DE2556353A1 - Anordnung mit einer integrierenden digitalen signalverarbeitungsvorrichtung - Google Patents

Description

DIETRR PODDIG " 3-12-1 S'75

Anmelder: HV. Fhiiips* GiceilamDenfabrleken 2556353

Anordnung mit einer integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung.

(Α) (ι) Gebiet, auf das sich die Erfindung bezieht.

Die Erfindung bezieht sich auf eine

Anordnung mit einer digitalen integrierenden Signalverarb eitungsvorx-ichtung zum Erzeugen einer Folge binär
kodierter und mit einer vorgegebenen Ausgangsabtastperiode.rT auftretender Signalabtastwerte z(mrT), wobei die Beziehung zwischen den Signalabtastwerten x(nT) Lind einem Signalabtastwert z(mrT) durch die Beziehung ■* mr

(mrT)

= 2

k = 0
gegeben wird worin r eine positive ganze Zahl darstellt,

aus einer Folge binär kodierter und mit einer vorgegebenen

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Eingangsabtastperiode T auftretender Abtastsignalwerte x(nT).

Eine derartige Anoxxlnung kann z.B. zur

Umwandlung eines delta (DM)- oder differentialimpulskodc (DPCM)-modulierten Signals in ein impulskodemoduliertes Signal benutzt werden. Pur diesen Zweck müsste das DM- ode: DPCM-Signal zunächst dekodiert werden, was auf das Integrieren der DM-Impulse oder der DPCM-Impulsgruppen hinausläuft, wobei dann die vom Dekodierer gelieferten Signalabtastwerte gegebenenfalls über ein Filter zur Einschränkung der Bandbreite einem PCM-Kodierer zugeführt werden , der binär kodierte Signalabtastwerte mit einer Abtastfrequenz liefert, die erheblich, um z.B. einen Faktor 8, niedriger als die Abtastfrequenz des DM- oder des DPCM-Signals ist.

Auch kann qine derartige eingangs beschriebene Anordnung ein digitales nichtrekursives Filter enthalten, in dem Gewichtsfaktoren angewandt werden, die durch differentielle Kodierung des Impulsdurcblassbereiches des Filters erhalten sind, z.B. durch eine Kodierung auf die in der Dt-OS 2428 "}h6 der Anmelderin beschriebene ¥eise oder auf die von G.B. Lockhart in seinem Artikel "Binary transversal filters with quantised coefficients", Electronics Letters, den 3· Juni 1971» Band 71» Nr. 11 beschriebene Weise. Zum Erhalten der Signalabtastwerte z(rarT) müssen die von dem genannten nichtrekursiven digitalen Filter gelieferten binär· kodierten Signalabtastwerte in der integrierenden Signal-

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verarbeitungsvorrichtung noch bearbeitet (integriert) werden.

(a) (2) Beschreibung des Standes der Technik.

Eine bekannte integrierende Signalverarbeitungsvorrichtung wird durch einen Akkumulator gebilde in dem jeweils ein angebotener binär kodierter Signalabtastwert zu dem sogenannten Inhalt des Akkumulators addiert wird, wobei diese Summe den neuen Inhalt des Akkumulators bildet.

Eine andere bekannte Ausführungsform einer

integrierenden Signalverarbeitungsvorrichtung wird durch ein rekursives digitales Filter erster Ordnung gebildet, wobei im rekursiven Teil ein Gewichtsfaktor ¥ angewandt wird.

Zum Erhalten eines Signalabtastwertes z(mrT) am Ausgang des Akkumulators oder des rekursiven digitalen Filters erster Ordnung wird dessen Inhalt jeweils mit einer Periode rT unter der Steuerung eines Taktimpulses ausgelesen.

Auf diese Weise liefert z.B. das rekursive digitale Filter erstor Ordnung einen Signalabtastwert z(mrT), dessen Beziehung zu den Eingangssignalabtastwerten x(nT) des Filter-s durch die Beziehung gegeben wird:

mr mit χ(χΤ) = 0

z(mrT) = ) w"¹³⁷""¹ x(iT) für i<0 (i)

¹⁼⁰ ' und z(-T) = 0

i 1 In diesem Ausdruck haben die Symbole die

nachstehenden Bedeutungen:

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•fr..

T: die Periode, mit der die Signalabtastwerte x(nT) auftreten;

i: die Rangnummer des nach dem Zeitpunkt t = 0 auftretenden Signalabtastwertes x(iT);

W: der vorgenannte Gewichtsfaktor; r: eine ganze und positive Zahl, die die Vergrösserung

der Ausgangsabtastperiode in bezug auf die Eingangsabtastperiode der integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung angibt (r ist annahmeweise grosser als eins);

m: eine ganze und positive Zahl, die die Rangnummer des nach dem Zeitpunkt t = 0 mit einem geraden Vielfachen der Ausgangsabtastperiode rT auftretenden Signalabtastwertes z(mrT).
(b) Beschreibung der Erfindung.

Die Erfindung bezweckt, eine insbesondere

zur Anwendung in den vorgenannten Anordnungen besonders geeignete .integrierende digitale Signalverarbeitungsvorrichtung zu schaffen, die sich sogar bei einem sehr kleinen Wert der genannten Eingangsabtastperiode T besonders gut dazu eignet, in integrierter Form (L.S.I. =

large-scale integration, z.B. mit Hilfe von I L- oder MOS-Techniken) ausgeführt zu werden.

