DE2556828A1

DE2556828A1 - Dynamisches schieberegister aus isolierschicht-feldeffekttransistoren

Info

Publication number: DE2556828A1
Application number: DE19752556828
Authority: DE
Inventors: Manfred Fritz Ullrich
Original assignee: Deutsche ITT Industries GmbH
Current assignee: TDK Micronas GmbH
Priority date: 1975-12-17
Filing date: 1975-12-17
Publication date: 1977-06-30
Also published as: DE2556828B2; DE2556828C3; IT1065293B; JPS5275943A; FR2335912A1; US4084106A; ES454309A1

Description

Deutsche XTT Industries GmbH M.F- Ullrich 1

78 Freiburg, Hans-Bunte-Str. 19 Mo/sp

15. Dezember 1975

DEUTSCHE ITT INDUSTRIES GESELLSCHAFT MIT BESCHRÄNKTER HAFTUNG

FREIBURG I. BR.

Dynamisches Schieberegister aus Isolierschicht-Feldeffekttransistoren

Die Erfindung betrifft ein dynamisches Schieberegister aus Isolierschicht-Feldeffekttransistoren gleicher Leitungs- und Steuerungsart, das zum Betrieb zwei nichtüberlappende Taktsignale benötigt/ also ein sogenanntes Zweiphasen-MOS-Schieberegister. Die Abkürzung "MOS" geht auf die englische Bezeichnung "metal oxide semiconductor field-effect transistor" zurück, ist jedoch derzeit nicht mehr ausschließlich auf Feldeffekttransistoren mit einer Oxidschicht als unter dem Cate-Anschluß liegender Isolierschicht wegen inzwischen anderer bekannter Isolierschichtmaterialien beschränkt.

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Eine Untergruppe dynamischer Zweiphasen-MOS-Schieberegister ist beispielsweise aus dem Buch von D. Becker und H. Mäder "Hochintegrierte MOS-Schaltungen"_r Stuttgart 1972_r Seite 126, Bild 6-41, bekannt. Es handelt sich hierbei um ein mit der sogenannten Verhältnistechnik realisiertes Zweiphasen-MOS-Schieberegister. Die Bezeichnung "Verhältnistechnik" (im Englischen "ratio technique") ist eine Kurzbezeichnung für folgenden Sachverhalt: Jede der beiden Halbstufen einer Schieberegisterstufe enthält einen Inverter, der aus einem Schalttransistor und einem Lasttransistor besteht. Der Längswiderstand dieser beiden MOS-Transistoren im stromführenden Zustand ist dabei abhängig von dem Verhältnis der Kanalzonenbreite w zur Kanalzonenlänge 1. Zur sicheren Funktionsweise müssen nun diese Verhältnisse bei den beiden Invertertransistören unterschiedlich gewählt werden, wobei der Lasttransistor ein kleineres w/1-Verhältnis aufweisen muß als der Schalttransistor, d. h. die bekannte dynamische Zweiphasen-MOS-Schieberegisterstufe in Verhältnistechnik hat unterschiedlich dimensionierte MOS-Transistoren. Zusätzlich zu den beiden Taktsignalen ist zum Betrieb noch eine Gleichspannung erforderlich.

Weitere Unterarten dynamischer MOS-Schieberegisterstufen sind aus der Zeitschrift "The Electronic Engineer", März 1970, Seiten 59 bis 61, bekannt. So zeigt die Fig. 4 auf Seite 60 eine dort "ratioless", also "verhältnislos",bezeichnete Schieberegisterstufe, d. h. eine Zweiphasen-MOS-Schieberegisterstufe, die ohne die oben erwähnte Verhältnisbemessung der beiden Invertertransistoren auskommt. Der Inverter dieser Anordnung besteht allerdings aus drei in Serie liegenden MOS-Transistoren, und auch diese Anordnung benötigt im Betrieb eine Gleichspannung. Ferner ist eine bestimmte Bemessung der Eingangskapazitäten der beiden Inverter erforderlich, da das zu verschiebende Siqnal temporär in diesen Kapazitäten gespeichert wird.

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Schließlich, ist in Fig. 6 auf Seite 60 eine Zweiphasen-MOS-Schieberegister stufe gezeigtr die im Betrieb keine Gleichspannung benötigt,-bei der jedoch die in Serie liegenden beiden Invertertransistoren einer Halbstufe mit ihren freien Enden an einem der Taktsignale angeschlossen sind.

