03-21
Publication date: 1989-10-05
Also published as: GB2216689A; FR2635429B1; JPH01311593A; FR2635429A1; GB8906808D0; US4885671A; GB2216689B; IT8919888A0; IT1228867B

Description

Die Erfindung betrifft eine Impuls für Impuls stromgeregelte Spannungsversorgung, d. h. eine Schaltung zur Versorgung mit Spannung und Strom, d. h. Leistung, die z. B. in einem Fernsehgerät verwendbar ist, das einem Lichtsteuerungs-Videoprojektionssystem der Art entspricht, in der eine Bogenentladungslampe als Lichtquelle benutzt wird.

Bogenentladungslampen oder kurz Bogenlampen haben eine zufriedenstellende Funktion als Lichtquellen in Lichtsteuerungs- oder Lichtventilprojektionssystemen gezeigt. Beim Einschalten und Betreiben einer Bogenlampe, wie beispielsweise einer Xenongaslampe, ist es für deren einwandfreien Betrieb und auch deren Wartung wünschens wert, ein sequentielles 3-Phasenverfahren, bestehend aus Zündung, der Übergangsstufe vom Glühzustand zum Lichtbogen und der Phase der Aufrechterhaltung des Brennens vom Licht bogen, einzuhalten. Dieses Verfahren umfaßt zunächst die Anlegung einer sehr hohen Spannung an die Lampe, um die Ionisation der Atmosphäre zwischen den beiden Elektroden der Lampe hervorzurufen, woraufhin eine Kaltbogenentladung zwischen den Elektroden stattfindet. Diese Verfahrensstufe wird in dieser Anmeldung als Phase I bezeichnet. Im folgenden wird eine relativ geringe Gleichspannung in einer Verfahrensstufe, die als eine Phase II mit offener Stromkreisspannung bezeichnet wird, an die Elektroden über einen Ballast gelegt, die einen Kathodenfleck auf den Pegel der Elektronenemission aufheizt, so daß eine Leitungs elektronenquelle vorliegt. Dieser Verfahrensschritt wird hier als Phase II bezeichnet. Schließlich wird eine relativ geringe, von einer Hochleistungsquelle abgeleitete Span nung an die Lampe gelegt, die zu einem stabilen, andauern den Betriebszustand führt, bei dem die gesamte Kathode er hitzt wird und der hochbrillante und sehr helle Bogen, der die gewünschte Lumenausgangsleistung liefert, auf rechterhalten wird. Dieser stabile Betriebszustand wird im folgenden als Phase III bezeichnet. Als Beispiel sollen hier die erforderlichen Spannungswerte für eine 500-Watt-Xenonlampe angegeben werden, die in Phase I angenähert 30 000 Volt, in Phase II angenähert 100 Volt und in Phase III angenähert 20 Volt entsprechen. Die Niedrigspannungs/Hochstromphase III, in der die den Bogen aufrechterhaltende Leistung zugeführt wird, wird konti nuierlich angewandt, nachdem der Bogen "gschlagen" ist. Die Spannungsquellen für die Phase I und die Phase II werden nur bei Zündung des Bogens und dessen Übergang benutzt und bleiben während der Phase III oder des Betriebmodus der Lampe unbenutzt. Ein Beispiel für eine Zündschaltung einer Bogenentladungslampe ist im US-Patent 32 19 756 mit dem Titel "IGNITION CIRCUIT FOR AN ARC DISCHARGE LAMP IN A PROJECTION SYSTEM" von A. G. Roussion erläutert.

Eine Niedrigspannungs/Hochstrom-, den Lichtbogen aufrechterhaltende Leistungseinspeisung oder auch Spannungsversorgung, die ein Merkmal der Erfindung darstellt, schließt eine Anordnung zum Erzeugen eines Signals ein, das den an die Xenonlampe über ein Paar von Ausgangsanschlüssen gelieferten Leistungspegel anzeigt, wobei ferner ein Niedrigpegelregulator, der auf dieses die Leistung anzeigende Signal anspricht, vorgesehen ist. Ein Spannungs/Strom-Umsetzer der vorliegenden Erfindung umfaßt diesen Niedrigpegelregu lator, Hochpegelleistungs-MOS-Transistorschalter, einen Ausgangstransformator und eine Gleichrichtungs- und Filteranordnung, die an die Sekundärwicklung des Transformators angeschlossen ist. Ferner ist im Regula tor bzw. in der Regeleinheit ein Impulsbreitenmodulator (PWM von pulse-width-modulator) enthalten, der ein Treib signal zur Steuerung der Transistorschalter erzeugt. Die Schalter koppeln eine nicht geregelte Versorgungsgleich spannung über eine Primärwicklung des Ausgangstransfor mators alternierend bei einer Frequenz ein, die typischer weise aus dem Frequenzbereich zwischen 15 kHz bis 100 kHz ausgewählt wird. Die Schalter sind in jeder Periode während eines Intervalls, das vom PWM-Ausgangssignal gesteuert wird, leitend. Ein von den Schaltern erzeugte pulsierende Spannung wird über die Sekundärwicklung des Ausgangstransformators der Gleichrichtungs- und Filter anordnung zugeführt, die ein induktives Eingangsfilter einschließt. Anschließend wird die pulsierende Spannung den Ausgangsanschlüssen der Spannungs- oder Leistungs versorgung zugeführt, die einen Ausgangsgleichstrom zur Erregung der Xenonlampe liefert.

Die Regeleinheit schließt ein erstes Rückkopplungs schleifennetzwerk ein. In der Regeleinheit bestimmt das den Leistungspegel anzeigende Signal den Pegel des Aus gangsstroms für den stabilen Betriebszustand durch Steue rung des Spitzenstroms in jedem Impuls. Der Spitzenstrom in jedem Impuls bestimmt die Dauer der Impulse des PWM- Ausgangssignals und als Begleiterscheinung auch die Impulsbreite der Impulse der pulsierenden Spannung über der Primärwicklung und des pulsierenden Stromes in der Sekundärwicklung des Ausgangstransformators. In dieser ersten oder inneren Rückkopplungsschleife weist die Regeleinheit eine schnelle Antwort- oder Ansprechzeit auf. Eine zweite, äußere Leistungspegelrückkopplungsschleife der Regeleinheit weist eine schmalere Bandbreite auf und ist nicht imstande, schnell genug zu reagieren, um abrupten Änderungen im Ausgangsstrom zu folgen, da sie auf Ladungszustände anspricht.

Um die Xenonlampe vor transienten Überstrombedingungen zu schützen und um auch die Ausgangsstufentransistoren der Niedrigspannungs/Hochstrom-, den Lichtbogen aufrecht erhaltenden Leistungsversorgung zu schützen, ist es wünschenswert, rapide Zunahmen in der Spitzenamplitude des Nennstroms, der in der Ausgangsstufe fließt, zu verhindern.

In einer Spannungs- bzw. Leistungsversorgung zur Aufrechterhaltung des Lichtbogens ist eine Spannungs quelle mit geringer Ausgangsimpedanz zwischen einem Paar von Ausgangsanschlüssen der Leistungsversorgung ausgebildet. Wegen der geringen Ausgangsimpedanz der Spannungsversorgung können jedoch transiente Bedin gungen, die in der Xenonlampe und/oder ihrer Zusatz schaltung auftreten können, eine augenblickliche, signifikante und unerwünschte Änderung im Strom, der durch die Xenonlampe fließt, hervorrufen.

Gemäß einem Merkmal der Erfindung steuert der Puls breitenmodulator die Impulsbreite auf einer Impuls-für- Impuls-Stromregelungsgrundlage, d. h. auf Strommodusgrund lage jeweils Impuls für Impuls oder Impuls um Impuls. Sollte die Last, die an den Ausgangsanschlüssen der Spannungsversorgung vorliegt, sich schnell ändern, so würde in vorteilhafter Weise verhindert, daß der Aus gangsstrom sich exzessiv ändert, weil diese schnelle Antwortzeit oder Ansprechzeit der inneren Schleife vor liegt, die zum Teil durch den Spitzenstrom, der in den Schaltern fließt, gesteuert wird. Die innere Rückopp lungsschleife verhindert rapide Änderungen in der Spitzenamplitude des Stroms in der Sekundärwicklung des Ausgangstransformators, der die Lampenlast versorgt. Ein exzessives Anwachsen im Ausgangsstrom könnte in nachteili ger Weise die Lebensdauer der Xenonlampe durch Absputtern von Metall von den Elektroden oder möglicherweise sogar durch Aufbrechen der Lampendichtungen herabsetzen. Ähn lich wahrscheinlich ist ein Erlöschen der Xenonlampe in folge eines exzessiven Abfalls im nominellen Ausgangs strom. Dies würde wiederum die Initiierung einer neuen Zündstartfolge in der oben erläuterten Weise erfordern und die Lebensdauer der Elektroden entsprechend herab setzen. Die Minimierung der Startzündfolgen ist wünschens wert, weil die Lebensdauer der Xenonlampe durch jede Zündfolge geringfügig herabgesetzt wird.

Entsprechend einem Merkmal der vorliegenden Er findung wird ein Signal, das proportional zur Amplitude des pulsierenden Stroms in den Schaltern ist, über ein Filter auf den Pulsbreitenmodulator gegeben. Das Filter erzeugt während eines Abschnitts jeder Periode des ge filterten Ausgangssignals einen Impuls mit einem ersten ansteigenden Abschnitt mit einer Änderungsrate oder Steigung, die die Amplitude des entsprechenden Impulses des pulsierenden Stroms anzeigt. Für eine gegebene Spitzenamplitude des pulsierenden Stroms wird die Ände rungsrate des ersten Abschnitts von diesem Rampenfunk tionssignal beispielsweise durch ein RC-Netzwerk bestimmt, das eine geeignete Zeitkonstante aufweist. Auf den ersten Abschnitt folgt ein zweiter Abschnitt des Ausgangssignals vom Filter, der eine geringere Änderungsrate aufweist. Die rückwärtige Flanke des Impulses, die dem zweiten Ab schnitt folgt, wird durch einen nach unten abfallenden dritten Abschnitt gebildet, der eine relativ kurze Dauer aufweist.