Nach der Erfindung enthält dazu die integrierende digitale Signalverarbeitungsvorrichtung ein nichtrekursives digitales Filter, in dem jeweils mit einer Periode rT nacheinander auftretende Gruppen von r

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nacheinander auftietenden Signalabtastwei'teri χ(ηΤ) verarbeitet werden, um eine Folge binär kodierter und mit der genannten Ausgangsabtastperiode rT auftretender H±lfssignalabtastwerte y(inrT) zu erzeugen, %^obei die Beziehung zwischen y(mrT) und den genannten r Signalabtastwerten x(nT) einer Gruppe gegeben wird durch die Beziehung:

(mrT) = J V¹ χ j(mr-i)T I i=0 L J

r-1

(2)

welche Hilfssignalabtastwerte y(mrT) einem integrierenden Netzwerk zum Erzeugen der genannten Signalabtastwerte ζ(mrT) zugeführt werden, wobei die Beziehung zwischen ζ(mrT) und y(mrT) gegeben wird durch die Beziehung:

z(mrT) = S _¥V^m"J)^r y(jrT) = ¥^rz l(m-i)rT + y(mrT) (3) J=O . LJ

In den Ausdrücken (2) und (3) stellt V

wieder den obengenannten Gewichtsfaktor dar und gilt aussßrdem, dass ζ I (m-i)rT J = 0 für m~1 \0.

Durch Anwendung der erfindungsgeraässen.

Massnahmen ist erreicht, dass dem integrierenden Netzwerk nur Signalabtastwerte mit einer Periode rT und nicht mehr, wie bei den beschriebenen bekannten integrierenden Vorrichtungen, die zur Erhöhung der Ausgangsabtastperiode in bezug auf die Eingangsabtastperiode verwendet werden, mit einer Periode T angeboten werden. Dadurch ist eine erhebliche Herabsetzung der sogenannten inneren Verarbeitungsgeschwindigkeit der integrierenden Vorrichtung erzielt.

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(C ) Beschreibung der Ausftlhi'ungsbeispiele

Fig. 1 zeigt eine bekannte Ausführungsform einer integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung;

Fig. 2 stellt einige Diagramme zur

Erlä^^terullg der Wirkungsweise der Vorrichtung nach Fig. 1 dar;

Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel der

integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung nach der Erfindung.

Fig. h ist eine weitere Ausgestaltung der Vorrichtung nach Fig. 3»

Fig. 5 zeigt eine bekannte Ausführungsform einer Einrichtung zur Umwandlung eines analogen Signals in ein PCM-Signal durch Deltamodulation, und

Fig. 6 stellt schematisch den Aufbau einer derartigen in Fig. 3 gezeigten Einrichtung nach der Erfindung dar.
(d) Referenzen

_1_. Terminology in digital signal processing, I.E.E.E. Transactions on Audio- and Electro acoustics, Band AU-20, Nr. 5, Dezember 1972, S. 322-337.

2^, Digital processing of signals; B. Gold und CM. Rader,

Mc. Graw-Hill Book Company ^1969. 3_. Digitale Systeme zur Signalverarbeitung, H.W. Schüsslei

Springer-Verlag 1973.
^. Quantizing Noise of ^ M/PCM-Encoders; D.J.Goodman und

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L.J. Greenstein; The Bell System Technical Journal, Februar 1973, Band 52, Nr. 2, S. 183-204.

Jj). Binary transversal filters with quantised coefficient.' G.B. Lockhart, Electronics Letters, den 3· Juni 1971» Band 7, Nr. 11, S. 305-307.

6. Binary transversal filters using recirculating shift registers; G.B. Lockhart und S.P. Babary; The Radio and Electronic Engineer, Band h3, Nr. 3, März 1973. (e) (i) Grundsätzlicher Aufbau.

In Fig. 1 ist eine bekannte Ausführungsform einer integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvor- · richtung dargestellt, und zwar in Form eines rekursiven digitalen Filters erster Ordnung, das auf bekannte Weise durch einen Addierer 1, eine Verzögerungseinrichtung 2 und einen Multiplizierer 3» dem ein Gewichtsfaktor ¥ zugeordnet wird, gebildet wird. Dem Addierer 1 wird über exnen ersten Eingang eine Folge binär- kodierter Signalabtastwerte x(nT) zugeführt. Diese Signalabtastwerte treten mit einer Periode T auf, die oben bereits als Eingangsabtastperiode bezeichnet ist.

Zur Erzielung der richtigen Integrationskennlinie soll die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung 2 bekanntlich gleich der Eingangsabtastperiode T gewählt werden.

Jeweils nach dem Auftreten, eines Eingangsabtastwertes x(nT) liefert diese integrierende Signalverarbeitungsvorrichtung einen binär kodierten Ausgangssignalabtastwert z(nT).

Ausser den Signalabtastwerten x(nT) und

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z(nT) ist auch der Gewichtsfaktor ¥ Üblicherveise binär kodiert.

Durch die Rückkopplung von z(nT) auf

einen zweiten Eingang des Addierers 1 über den Multi-. plizierer 3 werden in dieser SignalVerarbeitungsvorrichtung die Abtastwerte x(nT) einer Verarbeitung unterworfen, die mathematisch durch den Ausdruck:

ⁿ V 1

(nT) = 5 V¹¹"¹ x(iT) = Wz (n-i)T + χ(ηΤ) (4)

±ΞΟ~ L J

dargestellt werden kann. Dabei wird angenommen, dass x(iT) = 0 und z(iT) = 0 für alle i<^0.

