DE2556353B2 - Anordnung mit einer integrierenden digitalen signalverarbeitungsvorrichtung - Google Patents

Description

y(mrT) = £ V' χ [(mr - i) Γ]

i = 0

mit m = 0, 1, 2, 3 ... und

χ \_(mr - i) T] = 0 für mr - / < 0

30

35

40

gegeben wird, welche Hilfsabtastwerte y(mrT) einem integrierenden Netzwerk zum Erzeugen der genannten Signalabtastwerte z(mrT) zugeführt wer den, wobei die Beziehung zwischen z(mrT) und y(mrT)duTch die Beziehung

7 = 0

Signalabtastwerten x(aT)wt N+r-i Filterkoeffizienten b'(j) eingerichtet ist, wobei die Beziehung zwischen A'fi>und ißjdurch die Beziehung

gegeben wird, in der

0 < Jt < N-I

und

0 <j < N +r—l.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das nichtrekursive Digitalfilter, das direkt dem genannten integrierenden Netzwerk vorangeht, mit einem Eingangskreis versehen ist, in den eine Speichervorrichtung aufgenommen ist, der die SignaJabtastwerte φΊ) zugeführt werden, und die zur Speicherung einer Gruppe von r nacheinander auftretenden Signalabtastwerten x(nT) und zur Übertragung mit jeweils einer Periode rT einer derartigen Gruppe auf das genannte nichtrekursive Digitalfilter eingerichtet ist

4. Anordnung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung eingerichtet ist zur Umwandlung ßines deltamodulierten Signals, innerhalb dessen die Deltamodulationsimpulse x(nT) mit einer vorgegebenen Eingangsabtastperiode T auftreten, in ein impulskodemoduliertes Signal (PCM-Signal), innerhalb dessen Impulsegruppen z(mrT) mit einer vorgegebenen Ausgangsabtastperiode rT auftreten, welche Anordnung einen in Reihe geschalteten nichtrekursiven Digitaltiefpaß enthält, dem die genannten Deltamodulationsimpulse x(nT) zugeführt werden und dessen Ausgangskreis an den Eingangskreis der genannten integrierenden digita len Signalverarbeitungsvorrichtung angeschlossen ist

50

gegeben wird, wobei

z[(m-l)rn = 0

für alle m- I <0.

2. Anordnung nach Anspruch 1, bei der der Eingang der genannten integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung an den Ausgang eines nichtrekursiven Digitalfilter angeschlossen ist, das zur Faltung von N Signalabtastwerten x(nT)m\\ N Filterkoeffizienten h(k) eingerichtet ist, dadurch gekennzeichnet, daß das zuletzt genannte nichtrekursive Digitalfilter und das genannte nichtrekursive Digitalfilter, das einen Teil der integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung bildet zu einem einzigen nichtrekursiven Digitalfilter zusammengefaßt sind, das zur Faltung von N+r— 1 (A)(I) Gebiet auf das sich die Erfindung bezieht

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung mit einer digitalen integrierenden Signalverarbeitungsvor- richtung zum Erzeugen einer Folge binär kodierter und mit einer vorgegebenen Ausgangsabtastperiode rT auftretender Signalabtastwerte z(mrT), wobei die Beziehung zwischen den Signalabtastwerten x(nT) und einem Signalabtastwert z(mrT?durch die Beziehung

55 gegeben wird, worin reine positive ganze Zahl darstellt, aus einer Folge binär kodierter und mit einer vorgegebenen Eingangsabtastperiode T auftretender Abtastsignalwerte x(nT)und Wein Gewichtsfaktor ist.

Eine derartige Anordnung kann z. B. zur Umwandlung eines delta (DM)- oder differentialimpulskode (DPCM)-moduIierten Signals in ein impulskodemoduliertes Signal benutzt werden. Für diesen Zweck müßte das DM- oder DPCM-Signal zunächst dekodiert werden, was auf das Integrieren der DM-impuIse oder

der DPCM-Impulsgruppen hinausläuft, wobei dann die yom Dekodierer gelieferten Signalabtastwerte gegebenenfalls über ein Filter zur Einschränkung der Bandbreite einem PCM-Kodierer zugeführt werden, der binär kodierte Signalabtastwerte mit einer Abtastfre- s queoz liefert, die erheblich, um z. B. einen Faktor 8, niedriger als die Abtastfrequenz des DM- oder des DPCM-Signalsist

Auch kann eine derartige eingangs beschriebene Anordnung ein digitales nichtrekursives Filter enthalten, in dem Gewichtsfaktoren angewandt werden, die durch differentielle Kodierung des Impulsdurchlaßbereiches des Filters erhalten sind, z.B. durch eine Kodierung auf die in der Dt-OS 24 28 346 der Anmelderin beschriebene Weise oder auf die von G. B. Lockhart in seinem Artikel »Binary transversal filters with quantised coefficients«, Electronics Letters, den 3. Juni 1971, Band 71, Nr. 11 beschriebene Weise. Zum Erhalten der Signalabtastwerte z(mrT) müssen die von dem genannten nichtrekursiven digitalen Filter gelieferten binär kodierten Signalabtastwerte in der integrierenden Signalverarbeitungsvorrichtung noch bearbeitet (integriert) werden.