Entsprechend einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung folgt dem dritten Abschnitt ein flacher, vierter Abschnitt, der in jeder Periode des pulsierenden Stroms auf einem konstanten vorbestimmten Pegel, beispielsweise dem Massepotential, liegt. Der Pegel des vierten Abschnitts ist im wesentlichen unbeeinflußt von jeglichem zuvor auf getretenem Stromimpuls des pulsierenden Stroms. Auf diese Weise beginnt der Anstieg des ersten Abschnitts stets vom selben Pegel zu Beginn jeder Periode.

Da der vierte Abschnitt des Ausgangssignals auf einem konstanten vorgegebenen Pegel endet, der jeweils unbeein flußt von jeglichen zuvor aufgetretenen Impulsen des pul sierenden Stroms ist, werden sogenannte "squegging", d. h. periodische Instabilitäten der Spannungsversorgung herabgesetzt und normalerweise verhindert. Dieser durch "squegging" ausgedrückte Zustand periodischer Instabili täten bezieht sich auf die Situation eines stabilen, andauernden Betriebszustandes, in dem die Dauer von abwechselnd auftretenden Impulsen des pulsierenden Stromes kürzer als erforderlich ist, wohingegen die Dauer der jeweils anderen abwechselnd auftretenden Impulse länger als erforderlich ist, um den nominellen Ausgangsbetriebsstrom zu erzielen.

Der Impulsbreitenmodulator erzeugt ein Ausgangs signal mit einem variablen Tastverhältnis auf einer Frequenz, die durch einen lokalen Oszillator des Modulators bestimmt wird, der wiederum auf externe Synchronisierimpulse synchronisiert werden kann. Wird die Xenonlampe in einem Projektionsfernsehgerät ver wendet, ist es üblicherweise wünschenswert, die Lampen spannungsversorgung oder -leistungsversorgung auf die Horizontalfrequenz des Videosignals, das die zu pro jizierende Bildinformation liefert, oder ein ganzzah liges Vielfaches hiervon zu synchronisieren.

Wie weiter oben erläutert wurde, repräsentiert das Leistungspegelanzeigesignal die Leistung, die an die Xenonlampe geliefert wird. Das Ausgangsrampensignal des Filters wird mit einem Leistungspegelanzeigesignal verglichen. Tritt ein Überkreuzungs- oder Überschnei dungspunkt der Signale auf, so wird das PWM-Ausgangs signal auf Null gezwungen.

Für einen gegebenen Pegel des Leistungspegelanzei gesignals wird die Dauer eines gegebenen Impulses des PWM-Ausgangssignals und des pulsierenden Stromes im wesentlichen entsprechend der Änderungsrate des Rampen ausgangssignals bestimmt, welche wiederum durch die Amplitude des pulsierenden Stroms bestimmt wird. Die Impulsdauer des PWM-Ausgangssignals kann sich in vorteil hafter Weise wegen der Wirkungsweise der ersten Rück kopplungsschleife mit schneller Antwortzeit abrupt ändern, wenn eine transiente, d. h. sehr schnelle und plötzliche Änderung auftritt. Die erste Rückkopplungs schleife verhindert rapide Änderungen in der Spitzen amplitude der Ausgangsstromimpulse. Die Dauer des Im pulses variiert ferner graduell in Übereinstimmung mit der langsam ansprechenden zweiten Rückkopplungsschleife, die vom den Leistungspegel anzeigenden Signal geregelt bzw. gesteuert wird.

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Er findung weist das Spannungsversorgungsgerät eine Ein gangsspannungsversorgungsquelle, eine Lastschaltung und eine mit der Lastschaltung und der Eingangsspannungs versorgungsquelle verbundene Induktanz auf. Ferner ist ein Leistungsschalter an die Induktanz angeschlossen. Eine Steuerschaltung ist mit dem Leistungsschalter ver bunden, um dessen Leitzustände zur Übertragung von Leistung, d. h. Strom von der Quelle zur Lastschaltung und zur Erzeugung eines Eingangsstroms im Schalter umzuschalten. Der Eingangsstrom wird in einer Abtast anordnung zur Erzeugung eines Abtaststromsignals ab getastet. Ein Tiefpaßfilter, das einen Kondensator ent hält, ist an die Abtastanordnung zur Integration des Abtaststromsignals angeschlossen. Ein zweiter Schalter mit einem Steuereingangsanschluß, der mit der Steuer schaltung verbunden ist, weist einen Hauptstromleitungs anschluß auf, der mit dem Filter verbunden ist. Der zweite Schalter, der synchron mit dem Leistungschalter betrieben wird, steuert die Ladung im Kondensator syn chron zur Erzeugung eines synchronisierten Rampenfunk tionssignals, welches den Eingangstrom darstellt. Das Rampensignal wird der Steuerschaltung zugeführt, um die Schaltfunktion des Leistungsschalters in Übereinstimmung mit dem Eingangsstrom Impuls für Impuls auf der Grundlage einer Strommodusregelung zu steuern.

Im folgenden wird die Erfindung an Hand einer Zeichnung näher erläutert. Die

Fig. 1, bestehend aus 1A und 1B zeigt eine Leistungs- oder Spannungsversorgung zum Aufrechterhalten des Lichtbogens einer Xenonlampe, wobei die dargestellte Schaltung ein Synchronfilter um faßt, das ein erfindungsgemäßes Merkmal ausmacht.

In der Figur ist eine Niedrigspannungsleistungs versorgung 100 oder kurz Niedrigspannungsversorgung zur Aufrechterhaltung des Lichtbogens gemäß einem Ausführungs beispiel der Erfindung dargestellt, wobei diese Versor gungsschaltung eine Spannung B- erzeugt, die eine Xenon lampe 110 erregt, d. h. dieser Energie zuführt. Die Spannungsversorgung 100 umfaßt eine integrierte PWM- Steuerschaltung (IC) 120, die ein Paar periodischer Treibsignale 121 und 122 ausgibt, die eine Periode P aufweisen und jeweils Signale mit zwei Pegeln sind. Wenn während jeder dieser Perioden P das Signal 121 einen "EIN" Pegel, beispielsweise +24 Volt aufweist, so liegt das Signal 122 auf dem "AUS" Pegel, beispielswese auf 0 Volt, wobei das Gleiche für den umgekehrten Fall gilt. Das Tastverhältnis jedes der Signale 121 und 122 ist variabel. Während eines Abschnitts in der Periode P sind bei de Signale 121 und 122 stets auf dem "AUS" Pegel oder weisen 0 Volt auf. Die Signale 121 und 122 sind jeweils mit einem der Anschlußenden einer Primärwicklung DP eines Treibertransformators T 1 verbunden. Vier Sekundärwick lungen DS 1, DS 2, DS 3 und DS 4 des Transformators T 1 sind zwischen die jeweilige Gate- und Source-Elektrode von Feldeffekttransistor(FET)-Schaltern SW 1, SW 2, SW 3 und SW 4 geschaltet, die als Vollbrückenchopper oder -zerhacker anordnung arbeitet. Die Sekundärwicklungen sind magnetisch eng gekoppelt, um eine falsche Wirkung des Transistor schalters, die als Simultanleitung bekannt ist, zu ver hindern.

Liegt z. B. ein gegebener Ausgangsimpuls des Signals 121 auf dem "EIN" Pegel, so sind die FET Schalter SW 1 und SW 3 leitend. Infolgedessen wird eine ungeregelte Versorgungsgleichspannung B+ über die Schalter SW 1 und SW 3 über einer Primärwicklung MP eines Hauptleistungs transformtors T 2 eingekoppelt. In ähnlicher Weise werden, wenn ein gegebener Impuls des Signals 122 auf dem "EIN" Pegel liegt, die FET Schalter SW 2 und SW 4 leitend und die FET Schalter SW 1 und SW 3 nichtleitend, wodurch bewirkt wird, daß die Spannung B+ in entgegen gesetzter Richtung oder in entgegengesetztem Sinn ein gekoppelt wird.

Eine Sekundärwicklung MS 1 des Transformators T 2, die leitungsmäßig von der Wicklung MP isoliert ist, weist einen Endanschluß A auf, der an einem "kalten" Erdleiter 305 über einen Gleichrichter D 1 angeschlossen wird, wenn der Gleichrichter D 1 leitend ist. In ähn licher Weise wird ein Endanschluß C der Wicklung MS 1 mit demselben kalten Erdleiter 305 über einen weiteren Gleichrichter D 2 verbunden. Eine Mittelanzapfung oder ein Mittelabgriff B der Wicklung MS 1 ist über eine Drosselspule oder auch Induktanz L 1 mit einem Glättungs- oer Filterkondensator C 1 verbunden, um eine Erreger spannung B- über dem Kondensator C 1 zu erzeugen.

