DE2639554A1 - Spannungsvervielfacherschaltung - Google Patents

Description

Spannungsvervielfacherschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsvervielfacherschaltung und insbesondere auf eine in Festkörpertechnik ausgeführte Spannungsvervielfacherschaltung.

In Festkörpertechnik ausgeführte Spannungsvervielfacherschaltungen können nur bei Anwendung einer kapazitiven Kopplung verwirklicht werden, da Spulen in integrierten Schaltungen in der Praxis nicht hergestellt werden können.

Ein gemeinsames Merkmal aller bekannten, in Festkörpertechnik ausgeführten Spannungsvervielfacherschaltungen besteht darin, daß ihre Ausgangsimpedaiζ von sich aus der Anzahl der Vervielfacherstufen proportional ist. Der Grund dafür ist darin zu sehen, daß die Ausgangsspannung an den Kopplungskondensatoren erzeugt wird, die wirkungsmässig in Serie geschaltet sind.

Nach der Erfindung ist eine Spannungsvervielfacherschaltung mit mehreren, in Serie zwischen dem Schaltungseingang und dem Schaltungsausgang liegenden Dioden dadurch gekennzeichnet, daß eine erste und eine zweite

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Eingangsleitung vorgesehen sind, zwischen denen eine. Wech--· selspannungsdifierenz anliegt, und daß aufeinanderfolgende Verbindungspunkte zwischen benachbarten Dioden jeweils über Kapazitäten abwechselnd an die erste und an die zweite Eingängeitung angeschlossen sind.

In einer Ausführungsform der Erfindung kann der Schaltungseingang mit der ersten Eingangsleitung oder mit der zweiten Eingangsleitung verbunden sein; vorteilhafterweise kann an der ersten und an der zweiten Eingangsleitung jeweils eines von zwei gegenphasigen Taktsignalen anliegen.

.In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die" Spannungsvervielfacherschaltung ,in Form einer integrierten Schaltung unter Anwendung der Metall- Oxid-Halbleiter-Technologie oder in der Metall-Oxid-Nitrid-Halbleiter-Technologie aufgebaut, wobei die Dioden jeweils von einem Metall-Oxid-rHalbleiter-Transistor gebildet sind, der als Diode geschaltet ist.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beispielshalber erläutert. Es zeigen: .

Fig.1.das Schaltbild einer bekannten Spannungsvervielfacherschaltung ,

Fig.2 das Schaltbild einer Spannungsvervielfacherschaltung nach der Erfindung,

Fig.3 eine umgezeichnete Version des Schaltbilds von Fig.2 zur mathematischen Analyse der Schaltung und

Fig.4 ein Schaltbild einer praktischen Ausführungsform für die Spannungsvervielfacherschaltung nach Fig.2.

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Der am häufigsten verwendete Typ der Spannungsvervielfacher-, schaltung ist in Fig.1 dargestellt. Bei dieser Schaltung werden zwei gegenphasige Taktsignale 0 und "φ über wirksam in Serie geschaltete Kopplungskondensatoren C jeweils an die Verbindungspunk-tg einer Diodenkette D1 bis Dn angelegt. Die Dioden D1 bis Dn richten die Eingangstaktsignale gleich, und sie bauen längs der Kette additiv eine Spannung auf.

In der in Fig.1 dargestellten Vervielfacherschaltung wird das Eingangssignal vom Taktsignal 0 abgeleitet, und das Ausgangssignal Vq_UT der Schaltung wird vom Taktsignal ]5 abgeleitet, wie es an die Diode Dn angelegt wird. Der Eingang und/oder der Ausgang können jedoch auch von den Taktsignalen 0 und (? isoliert werden, indem eine in Serie liegende Diode eingefügt wird, wie in Fig.1 mit gestrichelten Linien angegeben.ist.

Die Spannungsvervielfacherschaltung von Fig.1 ist dazu verwendet worden, Spannungen zu erzeugen, die größer als die Spannungen sind, die in einfacher Weise mit elektromagnetischen Transformatoren behandelt werden können.

