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Verstärker mit steuerbarem Verstärkungsgrad
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Die Erfindung bezieht sich auf einen Verstärker mit steuerbarem Verstärkungsgrad,
der durch den Widerstandswert eines als Stellglied ausgebildeten, steuerbaren Widerstandes
mitbestimmt wird.
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Bei den bekannten Verstärkern dieser Art, die z.B. unter Verwendung
von Dioden, Transistoren oder Heißleitern als steuerbare Widerstände aufgebaut sind,
wirken sich Schwankungen der Umgebungstemperatur so stark auf die Schaltungskennwerte
aus, daß eine temperaturunabhängige Verstärkungseinstellung nicht möglich ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Verstärker der eingangs
genannten Art so auszubilden, daß seine Verstärkung temperaturunabhängig und temperaturstabil
eingestellt bzw.
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variiert werden kann. Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht,
daß der eingangsseitig mit einer Gleich- und einer Wechselspannung belegte Verstärker
ausgangsseitig mit einer beide Spannungen voneinander trennenden Weichenschaltung
versehen ist, daß eine dieser Spannungen die zu verstärkende Nutzspannung und die
andere eine mit konstanter Amplitude zugeführte Kontrollspannung dargestellt, daß
der für die letztere vorgesehene Ausgang der Weichenschaltung ggf. über einen Gleichrichter
an den ersten
Eingang eines Differenzverstärkers geführt ist, dessen
zweiter Eingang mit einer veränderbaren Steuerspannung beschaltet ist, daß der steuerbare
Widerstand von der Ausgangs spannung des Differenzverstärkers auf einen solchen
Widerstandswert eingestellt wird, daß sich die Eingangsspannungen des Differenzverstärkers
einander möglichst weitgehend angleichen, und daß der steuerbare Widerstand für
Gleich- und Wechselstrom wenigstens annähernd gleiche Widerstandswerte aufweist.
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Der mit der Erfindung erzielbare Vorteil liegt insbesondere darin,
daß die Temperaturkoeffizienten der als Stellglieder verwendeten steuerbaren Widerstände
durch die Eigenschaften der Schaltung kompensiert werden. Die Nichtlinearitäten
der Einstellcharakteristiken fallen nicht mehr ins Gewicht, so daß eine lineare
Verstärkungseinstellung möglich ist. Weiterhin werden die Exemplarstreuungen der
einzelnen Stellglieder automatisch ausgeglichen, so daß die volle Funktionsfähigkeit
der Schaltung mit einem Minimum an Abgleichvorgängen erreicht wird. Ein nach der
Erfindung ausgebildeter Verstärker kann schließlich auch mittels einer Modulationsspannung
in seinem Verstärkungsgrad variiert werden, wobei er eine entsprechend amplitudenmodulierte
Wechselspannung abgibt.
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Die Erfindung wird nachfolgend an Hand einiger in der Zeichnung dargestellter,
bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert.
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Dabei zeigt: Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel, das einen Wechselspannungsverstärker
betrifft, Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel in Form eines Gleichspannungsverstärkers,
Fig. 3 ein weiteres, auf einen Wechselspannungsverstärker gerichtetes Ausführungsbeispiel
und Fig. 4 eine schaltungstechnische Variante zu den in den Figuren 1 bis 3 gezeigten
Stellgliedern.
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In Fig. 1 ist ein in seinem Verstärkungsgrad steuerbarer Wechselspannungsverstärker
dargestellt, der einen Operationsverstärker 1 enthält. Dieser weist einen an seinen
invertierenden Eingang geführten Rückkopplungszweig mit dem ohmschen Widerstand
ei auf. Der invertierende Eingang liegt ferner über der 2'source"'Urain"-Strecke
eines n-Kanal-Feldeffekttransistors FETi an Masse, während der nichtinvertierende
Eingang über einen Kopplungskondensator Cl mit dem einpolig an Masse gelegten Schaltungseingang
2 verbunden ist. Der Ausgang von 1 ist über einen Kopplungskondensator C2 an den
Schaltungsausgang 3 geführt. Der Pusgang von 1 ist über ein Tiefpaßfilter TP mit
dem negativen Eingang eines symmetrich aufgebauten und einen sehr hohen Verstärkungsgrad
aufweisenden Differenzverstärkers4 verbunden, dessen positiver Eingang mit dem Abgriff
5 eines an einer Referenzspannung Ur liegenden Potentiometers P1 beschaltet ist.