Für eine Vielzahl in der Praxis angewendeter .Vorrichtungen, z.B. bei der in der Einleitung erwähnten Vorrichtung zur Umwandlung eines deltamodulierten Signals in ein PCM-Signal, ist es genügend, wenn nur ein Abtastwert z(nT) einer Reihe von r Abtastwerten z(nT) zur weiteren Verarbeitung (z.B. zur Übertragung auf einen Empfänger) zur Verfugung steht. In Fig. 1 werden

dazu die Abtastwerte z(nT) einer nur symbolisch dargestellten Abtastvorrichtung k zugeführt, die von Taktimpulsen gesteuert wird, die mit einer Periode rT auftreten und einem Taktimpulsgenerator 4(i) entnommen werden. Diese Abtastvorrichtung k liefert also die binär kodier- . ten Sfenalabtastwerte z(mrT), die z.B. je den Augenblickswert eines analogen Signals darstellen, und die auf die im Ausdruck (i) angegebene Weise auf die Abtastwerte x(nT) bezogen sind.

In Fig. 2 ist erläuterungsweise bei a. eine

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Reihe von Abtastwerten χ(ηΤ), bei b_ die Reihe von Abtastwerten z(nT) und bei c_ die durch Abtastung mit der Vorrichtung h erhaltene Reihe, von Abtastwerten z(rarT) dargestellt, wobei r gleich 3 gesetzt ist. In diesen Diagrammen sind als Abszisse ausschliesslich die Rangnummern der nach 'dem. Zeitpunkt t = 0 auftretenden Signalabtastwerte aufgetragen.

Obglich- nur einer aus einer Reihe von r Abtastwerten z(nT) von der Abtastvorrichtung h zur weiteren Verarbeitung durchgelassen wird, sollen bei einer derartigen, in Fig. 1 dargestellten integrierenden Signalverarbeitungsvorrichtung dennoch alle Abtastwerte z(nT) berechnet werden, um Signalverzerrung zu vermeiden. Dadurch soll jeweils innerhalb einer Eingangsabtastperiode T ein Abtastwert z(nT) berechnet werden.

Vor allem wenn eine derartige integrierende

Sxgnalverarbeitungsvorrichtung in integrierter Form, z.B.

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mit Hilfe von I L- oder MOS-Teohniken, ausgeführt werden soll und insbesondere wenn sie mit mehreren anderen digitalen Signalver.arbeitungsvorrichtungen, wie digitalen Filtern und digitalen Modulatoren, auf einer einzigen HalbleiteBschei.be untergebracht werden soll, soll besondere Aufmerksamkeit der inneren Verarbeitungsgeschwindigkeit gewidmet werden, die bei bekannten Vorrichtungen dieser Art z.B. 12 MHz beträgt.

Die Erfindung bezweckt, die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit der obenbeschriebenen integrieren-

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den digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung, bei der jeweils nur ein Abtastwert z(nT) einer Reihe von r Abtastwerten z(nT) zur weiteren .Verarbeitung benutzt wird, erheblich herabzusetzen.

(2) Die Vorrichtung nach der Erfindung.

Die in Fig. 3 gezeigte integrierende

digitale Signalverarbeitungsvorrichtung nach der Erfindung enthält ein nichtrekursives Digitalfilter 5i das auf übliche ¥eise ausgeführt und dessen Ausgang mit einem Eingang eines integrierenden Netzwerks 6 verbunden ist, das, wie die integrierende digitale Signalverarbeitungsvorrichtung nach Fig. .1, durch ein rekursives Digitalfilter erster Ordnung gebildet wird.

Insbesondere ist in Fig. 3 der Faktor r-,

der die Erhöhung der Ausgangsabtastperiode in bezug auf di< Eingangsabtastperiode darstellt, gleich 3 gesetzt. Das nicht-rekursive Digitalfilter 5 ist auf bekannte Weise mit einer digitalen Verzögerungsleitung 7 ^mi* £> d.h. mit drei, Verzögerungsabschnitten 7(0) — 7(2-) versehen, die je zur Speicherung eines vollständigen Signalabtastwertes x(nT) eingerichtet sind. Diese Verzögerungsabschnitte sind auf übliche Weise über Multiplizierer 8(o), 8(i), 8(2] an die Eingänge eines Addierers 9 angeschlossen. Der Ausgang dieses Addierers 9 ist an einen Eingang eines Addierers 10 des integrierenden Netzwerks 6 angeschlossen. Dieses integrierende Netzwerk, dessen Aufbau dem der Vorrichtung nach Fig. 1 entspricht, enthält weiter ebenfalls eine Verzögerungseinrichtung 11 und einen Multiplizierer 12. Die Signalabtastwerte z(rii3T) werden dabei

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unmittelbar dem Ausgang des Addierers 10 entnommen.