Sämtliche Zweiphasen-MOS-Schieberegisterstufen des Standes der Technik haben pro Halbstufe außer dem erwähnten Inverter noch einen Koppeltransistor, der im Falle der erstgenannten Literaturstelle den Ausgang des Inverters der ersten Halbstufe mit dem Eingang des Inverters der zweiten Halbstufe verbindet, wobei der Eingang der Schieberegisterstufe am Gate-Anschluß des Schalttransistors des Inverters der ersten Halbstufe liegt und der Ausgang über den Koppeltransistor der zweiten Halbstufe mit dem Ausgang des Inverters der zweiten Halbstufe verbunden ist.

Die Anordnungen nach der zweitgenannten Literaturstelie zeigen dagegen, daß als Schieberegisterstufe auch eine Anordnung aufgefaßt werden kann, bei der der Eingang über den Koppeltransistor der einen Halbstufe mit dem Gate-Anschluß des zu dieser Stufe gehörenden Inverters verbunden ist und der Ausgang der Schieberegisterstufe direkt am Ausgang des Inverters der zweiten Halbstufe liegt.

Die bekannten Schieberegisterstufen sind universell verwendbar, und es können mit ihnen beliebige digitale Signalfolgen verarbeitet werden, also beispielsweise eine Signalfolge, bei der auf den durch ein hohes Potential definierten binären Zustand HI in der nächsten Stufe ebenfalls ein solcher Zustand folgt. Nach Ablauf einer Periode der beiden zueinander inversen und sich nicht überlappenden Taktsignale ist diese binäre Information vom Eingang zum Ausgang einer solchen Schieberegisterstufe gelangt. Dieses Verschieben der Information geschieht dabei in der Weise,

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daß während der ersten Periodendauerhälfte des Taktsignals der mit dem. Eingang verbundene Inverter das Signal invertiert und zum Gate-Anschluß und dessen Eingangskapazität (s. o.) des Inverters der zweiten Halbstufe gelangen läßt und daß während der zweiten Taktsignalhalbperiode der zweite Inverter dieses Signal wiederum invertiert an den Ausgang gelangen läßt. Somit erscheint das zu verschiebende Signal am Ausgang zweimal invertiert, also polaritätsrichtig.

Stellt sich bei bestimmten Anwendungen die Forderung, schon nach der ersten Taktsignalhalbperiode das Signal polaritätsrichtig, also nichtinvertiert, abnehmen zu können, so zeigt sich, daß die bekannten Zweiphasen-MOS-Schieberegisterstufen diese Bedingung nicht erfüllen können. Zwar wäre es prinzipiell möglich, am Ausgang der ersten Halbstufe einen Inverter vorzusehen, der das dort invertiert vorhandene Signal sozusagen rückinvertiert _r die zeitliche Lage dieses rückinvertierten Signals wäre jedoch derart, daß sich eine Überlappung mit dem unverzögerten Signal zwangsläufig ergibt. Eine Erfüllung der erwähnten Forderung ist mit den bekannten Zweiphasen-MOS-Schieberegisterstufen nur in der Weise möglich.r daß die Frequenz der Taktsignale und die Anzahl der Schieberegisterstufen verdoppelt wird, d. h. daß zwei nebeneinanderliegende Schieberegisterstufen eine "neue" Schieberegisterstufe bilden, in deren Mitte nach der einen Taktsignalhalbperiode, wie beabsichtigt, das nichtinvertierte Signal überlappungsfrei abnehmbar ist. Der dafür benötigte Aufwand ist offensichtlich beträchtlich.

Die Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, ein dynamisches Schieberegister der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 näher gekennzeichneten Art anzugeben, bei dem eine überläppungsfreie und polar itäts richtige Entnahme des zu verschiebenden Signals bereits

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nach, einer Taktsignalhalbperiode möglich ist. Diese Aufgabe wird durch, die Maßnahmen des kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 gelöst. Eine vorteilhafte Weiterbildung ist im Unteranspruch 2 gekennzeichnet.

Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, daß für den Betrieb keine Gleichspannung benötigt wird, die bei der eingangs erwähnten bekannten Anordnung damit verbundene Beschränkung hinsichtlich der Kapazitätsdimensionierung jedoch nicht vorhanden ist. Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die durch das Schieberegister laufenden Signale nach jedem Halbtakt eine definierte Amplitude aufweisen, was insbesondere für den durch ein hohes Potential definierten binären Zustand HI gilt, welche Eigenschaft die bekannten Zweiphasen-MOS-Schieberegister nicht aufweisen. Bei ihnen ist vielmehr eine zum sicheren Betrieb ausreichende Schwelle festgelegt, oberhalb derer das HI-Signal bei einem beliebigen Wert liegen kann.