Eine über der Sekundärwicklung MS 1 des Transforma tors T 2 entstehende Wechselspannung bewirkt, daß ein erster Impuls entsprechend linear ansteigendem Strom während der "EIN"-Zeit des Signals 121 durch einen der Gleichrichter D 1 oder D 2 fließt. Ein zweiter Impuls eines linear ansteigenden Stroms fließt während der "EIN"-Zeit des Signals 122 durch den anderen der beiden Gleichrichter D 1 oder D 2. Der Strom durch jeden der bei den Gleichrichter D 1 und D 2 wird in der Spule L 1 zur Ausbildung eines gleichgerichteten Stromes i ₄ kombiniert, der der Xenonlampe 110, die die Last zwischen den An schlüssen D und E darstellt, über eine Anordnung 125 zugeführt wird. Diese Anordnung 125 umfaßt eine Zünd schaltung für die Xenonlampe 110. Eine solche Zünd schaltung schließt typischerweise eine Hochspanungs versorgung und eine Funkenstrecke ein. Während des stabilen Betriebszustandes entspricht die Spannung zwischen den Anschlüssen D und C angenähert der Spannung B-, die über dem Kondensator C 1 erzeugt wird, und der Strom durch die Anschlüsse D und E ist angenähert gleich dem durchschnittlichen Wert vom Strom i ₄.

Ein Stromwandler T 4 kontrolliert den Stromfluß im Gleichrichter D 2, und ein Stromwandler T 5 kontrolliert den Stromfluß im Gleichrichter D 1. Die resultierenden gleichgerichteten Spannungen, die jeweils über ent sprechend vorgesehenen Nebenlastwiderständen oder Shunt lastwiderständen R 13 und R 14 erzeugt werden, werden in einem Tiefpaßfilter aufsummiert, um ein Signal CURRENT zu erzeugen, das nominell auf einem 5-Volt-Pegel liegt, wenn der Laststrom i ₃ auf seinem Nominal- oder Sollwert liegt. Dieser Spannungwert für das Signal CURRENT von 5 Volt wird deshalb vorzugsweise gewählt, weil eine Bezugsspan nung REF im IC 120 ebenfalls 5 Volt beträgt. Um in der Lampe 110 einen Strom mit geringer Welligkeit zu gewin nen, sollte das Tiefpaßfilternetzwerk im Signalpfad vom Signal CURRENT vorzugsweise die Fundamentalfrequenz einer Kräuselspannung (überlagerten Wechselspannung) der Spannung B+ und ihrer ersten signifikanten Harmo nischen durchlassen. Das Filternetzwerk umfaßt einen Kondensator C 13 und impedanzpegelbestimmende Widerstän de R 70 und R 71, die als Kombinator wirken.

Eine Wicklung MS 2, die magnetisch eng an die Primär wicklung MP angekoppelt ist, ist leitend über einen Brückengleichrichter CR 2 mit einem Widerstandsteiler und einem RC Netzwerk verbunden, das als Tiefpaßfilter wirkt, welches einen impedanzbestimmenden Widerstand R 12 und einen Kondensator C 12 umfaßt. Infolgedessen wird ein Signal VOLTAGE, das nominell auf 5 Volt liegt, erzeugt, wenn die Ausgansspannung B- auf ihrem Nenn- oder Soll wert liegt. Wie im Fall des Signals CURRENT, ändert sich das Signal VOLTAGE infolge der Filterung während jeder der Perioden P des Signales 121 oder des Sigals 122 nicht signifikant. Um den Lampenkräuselstrom, d. h. dessen Wechselspannungsüberlagerung zu minimieren, sollte die Bandbreite im Signalpfad des Signals VOLTAGE vorzugs weise auch die signifikanten Kräuselfrequenzen, d. h. überlagerten Wechselfrequenzen der Spannung B+ hindurch lassen.

Die Signale CURRENT und VOLTAGE werden über Wider stände R 15 und R 16 miteinander gekoppelt, die ein gleich bewertendes Summiernetzwerk bilden, um an einem Anschluß 130 ein Signal POWER zu erzeugen, das die algebraische Summe der beiden Signale darstellt. Das Signal POWER ist proportional zur an die Xenonlampe 110 abgegebenen Lei stung. An dieser Stelle soll darauf hingewiesen werden, daß für andere als die Nennspannungs- und Strombedingungen der Xenonlampe 110 die Summe der Signale CURRENT und VOLTAGE in einem Signal POWER resultiert, das sich gering fügig von einem solchen Signal unterscheidet, das vorläge, wenn eine tatsächliche Multiplikation von Spannung und Strom zur Gewinnung des Signals POWER durchgeführt würde.

Ein Strom i ₁ im Transistorschalter SW 3 wird von einem Aufwärtsstromtransfomrator oder kurz Aufspann transformator T 3 abgefühlt, der in eine Erdrückleitung einer Source-Elektrode S des Schalters SW 3 geschaltet ist. In ähnlicher Weise wird ein Strom i ₂ im Schalter SW 4 vom Aufspanntrafo T 3 abgefühlt. Ein in einer Sekundärwick lung des Aufspanntrafos T 3 induziertes Signal wird in einem Brückengleichrichter CR 1 gleichgerichtet, an dessen Ausgangsanschluß ein Signal V ₁ über einem Shunt widerstand erzeugt wird. Das Signal V ₁ wird auf einen Eingangsanschluß eines Synchrontiefpaßfilters 302 ge koppelt, das ein Merkmal der vorliegenden Erfindung darstellt und dazu dient, ein Signal RAMP zu erzeugen. Das Filter 302, das einen Widerstand R 11 und einen Kondensator C 11 umfaßt, erzeugt einen linear ansteigen den Abschnitt 400 im Signal RAMP im wesentlichen wäh rend jedes der Impulse, die im Strom i ₁ vorliegen. Ein Abschnitt 401 ändert sich im Vergleich zum Abschnitt 400 des Signals RAMP im umgekehrten Sinn, d. h. fällt ab, und wird aktiv von einem Ausgangstransistor eines Kom parators 126 erzeugt, der wie weiter unten erläutert werden wird, den Kondensator C 11 synchron mit der Betä tigung des Schalters SW 1, d. h. dessen Funktion, entlädt. Der ansteigende Abschnitt 400 des Signals RAMP wird zur Steuerung des IC 120 benötigt, wie weiter unten erläutert wird.

Gemäß einem weiteren erfindungsgemäßen Merkmal wird die durchschnittliche Schräge oder Neigung bzw. die Änderungsrate im Abschnitt 400 in signifikanter Weise durch die Grenzfrequenz des Filters 302 bestimmt. Der Abschnitt 400 liegt im wesentlichen über die ganze Dauer des Impulses vom Strom i ₁ vor. Demgegenüber ver wendet der Stand der Technik die Neigung eines Stroms, der analog zum Strom i ₁ ist, um das erforderliche, monoton ansteigende Steuersignal zu erzeugen, das zur Steuerung des Pulsbreitenmodulator vorgesehen ist, ohne hierbei ein Filter wie das Filter 302 zu verwenden. Unter Verwendung des Filters 302 und Entladung des Kondensators C 11 des Filters 302 mit dem Komparator 126 ist es in vorteilhafter Weise möglich, eine geringere Grenzfrequenz im Filter 302 zu verwenden, als es andern falls nach der Schaltung im Stand der Technik möglich wäre. Infolgedessen sind Rauscheffekte im ansteigenden Abschnitt 400 im Vergleich zum Fall des monoton anstei genden Steuersignals aus dem Stand der Technik wesent lich vermindert.

Unmittelbar z. B. nach Schließen der Schalter SW 1 und SW 3 fließt im Schalter SW 3 ein Nadelimpuls 66 vom Strom i ₁. Der Strom i ₁ fließt infolge der Ladung der parasitären Kapazitäten des MOS-Transistorschalters SW 3, weiterer parasitärer Kapazitäten, die einem nicht dar gestellten Kühlkörper des Transistors SW 3 zugeordnet sind, und solchen vom Transformator T 2. Darüber hinaus fließt der Strom i ₁ infolge der Wirkung eines primären Dämpfungsnetzwerks oder sog. Snubbernetzwerks 320 und eines Magnetisierungsstroms vom Transformator T 2. Darüber hinaus fließt der Strom i ₁ infolge eines re flektierten Sekundärstromes oder Rückwirkungsstromes, der als seine Hauptbeitragelemente den Lastgleichstrom i ₃, den Eingangswechselanteil des Stroms i ₄, der durch die Spule L 1 fließt, eine beispielsweise in der gleichrich tenden Diode D 1 gespeicherte Ladung und einen Strom in einem zweiten Snubbernetzwerk 301 umfaßt.

Der Abschnitt des nadelförmigen Stromimpulses im Strom i ₁, der aus der Ladung der parasitären Kapazitäten resultiert, die erwähnt wurden, ist im Vergleich zu einer halben Periode P/2 in der Figur von 5 Mikrosekunden außerordentlich schmall und liegt typischerweise bei 500 bis 200 Nanosekunden. Der aus dem primären Snubbernetz werk 300 resultierede nadelförmige Stromimpuls weist eine 0,055 Mikrosekunden Zeitkonstante auf. Obwohl der nadelförmige Stromimpuls 66 sehr schnell vorüber ist, so kann die Spitze des nadelförmigen Stromimpulses dieser beiden Quellen während der normalen Funktion den Normal betriebsspitzenstrom im Schalter SW 3 übersteigen.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird der Effekt der Stromspitze 66 im Transistorschalter SW 3 auf das Signal RAMP durch das Synchronfilter 302 größen mäßig drastisch reduziert. In vorteilhafter Weise kann eine sehr lange Integrationszeitkonstante von beispiels weise 10,3 µs gewählt werden, weil das Synchronfilter 302 verwendet wird. Infolgedessen tritt der hohe Nadel impuls oder die hohe Spitze des Stroms nur als eine kleine anfängliche Stufe 304 auf, die der nach oben ansteigenden Kurve vom Abschnitt 400 des Signals RAMP, das in der Figur dargestellt ist, vorausgeht.