Die Gewichtsfaktoren, die, wie üblich,

den Multiplizieren 8(0) , 8(i), 8("2) des Filtez*s 5 zuge-

2 ordnet werden, weisen die Werte 1, ¥ bzw. W auf, wobei ¥ gleich, dem Gewichtsfaktor ist, der in der Vox-richturig nach Fig. 1 dem Multiplizierer 3 zugeordnet wird. Ebenso . ist der Gewichtsfaktor, der dem Multiplizierer 12 im integrierenden Netzwerk. 6 zugeordnet wird, gleich ¥~

r
oder allgemeiner ¥ .

Im Filter 5 werden jeweils nacheinander

auftretende Gruppen von r Signalabtastwerten verarbeitet, welche Gruppen mit einer Periode rT auftreten und durch je r nacheinander auftretende Signalabtastwerte x(nT) gebildet werden. Im Ausführungebeispiel nach Fig. 3» in dem r = 3 ist, werden auf diese Weise die Gruppen von « Signalabtastwerten x(0), x(t), x(2T) ; x(3T), x(4t), x(5T).. x(nT), x£(n+i)Tj , χ j[(n+2)Tj ; χ |](η+3)τ] , χ |(η+4)τ] , χ J (η+5)Τ| usw. in dem Filter 5 verarbeitet. Jede."dieser Gruppen liefert"einen binär kodierten Hilfssignalabtastwert y(mrT) an den Ausgang des Filters 5s welche Abtastwerte y(mrT) somit mit einer Periode rT auftreten, wobei die vom Filter 5 gegebene Beziehung zwischen y(mrT) und der zugehörigen Gruppe von r Signalabtastwerten x(nT) in dem Ausdruck (2) dargestellt ist, in dem für dieses Ausftihrungsbeispiel r = 3 gesetzt werden soll.

Im integrierenden Netzwerk 6 werden nun diese Hilfssignalabtastwerte y(mrT) auf übliche und

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bereits an Hand der Fig. 1 angegebene Weise integriert. Im Gegensatz zu der Vorrichtung nach Fig. 1 ist nun jedoch die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung 11 gleich der Periode gewählt, mit der die Abtastwerte y(mrT) auftreten, d.h. gleich rT(=3T), und es wird ein Gewichtsfaktor mit einem Wert ¥ (= W ) verwendet, wodurch zwischen z(mrT) und y(mrT) eine Beziehung erhalten ist, die durch die Beziehung (3) ausgedrückt wird.

Durch Anwendung der erfindungsgemässen

Massnahmen ist also erreicht, dass dem integrierenden Netzwei-k Signalabtastwerte y(mrT) zugeführt werden, die mit einer Periode rT nacheinander auftreten, so dass die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit des integrierenden Netzwerks in bezug auf die in Fig. 1 dargestellte Vorrichtung um einen Faktor r abgenommen hat.

In dem in Fig. 3 gezeigten Ausführungsbeispiel treten zwar die Hilfssignalabta,stwerte y(mrT) mit einer Periode rT auf, aber die Signalabtastwerte χ(ηΤ) treten mit einer Periode T auf; so dass im Filter 5 ein Abtastwert y(mrT) innerhalb einer Periode T berechtnet werden soll, was wieder eine Erhöhung der inneren Verarbeitungsgeschwindigkeit der integrierenden Signalverarbeitungsvorrichtung 'zur Folge hat. Da diese Erhöhung der inneren Verarbeitungsgeschwindigkeit jedoch das Ergebnis der im Filter 5 durchzuführenden Verarbeitungen ist, kann nun durch Anwendung der in der gleichzeitig eingereichten niederländischen Patentanmeldung 7^16479 beschriebenen Massnahmen die zuletzt genannte Erhöhung

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der inneren Verarbeitungsgeschvindigkeit wieder verringert werden. An Hand der Fig. 4 wird dies näher auseinandergesetzt werden.

Das in Fig. 4 dargestellte Ausführungsbeispiel der integrierenden digitalen Signalverai-beitungsvorrichtung entspricht weitgehend der in Fig. 3 gezeigten Vorrichtung. In Fig. 4 sind denen der Fig. 3 entsprechende Teile mit den gleichen Bezugsziff eirri wie in Fig. 3 bezeichnet. So enthält auch die in Fig. 4 dargestellte Vorrichtung das integrierende Netzwerk 6 und das Digitalfilter 5· In diesem Filter 5 sind nun nicht die drei Vei-zögerungsabschnitte 7(o)-7(2), wie in Fig. 3> miteinander verbunden, um eine Verzögerungsleitung zum Einschreiben von Gruppen von drei aufeinanderfolgenden Signalabtastwerten x(nT) zu bilden, sondern es wird in diesem Falle das Einschreiben von Gruppen von im vorladenden Ausführungsbeispiel drei aufeinanderfolgenden Abt.astwerten x(nT) in die Verzögerungsabschnitte 7(θ)-?(ΐ^ unter Verwendung eines zusätzlichen Puffers 13 durchgeführt . Dieser Puffer 13 wird dabei durch eine Verzögerungsleitung mit drei Verzögerungsabschnitten Ί3(θ), 13( 1 ) und 13(2) gebildet, die je zur Speicherung eines vollständigen binär kodierten Signalabtastwertes x(nT) während einer Zeit gleich der Eingangsabtastperiode T eingerichtet sind. Nachdem in den Puffer I3 eine Gruppe von drei Signalabtastwerten x(nT), z.B. die Abtastwerte x(nT), χ J (η+ΐ)τί ,