(A) (2) Beschreibung des Standes der Technik

Eine bekannte integrierende Signalverarbeitungsvorrichtung wird durch einen Akkumulator gebildet in dem jeweils ein angebotener binär kodierter Signalabtastwert zu dem sogenannten Inhalt des Akkumulators addiert wird, wobei diese Summe den neuen Inhalt des Akkumulators bildet

Eine andere bekannte Ausführungsform einer integrierenden Signalverarbeitungsvorrichtung wird durch ein rekursives digitales Filter erster Ordnung gebildet wobei im rekursiven Teil ein Gewichtsfaktor W angewandt wird

Zum Erhalten eines Signalabtastwertes z(mrT) am Ausgang des Akkumulators oder des rekursiven digitalen Filters erster Ordnung wird dessen Inhalt jeweils mit einer Periode rT unter der Steuerung eines Taktimpulses ausgelesen.

Auf diese Weise liefert z.B. das rekursive digitale Filter erster Ordnung einen Signalabtastwert z(mrT), dessen Beziehung zu den Eingangssignalabtastwerten x(nT)des Filters durch die Beziehung gegeben wird:

mit χ (iT) = O

IBT

=2 W'xiiT) für i < O

i = 0

und ζ (- T) = 0 .

(D

(B) Beschreibung der Erfindung

Die Erfindung bezweckt eine insbesondere zur Anwendung in den vorgenannten Anordnungen besonders geeignete integrierende digitale Signalverarbeitungsvorrichtung zu schaffen, die sich sogar bei einem sehr kleinen Wert der genannten Eingangsabtastperiode Γ besonders gut dazu eignet in integrierter Form (LSJ. = large scale integration, ζ. B. mit Hilfe von I²L- oder MOS-Techniken) ausgeführt zu werden.

Nach der Erfindung enthält dazu die integrierende digitale Signalverarbeitungsvorrichtung ein nichtrekursives digitales Filter, in dem jeweils mit einer Periode rT nacheinander auftretende Gruppen von r nacheinander auftretenden Signalabtastwerten x(nT) verarbeitet werden, um eine Folge binär kodierter und mit der genannten Ausgangsabtastperiode rT auftretender Hilfssignalabtastwerte y(mrT) zu erzeugen, wobei die Beziehung zwischen yfmrT) und den genannten r Signalabtastwerten x(nT) einer Gruppe gegeben wird durch die Beziehung:

r- 1

=^ Wχl(mr- i) T] , (2)

i = 0

welche Hilfssignalabtastwerte y(mrT) einem integrierenden Netzwerk zum Erzeugen der genannten Signalabtastwerte z(mrT) zugeführt werden, wobei die Beziehung zwischen z(mrT) und y(mrT) gegeben wird durch die Beziehung:

^iuy{jrT)=W'z[{m - \)rT~\+y(mrT).

In den Ausdrücken (2) und (3) stellt W wieder den obengenannten Gewichtsfaktor dar und gilt außerdem, daß z[(m - \)rT\=0 für m - K 0.

Durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen ist erreicht, daß dem integrierenden Netzwerk nur Signalabtastwerte mit einer Periode rTund nicht mehr, wie bei den beschriebenen bekannten integrierenden Vorrichtungen, die zur Erhöhung der Ausgangsabtastperiode in bezug auf die Eingangsabtastperiode verwendet werden, mit einer Periode T angeboten werden. Dadurch ist eine erhebliche Herabsetzung der sogenannten inneren Verarbeitungsgeschwindigkeit der integrierenden Vorrichtung erzielt

In diesem Ausdruck haben die Symbole die

nachstehenden Bedeutungen:

T: die Periode, mit der die Signalabtastwerte x(nT) auftreten;

/: die Rangnummer des nach dem Zeitpunkt r=0 auftretenden Signalabtastwertes x(iT);

W: der vorgenannte Gewichtsfaktor;

r; eine ganze und positive Zahl, die die Vergrößerung (,₀ der Ausgangsabtastperiode in bezug auf die Eingangsabtastperiode der integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung angibt (V ist annahmeweise größer als eins);

m: eine ganze und positive Zahl, die die Rangnummer des nach dem Zeitpunkt f=0 mit einem geraden Vielfachen der Ausgangsabtastperiode /Tauftretenden Signalabtastwertes z(mrT).