Aufgrund der zuletzt genannten vorteilhaften Eigenschaft läßt sich das erfindungsgemäße dynamische Schieberegister direkt als Taktgenerator für weitere MOS-Schaltungen verwenden. Hierbei ist insbesondere an eine Anwendung in Zusammenhang mit der älteren Anmeldung P 24 3O 349.9-53 gedacht, wobei durch das gesamte Schieberegister nur ein einziger HI-Zustand verschoben wird.

Ferner ist das erfindungsgemäße dynamische Schieberegister "ratioless" realisierbar, d. h. für die einzelnen Transistoren können minimale Flächen vorgesehen werden. Als weiterer, nicht zu unterschätzender Vorteil ergibt sich schließlich, daß eine Stufe des erfindungsgemäßen dynamischen Schieberegisters genau die Hälfte der Anzahl der MOS-Transistoren benötigt wie die oben erwähnte,

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derselben Aufgabe genügende Anordnung des Standes der Technik. Dort sind nämlich zwei Schieberegisterstufen mit jeweils sechs Transistoren,- also zwölf Transistoren, erforderlich, während bei der Erfindung pro Stufe nur sechs Transistoren benötigt werden.

Die Erfindung wird nun anhand der Figuren der Zeichnung näher erläutert.

Fig. 1 zeigt das Schaltbild einer Stufe eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 2 zeigt das Schaltbild einer Stufe einer Weiterbildung der Erfindung und

Fig. 3 zeigt verschiedene bei den Anordnungen nach Fig. 1 und Fig. 2 auftretende Kurvenformen.

Die in Fig. 1 gezeigte Stufe eines Ausführungsbeispiels besteht aus zwei Halbstufen, wovon die linke durch eine unterbrochene Linie umrahmt ist. In jeder dieser Halbstufen befindet sich der erste Schalttransistor 1, der einerseits mit dem einen Ende seines gesteuerten Strompfades am Schaltungsnullpunkt und andererseits mit dem anderen Ende mit dem gesteuerten Strompfad des zweiten Schalttransistors 2 verbunden ist, wobei das freie Ende von dessen gesteuertem Strompfad am ersten Taktsignaleingang 11 bzw. 11' liegt.

Der gesteuerte Strompfad des Koppeltransistors 3 führt vom Informationseingang E zum Gate-Anschluß des zweiten Schalttransistors 2, der über den Kondensator 4 am Verbindungspunkt der beiden Schalttransistoren 1, 2 liegt, der gleichzeitig den Informationsausgang A der jeweiligen Halbstufe bildet. Die Gate-Anschlüsse des Lasttransistors 1 und des Koppeltransistors 3 liegen am zweiten Taktsignaleingang 12 bzw. 12'.

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Die beiden Halbstufen werden von den Taktsignalen F1, F2 derart angesteuert,- daß dem. ersten Taktsignaleingang 11 und dem zweiten Taktsignaleingang 12' das erste Taktsignal F1 sowie dem zweiten Taktsignaleingang 12 und dem ersten Taktsignaleingang 11* das zweite Taktsignal F2 zugeführt sind. Mit anderen Worten werden also die beiden Taktsignale F1, F2 aufeinanderfolgenden Halbstufen jeweils über Kreuz vertauscht zugeführt.

Die Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 1 ist folgende:

Es sei angenommen, daß am Eingang E der binäre Zustand HI anliegt. Dieser wird über den Koppeltransistör 3, der vom Taktsignal F2 leitend gesteuert ist, zum Gate-Anschluß des zweiten Schalttransistors 2 und zum Kondensator 4 weitergeleitet, so daß dieser aufgeladen wird. In der nächsten Taktsignalhalbperiode, in der am Taktsignaleingang 11 das Taktsignal F1 anliegt, wird somit -" ^rch den aufgeladenen Kondensator 4 der zweite Schalttransistor 2 leitend gesteuert und das HI-Potential gelangt uninvertiert zum Ausgang A. Das Ausgangssignal am Ausgang A nimmt dabei den definierten Wert der Amplitude des Taktsignals F1 an.