ΓΙ

χ I (η+2)Τ I , eingeschrieben worden ist, wird der Inhalt

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der Verzögerungsabschnitte 13(o), 13(1) und 13(2) über UND-Glieder i4(o), 14(1) bzw. 14(2) einer Übertragungsschaltung ΛΗ in die Verzogerungsabschnitte 7(θ)> 7(i) bzw. 7(2) eingeschrieben und dann auf* die bei*eits beschriebene Weise in dein Filter 5 und dem integrierenden Netzwerk 6 verarbeitet. ,

Zur Übertragung des Inhalts des Puffers auf die Verzögerungsabschnitte 7(·) werden den UND-Gliedern 14(.) Taktimpulse zugeführt, die einem Taktimpulsgenerator 15 entnommen werden und mit einer Periode rT auftreten. Nach dem Einschreiben des Inhalts des Puffers 13 in die Verzögerungsabschnitte 7(·) werden in den Paffer 13 drei neue Signalabtastwerte x(nT), d.h. die Signalabtast-werte χ (n+3)T , χ I (n+4)T J und χ (η+5)Τ , eingeschrieben, die dann ihrerseits auf die .Verzögerungsabschnitte 7(·) übertragen werden, usw.

Auf diese Weise ist erreicht, dass sich

der Inhalt der Verzögerungsabschnitte 7(·) des Filters nur einmal pro Periode rT ändert, so dass im Gegensatz zu dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 zur Berechnung eines Hilfssignalabtastwertes y(mrT) eine Periode rT zur Verfügung steht, wodurch die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit des Filters 5 in bezug auf das Filter 5 nach Fig. ' um einen Faktor r herabgesetzt ist.

Es sei bemerkt, dass ohne Beeinträchtigung" der Wirkung der Vorrichtungen nach den Figuren 3 und k die Verzögerungsabschnitte 7(θ) bzw. 13(θ) fortgelassen werden können.

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Die Anwendung einer derartigen, in den Figuren 3 und k gezeigten integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung 6 ist besonders vorteilhaft in einer Anordnung zur Umwandlung z.B. eines deltamodulierten Signals in ein PCM-Signal oder in einer Anordnung zur Umwandlung eines analogen Signals in ein PCM-Signal durch Deltamodulation (siehe z.B. Referenz h_) .

Fig. 5 zeigt schematisch eine digitalisiert

Ausführungsform einer derartigen, bereits unter Referenz k_ angegebenen Anordnung zur Umwandlung eines analogen Signals in ein PCM-Signal, wobei das analoge Signal zunächst in'ein deltamoduliertes Signal umgewandelt wird. In diesem Ausführungsbeispiel wird ein analoges Signal mit einer Bandbreite B von einer Quelle 15 geliefert, und dieses Signal wird mittels eines sogenannten gleichmassigen Deltamodulators 16 in eine Reihe von Deltaimpulsen x(nT) umgewandelt, wobei T die Deltamodulationsabtastperiode darstellt und wobei angenommen wix'd, dass T = i/(2rB) ist, wobei r eine positive ganze,Zahl ist Diese Deltaimpulse x(nT) werden dann einer integriex^enden Signalverarbeitungsvorrichtung 17 zugeführt, die dabei auf gleiche Weise wie die in Fig. 1 gezeigte Vorrichtung ausgeführt ist und somit ebenfalls einen Addierer, dem die Deltaimpulse x(nT) zugeführt werden, sowie eine Verzögerungseinrichtung 2 mit einer Verzögerungszeit T und einen Multiplizierer 3 enthält, dem wieder der Gewichtsfaktor W zugeordnet wird. Die Vorrichtung 17 liefert nun die Signalabtastwerte z(nT), die, um zu vermeiden, dass

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das vom Deltamodulator eingeführte Quantisierungsgeräusch zunimmt, wieder mit einer Periode T auftreten sollen und je den Augenblickswert des ursprüngj_ichen analogen Signals zu den Deltamodulationsabtastüeitpunkten darstellen.

Da es für die Übertragung eines analogen

Signals mit einer Bandbreite B mittels Impulskodemodulation (PON) genügend ist, dieses analoge Signal mit einer Frequenz 2B abzutasten, genügt es, wenn auf die in bezug auf Fig. 1 beschriebene Weise nur ein Signalabtastwei-t z(nT) einer Reihe von r aufeinanderfolgenden Signalabtastwerten z(nT) mittels einer Abtastvorrichtung h zur weiteren Verarbeitung, z.B. zur Übertragung, ausgewählt wird. Wie in Fig. 1 wird auch in diesem Falle die Abtastvorrichtung auf bekannte Weise von einem Taktimpulsgenerator 4(i) gesteuert, der mit einer Periode rT auftretende Abtastimpulse liefert.