(C) Beschreibung der Ausführungsbeispiele

F i g. 1 zeigt eine bekannte Ausführungsform einer integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung;

F i g. 2 stellt einige Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Vorrichtung nach F i g. 1 dar;

F i g. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel der integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung nach der Erfindung;

F i g. 4 ist eine weitere Ausgestaltung der Vorrichtung nach F ig. 3;

F i g. 5 zeigt eine bekannte Ausführungsform einer Einrichtung zur Umwandlung eines analogen Signals in ein PCM-Signal durch Deltamodulation; und

F i g. 6 stellt schematisch den Aufbau einer derartigen in F i g. 5 gezeigten Einrichtung nach der Erfindung dar.

(D) (1) Grundsätzlicher Aufbau

In F i g. 1 ist eine bekannte Ausführungsform einer integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung dargestellt, und zwar in Form eines rekursiven digitalen Filters erster Ordnung, das auf bekannte Weise durch einen Addierer t, eine Verzögerungseinrichtung 2 und einen Multiplizierer 3, dem ein Gewichtsfaktor IV zugeordnet wird, gebildet wird. Dem Addierer 1 wird über einen ersten Eingang eine Folge binär kodierter Signalabtastwerte x(nT) zugeführt Diese Signalabtastwerte treten mit einer Periode Tauf, die oben bereits als Eingangsabtastperiode bezeichnet ist

Zur Erzielung der richtigen Integrationskennlinie soll die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung 2 bekanntlich gleich der Eingangsabtastperiode Tgewählt werden.

Jeweils nach dem Auftreten eines Eingangsabtastwertes x(nT) liefert diese integrierende Signalverarbeitungsvorrichtung einen binär kodierten Ausgangssignalabtastwert z(nT).

Außer den Signalabtastwerten x(nT) und z(nT) ist auch der Gewichtsfaktor ^üblicherweise binär kodiert

Durch die Rückkopplung von z(nT)aa\ einen zweiten Eingang des Addierers 1 über den Multiplizierer 3 werden in dieser Signalverarbeitungsvorrichtung die Abtastwerte x(nT) einer Verarbeitung unterworfen, die mathematisch durch den Ausdruck:

ζ("T) =Σ^^η-'χ(ιΤ) = Wz [(π-I)T] + χ (πΤ)

i = 0

(4)

dargestellt werden kann. Dabei wird angenommen, daß x(iT)= 0 und z(iT)= 0 für alle /< 0.

Für eine Vielzahl in der Praxis angewendeter Vorrichtungen, z. B. bei der in der Einleitung erwähnten Vorrichtung zur Umwandlung eines deltamodulierten Signals in ein PCM-Signal, ist es genügend, wenn nur ein Abtastwert z(nT) einer Reihe von r Abtastwerten z(nt) zur weiteren Verarbeitung (z. B. zur Übertragung auf einen Empfänger) zur Verfügung steht In F i g. 1 werden dazu die Abtastwerte z(nT) einer nur symbolisch dargestellten Abtastvorrichtung 4 zugeführt, die von Taktimpulsen gesteuert wird, die mit einer Periode 7* auftreten und einem Taktimpulsgenerator 4(1) entnommen werden. Diese Abtastvorrichtung 4 liefert also die binär kodierten Signalabtastwerte zfmrT), die z.B. je den Augenblickswert eines analogen Signals darstellen, und die auf die im Ausdruck (1) angegebene Weise auf die Abtastweite xfn7}bezogen sind.

In F i g. 2 ist erläuterungsweise bei a eine Reihe von Abtastwerten φΤ), bei b die Reihe von Abtastwerten ζ(πΤ)να\ά bei cdie durch Abtastung mit der Vorrichtung 4 erhaltene Reihe von Abtastwerten 2f/nrT? dargestellt, wobei /-gleich 3 gesetzt ist In diesen Diagrammen sind als Abszisse ausschließlich die Rangnummern der nach dem Zeitpunkt f=0 auftretenden Signalabtastwerte aurgetragen.

Obgleich nur einer aus einer Reihe von r Abtastwerten z(nT) von der Abtastvorrichtung 4 zur weiteren Verarbeitung durchgelassen wird, sollen bei einer derartigen, in F i g. 1 dargestellten integrierenden Signalverarbeitungsvorrichtung dennoch alle Abtastwerte φ T) berechnet werden, um Signalverzerrung zu vermeiden. Dadurch soll jeweils innerhalb einer Eingangsabtastperiode Γ ein Abtastwert φT) berechnet werden.