Beim nächsten Halbtakt geht das Potential am Punkt A dieser betrachteten Halbstufe zwangsweise auf den LO-Zustand, v/eil das an der Serienschaltung der beiden Schalttransistoren 1,2 liegende Taktsignal F1 ebenfalls seinen LO-Zustand annimmt und dadurch der erste Schalttransistor bei gesperrtem zweiten Schalttransistor 2 geöffnet wird. In jeder Halbstufe folgt somit auf einen verschobenen HI- bzw. LO-Zustand ein LO-Zustand. Dadurch ist sicheraestellt, daß die Dauer eines HI-Zustandes nicht größer als eineTaktsignalhalbperiode werden kann, d. h. eine Überlappung wird von selbst vermieden.

Wenn in einer Halbstufe ein HI-Zustand vorhanden war und in der der Verschiebung dieses HI-Zustandes entsprechenden folgenden

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Taktsignalhalbperiode ein LO-Zustand zu verschieben ist, so ist die Amplitude am Punkt A allerdings nicht gleich dem Potential des Schaltungsnullpunkts, sondern in gewisser Weise Undefiniert. Sie wird nämlich von dem Verhältnis der Kapazität C-des Kondensators 4 zur Knotenpunktskapazität C_Q des am Ausgang A angeschlossenen Schaltungsteils bestimmt, wobei in guter Näherung

^üL0 ^{= U}HI^C4^/C9 ·
In Fig. 3c ist eine solche Amplitude gezeigt.

Eine ausreichend niedrige Amplitude U ist für diesen besonderen Fall immer gegeben, wenn, wie bei der oben erwähnten Anwendung als Taktgenerator, an den Ausgängen A entsprechende mit Taktsignalen zu versorgende weitere Schaltungsteile angeschlossen sind.

Im einzelnen tritt also die Amplitude U dann auf, wenn zwei

LO

Taktsignalhalbperioden früher am Ausgang A ein HI-Zustand vorhanden war. In diesem Fall entlädt sich der noch aufgeladene Kondensator 4 der folgenden Halbstufe über den Koppeltransistor 3 auf die Schaltkapazität 9 zurück. Dies führt zu der oben angegebenen kapazitiven Spannungsteilung entsprechend dent Verhältnis C_Ä/Cn. Der zulässige Wert für U_TO ist dadurch bestimmt, daß die nach dem Ladungsausgleich im Kondensator 4 verbleibende Spannung kleiner als die Schwellspannung des zweiten Schalttransistors 2 sein muß. Im nächstmöglichen LO-Zustand ist diese Restladung dann allerdings praktisch völlig verschwunden.

Bei der in Fig. 2 gezeigten Weiterbildung der Anordnung nach Fig. 1 ist durch, die zusätzlich pro Halbstufe vorgesehenen Bauelemente sichergestellt, daß die Amplitude des LO-Zustandes bei

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vorausgegangenem HI-Zustand immer das Potential des Schaltungsnullpunkts annimmt.

Hierzu enthält eine Halbstufe dieser Weiterbildung den aus dem Zusatz-Schalttransistor 5 und dem zugehörigen Lasttransistor 6 bestehenden Inverter, welche Transistoren, mit ihren gesteuerten Strompfaden in Serie geschaltet, zwischen dem Schaltungsnullpunkt und dem zweiten Taktsignaleingang 12 bzw. 12' angeordnet sind, an dem auch der Gate-Anschluß des Lasttransistors 6 liegt. Der Gate-Anschluß des Zusatz-Schalttransistors 5 liegt am Informationseingang E¹ und somit auch am einen Ende des gesteuerten Strompfads des Koppeltransistors 3.

Der Ausgang des von den Transistoren 5, 6 gebildeten Inverters, also der Verbindungspunkt ihrer beiden gesteuerten Strompfade, liegt einerseits über den Zusatz-Kondensator 8 am Schaltungsnullpunkt und andererseits am Gate-Anschluß des Ableittransistors 7, dessen gesteuerter Strompfad einerseits am Schaltungsnullpunkt und andererseits am Ausgang A¹ dieser H^¹ ^tufe liegt. Somit liegt der gesteuerte Strompfad des Ableittransiscors 7 auch parallel zu dem des ersten Schalttransistors 1. Beim von den Transistoren 5, 6 gebildeten Inverter handelt es sich um einen in der eingangs erwähnten Verhältnistechnik zu realisierenden.