Dies ist möglich, weil die an den Kopplungskondensatoren C auftretende Maximalspannung unabhängig von der Anzahl der Vervielfacherstufen lediglich gleich der Eingangsansteuerspannung ist. Bei diesem Anwendungsfall wird die Schaltung jedoch mit diskreten Bauelementen aufgebaut, so daß die Kopplungskondensatoren C zur Erzielung einer wirksamen Vervielfachung und einer angemessenen Ansteuerfähigkeit ausreichend groß gemacht werden können.

Grundsätzlich können in einer integrierten Schaltung untgr Anwendung der in Fig.1 dargestellten Spannungevervielfacher-

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schaltung zwar Spannungen erzeugt werden, die höher als die Versorgungsspannung sind, doch müssen die Kopplungskondensatoren zur Erzielung einer wirksamen Vervielfachung wesentlich größer als die Streukapazitäten Co sein, und auf Grund der wirksamen Serienschaltung der Kopplungskondensatoren steigt auch die Ausgangsimpedanz mit der Anzahl der Vervielfachungsstufen schnell an.

In der Praxis eignet sich jedoch die Vervielfacherschaltung von Fig.1 nicht zur Integration in monolithischer Form, da Kondensatoren auf einem Halbleiter-Chip auf wenige Picofarad mit relativ hohen Streukapazitätswerten zum Substrat begrenzt sind. Eine verallgemeinerte Analyse der Vervielfacherschaltung von Fig.1 unter Berücksichtigung der Streukapazität ist äußerst kompliziert; sie wird hier nicht angegeben. In der Praxis hat sich jedoch gezeigt, daß es unabhängig von der Anzahl der Vervielfacherstufen schwierig ist, Spannungen zu erzeugen, die wesentlich höher als die zweifache Versorgungsspannung sind. Wenn die Anzahl der Stufen über eine kritische Anzahl (typischerweise 3 oder 4) ansteigt, die vom Verhältnis von C zu C_s bestimmt wird, dann sinkt die Ausgangsspannung tatsächliph auf Grund des Spannungsabfalls an der Diodenkette ab.

In Fig.2 der Zeichnung ist eine Spannungsvervielfacherschaltung gemäß der Erfindung dargestellt, die der Schaltung von Fig.1 zwar gleicht, sich jedoch für die Herstellung in Form einer integrierten Schaltung eignet, ohne daß sie die Nachteile der Schaltung von Fig.1 aufweist.

In der Spannungsvervielfacherschaltung von Fig.2 sind mehrere Dioden D1 bis Dn in Serie geschaltet, und die

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Verbindungspunkte zwischen jeweils zwei benachbarten Dioden sind über einen Kopplungskondensator C mit einem von zwei gegenphasigen Taktsignalen 0 und ^ verbunden; jeder zweite Verbindungspunkt ist dabei an ein Taktsignal angelegt, und die dazwischenliegenden Verbindungspunkte sind an das andere Taktsignal angelegt. In der Schaltung von Fig.2 wird das Eingangssignal vom Taktsignal 0 abgeleitet, doch kann wie in der Schaltung von Fig.1 auch ein eigenes Eingangssignal verwendet v/erden, das an das Taktsignal 0 über eine in Serie geschaltete Diode angelegt wird. Das Ausgangssignal V_QUT der Vervielfacherschaltung von Fig.2 wird über die Diode Dn abgeleitet.

Die Vervielfacherschaltung von Fig.2 arbeitet in ähnlicher Weiee wie die Schaltung von Fig.1, doch sind in diesem Fall die Kopplungskondensatoren C effektiv parallel, und nicht wie in Fig.1 in Serie geschaltet, so daß die Ausgangsimpedanz nicht mit der Anzahl der Vervielfacherstufen ansteigt; dies bedeutet jedoch nicht, daß die Kopplungskondensatoren C anders als in der Schaltung von Fig.1 den längs der Kette entwickelten vollen Spannungen widerstehen müssen. Dies muß kein Problem sein, wenn die Verfahrensgrenzen der integrierten Schaltung nicht überschritten werden. Wie gezeigt werden wird, bestehen die Vorteile dieser Schaltungsanordnung' darin, daß eine wirksame Vervielfachung mit relativ hohen Streukapazitätswerten erzielt werden kann, und daß die Stromansteuerungsfähigkeit unabhängig von der Anzahl der Vervielfacherstufen ist.