Wenn jedes der Signale 121 und 122 auf dem jewei ligen "EIN"-Pegel, d. h. auf dem hohen Pegel, liegt, so ist das RAMP-Signal ein ansteigendes Signal mit einer Spannungsänderungsrate, die im wesentlichen proportional zum Signal V ₁ am Ausgang des Brückengleichrichters CR 1 ist. Wird das Signal V ₁ größer, weil beispielsweise der Strom i ₁ und i ₂ größer werden, so weist das Signal RAMP eine höhere Änderungsrate auf. Die Spitzenspannung des Signals RAMP zeigt angenähert das Integral des Durchschnittswerts vom Strom i ₃ in der Last, d. h. der Lampe 110 an.

Ein Oszillator 227 vom IC 120, der typischerweise ein Sägezahnoszillator ist, erzeugt ein Signal CLOCK mit einer Frequenz, die durch einen externen Widerstand und einen externen Kondensator C 70 bestimmt wird. Ferner wird die Entladungszeit des Sägezahnoszillators durch den externen Kondensator C 70 und einen internen Entladungsmechanismus bestimmt. Die Entladungszeit oder Entladezeit wird üblicherweise als "Totzeit" bezeichnet und ist ein Intervall während jedes Taktzyklusses, in dem beide Signale 121 und 122 auf den "AUS"-Pegel gezwungen werden. Dieses Zwingen auf den "AUS"-Pegel, d. h. auf Null, überdeckt die Effekte sämtlicher anderer Eingangssignale in den IC 120 und ist eine vorrangige Maßnahme. Ein positiv verlaufender Impuls, der im all gemeinen als Totzeitimpuls oder sync-Impuls bezeichnet wird, liegt am Stift 4 des IC 120 vor und ist während der Entladung des Zeitgabekondensators 70 mehr positiv. Die Frequenz des Signals CLOCK (Taktsignals) des Oszil lators 227 entspricht infolgedessen der zweifachen Fundamentalfrequenz der Spannung V ₂, die über der Wick lung MP des Transfsormators T 2 erzeugt wird, die im folgenden als Leistungs- oder Spannungsversorgungs frequenz bezeichnet wird. Der Stift 4 des IC 120 kann auch dazu verwendet werden, Synchronisationsinformation in den Oszillator 227 einzugeben, jedoch wird im dar gestellten bevorzugten Ausführungsbeispiel die Synchro nisationsinformation in den externen Kondensator C 70 injiziert.

Um eine verbesserte visuelle Darstellung der Video information zu erhalten und um die vorteilhaften Ergeb nisse der Rauschbeseitigung zu erzielen, kann es wünschenswert sein, die Versorgungsspannungsfrequenz auf die Horizontalfrequenz eines Eingangsvideosignals, die durch ein Signal SYNC IN dargestellt wird, zu synchronisieren. Die Rauschbeseitigung wird besser erzielt, wenn die beiden Frequenzen in einem ganzzahli gen Verhältnis zueinander stehen, als im Verhältnis einer gebrochenen Zahl. Der IC 120 kann z. B. der Typ UC 1846 oder UC 1825, hergestellt von Unitrode Corporation, Lexington, MA, USA, sein.

Ein Komparator 126, der als ein mit Anschluß F des Kondensators C 11 verbundener Schalter wirkt, ent lädt den Kondensator C 11 jeweils beim Auftreten jedes Impulses des Signals CLOCK vollständig. Der Ausgangs transistor des Komparators 126 ist in einer Weise ge koppelt, die zum Eingangsanschluß des Filters 302, an dem das Signal V ₁ hervorgerufen wird, einen Neben- oder Parallelweg in Form eines schaltungsmäßigen "Bypasses" ausbildet. Mit anderen Worten ist der Komparatortransi stor parallel zum, d. h. über den Kondensator gelegt. Infolgedessen bewirkt der Komparator 126, daß ein Ab schnitt 402 des Signals RAMP unmittelbar nach dem Auftreten des entsprechenden Totzeitimpulses vom Signal CLOCK auf demselben Pegel von 0 Volt liegt. Dieser 0-Volt-Pegel des Abschnitts 402 liegt für die Dauer des positiven Impulses vom Signal CLOCK vor.

Das Signal POWER wird einem invertierenden Ein gangsanschluß O eines Fehlerverstärkers 221 des IC 120 zugeführt. Ein nichtinvertierender Eingangs anschluß Q des Verstärkers 221 ist an eine Bezugs spannung REF angeschlossen, die von einer Bandlücken (bandgap)-Spannungsquelle 223 erzeugt wird. Ein Aus gangsanschluß R des Verstärkers 221 ist wechselspan nungsmäßig über einen Widerstand R 17 und einen Kon densator C 17 mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers 221 verbunden, der ein extern ange schlossenes, frequenzkompensierendes Netzwerk bildet. Der Ausgangsanschluß R wird invertiert und intern im IC 120 mit einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß T eines Komparators 224 verbunden. Das Signal RAMP wird über einen 1,25 Volt Spannungspegelschieber auf einen zweiten invertierenden Eingangsanschluß U des Kompa rators 224 gekoppelt. Der Ausgangsanschluß des Kompa rators 224 ist über ein ODER-Glied 225 mit einem "SETZ"-Eingangsanschluß eines R-S-Flipflop (Set-Reset- Flipfop) 226 verbunden. Das Flipflop 226 wird gesetzt, wenn zwischen dem Pegel des pegelverschobenen anstei genden Signals RAMP und dem Signal am Anschluß R ein Überkreuzungs- oder Überschneidungspunkt auftritt.

Das Signal CLOCK und das Ausgangssignal vom Flip flop 226 werden durch eine ODER-Funktion logisch ver knüpft, um ein Signal V zu erzeugen, das einem Takt eingangsanschluß eins Kipp-Flipflop 1227 zugeführt wird. Das Signal V veranlaßt das Flipflop 1227 seinen Zustand infolge des Signals CLOCK einmal und nur einmal während jeder Periode P von beispielsweise dem Signal 121 zu wechseln. Ein NOR-Glied 228 spricht auf ein Ausgangssignal W vom Flipflop 1227 und auf das Signal V zur Erzeugung des Signals 121 an. In ähnlicher Weise spricht ein NOR-Glied 229 auf ein Ausgangssignal X vom Flipflop 1227, welches das logisch invertierte Signal vom Signal W ist, und auf das Signal V zur Erzeugung des Signals 122 an.

Im stabilen Betriebszustand zwingt das Signal CLOCK beide Signale 121 und 122 jeweils auf ihre "AUS"- Pegel, vorausgesetzt, daß sie nicht bereits auf diesem Pegel liegen. Bei normalen Betrieb veranlaßt das Flip flop 226, wenn das pegelverschobene Signal RAMP den Schwellwert des Komparators 224 überschreitet, daß die Signale 121 und 122 ihre "AUS"-Pegel einnehmen. Tritt die abfallende Flanke oder Rückflanke des Impulses vom Signal CLOCK auf, so ändert sich eines und nur eines der Signale 122 oder 122 auf den "EIN"-Pegel. Infolgedessen treten die Impulse der Signale 121 und 122 zur gleichen Zeit nur alternierend auf und auch nur einmal innerhalb der Periode P entsprechend den vom Flipflop 1227 und vom Flipflop 226 eingenommenen Zuständen (vgl. Fig. 1A).

Wenn eines der beiden Signale 121 oder 122 auf den "EIN"-Pegel wechselt, so beginnt das Signal RAMP mit dem ansteigenden Bereich, wie zuvor erläutert wurde. Wenn das im Pegel verschobene ansteigende Signal RAMP den Überkreuzungspunkt bezüglich des Pegels vom Signal am Anschluß R des Verstärkers 221 erreicht, wird das Flip flop 226 gesetzt. Infolgedessen wechselt jedes der beiden Signale 121 oder 122, ganz gleich welches der beiden Signale vor dem Überschneidungspunkt auf dem "EIN"- Pegel lag, nach dem Überschneidungspunkt auf den "AUS"- Pegel.

Die Änderungsrate oder Schräge bzw. Steigung des ansteigenden Abschnitts 400 eines gegebenen Impulses vom Signal RAMP ist proportional zum Spitzenwert vom ent sprechenden Impuls im Strom i ₁ oder i ₂. Darüber hinaus ist der Pegel eines Fehlersignals am Ausgangsanschluß R des Fehlerverstärkers 221 proportional zur Differenz zwischen dem Signal POWER und der Bezugsspannung REF. Infolgedessen spricht die Rückkopplungsschleife, die den Fehlerverstärker 221 verwendet, auf das Signal POWER an, wobei diese Schleife im folgenden als äußere Rück kopplungsschleife bezeichnet wird. Die äußere Rück kopplungsschleife veranlaßt, daß der Taktzyklus der Signale 121 und 122 variiert wird. Die Variation des Taktzyklus wiederum veranlaßt eine Änderung des Takt zyklus vom Strom i ₁ in der Weise einer negativen Rück kopplung oder Gegenkopplung, so daß das Signal POWER allmählich auf einen Pegel gezwungen wird, der gleich dem der Spannung REF ist. Die Variation des Tastver hältnisses wird erzielt, indem der Pegel des Fehler signals am Ausgangsanschluß R des Verstärkers 221 ge ändert wird, der unter sonst gleichen Umständen den Zeitpunkt des Auftretens vom Überkreuzungspunkt im Komparator 224 bestimmt.