Ehe jedoch das Ausgangssignal der Vorrichtung 17 aufs neue von der Abtastvorrichtung 4 abgetastei werden kann, soll von einem Tiefpass 18 das Quantisierungsgeräusch, das ausserhalb des Signalband.es des ursprünglicher analogen Signals Jiegt, unterdrückt werden. Im Ausführungs-r beispiel nach Fig. 5 ist das Filter 18 als ein nichtrekursives Digitalfilter ausgebildet und vom Typ mit einer rückgekoppelten Verzögerungsleitung, wie insbesondere unter der Referenz j5 beschrieben worden.ist, Dieses Filter enthält üblicherweise eine Verzögerungseinrichtung 191 die durch eine Reihenschaltung von N Verzögerungsabschnitten

19(θ), 19(1), ... 19(N-1) gebildet wird, die je zur

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Speicherung eines vollständigen Signalabtastwertes z(nT) eingerichtet sind. Weiter enthält dieses Filter einen Multiplizierer 20, dem ausser den in den Verζ8gerungsabschnitten 9(·) gespeicherten Abtastwerten z(nT) Filterkoeffizienten h(i) zugeführt werden, die von einem ROM abgegeben werden. Der Ausgang dieses Multiplizlex^ers ist über einen Akkumulator 22 an einen Eingang der Abtastvorrichtung k angeschlossen.

Da, wie bereits bemerkt wurde, die Abtastwerte z(nT) am Ausgang der Einrichtung 17 mit einer Period« auftreten sollen, die höchstens 'gleich der Eingangsabtastperiode T ist, kann in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. diese Einrichtung 17 nicht durch eine der integrierenden Vorrichtungen nach den Figuren 3 und k ersetzt werden.

Wie bereits beschrieben wurde, ist aber

die Beziehung zwischen den Abtastwerten z(nT) und den Abtastwerten x(nT) am Ausgang bzw. am Eingang der integrierenden Vorrichtung 17 gegeben durch die Beziehung:

z(nT) = 5 W¹¹"¹ _x(iT) = Wz Wn-T)T + x(nT) (5)

ΤΞο" L -»

Dabei wird angenommer., dass χ(ΐτ) = 0 und z(iTj= 0 für alle i^O. Wie weiter bekannt ist, bewirkt das Digitalfilter 18 eine Faltung zwischen N Signalabtastwerten z(riT) und N Filterkoeffizienten h(i), so dass die Beziehung zwischen den Eingangsabtastwerten z(nT) des Filters und einem Ausgangsabtastwert z'(nT) des Filters durch die Beziehung, gegeben ist:

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Da jedoch die obengenannten"Integrations- und Filtervorgänge lineare Bearbeitungen darstellen, können xn Fig. 5 die integrierende Vorrichtung 17 und das Digitalfilter 18 gegenseitig ihre Stellung wechseln. Dies ergibt sich auch aus der Substitution des Ausdrucks (5) in dem Ausdruck (6). Daraus folgt nämlich, dass die Beziehung zwischen einem der Abtastvorrichtung 4 zugeführten Abtastwert ζ'(ηΤ) und den Ausgangsabtastwerten x(nT) des Deltamodulators 16 durch die Beziehung gegeben

η ρ N-1 _

z'(nT) = T^ W^ ^ h(j) χ ^(n-j-p)Tj (7)

p=0 j=0

Dabex wird wieder angenommen, dass χ(χΤ) = 0 und z(il)=0 für alle i <ζ Ο.

Durch den genannten gegenseitigen Stellungswechsel der integrierenden Vorrichtung 17 und des Digitalfilters 18 werden der integrierenden Vorrichtung 17 mit einer Periode T auftretende Signalabtastwerte mit einem Frequenzspektrum zugeführt, in dem das ausserhalb des Signalbandes des ursprünglichen analogen Signals liegende Quantxsierungsgeräusch unterdrückt ist, so dass nun die sich dem Tiefpass anschliessende integrierende Vorrichtung auf die in Fig. 3 oder Fig. 4 gezeigte Veise aufgebaut werden kann. In Fig. 6 ist schematisch der Aufbau der auf diese Veise erhaltenen Analog/PCM-Umwandlungsvorrichtung dargestellt. In dieser Figur j 6 sind denen der vorhergehenden Figuren entsprechende Teile mit den gleichen

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Bezugsziffern bezeichnet. Die integrierende digitale Signalverarbeitungsvorrichtung 22 der Anordnung nach Fig. ist annahmeweise auf die in Fig. 3 dargestellte Weise aufgebaut und enthält somit das digitale nichtrekursive Filter 5» das die Hilfssignalabtastwerte y(mrT) an das integrierende Netzwerk 6 liefert.

In bezug auf die in Fig. 5 gezeigte Einrichtung zur Umwandlung eines analogen Signals in ein PCM-Signal mit einer Abtastfrequenz von 2B weist die Einrichtung nach Fig. 6 den Vorteil auf,- dass in das nichtrekursive Digitalfilter 18 nur Einbitsignalabtastwerte, und zwar die Deltamodulationssignalabtastwerte, eingeschrieben werden, was noch eine erhebliche Herabsetzung der Anzahl der Speicherelemente zur Folge.hat.

Soll nun mit dem Filter 18 nach Fig. 6 die

gleiche Übertragungskennlinie wie mit dem Filter 18 nach Fig. 5 erzielt werden, so soll in beiden Filtern die gleiche Anzahl (n) Signalabtastwerte verarbeitet und für beide Filter die gleichen Filterkoeffizienten h(i) verwendet werden.