Unter Bezugnahme auf Fig.3 folgt nun eine mathematische Analyse der Arbeitsweise der Spannungsvervielfacherschaltung von Fig.2. Fig.3 zeigt dabei eine umgezeichnete Version der

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Schaltung von Fig.2, wobei ein N-stufiger Vervielfacher dargestellt ist, der mit Hilfe von zwei gegenphasigen Taktsignalen 0 und ^ mit jeweils der Amplitude V^ angesteuert wird, die an abwechselnde Verbindungspunkte längs der Diodenkette kapazitiv angekoppelt sind. Der Vervielfacher arbeitet in einer Weise, die der Arbeitsweise einer Eimerketten-Verzögerungsleitung ähnlich ist, wobei Ladungspakete längs der Diodenkette gepumpt werden, wenn die Kopplungskondensatoren C nacheinander während jeder Hälfte des Taktzyklus geladen und entladen werden. Anders als bei der Eimerketten-Verzögerungsleitung werden die Spannungen in der Diodenkette jedoch nicht nach jedem Pumpzyklus zurückgestellt, so daß die Durchschnütspotentiale an den Verbindungspunkten fortlaufend vom Eingang zum Ausgang der Diodenkette ansteigen. Diese Arbeitsweise gleicht im Prinzip insofern der bekannten Technik mit mitlaufender Ladespannung (Boοstrap-Technik), die. oft in integrierten MOS-Schaltungen angewendet wird, als auch eine Schaltung mit mitlaufender Ladespannung einen Spannungsverdoppler enthält. Hier ist jedoch der Kopplungskondensator C an das Eingangstaktsignal angeschlossen, während er bei Schaltungen mit mitlaufender Ladespannung mit dem Ausgang verbunden ist. Wie aus Fig.3 zu erkennen ist, ergibt sich die Differenz zwischen den Spannungen am η-ten und am (n+1)-ten Verbindungspunkt am Ende jedesPumpzyklus durch;

In dieser Gleichung sind V¹^ der auf Grund der kapazitiven Kopplung aus dem Taktsignal auftretende Spannungshub, .Vß die Diodendurchlaß spannung und V_L die Spannung, um die

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die Kondensatoren C geladen und entladen werden, wenn der Vervielfacher einen Ausgangsstrom Iqtj_T abgibt.

Für einen Taktkopplungskondensator C und einen Streukondensator Cg ergibt sich an jedem Verbindungspunkt durch Kapazitätsteilung :

=( —S )

C + C₃

Da die von jeder Diode pro Taktzyklus gepumpte Ladung den Wert (C + Cg)V_L hat, ergibt sich der vom Vervielfacher mit der Taktfrequenz f gelieferte Strom aus:

Durch Ersetzen von V^ und V_L in der Gleichung (1) ergibt sich : *

^Vn + 1 " ^Vn = ⁽ C + C ⁾ ' ^V0 " ^VD ~

n + 1 " ^Vn = ⁽ C + Co ⁾ ' ^V0 " ^VD ~ (C

so daß für N stufen folgendes erhalten wird:

wobei Vj_n die Eingangsspannung ist. Für einen praktisch anwendbaren Vervielfacher ist eine zusätzliche Trenndiode am Ausgang erforderlich, damit ein Durchbrechen des Taktsignals verhindert wird, so daß die Ausgangsspitzenspannung

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durch die folgende Gleichung erhalten wird:

^VOUT ^VIN ~

) · Vw - V ~ ^IouT. 1 - V ' ^V0 ^VD (C + C_s)f J ^VD

Durch Umordnen ergibt sich:

V - V + U ί ( ^C ) * Vw - V 1 - V - ^{0UT V}OUT ~ ^VIN ^{+ N} L^ C + Cq ^{; V}0 ^vdJ ^vD CC + C_Q}f