Sollte die Leistung der Xenonlampe 110 ansteigen, so wird das Signal POWER ansteigen, was eine Abnahme im Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 221 bewirkt, die wiederum verursacht, daß die Impulse der Signale 121 und 122 bezüglich der Impulsbreite abnehmen. Der Spannungs impuls über der Sekundärwicklung MS 1 wird damit einher gehend in seiner Breite abnehmen, wodurch ein geringerer durchschnittlicher Strom i ₃ in die Xenonlampe 110 fließt und so die ursprüngliche Erhöhung der Leistung wieder herabgesetzt wird.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung ver bessert der sich durch den Komparator 126, wie zuvor er läutert, aktiv entladene Filterkondensator C 11 die Funktionsfähigkeit der Spannungsversorgung 100 durch Reduktion von periodischen Instabilitäten, dem sog. "Squegging". Eine periodische Instabilität manifestiert sich durch alternierende Impulse der Spannung V ₂, über der Primärwicklung MP des Transformators T ₂, die eine kürzere Dauer als erforderlich aufweisen, während die anderen der alternierenden oder abwechselnden Im pulse eine längere Dauer als erforderlich aufweisen, so daß die durchschnittliche Breite der Impulse korrekt bleibt. Die periodische Instabilität beeinflußt jedoch die Frequenzstabilität der äußeren Rückkopplungsschleife in nachteiliger Weise. Sie tritt auf, weil Energie, die in einigen Schaltungselementen der Spannungsversor gung 100 während einer Periode P gespeichert wird, in der darauffolgenden Periode dazu führt, daß der jewei lige Impuls des Signals 121 oder 122 eine andere Impuls breite aufweist.

Würde zugelassen, daß die Ladung im Kondensator C 11 von einer vorgegebenen Periode zur unmittelbar folgen den Periode übertragen würde, so könnte dies die Impuls breite des unmittelbar folgenden Impulses beeinflussen und nachteiligerweise eine periodische Instabilität erzeugen.

Entsprechend einem weiteren Merkmal der vorlie genden Erfindung ist ein Widerstand R 111 an den An schluß F vom Kondensator C 11 und eine Gleichspannungs vesorgung zur Speisung des IC 120, die auf einem Nenn wert von +24 Volt liegt, angeschlossen. Während eines weichen Startbetriebs, bei dem die Ströme i ₁ und i ₂ noch sehr gering sind, erzeugt der Strom durch den Widerstand R 111 den ansteigenden Abschnitt 400 des Signals RAMP. Der Widerstand liefert auch bei Nicht belastung, für den Fall, daß die Xenonlampe 100 erlö schen würde, ein ansteigendes Signal. Der abfallende Abschnitt des Signals RAMP wird infolge der Wirkung des Komparators 126 mit der Entladung des Kondensators C 11 durch den Komparator erzeugt. Infolgedessen wird das für die Funktion vom IC 120 notwendige Signal RAMP auch während der Startsituation und im Falle einer Nichtbelastung infolge der Wirkung des Komparators 126 und Widerstandes R 111 anstatt als Ergebnis der Impulse der Ströme i ₁ und i ₂ erzeugt.

Hypothetisch sei angenommen, daß beispielsweise aufgrund einer plötzlichen transienten Änderung im Lichtbogen in der Xenonlampe 110 in den Amplituden der Ströme i ₁ oder i ₂ eine Änderung aufträte. Eine solche Änderung tritt mit einer Rate auf, die primär durch die Spule L 1 bestimmt ist. Infolge der durch die Spule L 1 bewirkten Tiefpaßfilterung und der Filterung in den Signalpfaden, die das Signal POWER erzeugen, wird eine solche Änderung im Strom i ₁ oder i ₂ keine unmittel bare merkliche Änderung im Pegel des Signals POWER er zeugen. Infolgedessen kann die äußere Rückkopplungs schleife, die auf das Signal POWER anspricht, den durchschnittlichen Wert der Ströme i ₁ und i ₂ nicht in einer schnellen Weise regeln. Demgegenüber wird sich jedoch die Änderungsrate des ansteigenden Abschnitts 400 im Signal RAMP, der durch die Ströme i ₁ und i ₂ hervor gerufen wird, augenblicklich auf einer Puls um Puls- oder Puls für Puls-Basis ändern. So wird beispielsweise ein Anwachsen im Strom in einem der Schalter SW 3 und SW 4, der dann leitend ist, eine augenblickliche Zunahme der Änderungsrate des ansteigenden Abschnitts 400 vom Signal RAMP hervorrufen. Die Änderung tritt also unmit telbar von einem Impuls zum nächsten Impuls auf. Infolge der Änderung wird das Ausgangssignal des Komparators 224, das sich beim Auftreten des Überkreuzungspunktes ändert, bewirken, daß das Flipflop 226 in der vorliegenden Periode P früher gesetzt wird, als im Fall, daß das plötzliche An wachsen nicht aufgetreten wäre. Dies wiederum führt zu einer sofortigen Abnahme in der Impulsbreite des ent sprechenden Signals 121 oder 122. In vorteilhafter Weise tritt eine solche Abnahme der Impulsbreite auf einer Impuls um Impuls-Basis auf. Durch diese pulsweise indu zierte Änderung wird der nächstmögliche Impuls nach geregelt. Infolgedessen wird der durch den entsprechen den Schalter SW 3 oder SW 4, der gerade leitend ist, fließende Gleichstrom augenblicklich herabgesetzt. Eine solche Herabsetzung im Gleichstrom durch den in Betrieb genommenen Schalter bewirkt eine Abnahme des durchschnittlichen Werts vom Strom I ₄ in der Spule L 1. Wie zuvor erwähnt, wird der Strom i ₄ über die Anord nung 125 als Erregerstrom der Xenonlampe 110 zugeführt. Infolgedessen bildet der IC 120, der auf das Signal RAMP mit negativer Rückkopplung oder Gegenkopplung anspricht, eine innere Rückkopplungsschleife, die schnelle Änderungen im durchschnittlichen Wert der Ströme i ₁ und i ₂ verhindert. Die innere Rückkopplungs schleife hat eine wesentlich schnellere Ansprech- oder Antwortzeit als die äußere Rückkopplungsschleife. Die äußere Rückkopplungsschleife ist wegen der eingeschlos senen Spule L 1 und des Kondensators C 1 langsamer, wodurch sich die Notwendigkeit einer geringeren Band breite zur Sicherstellung der Frequenzstabilität ergibt.

Die innere Rückkopplungsschleife schützt die Schalter Sw 1, Sw 2, Sw 3 und SW 4 davor, exzessive Ströme zu leiten. Ferner verhindert sie, daß der durchschnitt liche Strom in der Xenonlampe 110 sich rapide signifi kant ändert. In vorteilhafter Weise verursacht die innere Rückkopplungsschleife, die auf einer Impuls um Impuls Strommodusbasis arbeitet, daß die Leistungsver sorgung eine Stromquelle ist, die eine hohe Ausgangs impedanz aufweist. Die hohe Ausgangsimpedanz tritt störungsbedingt auf, wenn die äußere Rückkopplungs schleife ein Signal POWER erzeugt, das entweder aufgrund von Begrenzungen der Bandbreite oder dynamischen Bereichsbegrenzungen, die während des Betriebs auftreten, nicht repräsentativ für die Leistung in der Lampe 110 ist.

Eine Herabsetzung von exzessiven Änderungen im Strom i ₃, der in die Xenonlampe 110 eingekoppelt wird, ist wünschenswert. Ein exzessives Ansteigen kann die nutzbare Lebensdauer der Xenonlampe 110 herabsetzen. Eine exzessive Abnahme im Strom kann ein Erlöschen der Bogenentladung verursachen. Jede Neuzündung, die dann folgen muß, wird wiederum in nachteiliger Weise die Lebensdauer der Xenonlampe 110 herabsetzen.

Weisen die unterschiedlichen parasitären Kapazi täten und anderen Quellen der anfänglichen Nadelimpuls stromspitzen von beispielsweise dem Strom i ₁ Änderungen auf, so wird sich der beim Schließen der Transistor schalter SW 2 und SW 4 erzeugte Nadelimpuls von dem beim Schließen der Transistorschalter SW 1 und SW 3 erzeugten Nadelimpuls unterscheiden, und die Größe der anfäng lichen Stufe 304 im RAMP-Signal wird auch unterschied lich sein. Nach dem anfänglichen Nadelimpuls im Strom wird der Transistorschalterstrom i ₁ wieder ansteigen. Der Strom i ₁ steigt an, wenn der Strom i ₄ in der Spule L 1, die mit der Sekundärwicklung MS 1 des Trans formators T 2 verbunden ist, zurück zur Primärwicklung MP reflektiert wird, wobei das Ansteigen eine Zeitkonstante aufweist, die hauptsächlich von der Streuinduktivität des Transformators T 2 beherrscht wird. Der Strom i ₁ nimmt auch mit wachsendem Magnetisierungsstrom der Primärwicklung MP zu. Der aufgrund der Spule L 1 an steigende Strom kann auf einer Zyklus auf Zyklus- Grundlage, d. h. zyklusweise, infolge von Ungleichmäßig keiten und Verstimmungen in den Spannungsabfällen in Durchlaßrichtung der Gleichrichter D 1 und D 2 variieren. Das Anstiegssignal RAMP kann infolgedessen auch zyklus weise infolge von Änderungen in der anfänglichen Stufe 304 und/oder infolge von geringen Änderungen in der Steigung des ansteigenden Abschnitts 400 variieren. Diese zyklusweise Änderung in der Amplitude des ansteigenden Signals RAMP kann geringfügig unterschied liche relative Zeitpunkte des Auftretens der Schwell wertüberkreuzung im IC 120 bewirken. Dies wiederum kann von Zyklus zu Zyklus geringe Unterschiede in der Puls breite der Spannung V ₂ über der Primärwicklung MP des Transformators T 2 hervorrufen, welche wiederum dazu führen können, daß der Kern des Transformators T 2 nahe der Sättigung betrieben wird. Ein solches Betreiben nahe der Sättigung wird die normalerweise gleiche Verteilung der primären magnetisierenden Induktanz auf die unterschiedlichen Impulse des Stroms i ₁ modifizie ren. Der ungleiche Strom von Zyklus zu Zyklus der magnetisierenden Induktanz der Primärwicklung MP wird sich in einer Richtung entwickeln, die den Imbalance- Strom oder Verstimmungsstrom von Zyklus zu Zyklus sämt licher anderer Quellen auslöscht oder herabsetzt. Es existiert infolgedessen ein Gleichgewicht zwischen dem zyklusweisen Verstimmungsstrom und dem Grad, mit dem der Kern des Transformators T 2 nahe der Sättigung be trieben wird. Je mehr die Verstimmung des Stroms von Zyklus zu Zyklus variiert, um so näher gerät der Kern des Transformators T 2 an den Sättigungsbetrieb.