. Da im Ausführungsbeispiel nach Fig. 6

eine Reihenschaltung zweier nichtrekursiver Digitalfilter, und zwar der Filter 18 und 5» vorhanden ist, können diese Filter zu einem Filter zusammengebaut werden, in dem N+r-1 Signalabtastwerte x(nT) verarbeitet werden und in dem N+r-1 Filterkoeffizienten H'(j) verwendet werden, wobei die Beziehung zwischen einem Filterkoeffizienten

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h'(j) und den ursprünglichen Filter koeffizienten h(i). des Filters 18 durch die Beziehung gegeben -wird:

j

^yJ~^{k h}(^k) ^mit °^k^N-1 (8)

k=j-r+1

und 0<C j.^N+r-1

Venn nämlich insbesondere die Ausgangsabtastwerte des in Fig. 6 dargestellten Filters 18 durch p(nT) dargestellt werden, ist entsprechend dem Ausdruck (6) die Beziehung zwischen p(nT) und x(nT) durch den Ausdruck gegeben:

N-1

3 —

so dass entsprechend dem Ausdruck (2) die Beziehung zwische y(mrT) am Ausgang des Filters 5 und χ(ηϊ) am Eingang des Filters 18 durch den Ausdruck gegeben wird:

r-1 N-1

y(mrTj = ^ V^X 2 ^h(^k) ^x [(mr-i-k)T] (ΐθ)

i0 k0 L i

i=0

Indem im Ausdruck (1O). i+k = j gesetzt wird, kann dieser Ausdruck zu

N+r-2

y(mrT) = J> χ j (irr-j)Tj / ¥^J h(k) mit

k=j-r+1

umgearbeitet werden, aus dem sich, der Ausdruck (8) ergibt. Indem wieder die in der genannten gleichzeitig eingereichten niederländischen Patentanmeldung 7416479 beschriebenen Massnahmen verwendet werden, z.B. auf die in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 bereits beschriebene Weise, kann wieder bewirkt werden, dass zur Berechnung eines

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Ausgangsabtastwertes y(inrT) durch das durch den Ausdruck (11) definierte nicht-rekursive Digitalfilter eine Periode rT zur Verfügung steht. Auf diese Weise ist eine Anordnung zur Umwandlung eines gleichmäss-ig deltarnodulierten Signals mit einer Abtastperiode T in ein PCM-Signal mit einer Abtastperiode rT erhalten, in der in bezug auf die Anordnung nach Pig. 5 einerseits die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit um einen Faktor r herabgesetzt ist und in der andererseits eine erhebliche Herabsetzung der benötigten Anzahl Verzögerungselemente erhalten ist. In dem in Fig. 5 dargestellten Filter 18 sollen ja N Mehrbits-Signalabtastwerte, z.B. Achtb4-tsabtastwerte, gespeichert werden; in dem Filter, das durch Kombination der beiden in Fig. 6 dargestellten Filter 18 und 5 erhalten wird, sollen nur N+r-1 Einbxtsignalabtastwerte gespeichert werden. Für den obenbeschriebenen Fall, d.h. bei der Umwandlung eines gleichmässig kodierten Deltamodulationssignals in ein lineares PCM-Signal, liegt der Wert von N in der Grössenordnung von 93 und der Wert von r in der Grössenordnung von 8.

Es sei bemerkt, dass sich obenstehendes

nicht auf die Umwandlung eines gleichmässig deltamodulierten Signals in ein PCM-Signal beschränkt, sondern dass auf die obenbeschriebene Weise auch ein nichtgleichmässiges Deltamodulationssignal oder ein differentialimpulskodemoduliertes (DPCM)-Signal in ein PCM-Signal umgewandelt werdeii kann. Bei Anwendung nichtgleichmässiger Deltamodu-

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lation oder nichtgleichmässiger DPCM soll das Filtei- 18 in der Vorrichtung· nach Fig. 6 auf die in der Dt. OS 25 01 531 der Anmelderin angegebene Weise aufgebaut werden.

Auch trifft nach wie vor zu, was in bezug

auf das Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 beschrieben ist, wenn in diesem Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 der Deltamodulator 16 durch eine PCM-Kodiervorrichtung ersetzt wird, die mit einer Periode T auftretende binär kodierte Signal-abtastwerte des von der Quelle 15 abgegebenen analogen Signals liefert, während die Filterkoeffizienten des Filters 18 in einem differentiellen Kode gegeben sind, d.h., dass der Impulsdurchlas'sbereich des Filters 18 durch eine Reihe differentiell kodierter Signalabtastwerte, z.B. eine Reihe differentxalxmpulskodemodulxerter Signalabtastwerte (DPCM), oder auf die in der Dt.OS Zk 28 346 der Anmelderin beschriebene Weise, annähernd erreicht ist. Die Filterkoeffizienten stellen nun diese differentiell kodierten Signalabtastwerte dar.
(3) Beme rkutig e η

In den Ausführungsbeispielen nach den Figuren 3 und h ist das integrierende Netzwerk 6 als ein rekursives Digitalfilter erster Ordnung ausgebildet, in

r
dem ein Gewichtsfaktor W angewandt wird. Wenn jedoch dem Gewichtsfaktor W ein Wert +1 zuerkannt werden kann, kann dieses rekursive Digitalfilter erster Ordnung durch einen Akkumulator ersetzt werden. Auch sei noch bemerkt, dass für eine befriedigende Wirkung der in den Figuren 5

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und 6 gezeigten integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorriclitungen diese Vorrichtungen dieselbe Übertragungskennlinie wie die integrierenden Netzwerke in den dargestellten Deltamodulationsvorrichtungen 16. aufweisen sollen.