Mittels des aus den Transistoren 5, 6 gebildeten Inverters und dem Ableittransistor 7 wird erreicht, daß die oben erwähnte, am Kondensator 4 verbleibende Restladung, die für den endlichen Viert der Amplitude U_T,~ verantwortlich ist, über den

JjU

Ableittransistor 7 zum Schaltungsnullpunkt abfließen kann. Wie die Fig. 3d zeigt, ist das Ausgangssignal A¹ im LO-Zustand praktisch identisch mit dem Potential des Schaltungsnullpunkts, d. h. der nur im zweiten Impuls der Fig. 3c noch sichtbare Amplitudenwert U_To ist beim zweiten Impuls von Fig. 4d nicht mehr zu sehen.

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Durch die gestirichelt gezeichneten Impulse in den Fig. 3c, 3d soll aas prinzipielle Verhalten der erfindungsgemäßen dynamischen Schieberegister angedeutet werden, daß einem HI-Zustand immer mindestens ein LO-Zustand folgt. Die Fig. 3a, 3b zeigen schließlich den zeitlichen Verlauf der Taktsignale F1, F2, die, wie ersichtlich, nichtüberlappend sind.

Die dynamischen Schieberegister nach der Erfindung werden selbstverständlich als integrierte Schaltungen realisiert, wobei sie, insbesondere wenn sie als die erwähnten Taktgeneratoren dienen, mit weiteren integrierten MOS-Schaltungen oder auch bipolaren Schaltungen auf einem gemeinsamen Halbleiterkristall angeordnet sind.

2 Patentansprüche
1 Blatt Zeichnung mit
3 Figuren

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE 'X

Dynamisches Schieberegister aus Isolierschicht-Feldeffekttransistoren gleicher Leitungs-und Steuerungsart, das zum Betrieb zwei nichtüberlappende Taktsignale benötigt und bei dem jede Hälfte einer Stufe, also jede Halbstufe, mindestens einen mit dem einen Ende seines gesteuerten Strompfades am Informationseingang liegenden Koppeltransistor und mindestens einen mit dem einen Ende seines gesteuerten Strompfades am Schaltungsnullpunkt liegenden ersten Schalttransistor enthält, dadurch gekennzeichnet, daß jede Halbstufe außerdem einen zweiten Schalttransistor (2) und einen Kondensator (4) enthält, die derart mit dem ersten Schalttransistor (1) und dem Kcppeltransistor (3) zusammengeschaltet sind, daß die in Serie geschalteten gesteuerten Strompfade von erstem und zweitem Sc^lttransistor (1, 2) zwischen dem Schaltungsnullpunkt und dem ersten Taktsignaleingang (11, 11¹), der Kondensator {4) zwischen dem Gate-Anschluß des zweiten Schalttransistors (2) und dem den Informationsausgang (A) der Halbstufe bildenden Verbindungspunkt der beiden Schalttransistoren, das informationseingangsabgewandte Ende des gesteuerten Strompfades des Koppeltransistors (3) am Gate-Anschluß des zweiten Schalttransistors (2) und die Gate-Anschlüsse von erstem Schalttransistor (1) und Koppeltransistor (3) gemeinsam am zweiten Taktsignaleingang (12, 12*) liegen, und daß in den Halbstufen abwechselnd der erste (11) und der zweite (12) bzw. der zweite (12*) und der erste (11') Taktsignaleingang von jeweils einem der beiden Taktsignale (F1 bzw. F2) gespeist wird.
2. Schieberegister nach. Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Halbstufe einen Zusatz-Schalttransistor (5), einen Lasttransistor (6), einen Ableittransistor (7) und einen Zusatz-Kondensator (8) enthält, die derart ζ us anuaenges ehaltet sind.

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daß die in Serie geschalteten gesteuerten Strompfade von .Zusatz-Schalt- und Lasttransistor (5, 6) zwischen dem Schaltungsnullpunkt und dem zweiten Taktsignaleingang (12, 12')_r der gesteuerte Strompfad des Ableittransistors (7) parallel zu dem des ersten Schalttransistors (1), der Zusatz-Kondensator (8) zwischen dem Gate-Anschluß des Ableittransistors (7) und dem Schaltungsnullpunkt, der Gate-Anschluß des Zusatz-Schalttransistors (5) am Informationseingang (E¹), der Gate-Anschluß des Lasttransistors (6) am zweiten Taktsignaleingang (12, 12') und der Gate-Anschluß des Ableittransistors (7) am Verbindungspunkt von Zusatz-Schalt- und Lasttransistor (5, 6) liegen.

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