Da es wünschenswert ist, eine Schaltung mit preis günstigen Schaltungskomponenten zu verwenden, und infolge der Schwierigkeit, die parasitären Kapazitäten der Leistungstransistoren anzupassen, ist es auch wünschenswert, daß es in der Schaltung möglich ist, mit den normalerweise eingeschlossenen und vorliegen den Ungleichmäßigkeiten und Verstimmungen zu arbeiten. Nimmt man jedoch im Betrieb die normalerweise inbe griffenen Verstimmungen in Kauf, so kann dies dazu führen, daß der Kern des Transformators T 2 nahe der Sättigung betrieben wird und daß eine starke plötzli che Änderung wie beispielsweise die Lampenzündung den Kern tatsächlich in die Sättigung treiben könnte.

Das Synchronfilter 302 spricht auf eine Stromstufe oder einen Stromabsatz im Strom i ₁, die durch Kernsät tigung hervorgerufen wird, in derselben Weise an, wie sie auf "Rauschen" reagiert. Das heißt, das Filter filtert die Stromstufe aufgrund der Kernsättigung heraus und könnte so nicht zulassen, daß die Schalttransistoren rechtzeitig ab- bzw. ausgeschaltet werden, um eine katastrophale Zerstörung zu vermeiden. Auch kann das Ansprechen des IC 120 auf das Signal RAMP für den Zweck einer Notfallabschaltung infolge der kumulativen Zeitverzögerungen der verschiedenen erforderlichen Verarbeitungsschaltungen im IC 120 und der Verzögerung im Filter 302 zu langsam sein. Eine Vorrichtung für eine Notfallabschaltung könnte infolgedessen bei Ver wendung des Synchronfilters 302 erforderlich werden.

Um ein Abschalten zu bewirken, wird gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung ein Teil des Signals V ₁ über einen Spannungsteiler 200 auf einen Komparator 230 und einen Komparator 231 des IC 120 gekoppelt. Wenn die Spitze des pulsierenden Stroms i ₁ oder i ₂ an einem Ausgangsanschluß Z des Spannungsteilers 200 eine Spannung erzeugt, die höher als 1 Volt ist, so veranlaßt der Komparator 231 das Schaltungsglied 225, den entsprechenden Impuls des Signals 121 und 122 auf den "AUS"-Pegel zu stellen. In vorteilhafter Weise ist die Verzögerungszeit durch den Spannungsteiler 200 wesentlich kleiner als im Signalpfad, der den Widerstand R 11 und den Kondensa tor C 11 einschließt. Der Komparator 231 liefert ulti mativ einen Strombegrenzungsschutz, indem er das Signal 121 oder 122 in einer Weise in den "AUS"-Pegel zurück führt, die wesentlich schneller als über die Signal pfade des Signals RAMP erfolgen kann, wodurch eine aus reichend schnelle Notfallabschaltung für zahlreiche Situationen, in denen das Signal RAMP zu langsam wäre, gewährleistet ist.

Bei transienten Bedingungen, d. h. Änderungen von nur sehr kurzer Dauer, kann es wünschenswert sein, eine komplette Abschaltung des IC 120 zu verhindern, da ein derartiges Herunterschalten die Notwendigkeit der erneuten Zündung der Xenonlampe 110, die wiederum deren Lebensdauer herabsetzen kann, erfordern könnte. Wenn auf der anderen Seite die Spitzenamplitude des pulsierenden Stroms i ₁ und i ₂ in einer Spannung resul tiert, die am Anschluß Z entsteht und höher als 1,4 Volt ist, was noch höher als der mit dem Komparator 231 verknüpfte Wert ist, so erzeugt der Komparator 230 ein zweites Abschaltsignal SD. Das Signal SD führt nicht nur die Signale 121 und 122 auf den "AUS"- Pegel zurück, sondern resultiert in einer Wiederinitiali sierung des weichen Startbetriebs, d. h. der allmählichen Anlaufsfunktion im IC 120. Infolgedessen könnte die Wiederzündung der Xenonlampe 110 erforderlich sein.

Es ist unmittelbar einsichtig, daß eine der er läuterten Spannungsversorgung 100 vergleichbare Schal tung auch für die Erzeugung einer Versorgungsspannung zur Erregung der Schaltstufen eines Fernsehgeräts ver wendet werden kann.

Claims

1. Spannungsversorgungsgerät, aufweisend:
eine Eingangsspannungsversorgungsquelle;
eine Lastschaltung;
eine mit der Lastschaltung und der Eingangsspannungs versorgungsquelle verbundene Induktanz;
einen mit der Induktanz verbundenen Leistungs schalter (SW 3);
eine mit dem Leistungsschalter verbundene Steuer schaltung (120) zum Schalten der Leistungszustände des Leistungsschalters zur Übertragung von Leistung von der Quelle zur Lastschaltung und zur Erzeugung eines Ein gangsstromes (i ₁) im Schalter;
eine mit dem Leistungsschalter verbundene Einrich tung (T ₃, CR 1) zum Abtasten des Eingangsstroms zur Erzeugung eines Abtaststromsignals (V ₁);
ein Tiefpaßfilter (302), das eine Kapazität (C 11) aufweist, die mit der Abtasteinrichtung verbunden ist, zur Integration des Abtaststromsignals, und
einen zweiten Schalter (126) mit einem Steuerein gangsanschluß, der mit der Steuerschaltung verbunden ist, und einem mit dem Filter gekoppelten Hauptstrom leitungsanschluß, wobei der zweite Schalter synchron mit dem Leistungsschalter (SW 3) zur Steuerung der Ladung in der Kapazität zum Erzeugen eines den Eingangs strom darstellenden Rampensignals (RAMP) betätigt wird, welches der Steuerschaltung (120) zur Steuerung der Schaltfunktion des Leistungsschalters (SW 3) entsprechend dem Eingangsstrom auf der Grundlage einer Impuls-für- Impuls-Regelung des Stroms zugeführt wird und durch die synchrone Steuerung synchronisiert ist.

2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtaststromsignalerzeugungseinrichtung einen Eingangsanschluß, der in einen Strompfad geschaltet ist, welcher den Leistungsschalter einschließt, und einen Ausgangsanschluß aufweist, der mit einem Gleichrichter (CR 1) so verbunden ist, daß der Ausgangsanschluß des Gleichrichters mit einem Eingangsanschluß des Filters (302) verbunden ist.

3. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtaststromsignal (V ₁) auf einen Eingangsan schluß des Filters gegeben wird und ein pulsierendes Signal ist, das synchron mit der Schaltfunktion der Lei tungszustände des Leistungsschalters (SW 3) aufgebaut wird.

4. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es ferner eine Bezugssignalquelle (223) und eine Ein richtung (T 4, T 5, R 13, R 14, CR 2, R 12, C 12, R 15, R 16) zum Erzeugen eines Abfühlsignals aufweist, das einen entspre chenden Pegel zumindest einer Größe der Ausgangsversor gungsspannung und des Ausgangsversorgungsstroms anzeigt, die sich in der Lastschaltung aufbauen, wobei die Steuer schaltung einen Pulsbreitenmodulator enthält, der auf das Bezugssignal (REF) und die Abfühlsignale (CURRENT, VOLTAGE) und auf das Rampensignal (RAMP) zur Erzeugung eines Treibsignals anspricht, das ein variables Tast verhältnis aufweist und auf einen Steueranschluß des Leistungsschalters (SW 3) zur Ausbildung einer äußeren Rückkopplungsschleife gekoppelt wird, die zumindest eine Größe der Ausgangsversorgungsspannung und des Ausgangs versorgungsstroms regelt.

5. Gerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Änderung im Eingangsstrom (i ₁) des Leistungsschal ters (SW 3) eine Änderung der Steigung im Rampensignal (RAMP) hervorruft und daß der Pulsbreitenmodulator in einer inneren Stromrückkopplungsschleife enthalten ist, die den Eingangsstrom in den Schalter auf einer Impuls- für-Impuls-Grundlage derart regelt, daß für einen gege benen Pegel des Abfühlsignals (VOLTAGE, CURRENT) die innere Stromrückkopplungsschleife das Tastverhältnis des Treibsignals (121, 122) entsprechend der Änderung in der Steigung variiert.

6. Gerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die innere Stromrückkopplungsschleife auf einen Durchschnittswert der Steigung anspricht.