Auf Grund des den Ausgangskondensator C_Oy_T entladenden Lastwiderstandes R, ergibt sich auch eine Welligkeitsspannung V_R am Vervielfacherausgang. Gewöhnlich ist der Ausgangskondensator C_QUT ausreichend groß, damit die Welligkeitsspannung V_R klein im Vergleich zur Ausgangsspannung Vqjj_T ist, so daß gilt:

ν - .OUT _ ^VOUT /η

κ ¹⁰OUT ¹L OUT

In praktisch ausgeführten Vervielfachern tritt auch eine zusätzliche Welligkeitskomponente wegen der kapazitiven Kopplung aus den Taktsignalen über die Dioden auf. Bei sich nicht überlappenden Taktphasen tritt ein beträchtlicher Durchbruch durch die Trenndiode aus nur einer Taktphase auf. Mit überlappenden TaktSignalen tritt jedoch auch noch ein Durchbruch aus der anderen Taktphase auf, der dann erscheint, wenn die Trenndiode leitet. Der Wert des Durchbruchs aus einer Taktphase ergibt sich aus :

C C

^VBT ⁼ (c Ve") ^Vf0 = Ο"⁵- ^Y1<& ^{für C}0UT»^Cni

^UOUT ⁺ D ^{ψ U}OUT ^{ψ UU ü}

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Cjj ist dabei die Kapazität an jeder Diode, so daß für sich nicht überlappende Taktphasen gilt:

_v _ ¹OUT ^CD^Vt0 ₍.s

R ~ fP ⁺ ρ

η J-^OUT ^UOUT

während sich bei überlappenden Taktphasen ergibt :

R -pp ⁺ ρ η ^ΐυΟϋΤ OUT

Aus der Gleichung (3) ist zu erkennen,daß sich eine Spannungsvervielfachung ergibt, falls folgende Bedingung eingehalten wird:

Dabei ist wichtig zu beachten, daß dieser Ausdruck nicht von N abhängt ", so daß dem Prinzip nach keine Einschränkung der Anzahl der Stufen bei einem solchen Vervielfacher vorliegt. Bei Einhaltung der Bedingung (5) ist auch die Stromansteuerfähigkeit der Vervielfacherschaltung unabhängig von der Anzahl der Vervielfacherstufen.

Aus der Gleichung (3) laßt sich auch ableiten:

^VOUT ^{= V}0 " ¹OUT¹¹S

wobei gilt:

^V0 =^VIN-^VD ^+N

^Rs ~ cc + c_s;f 70981 1/0759 "

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Vq und Rg sind die Leerlaufausgangsspannung bzw. der Ausgangsserienwiderstand der Vervielfacherschaltung, so daß sich aus der Gleichung (6) eine äußerst einfache Ersatzschaltung für den Vervielfacher ergibt, die die Form eines Spannungsgenerators mit der Ausgangsspannung Vq gemäß der Gleichung (7) und einer Serienimpedanz R₀ gemäß der Gleichung (8) hat.

Die Spannungsvervielfacherschaltung von Fig.2 kann unter Verwendung diskreter Bauelemente hergestellt werden; wie oben erwähnt wurde, kann sie auch in Form einer integrierten Schaltung hergestellt werden, wobei die Technik der bipolaren Halbleiterbauelemente oder der MOS-Bauelemente angewendet werden kann. Ein besonderer Anwendungsfall der hier beschriebenen Vervielfacherschaltung ergibt sich bei Dauerspeicherschaltungen, die unter Anwendung der Technik der MNOS-Bauelemente (Metall-Nitrid-Oxid-Halbleiter-Bauelemente) hergestellt werden. Die Technik der MNOS-Bauelemente ist zur Herstellung von Dauerspeicherschaltungen zwar bereits eingeführt, doch sind die zum Schreiben oder Löschen von Informationen notwendigen hohen Spannungen von 30 bis Φ Volt ein offensichtlicher Nachteil. In vielen Anwendungsfällen hat die Notwendigkeit der Erzeugung dieser Spannungen verhindert, daß die Anwendung von MNCE-Bauelementen wirtschaftlich tragbar ist, insbesondere wenn nur wenige permanente Datenbits erforderlich sind. Durch Einfügen einer Spannungsvervielfacherschaltung gemäß der obigen Beschreibung können MNCß-Schaltungen mit herkömmlichen Versorgungseinrichtungen und Schnittstellen betrieben werden.