Der Ausgang von 4 ist über einen ohmschen Widerstand R2 an das "gaze" des FET1 geführt,wobei
in Querableitungen jeweils ein Gleichrichter G und ein Kondensator C3 vorgesehen
sind. Die Referenzspannung Ur wird schließlich in einem ohmschen Spannungsteiler
R3, R4 auf eine Spannung UO geteilt und dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers
1 zugeführt.
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Eine am Schaltungseingang 2 liegende Wechselspannung Ue wird im Verstärker
1 verstärkt und über 3 als Ausgangsspannung Ua abgegeben. Die den Verstärker 1 ebenfalls
durchlaufende Gleichspannung UO, die eine Kontrollspannung darstellt, wird zu einer
Spannung v Uo verstärkt (v = Gleichspannungsverstärkung), durch den Tiefpaß TP ausgesiebt
und gelangt so an den negativen Eingang des Differenzverstärkers 4. Die Ausgangsspannung
des letzteren beeinflußt den Widerstandswert des FET1 in der Weise, daß sich die
Spannung v . UO möglichst weitgehend der über 5 abgegriffenen Teilspannung UF von
Ur angleicht. Da UO konstant ist, gelingt es mittels einer entsprechenden Einstellung
des Abgriffs 5 von Pl, eine bestimmte Gleichspannungsverstärkung v zu erzwingen.
Setzt man bei dem Feldeffekttransistor FET1 voraus, daß sein über die
Ausgangsspannung
von 4 jeweils eingestellter Widerstandswert für Gleich- und lgechselstrom etwa gleich
groß ist, so entspricht auch de Wechselspannungsverstärkung dem eingestellten Wert
v.
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Der Regelkreis 1, TP, 4, 5, P1, R2 und FET1 bewirkt dabei, daß die
für Gleich- und Wechselstrom gleich große Verstärkung lediglich von der Spannung
UF abhängt, die eine dem Regelkreis zugeführte Führungsgröße darstellt. Weitere
Schaltungsgegebenheiten, und zwar insbesondere die Nichtlinearitäten der Einstellcharakteristik
des FET1 sowie Temperaturkoeffizienten oder Exemplarstreuungen des Verstärkers 1
oder des FET1 beeinflussen die an 5 linear eingestellte Verstärkung praktisch nicht.
Führt man dem positiven Eingang von 4 Uber einen weiteren Schaltungseingang 6 eine
Nodulationsspannung Um zu, so erhält man am Ausgang 3 eine Wechselspannung Ua, die
in Abhängigkeit von Um amplitudenmoduliert ist, ohne daß sich die genannten Nichtlinearitäten
und Temperaturkoeffizienten störend bemerkbar machen.
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Der Gleichrichter G hat die rufgabe, etwaige positive Ausgangsspannungen
von 4, die beispielsweise durch Einschaltstromstöße hervorgerufen werden, kurzzuschließen,
um eine Zerstörung des Feldeffekttransistors FET1 zu verhindern. C3 unterbindet
Störungen durch höherfrequente Wechselspannungs- oder Rauschanteile, die ebenfalls
am Ausgang von 4 auftreten können.
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Fig. 2 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 1, bei der die
eingangsseitig anliegende, zu veriärkende Spannung Ue' kein Wechselspannungssignal,
sondern ein Gleichspannungssignal darstellt. Ue' wird dabei dem nichtinvertierenden
Eingang von 1 über einen ohmschen Widerstand R5 zugeführt. Demselben Eingang von
1 wird über einen ohmschen Widerstand R6 eine von einem Generator 7 erzeugte Wechselspannung
Uw vorgegebener konstanter Amplitude zugeführt, die in diesem Fall das Kontrollsignal
darstellt. Am Ausgang von 1 wird über den Tiefpaß TP das verstärkte Gleichspannungssignal
v Ue' abgegriffen und dem Schaltungsausgang 3 zugeführt. Das verstärkte Wechselspannungssignal
v Uw
wird über den Kopplungskondensator C2 abgegriffen, in einer
Gleichrichtershaltung 8 exakt gleichgerichtet und dem negativen Eingang des Differenzverstärkers
4 zugeführt. Die durch die Wirkung des Regelkreises 1, C2, 8, 4, 5 , Pl, R2 und
FET1 erfolgende weitgehende Angleichung des von 8 abgegebenen Signals an die einstellbare
Spannung UF erzwingt in diesem Fall eine an Pl exakt einstellbare Wechselspannungsverstärkung
für Uw, die wegen des gleichen Widerstandswertes von FET1 für Wechselstrom und Gleichstrom
mit der Gleichspannungsverstärkung für Ue' übereinstimmt. Eine über den Schaltungseingang
6 dem positiven Eingang des Differenzverstärkers 4 zugeführte Modulationsspannung
Um moduliert die Amplitude des verstärkten Wechselspannungssignals v . Uw, das an
einem Schaltungsausgang 3' abgegriffen wird.