7. Spannungsversorgungsgerät, aufweisend:
eine Eingangsspannungsversorgungsquelle;
eine an die Eingangsversorgungsspannung angeschlossene Last, in der eine Ausgangsversorgungsspannung (B-) und ein Ausgangsversorgungsstrom (i ₄) aufgebaut werden;
eine Bezugssignalquelle (223), die einen Bezugssignal pegel liefert;
eine an die Last angeschlossenen Einrichtung (T 4, T 5, R 13, R 14, CR 2, R 12, C 12, R 15, R 16), die den jeweiligen Pegel von zumindest einer Größe der Ausgangsversorgungs spannung und des Ausgangsversorgungsstroms anzeigt;
eine Quelle (227) für ein Schwingungssignal;
einen Pulsbreitenmodulator (PWM 120), der mit dem Schwingungssignal beaufschlagt wird und auf das Abfühl signal (VOLTAGE, CURRENT) und das Bezugssignal (REF) anspricht und ein pulsierendes Treibsignal (121, 122) erzeugt, das eine Impulsbreite aufweist, die entsprechend dem Abfühlsignal und Bezugssignal variiert;
einen Leistungsschalter (SW 3), der auf das Treib signal anspricht und mit der Last verbunden ist, um in dieser den Ausgangsversorgungsstrom hervorzurufen, der periodisch ist und mit einer Impulsbreite pulsiert, die entsprechend der des Treibsignals variiert, so daß eine Änderung im Abfühlsignal bewirkt, daß die Impulsbreite eines entsprechenden Impulses des Ausgangsversorgungs stroms i ₄ sich in gegengekoppelter Weise ändert;
ein Tiefpaßfilter (302), das auf ein Eingangssignal (V ₁) anspricht, das den pulsierenden Ausgangsversorgungs strom anzeigt und am Ausgangsanschluß des Filters einen ansteigenden ersten Abschnitt (400) jedes Impulses eines pulsierenden Steuersignals (RAMP) mit einer Steigung er zeugt, die in Übereinstimmung mit der Größe des Ausgangs versorgungsstroms auf Impuls-für-Impuls-Grundlage fest gelegt ist, wobei die Steigung eine durchschnittliche Steigung aufweist, die durch die Grenzfrequenz des Tief paßfilters bestimmt wird, daß das pulsierende Steuersignal (RAMP) auf dem Impulsbreitenmodulator gegeben wird, um die Impulsbreite eines entsprechenden Impulses des Treib signals derart zu steuern, daß eine gegebene Änderung in der Größe des entsprechenden Impulses vom Ausgangsversor gungsstrom, die aus der Stromgröße eines stabilen Be triebszustands resultiert, dazu führt, daß das Tiefpaß filter die Steigung des ersten Abschnitts auf der Impuls- für-Impuls-Grundlage ändert, was wiederum für einen gegebe nen Pegel des Abfühlsignals (VOLTAGE, CURRENT) dazu führt, daß die Breite des entsprechenden Impulses des Ausgangs versorgungsstroms sich in negativer Rückkopplungsweise ändert, so daß die gegebene Änderung in der Größe des ent sprechenden Impulses vom Ausgangsversorgungsstrom herabge setzt wird; und
eine Einrichtung (126), die auf das Schwingungssignal anspricht und an den Filterausgangsanschluß (F) so ange schlossen ist, daß sie dort einen zweiten Abschnitt (401) jedes Impulses des pulsierenden Steuersignals (RAMP) hervor ruft, der sich in einer zum ersten Abschnitt (400) entgegen gesetzten Weise ändert.

8. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter ein RC-Netzwerk aufweist, das einen Kondensator (C 11) enthält, der an den Ausgangsanschluß (F) angeschlossen ist, so daß das Steuersignal im Kondensator derart erzeugt wird, daß die Grenzfrequenz des Tiefpaß filters durch den Kondensator bestimmt wird.

9. Gerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (126) zur Erzeugung des zweiten Ab schnitts (401) einen zweiten Schalter umfaßt, der auf einer Frequenz arbeitet, die auf das Schwingungssignal bezogen ist, und der mit dem Ausgangsanschluß (F) verbunden ist, um den Kondensator (C 11) vor Auftreten jedes ersten Abschnitts (400) des Steuersignals zu entladen.

10. Gerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schalter (126) den Kondensator (C 11) unmit telbar vor dem Einsatzzeitpunkt des ansteigenden ersten Abschnitts (400) jedes Impulses des Steuersignals entlädt, so daß der Pegel des Steuersignals zum Einsatzzeitpunkt im wesentlichen unbeeinflußt von jeglichem vorhergehendem Impuls des Steuersignals und des pulsierenden Ausgangsver sorgungsstroms ist, und daß der zweite Schalter mit dem Tiefpaßfilter ein Synchrontiefpaßfilter bildet.

11. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsschalter (SW 3) in Serie mit einer Wicklung eines Ausgangstransformators (T 2) und mit einer Wicklung eines Stromabfühltransformators (T ₃) geschaltet ist, um am Ausgangsanschluß des Stromabfühltransformators das Eingangs signal (V ₁) zu erzeugen, das auf den Eingangsanschluß des Tiefpaßfilters gegeben wird und die Größe des Impulses des Ausgangsversorgungsstroms (i ₄) repräsentiert.

12. Gerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Gerät ferner einen Gleichrichter (D 1, D 2), der mit einer Sekundärwicklung des Ausgangstransformators verbunden ist, eine mit dem Gleichrichter verbundene Drosselspule (L 1) und eine Ausgangsfilterkapazität (C 1) aufweist, die an die Drosselspule angeschlossen ist und die Ausgangsversorgungs spannung (B-) über ihren Ausgangsanschlüssen zur Bereit stellung eines Stromes zum Aufrechterhalten des Lichtbogens liefert, wobei dieser Strom einer Xenonlampe (110) zuge führt wird.

13. Gerät nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangstransformator eine dritte Wicklung (MS 2) aufweist, in der ein Wechselspannungssignal hervorgerufen wird, das der Abfühlsignalerzeugungseinrichtung (T 4, T 5, R 13, R 14, CR 2, R 12, C 12, R 15, R 16) zugeführt wird und das den Pegel der Gleichspannungsausgangsversorgungsspannung anzeigt.

14. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Abfühlsignalerzeugungseinrichtung mit der Last gekoppelte Vorrichtungen (T 4, T 5, R 13, R 14) zum Erzeugen eines dritten Signals (CURRENT), das den Pegel des Aus gangsversorgungsstroms anzeigt, Vorrichtungen (CR 2, R 12, C 12), die mit der Last gekoppelt sind und ein viertes Signal (VOLTAGE) erzeugen, das den Pegel der Ausgangsver sorgungsspannung anzeigt, und Vorrichtungen (R 15, R 16) aufweist, die zum Summieren des dritten und vierten Signals dienen, so daß das Abfühlsignal (POWER) so erzeugt wird, daß es der Summe des dritten und vierten Signals ent spricht und eine in der Last entwickelte Leistung anzeigt.

15. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal des Tiefpaßfilters (302) an den Impulsbreitenmodulator im wesentlichen ungefiltert in einer Weise angekoppelt ist, die schaltungsmäßig einen Nebenweg zum Tiefpaßfilter darstellt, um eine sofortige Herabsetzung der Impulsbreite eines entsprechenden Im pulses des Treibsignals zu bewirken, wenn das zweite Steuersignal größer als ein vorbestimmter Pegel ist.

16. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Last eine erste Wicklung, einen mit der ersten Wicklung gekoppelten Gleichrichter und eine Drosselspule (L 1) umfaßt, die einen ersten Anschluß (B) aufweist, der mit dem Gleichrichter verbunden ist, und einen zweiten Anschluß, der mit einer Nutzschaltung (125) verbunden ist, um in der Drosselspule den gleichgerichteten Ausgangs versorgungsstrom zu erzeugen, der die Nutzschaltung erregt.

17. Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Nutzschaltung eine Xenonlampe (110) umfaßt, die durch den gleichgerichteten Ausgangsversorgungsstrom er regt wird, der den Lichtbogen in der Xenonlampe aufrecht erhält.

18. Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Gerät ferner eine Wicklung eines Stromabfühltrans formators (T 4, T 5) aufweist, der in Serie mit dem Gleich richter geschaltet ist, so daß ein am Anschluß des Strom abfühltransformators auftretendes Signal zur Abfühlsignal erzeugungseinrichtung über den Gleichrichter geführt wird, um das Abfühlsignal (CURRENT) zu erzeugen.

19. Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Gerät ferner eine Wicklung eines Stromtransfor mators (T ₃) aufweist, der in Serie mit dem Leistungs schalter (SW 3) und der ersten Wicklung geschaltet ist, um dieses Eingangssignal (V ₁) über einer zweiten Wick lung des Stromtransformtors zu erzeugen, welches auf den Eingangsanschluß des Tiefpaßfilters (302) gekoppelt wird.

20. Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Wicklung eine Primärwicklung eines Aus gangstransformators (T 2) bildet und daß der Gleichrichter leitend mit einer zweiten Wicklung des Transformators ver bunden ist und leitungsmäßig von der ersten Wicklung isoliert ist.

21. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Gerät ferner zweite, dritte und vierte Leistungs schalter (SW 1, SW 2, SW 4) aufweist, die mit der Last und der Eingangsversorgungsspannung derart verbunden sind, daß der erste, zweite, dritte und vierte Leistungsschalter in einer Vollbrückenzerhackeranordnung arbeiten.