Bisher wurde über binär kodierte Signalabtastwerte gesprochen. Unter diesem Ausdruck ist üblicherweise zu verstehen, dass die Signalabtastwerte in Kodewörtern gegeben sind, die in "Sign—magnitude"-Darstellung oder in 2-Komplementdarstellung u.dgl. gegeben sind. Die Wirkung der erfindungsgeraässen Vorrichtung ist von der Darstellungsweise dieser Kodewörter unabhängig.

Schlä.esslich sei noch bemerkt, dass die Steuerung der unterschiedlichen Elemente auf übliche Weise erfolgt und für die verschiedenen Ausfühjtrungsbeispiele mit Hilfe eines einzigen Taktimpulsgenerators erhalten werden kann. Auch diejenigen Taktimpulse, die in den dargestellten Ausfühiuingsbedspielen von den Generatoren 4|i) und 15 geliefert werden, können dem genannten Taktimpulsgenerator entnommen werden. Der Übersichtlichkeit halber ist auf diese Steuerung nicht näher eingegangen.

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Claims (2)

PATENTANSPRÜCHE: ■ „

1.) Anordnung mit einer integrierenden digitalei

SignalVerarbeitungsvorrichtung zum Erzeugen einer Folge binär kodierter und mit einer vorgegebenen Ausgangsabtastperiode rT auftretender Signalabtastwerte z(mrT) aus einer Folge binär kodierter und mit einer vorgegebenen Eingangsabtastperiode T auftretender Signalabtastwerte x(nT), wobei die Beziehung zwischen den Signalabtastwerten x(nT) und einem Signalabtastwert z(mrT) durch die Beziehung

mr

z(mrT) = y _¥ ^rar-^k x(ict)
k=0

gegeben wird, worin r eine positive ganze Zahl darstellt und V ein Gewichtsfaktor ist, dadurch gekennzeichnet, dass die integrierende digitale Signalverarbeitungsvorrichtung ein nichtrekursives Digitalfilter enthält, in dem jeweils mit einer Periode rT nacheinander auftretende Gruppen von r nacheinander auftretenden Signalabtastwerten x(nT) verarbeitet werden, um eine Folge binär kodierter und mit der genannten Ausgangsabtastperiode rT auftretender Hilfssignalabtastwerte y(mrT) zu erzeugen, wobei.die Beziehung zwischen y(mrT) und den genannten r Signalabtastwerten x(nT) einer Gruppe durch die Beziehung

y(mrT) = £ W¹ x (mr-i)T mit m=0, 1, 2, 3, ...

¹⁼⁰ Ti

und χ J (mr-i)TJ= 0 für mr-i^'O

gegeben wird, welche Hilfsabtastwerte y(mrT) einem integrieiHiden Netzwerk zum' Erzeugen der genannten Signalabtastwerte z(mrT) zugeführt werden, wobei die Beziehung

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zwischen z(mrT) und y(rnrT) durch die Beziehung

(mrT) = 2 w^^m""j)^r y(jrT) = ¥^rz Γ(πι-1)γΤ| + y(mrT)

j=0 *** ^gegeben wii'd,

wobei ζ J (m-i)rTJ = 0 für alle m-1^O.

2. Anordnung nach Anspruch 1, bei der der

Eingang der genannten integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung an den Ausgang eines nichtrekursiven Digitalfilters angeschlossen ist, das zur Faltung von N Signalabtastwerten x(nT) mit N Filterkoeffizienten h(k) eingerichtet ist, dadurch gekennzeichnet, dass das zuletzt genannte nicht-rekursive Digitalfilter und das genannte nichtrekursize Digitalfilter, das einen ^Teil der integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung bildet, zu einem einzigen nicht-rekcnsiven Digitalfilter zusammengefasst sind, das zur Faltung von N+r.-1 Signalabtastwerten x(nT) mit.N+r-1 Filterkoeffizienten h^!(j) eingerichtet ist, wobei die Beziehung zwisch« h^f(j) und h(k) durch die Beziehung

j
h'(j) =

k=j-r+1

gegeben wird, in der O^k^N-1 und O^j^ 3·. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch

gekennzeichnet, dass das nichtrekursive Digitalfilter, das direkt dem genannten integrierenden Netzwerk vorangeht, mit einem Eingangskreis versehen ist, in den eine Speichervorrichtung aufgenommen ist, der die Signalabtastwerte x(nT) zugeführt werden, und die zur Speicherung einer Gruppe von r nacheinander auf tretenden.,Signalabtasr-6 09.826/07 38

werten χ(ητ) und zur Übertragung mit jeweils einer Periode rT einer derartigen Gruppe auf das genannte nichtrekur'sive Digitalfilter eingerichtet ist.

K. ■ Anordnung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet," dass die Anordnung eingerichtet ist zur Umwandlung eines deltamodulierten Signals, innerhalb dessen die Deltamodulationsimpulse x(nT) mit einer vorgegebenen Eingangsabtastperiode T auftreten, in ein impulskodemoduliertes Signal (PCM-Signal), innerhalb dessen Impulsegruppen z(rarT) mit einer vorgegebenen Ausgangsabt.astperiode rT auftreten, welche Anordnung einen in Reihe geschalteten nichtrekursiven Digitaltiefpass enthält, dem die genannten Deltamodulationsimpulse x(nT) zugeführt werden und dessen Ausgangskreis an den Eingangskreis der genannten integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung angeschlossen ist.

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