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Der Wechselspannungsverstärker nach Fig. 3 besitzt zwei Transistoren
TS1 und TS2 entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps.Dem Transistor TS1 ist ein das
Basispotential definierender, an der Betriebsspannung +UB liegender Spannungsteiler
R7, R8 und R10 zugeordnet sowie ein einpolig an +Ug liegender Emitterwiderstand
R9. RiO stellt gleichzeitig einen gegen Masse geschalteten Kollektorwiderstand dar
und ist mit einem Kondensator C4 überbrückt. Der Emitter von TS1 ist mit der Basis
des Transistors TS2 verbunden, dessen Kollektor über einen Kollektorwiderstand R11
an +UB geschaltet ist, während sein Emitter über die Parallelschaltung eines ohmschen
Widerstandes R12 und eines Feldeffekttransistors FET2 an Masse gelegt ist. Eine
am Schaltungseingang 9 liegende Wechselspannung Ue" wird über einen Kopplungskondensabr
C5 der Basis von TS1 zugeführt,beim Durchlaufen der Transistorschaltung verstärkt,
am Transistor TS2 kollektorseitig abgegriffen und über einen Kopplungskondensator
CE an den Schaltungsausgang 10 übertragen, an dem sie als Wechselspannung Uat' zur
Verfügung steht. Die Transistoren TS1 und TS2 sind dabei in ihren Kennwerten so
ausgesucht und zweckmäßigerweise derart thermisch gekoppelt, daß die temperaturabhängige
Schwankung
der Basis-Emitter-Spannung von TS2 durch eine entsprechende Schwankung der Basis-Emitter-Spannung
von TS1 ausgeglichen wird. Da die Basis von TSi auf einem temperaturunabhängigen
festen Potential liegt, ist dann auch das Potential am Emitter von TS2 von der Umgebungstemperatur
unabhängig.
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Neben dem Wechselspannungssignal Uell liegt noch die durch R7, R8
und R10 auf den konstanten Wert UO' geteilte Betriebsspannung +UB als Kontrollsignal
an der Basis von TS7, wird am Kollektor von TS2 verstärkt abgegriffen und über einen
Tiefpaß mit dem ohmschen Widerstand R13 und dem Kondensator C7 dem positiven Eingang
eines symmetrisch aufgebauten Differenzverstärkers ii hoher Verstärkung zugeführt.
Der negative Eingang von 11 ist an den Abgriff 12 eines an der Betriebsspannung
+UB liegenden Potentiometers P2 geschaltet. Der Ausgang des Differenzverstärkers
ii ist über einen ohmschen Widerstand R14 mit dem gate" des FET2 verbunden. Die
in Querableitungen angeordneten Schaltelemente G' und C3' erfüllen den gleichen
Zweck wie die Elemente G und C3 in den Figuren 1 und 2.