22. Gerät nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch eine Primärwicklung des Ausgangstransformators, die einen ersten Anschluß aufweist, der zwischen den ersten und zweiten Schalter (SW 1, SW 3) geschaltet ist, und einen zweiten Anschluß, der zwischen den dritten und vierten Schalter (SW 2, SW 4) geschaltet ist, und durch einen Strom abfühltransformator, der seriell mit den entsprechenden Schaltern des ersten, zweiten, dritten und vierten Schal ters derart verbunden ist, daß, wenn zwei der Leistungs schalter leitend sind, das an der zweiten Wicklung des Stromabfühltransformators hervorgerufene Eingangssignal eine erste Polarität aufweist und einen der alternierenden Impulse des pulsierenden Ausgangsversorgungsstroms (i ₄) darstellt, und daß, wenn die beiden übrigen Leistungs schalter leitend sind, das Einganssignal an der zweiten Wicklung des Stromabfühltransformators die umgekehrte Polarität aufweist.

23. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Gerät ferner eine Vorrichtung aufweist, die auf ein Horizontalsynchronisiersignal (sync) anspricht und an die Schwingungssignalquelle (227) angeschlossen ist, wobei diese Vorrichtung das Schwingungssignal auf das Horizontalsynchronisiersignal synchronisiert, und da durch gekennzeichnet, daß die Last eine Xenonlampe (110) umfaßt, die in einem Videoprojektionsgerät verwendet wird.

24. Spannungsversorgungsgerät, aufweisend:
eine Eingangsspannungsversorgungsquelle;
eine an die Eingangsversorgungsspannung angeschlossene Last, um in der Last eine Ausgangsversorgungsspannung (B-) und einen Ausgangsversorgungsstrom (i ₄) hervorzurufen;
eine Bezugssignalquelle (223), die einen Bezugspegel liefert;
eine Einrichtung (T 4, T 5, R 13, R 14, CR 2, R 12, C 12, R 15, R 16), die mit der Last verbunden ist und ein Abfühlsignal erzeugt, das den jeweiligen Pegel von zumindest einer Größe der Ausgangsversorgungsspannung und des Ausgangsversorgungs stroms anzeigt;
eine Schwingungssignalerzeugungsquelle (227);
einen mit dem Schwingungssignal beaufschlagten Impuls breitenmodulator (PWM 120), der auf das Abfühlsignal (CURRENT, VOLTAGE, POWER) und das Bezugssignal (REF) zum Erzeugen eines pulsierenden Treibsignals (121, 122) anspricht, das eine Impulsbreite aufweist, die entsprechend dem Abfühlsi gnal und dem Bezugssignal variiert;
einen Leistungsschalter (SW 3), der auf das Treibsi gnal anspricht und an die Last angeschlossen ist, um in der Last den Ausgangsversorgungsstrom zu erzeugen, der periodisch ist und mit einer Impulsbreite pulsiert, die entsprechend der Impulsbreite des Treibsignals derart variiert, daß eine Änderung im Abfühlsignal, die aus einer entsprechenden Änderung in zumindest einer Größe der Aus gangsversorgungsspannung und des Ausgangsversorgungsstroms resultiert, dazu führt, daß das Tastverhältnis des Aus gangsversorgungsstroms sich in negativer Rückkopplungs weise ändert;
ein Tiefpaßfilter (302), das auf ein Eingangssignal (V ₁) anspricht, das den pulsierenden Ausgangsversorgungs strom anzeigt, und das in jedem Impuls eines dort erzeug ten pulsierenden Steuersignals (RAMP) einen ansteigenden ersten Übergangsabschnitt (400) mit einer Steigung er zeugt, die auf einer Impuls-für-Impuls-Grundlage ent sprechend der Größe eines entsprechenden Impulses des Ausgangsversorgungsstroms festgelegt wird, wobei das Steuersignal (RAMP) in den Impulsbreitenmodulator einge koppelt wird, um das Tastverhältnis des Treibsignals der art zu steuern, daß eine gegebene Änderung in der Größe des entsprechenden Impulses vom Ausgangsversorgungsstrom, wobei die Größe aus einem stabilen Betriebszustand resul tiert, dazu führt, daß das Tiefpaßfilter die Steigung des rampenförmigen Steuersignals auf dieser Impuls-für-Impuls- Grundlage variiert, was wiederum für einen gegebenen Pegel des Abfühlsignals dazu führt, daß das Tastverhältnis des Ausgangsversorgungsstroms sich in einer negativen Rück kopplungsweise ändert, so daß diese gegebene Änderung in der Größe des entsprechenden Impulses des Ausgangsversor gungsstroms herabgestzt wird; und
einen zweiten Schalter (126), der auf das Schwingungs signal anspricht und mit dem Filterausgangsanschluß verbun den ist, um über einen Signalpfad, der einen Nebenweg zum Eingangsanschluß des Filters darstellt, einen zweiten Über gang in jedem Impuls des Steuersignals (RAMP) zu erzeugen, der sich in entgegengesetzter Weise zum Übergang des ersten Abschnitts ändert.

25. Gerät nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (302) einen Kondensator (C 11) aufweist und daß der zweite Schalter (126) den Kondensator während jeder Periode des Schwingungssignals auf einen vorbe stimmten Pegel entlädt.

26. Gerät nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß dieses Gerät ferner eine Stromquelle aufweist, die mit dem Kondensator (C 11) des Filters (302) verbunden ist, um den Kondensator in einem Strompfad zu laden, der einen Nebenweg zu einem Strompfad des pulsierenden Ausgangsver sorgungsstroms darstellt, um in einem anfänglichen Start intervall bei Nichtvorliegen des Ausgangsversorgungsstroms ein Rampensignal auszubilden.

27. Gerät nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsanschluß des Filters an einen Komparator (230, 231) in einer solchen Weise angeschlossen ist, die zum Ausgangsanschluß des Filters einen Nebenweg darstellt, um ein Signal zu erzeugen, das auf den Impulsbreitenmodula tor gegeben wird und eine wesentliche Reduzierung der Impulsbreite des Treibsignals hervorruft, wenn die Größe des entsprechenden Impulses des Ausgangsstroms größer als ein vorbestimmter Wert ist.

28. Spannungsversorgungsgerät, aufweisend:
eine Eingangsspannungsversorgungsquelle;
eine an die Eingangsversorgungsspannung angeschlossene Last, in der eine Ausgangsversorgungsspannung (B-) und ein Ausgangsversorgungsstrom (i ₄) hervorgerufen werden;
eine Bezugssignalquelle (223), die einen Bezugspegel liefert;
eine an die Last angeschlossene Einrichtung (T 4, T 5, R 13, R 14, CR 2, R 12, C 12, R 15, R 16), die ein Abfühlsignal erzeugt, das den jeweiligen Pegel zumindest einer Größe der Ausgangsversorgungsspannung und des Ausgangsversor gungsstroms anzeigt;
eine Schwingungssignalerzeugungsquelle (227);
einen Impulsbreitenmodulator (PWM 120), der mit dem Schwingungssignal beaufschlagt wird und auf das Abfühl signal und das Bezugssignal anspricht, um ein pulsierendes Treibsignal (121, 122) mit einer Impulsbreite zu erzeugen, die entsprechend dem Abfühlsignal (POWER) und dem Bezugs signal (REF) variiert;
einen Leistungsschalter (SW 3), der auf das Treibsignal anspricht und an die Last angeschlossen ist, um in dieser den Ausgangsversorgungsstrom hervorzurufen, der periodisch ist und mit einer Impulsbreite pulsiert, die entsprechend der Impulsbreite des Treibsignals derart variiert, daß eine Änderung im Abfühlsignal, die aus einer entsprechenden Änderung in zumindest einer Größe der Ausgangsversorgungs spannung und des Ausgangsversorgungsstroms resultiert, dazu führt, daß das Tastverhältnis des Ausgangsversorgungs stroms sich in negativer Rückkopplungsweise ändert;
ein Tiefpaßfilter (302), das auf ein Eingangssignal (V ₁) anspricht, das den pulsierenden Ausgangsversorgungs strom anzeigt, und das an seinem Ausgangsanschluß für jeden Impuls eines dort erzeugten pulsierenden Steuersi gnals (RAMP) einen ersten ansteigenden Abschnitt (400) mit einer Steigung erzeugt, die in Übereinstimmung mit einer Größe eines entsprechenden Impulses des Ausgangsversor gungsstroms auf einer Impuls-für-Impuls-Grundlage fest gelegt wird, wobei das Steuersignal dem Impulsbreitenmodu lator zugeführt wird, um das Tastverhältnis des Treibsi gnals derart zu steuern, daß eine gegebene Änderung in der Größe des entsprechenden Impulses des Ausgangsversor gungsstroms, welche Größe aus einem stabilen Strombetriebs zustand resultiert, dazu führt, daß das Tiefpaßfilter die Steigung des rampenförmigen Signals auf dieser Impuls-für-Impuls-Grundlage variiert, was wiederum für einen gegebenen Pegel des Abfühlsignals (POWER) dazu führt, daß Tastverhältnis des Ausgangsversorgungs stroms sich in negativer Rückkopplungsweise ändert, so daß die vorgegebene Änderung in der Größe des entspre chenden Impulses des Ausgangsversorgungsstroms herab gesetzt wird; und
eine Einrichtung (126), die auf das Schwingungssi gnal anspricht und mit dem Filterausgangsanschluß ver bunden ist, um einen zweiten Abschnitt (402) jedes Im pulses des Steuersignals (RAMP) derart zu erzeugen, daß vor dem ansteigenden ersten Abschnitt (400) jedes Im pulses das Steuersignal auf einen vorbestimmten Pegel gezogen wird, der im wesentlichen unbeeinflußt von jeg lichem vorhergehenden Impuls des Steuersignals ist.