Vor allem wenn eine derartige integrierende Signalverarbeitungsvorrichtung in integrierter Form, z. B. mit Hilfe von I²L- oder MOS-Techniken, ausgeführt werden soll und insbesondere wenn sie mit mehreren anderen digitalen Signalverarbeitungsvorrichtungen, wie digitalen Filtern und digitalen Modulatoren, auf einer einzigen Halbleiterscheibe untergebracht werden soll, soll besondere Aufmerksamkeit der inneren Verarbeitungsgeschwindigkeit gewidmet werden, die bei bekannten

ίο Vorrichtungen dieser Art z. B. 12 MH2 beträgt.

Die Erfindung bezweckt die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit der obenbeschriebenen integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung, bei der jeweils nur ein Abtastwert z(nT) einer Reihe von r Abtastwerten z(nT) zur weiteren Verarbeitung benutzt wird, erheblich herabzusetzen.

(2) Die Vorrichtung nach der Erfindung

Die in F i g. 3 gezeigte integrierende digitale Signal-

Verarbeitungsvorrichtung nach der Erfindung enthält ein nichtrekursives Digitalfilter 5, das auf übliche Weise ausgeführt und dessen Ausgang mit einem Eingang eines integrierenden Netzwerks 6 verbunden ist, das, wie die integrierende digitale Signalverarbeitungsvor richtung nach Fig. 1, durch ein rekursives Digitalfilter erster Ordnung gebildet wird.

Insbesondere ist in Fig.3 der Faktor r, der die Erhöhung der Ausgangsabtastperiode in bezug auf die Eingangsabtastperiode darstellt gleich 3 gesetzt Das nichtrekursive Digitalfilter 5 ist auf bekannte Weise mit einer digitalen Verzögerungsleitung 7 mit r, d. h. mit drei, Verzögerungsabschnitten 7(0)-7(2) versehen, die je zur Speicherung eines vollständigen Signalabtastwertes x(nT) eingerichtet sind. Diese Verzögerungsab- schnitte sind auf übliche Weise über Multiplizierer 8(0), 8(1), 8(2) an die Eingänge eines Addierers 9 angeschlossen. Der Ausgang dieses Addierers 9 ist ~.n einen Eingang eines Addierers 10 des integrierenden Netzwerks 6 angeschlossen. Dieses integrierende Netzwerk, dessen Aufbau dem der Vorrichtung nach F i g. 1 entspricht enthält weiter ebenfalls eine Verzögerungseinrichtung U und einen Multiplizierer 12. Die Signalabtastwerte φΰΤ) werden dabei unmittelbar dem Ausgang des Addierers 10 entnommen.

Die Gewichtsfaktoren, die, wie üblich, den Multiplizierern 8(0), 8(1), 8(2) des Filters 5 zugeordnet werden, weisen die Werte 1, Wbzw. W² auf, wobei IVgleich dem Gewichtsfaktor ist der in der Vorrichtung nach F i g. 1 dem Multiplizierer 3 zugeordnet wird. Ebenso ist der

so Gewichtsfaktor, der dem Multiplizierer 12 im integrierenden Netzwerk 6 zugeordnet wird, gleich W odei allgemeiner W.

Im Filter 5 werden jeweils nacheinander auftretende Gruppen von r Signalabtastwerten verarbeitet welch« Gruppen mit einer Periode γΓauftreten und durch je . nacheinander auftretende Signalabtastwerte x(nT) ge bildet werden. Im AusfOhrungsbeispiel nach Fig.3, ii dem r=3 ist werden auf diese Weise die Gruppen voi Signalabtastwerten

X(O). x(T), xilT), xOT), xiAT),

x(5T) .... x(nT), x[(n4l)T], χ[(π + 2)Γ] fi₅ xt(n + -MT]. x[(n44)T], _X[(_{n +} 5)T] usw.

in dem Filter S verarbeitet Jede dieser Gruppen liefei einen binär kodierten Hflfssignalabtastwert y(mrT) a

den Ausgang des Filters 5, welche Abtastwerte y(mrT) somit mit einer Periode rT auftreten, wobei die vom Filter 5 gegebene Beziehung zwischen y(mrT) und der zugehörigen Gruppe von rSignalabtastwerten x(nT)\n dem Ausdruck (2) dargestellt ist, in dem für dieses Ausführungsbeispiel r= 3 gesetzt werden soll.

Im integrierenden Netzwerk 6 werden nun diese Hilfssignalabtastwerte y(mrT) auf übliche und bereits an Hand der Fig. 1 angegebene Weise integriert. Im Gegensatz zu der Vorrichtung nach F i g. 1 ist nun jedoch die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung 11 gleich der Periode gewählt, mit der die Abtastwerte y(mrT) auftreten, d. h. gleich rT(=ZT), und es wird ein Gewichtsfaktor mit einem Wert W^r(= IV³) verwendet, wodurch zwischen z(mrT) und y(mrT) eine Beziehung erhalten ist, die durch die Beziehung (3) ausgedrückt wird.

Durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen ist also erreicht, daß dem integrierenden Netzwerk Signalabtastwerte y(mrT) zugeführt werden, die mit einer Periode rT nacheinander auftreten, so daß die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit des integrierenden Netzwerks in bezug auf die in F i g. 1 dargestellte Vorrichtung um einen Faktor /-abgenommen hat.

In dem in Fig.3 gezeigten Ausführungsbeispiel treten zwar die Hilfssignalabtastwerte y(mrT) mit einer Periode rT auf, aber die Signalabtastwerte x(n T) treten mit einer Periode T auf, so daß im Filter 5 ein Abtastwert y(mrT) innerhalb einer Periode Tberechnet werden soll, was wieder eine Erhöhung der inneren Verarbeitungsgeschwindigkeit der integrierenden Signalverarbeitungsvorrichtung zur Folge hat. Da diese Erhöhung der inneren Verarbeitungsgeschwindigkeit jedoch das Ergebnis der im Filter 5 durchzuführenden Verarbeitungen ist, kann nun durch Anwendung der in der gleichzeitig eingereichten niederländischen Patentanmeldung 74 16 479 beschriebenen Maßnahmen die zuletzt genannte Erhöhung der inneren Verarbeitungsgeschwindigkeit wieder verringert werden. An Hand der F i g. 4 wird dies näher auseinandergesetzt werden.

Das in Fig.4 dargestellte Ausführungsbeispiel der integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung entspricht weitgehend der in F i g. 3 gezeigten V >rrichtung. In F i g. 4 sind denen der F i g. 3 entsprechende Teile mit den gleichen Bezugsziffern wie in F i g. 3 bezeichnet. So enthält auch die in F i g. 4 dargestellte Vorrichtung das integrierende Netzwerk 6 und das Digitalfilter 5. In diesem Filter 5 sind nun nicht die drei Verzögerungsabschnitte 7(0)-7(2), wie in F i g. 3, miteinander verbunden, um eine Verzögerungsleitung zum Einschreiben von Gruppen von drei aufeinanderfolgenden Signalabtastwerten xfnT) zu bilden, sondern es wird in diesem Falle das Einschreiben von Gruppen von im vorliegenden Ausführungsbeispiel drei aufeinanderfolgenden Abtastwerten x(nT) in die Verzögerungsabschnitte 7(0)-7(1) unter Verwendung eines zusätzlichen Puffers 13 durchgeführt Dieser Puffer 13 wird dabei durch eine Verzögerungsleitung mit drei Verzögerungsabschnitten 13(0), 13(1) und 13(2) gebildet, die je zur Speicherung eines vollständigen binär kodierten Signalabtastwertes x(nT) während einer Zeh gleich der Eingangsabtastperiode 7* eingerichtet sind. Nachdem in den Puffer 13 eine Gruppe von drei Signalabtastwerten φΊ% z. B. die Abtastwerte

xinT). χ [in * I)T]. x[(n + 2|T]
eingeschrieben worden ist. wird der Inhalt der Verzögerungsabschnitte 13(0), 13(1) und 13(2) über UND-Glieder 14(0), 14(1) bzw. 14(2) einer Übertragungsschaltung 14 in die Verzögerungsabschnitte 7(0), 7(1) bzw. 7(2) eingeschrieben und dann auf die bereits beschriebene Weise in dem Filter 5 und dem integrierenden Netzwerk 6 verarbeitet.

Zur Übertragung des Inhalts des Puffers 13 auf die Verzögerungsabschnitte 7(.) werden den UND-Gliedern 14(.) Taktimpulse zugeführt, die einem Taktimpulsgenerator 15 entnommen werden und mit einer Periode rT auftreten. Nach dem Einschreiben des Inhalts des Puffers 13 in die Verzögerungsabschnitte 7(.) werden in den Puffer 13 drei neue Signalabtastwerte x(nT), d. h. die Signalabtastwerte

χ [(H + 3) T]. χ [(H+ 4) T] und χ [(n + 5) T].

eingeschrieben, die dann ihrerseits auf die Verzögerungsabschnitte 7(.) übertragen werden, usw.

Auf diese Weise ist erreicht, daß sich der Inhalt der Verzögerungsabschnitte 7(.) des Filters 5 nur einmal pro Periode rT ändert, so daß im Gegensatz zu dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 3 zur Berechnung eines Hilfssignalabtastwertes y(mrT) eine Periode rT zur Verfügung steht, wodurch die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit des Filters 5 in bezug auf das Filter 5 nach F i g. 3 um einen Faktor r herabgesetzt ist.

Es sei bemerkt, daß ohne Beeinträchtigung der Wirkung der Vorrichtungen nach den F i g. 3 und 4 die Verzögerungsabschnitte 7(0) bzw. 13(0) fortgelassen werden können.