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Wenn man davon ausgeht, daß der Transistor TS1 die eingangsseitig
anliegenden Signale nicht verstärkt, sondern nur eine Temperaturkompensation der
Basis-Emitter-Strecke von TS2 sowie eine Impedanzwandlung bewirkt, so ist die Verstärkung
der zwischen 9 und 10 liegenden Schaltung durch die Kennwerte der stromgegengekoppelten
Transistorstufe TS2 gegeben. Im einzelnen wird dabei die Verstärkung v dargestellt
durch die Beziehung v = - R11 (1) RE wobei Ril den Widerstandswert des Kollektorwiderstandes
und RE den Widerstandswert des aus der Parallelschaltung von R12 und FET2 gebildeten
Emitterwiderstandes bedeuten. Dabei ist
vorausgesetzt, daß der
Basisstrom von TS2 wesentlich kleiner ist als der Kollektorstrom und daß die Basis-Emitterspannung
von TS2 konstant ist. Drückt man den Widerstandswert R11 durch Uo" R11 = (2) ic
aus, wobei U011 die am Koilektorwiderstand R11 von TS2 abfallende Spannung und ic
den Kollektorstrom von TS2 bedeuten, und setzt für U RE = (3) ie wobei Uo"' die
temperaturunabhängige weitgehende konstante Spannung am Emitter von TS2 bedeutet
und e den Emitterstrom von TS2 darstellt, so ergibt sich beim Einsetzen von (2)
und (3) in (1) unter der Annahme, daß ie wenigstens annähernd gleich i ist folgende
Beziehung für die Gleichspannungsverstärkung v: Uo" v = - = k # Uo" (4) Uo"' wobei
k eine Konstante darstellt. Durch die Wirkung des Regelkreises TS2, R11, R13, C7,
ii, 12, P2, R14, FET2 und R12 stellt sich aber die am positiven Eingang von 11 liegende
Spannung +UB-Uo" auf den am Abgriff 12 eingestellten Teil UF' der Spannung +UB ein,
die am Potentiometer P2 liegt, so daß UO" und damit die Gleichstromverstärkung v
am Abgriff 12 temperaturunabhängig und linear eingestellt werden kann. Da der Wechselstromwiderstand
des FET2 mit seinem Gleichstromwiderstand weitgehend übereinstimmt, gilt die Beziehung
(4) auch für die Wechselstromverstärkung der Schaltung von Fig. 3. Wird am negativen
Eingang des Differenzverstärkers 11 eine Modulationsspannung
Um'
angelegt, so erhält man am Ausgang 10 eine entsprechend amplitudenmodulierte Wechselspannung
Ua" Für eine Anwendung der Feldeffekttransistoren FET1 und FET2 in den Figuren 1
bis 3 ist es von wesentlicher Bedeutung, daß ihre Gleich- und Wechselstromwiderstände
sich praktisch nicht voneinander unterscheiden. Daher ist es erforderlich, daß ihre
Aussteuerung nicht bis in den Sättigungsbereich ihrer Ausgangskennlinie Jd/Uds (Jd..."drain"-Strom;
Uds..."drain"-"source"-Spannung) hinein erfolgt. Daher sind die Spannung Ur in Fig.
1 und die Spannung +UB in Fig. 3 entsprechend weit auf UO bzw. UO' herunterzuteilen.
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Fig. 4 zeigt ein anderes Stellglied, das an die Stelle der Feldeffekttransistoren
FET1 und FET2 in den Figuren 1 bis 3 treten kann und ebenfalls praktisch gleiche
Wechselstrom-und Gleichstromwiderstände aufweist. Es handelt sich hierbei um einen
lichtabhängigen Widerstand RL, der auch als Fotowiderstand bezeichnet wird. Dieser
wird anstelle der "source"-"drain"-Strecke des FET1 bzw. des FET2 in die übrigen
Schaltungen eingesetzt. Die Steuerung seines Widerstadswertes erfolgt über eine
Leuchtdiode D oder eine andere Lichtquelle, die in den an dem negativen Pol der
Betriebsspannungsquelle -UB liegenden Kollektorkreis eines Transistors TS3 eingefügt
ist.
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Der Emitter von TS3 ist über einen Emitterwiderstand R15 an +U3 geführt.
Der den Transistor TS3 aussteuernde Basisstrom, der die Intensität der Lichteinwirkung
auf RL steuert, wird über einen Widerstand R16 aus dem Differenzverstärker 4 bzw.
i1 in den Figuren 1 bis 3 abgeleitet. Ein Kondensator C8 dient zur Ableitung unerwiiri=chter
Wechselstromkomponenten. Das Stellglied nach Fig. 4 ermöglicht eine Anwendung in
Schaltungszweigen, die hohe Gleich- bzw. Wechselspannungen führen, da es kein Sättigungsverhalten
zeigt.
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7 Patentansprüche 4 Figuren