Eine praktische Ausführung der Vervielfacherschaltung von Fig.2 in der Anwendung in einem Vierfach-MNCS-Dauerspeicher ist in

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Fig.4 dargestellt. Da in der MOS-und MNOS-Technik getrennte Dioden nicht hergestellt werden können, ist es bei solchen Vorrichtungen üblich, Transistoren anzuwenden, deren Gate- und Source-Elektroden zur Bildung einer Diode miteinander verbunden sind.

In der Schaltung von Fig.4 ist der Spannungsvervielfacher im Block 1 dargestellt; die Taktsignale 0 und "φ für den Spannungsvervielfacher werden von einem Oszillator 2 über eine Pufferstufe 3 abgeleitet. Die Ausgangsspannung der Spannungsvervielfacherschaltung 1 wird an eine Spannungs begrenzerschaltung 4 angelegt, die notwendig ist, damit verhindert v/ird, daß die Ausgangsspannung die Prozeßgrenzen überschreitet, was geschehen könnte, wenn die Versorgungsspannung unbeabsichtigt erhöht wird.

Die Vervielfacherschaltung 1 von Fig.4 besteht aus mehreren MOS-Transistoren T, die jeweils zur Bildung einer Diode geschaltet sind; die Verbindungspunkte zwischen den Dioden sind über Kopplungskondensatoren C an eines der Taktsignale 0 und J5 gelegt, und das Eingangssignal der Schaltung wird von der Versorgungsleitung V₀₀ abgeleitet. Die andere Versorgungsleitung Vg„ liegt normalerweise an Masse. Zum Starten der Schaltung ist ein ebenfalls als Diode geschalteter weiterer MOS-Transistor T_g zwischen die Versorgungsleitung V_DD und den Ausgang V_QUT eingefügt. Bei der Schaltung von Fig.4 kann gezeigt werden, daß folgende Beziehung gilt:

V_0UT -I ₊ Ii₊ tr-h^-J <^VDD - ¹> - » + O V

OUT " ' ^T L^{1 τ} C + C₀ J ^V"DB '' ^v" ^{T >x} "T (C + C_s)f

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wobei V_m die MOS-Schwellenspannung ist.

Es ist zu erkennen, daß die obige Beschreibung spezieller Ausführungsformen der Erfindung lediglich als Beispiel ohne Einschränkung angegeben ist. Bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen ist zwar die Verwendung von zwei Taktsignalen vorgeschlagen worden, doch kann in manchen Anwendungsfällen vorzugsweise auch ein einziges Taktsignal verwendet werden, wobei die Grundvoraussetzung ist, daß eine Differenzspannung zwischen den Taktsignaleingängen erzeugt wird.

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Claims (8)

Patentansprüche

1. Spannungsvervielfacherschaltung mit mehreren, in Serie zwischen dem Schaltungseingang und dem Schaltungsausgang .liegenden Dioden, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste und eine zweite Eingangsleitung vorgesehen sind, zwischen denen eine Vech'selspannungsdifferenz anliegt, und daß aufeinanderfolgende Verbindungspunkte zwischen benachbarten Dioden jeweils über Kapazitäten abwechselnd an die erste und an die zweite Eingangsleitung angeschlossen sind.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal der Schaltung an die erste oder die zweite Eingangsleitung angelegt ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß an der ersten und an der zweiten Eingangsleitung jeweils eines von zwei gegenphasigen Taktsignalen anliegt.

4. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie in Form einer integrierten Schaltung aufgebaut ist.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie unter Anwendung der Metall-Oxid-Halbleiter-Technik aufgebaut ist.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Dioden jeweils aus Metall-Oxid-Halbleiter-Transistoren gebildet sind, die als Diode geschaltet sind.

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7. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, ' daß sie in Metall-Nitrid-Oxid-Halbleiter-Technologie aufgebaut ist.

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Teil einer Vierfachspeicherschaltung in Metall-Nitrid-Oxid-Halbleiter-Technik bildet.

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