Die Anwendung einer derartigen, in den F i g. 3 und 4 gezeigten integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung 6 ist besonders vorteilhaft in einer Anordnung zur Umwandlung z. B. eines deltamodulierten Signals in ein PCM-Signal oder in einer Anordnung zur Umwandlung eines analogen Signals in ein PCM-Signal durch Deltamodulation (siehe z. B. Referenz 4).

F i g. 5 zeigt schematisch eine digitalisierte Ausführungsform einer derartigen, bereits unter Referenz 4 angegebenen Anordnung zur Umwandlung eines analogen Signals in ein PCM-Signal, wobei das analoge Signal zunächst in ein deltamoduliertes Signal umgewandelt wird. In diesem Ausführungsbeispiel wird ein analoges Signal mit einer Bandbreite ßvon einer Quelle 15 geliefert, und dieses Signal wird mittels eines sogenannten gleichmäßigen Deltamodulators 16 in eine Reihe von Deltaimpulsen x(nT) umgewandelt, wobei T

so die Deltamodulationsabtastperiode darstellt und wobei angenommen wird, daß T=M(IrB) ist, wobei r eine positive ganze Zahl ist Diese Deltaimpulse x(nT) werden dann einer integrierenden Signalverarbeitungsvorrichtung 17 zugeführt die dabei auf gleiche Weise wie die in F i g. 1 gezeigte Vorrichtung ausgeführt ist und somit ebenfalls einen Addierer, dem die Deltaimpulse x(nT) zugeführt werden, sowie eine Verzögerungseinrichtung 2 mit einer Verzögerungszeit T und einen Multiplizierer 3 enthält dem wieder der Gewichtsfaktor

do W zugeordnet wird. Die Vorrichtung 17 liefert nun die Signalabtastwerte z(nT), die, um zu vermeiden, daß das vom Deltamodulator eingeführte Quamisierungsgeräusch zunimmt wieder mit einer Periode rauftreten sollen und je den Augenblickswert des ursprünglichen

f>5 analogen Signals zu den Deltamodulattonsabtastzertpunkten darstellen.

Da es for die Übertragungeines analogen Signals mit einer Bandbreite B mittels Impulskodemodulation

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(PCN) genügend ist, dieses analoge Signal mit einer Frequenz 2fi abzutasten, genügt es, wenn auf die in bezug auf F i g. 1 beschriebene Weise nur ein Signalabtastwert z(nT) einer Reihe von r aufeinanderfolgenden Signalabtastwerten z(nT) mittels einer Abtastvorrichtung 4 zur Weiteren Verarbeitung, z. B. zur Übertragung, ausgewählt wird. Wie in F i g. 1 wird auch in diesem Falle die Abtastvorrichtung auf bekannte Weise von einem Taktimpulsgenerator 4(1) gesteuert, der mit einer Periode rTauftretende Abtastimpulse liefert. ι ο

Ehe jedoch das Ausgangssignal der Vorrichtung 17 aufs neue von der Abtastvorrichtung 4 abgetastet werden kann, soll von einem Tiefpaß 18 das Quantisierungsgeräusch, das außerhalb des Signalbandes des ursprünglichen analogen Signals Hegt, unterdrückt werden. Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 5 ist das Filter 18 als ein nichtrekursives Digitalfilter ausgebildet und vom Typ mit einer rückgekoppelten Verzögerungsleitung, wie insbesondere unter der Referenz 6 beschrieben worden ist Dieses Filter enthält üblicherweise eine Verzögerungseinrichtung 19, die durch eine Reihenschaltung von N Verzögerungsabschnitten 19(0), 19(1) ... 19(N-1) gebildet wird, die je zur Speicherung eines vollständigen Signalabtastwertes z(nT) eingerichtet sind. Weiter enthält dieses Filter einen Multiplizierer 20, dem außer den in den Verzögerungsabschnitten 9(.) gespeicherten Abtastwerten z(nT) Filterkoeffizienten h(i) zugeführt werden, die von einem ROM 21 abgegeben werden. Der Ausgang dieses Multiplizierers 20 ist über einen Akkumulator 22 an einen Eingang der Abtastvorrichtung 4 angeschlossen.

Da, wie bereits bemerkt wurde, die Abtastwerte z(nT) am Ausgang der Einrichtung 17 mit einer Periode auftreten sollen, die höchstens gleich der Eingangsabtastperiode T ist kann in dem Ausführungsbeispiel nach Fig.5 diese Einrichtung 17 nicht durch eine der integrierenden Vorrichtungen nach den Fig.3 und 4 ersetzt werden.

Wie bereits beschrieben wurde, ist aber die Beziehung zwischen den Abtastwerten z(nT)\md den Abtastwerten x(nT) am Ausgang bzw. am Eingang der integrierenden Vorrichtung 17 gegeben durch die Beziehung:

ί = ο

x(nT).
(5)

45

Dabei wird angenommen, daß x(iT)=0 und z(iT)=0 für alle /<0. Wie weiter bekannt ist, bewirkt das Digitalfilter 18 eine Faltung zwischen N Signalabtastwerten zfn7? und N Filterkoeffizienten h(i), so daß die Beziehung zwischen den Eingangsabtastwerten z(nT) des Filters und einem Ausgangsabtastwert z^nT) des Filters durch die Beziehung gegeben ist:

r'(n^T>

-J) Π

(61

Da jedoch die obengenannten Integrations- und Fritervorgänge lineare Bearbeitungen darstellen, können in F i g. 5 die integrierende Vorrichtung 17 und das Digitalfilter 18 gegenseitig ihre Stellung wechsem. Dies ergibt sich auch aus der Substitution des Ausdrucks(5) in dem Ausdruck (6). Daraus folgt nämlich, daß die Beziehung zischen einem der Abtastvorrichtung 4 zugeführten Abtastwert z'(nT)\md den Ausgangsabtastwerten x(nT) des Deltamodulators 16 durch die Beziehung gegeben wird:

P-O j=0

Dabei wird wieder angenommen, daß x(iT)=0 und zf/T;=0 für alle /<0.

Durch den genannten gegenseitigen Stellungswechsel der integrierenden Vorrichtung 17 und des Digitalfilters 18 werden der integrierenden Vorrichtung 17 mit einer Periode T auftretende Signalabtastwerte mit einem Frequenzspektrum zugeführt, in dem das außerhalb des Signalbandes des ursprünglichen analogen Signals liegende Quantisierungsgeräusch unterdrückt ist, so daß nun die sich dem Tiefpaß anschließende integrierende Vorrichtung auf die in F i g. 3 oder F i g. 4 gezeigte Weise aufgebaut werden kann. In F i g. 6 ist schematisch der Aufbau der auf diese Weise erhaltenen Analog/ PCM-Umwandlungsvorrichtung dargestellt. In dieser Fig.6 sind denen der vorhergehenden Figuren entsprechende Teile mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet Die integrierende digitale Signalverarbeitungsvorrichtung 22 der Anordnung nach Fig. ist annahmeweise auf die in Fig.3 dargestellte Weise aufgebaut und enthält somit das digitale nichtrekursive Filter 5, das die Hilfssignalabtastwerte y(mrT) an das integrierende Netzwerk 6 liefert

In bezug auf die in F i g. 5 gezeigte Einrichtung zur Umwandlung eines analogen Signals in ein PCM-Signal mit einer Abtastfrequenz von 2ß weist die Einrichtung nach F i g. 6 den Vorteil auf, daß in das nichtrekursive Digitalfilter 18 nur Einbitsignalabtastwerte, und zwar die Deltamodulationssignalabtastwerte, eingeschrieben werden, was noch eine erhebliche Herabsetzung der Anzahl der Speicherelemente zur Folge hat.

Soll nun mit dem Filter 18 nach F i g. 6 uie gleiche Übertragungskennlinie wie mit dem Filter 18 nach F i g. 5 erzielt werden, so soll in beiden Filtern die gleiche Anzahl (N) Signalabtastwerte verarbeitet und für beide Filter die gleichen Filterkoeffizienten h(i) verwendet werden.

Da im Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 eine Reihenschaltung zweier nichtrekursiver Digitalfilter, und zwar der Filter 18 und 5, vorhanden ist können diese Filter zu einem Filter zusammengebaut werden, in dem N+ r-1 Signalabtastwerte x(nT) verarbeitet werden und in den-Λ/+Γ-1 Filterkoeffizienten h'(j) verwendet werden wobei die Beziehung zwischen einem Filterkoeffizien ten h'(j)vma den ursprünglichen Filterkoeffizienten h(i des Filters 18 durch die Beziehung gegeben wird:

h'(j)=Y.W^Jkh[k) mit 0 «Ξ Jc <, N-I

k=/-r₊l (8)

undO S jN + r-1.

Wenn nämlich insbesondere die Ausgangsabtastwert des in Fig.6 dargestellten Filters 18 durch pfm dargestellt werden, ist entsprechend dem Ausdruck (i die Beziehung zwischen p(nT) und x(nT) durch de Ausdruck gegeben:

/-0

so daß entsprechend dem Ausdruck (2) die Beziehui

zwischen y(mrT)&m Ausgang des Filters 5 und x(nT)am Eingang des Filters 18 durch den Ausdruck gegeben wird:

r-l N-I

yimrT) = Σν"ΣΜ*) xHmr-i-k)T\. (10) ι = 0 k = 0

Indem im Ausdruck (10) i+k=j gesetzt wird, kann dieser Ausdruck zu

N + r-2

V (m/T) =Σ*

i = ο

(H)

k=;-r+l

0 < k < η - 1

umgearbeitet werden, aus dem sich der Ausdruck (8) ergibt. Indem wieder die in der genannten gleichzeitig eingereichten niederländischen Patentanmeldung 74 16 479 beschriebenen Maßnahmen verwendet werden, z. B. auf die in dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 bereits beschriebene Weise, kann wieder bewirkt werden, daß zur Berechnung eines Ausgangsabtastwertes y(mrT) durch das durch den Ausdruck (11) definierte nichtrekursive Digitalfilter eine Periode rT zur Verfügung steht. Auf diese Weise ist eine Anordnung zur Umwandlung eines gleichmäßig deltamodulierten Signals mit einer Abtastperiode Tin ein PCM-Signal mit einer Abtastperiode rT erhalten, in der in bezug auf die Anordnung nach F i g. 5 einerseits die innere Verarbeitungsgeschwindigkeit um einen Faktor r herabgesetzt ist und in der andererseits eine erhebliche Herabsetzung der benötigten Anzahl Verzögerungselemente erhalten ist. In dem in Fi g. 5 dargestellten Filter 18 sollen ja N Mehrbits-Signalabtastwerte, z.B. Achtbitsabtastwerte, gespeichert werden; in dem Filter, das durch Kombination der beiden in F i g. 6 dargestellten Filter 18 und 5 erhalten wird, sollen nur N+r-\ Einbitsignalabtastwerte gespeichert werden. Für den oben beschriebenen Fall, d. h. bei der Umwandlung eines gleichmäßig kodierten Deltamodulationssignals in ein lineares PCM-Signal, liegt der Wert von N in der Größenordnung von 93 und der Wert von r in der Größenordnung von 8.

Es sei bemerkt, daß sich obenstehendes nicht auf die Umwandlung eines gleichmäßig deltamodulierten Signals in ein PCM-Signal beschränkt, sondern daß auf die oben beschriebene Weise auch ein nichtgleichmäßiges Deltamodulationssignal oder ein differentialimpulskodemoduliertes (DPCM)-Signal in ein PCM-Signal umgewandelt werden kann. Bei Anwendung nichtgleichmäßiger Deltamodulation oder nichtgleichmäßi- ger DPCM soll das Filter 18 in der Vorrichtung nach F i g. 6 auf die in der Dl OS 25 01 531 der Anmelderin angegebene Weise aufgebaut werden.

Auch trifft nach wie vor zu, was in bezug auf das Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 beschrieben ist, wenn in diesem Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 der Deltamodulator 16 durch eine PCM-Kodiervorrichtung ersetzt wird, die mit einer Periode T auftretende binär kodierte Signalabtastwerte des von dei Quelle 15 abgegebenen analogen Signals liefert, während die Filterkoeffizienten des Filters 18 in einem differentiellen Kode gegeben sind, d. h, daß der Impulsdurchlaßbereich des Filters 18 durch eine Reihe differentiell kodierter Signalabtastwerte, z. B. eine Reihe differentialimpulskodemodulierter Signalabtastwerte (DPCM), oder auf die in der Dt. OS 24 28 346 der Anmelderin beschriebene Weise, annähernd erreicht ist. Die Filterkoeffizienten stellen nun diese differentiell kodierten Signalabtastwerte dar.

(3) Bemerkungen

In den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 3 und 4 ist das integrierende Netzwerk 6 als ein rekursives Digitalfilter erster Ordnung ausgebildet, in dem ein Gewichtsfaktor W^r angewandt wird. Wenn jedoch dem Gewichtsfaktor W ein Wert +1 zutrkannt werden kann, kann dieses rekuisive Digitalfilter erster Ordnung durch einen Akkumulator ersetzt werden. Auch sei noch bemerkt daß für eine befriedigende Wirkung der in den F i g. 5 und 6 gezeigten integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtungen diese Vorrichtungen dieselbe Übertragungskennlinie wie die integrierenden Netzwerke in den dargestellten Deltamodulationsvorrichtungen 16 aufweisen sollen.

Bisher wurde über binär kodierte Signalabtastwerte gesprochen. Unter diesem Ausdruck ist üblicherweise zu verstehen, daß die Signalabtastwerte >n Kodewörtern gegeben sind, die in »Sign-magnitude«-Darstellung oder in 2-Komplementdarstellung u. dgl. gegeben sind. Die Wirkung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist von der Darstellungsweise dieser Kodewörter unabhängig·

Schließlich sei noch bemerkt, daß die Steuerung der unterschiedlichen Elemente auf übliche Weise erfolgt und für die verschiedenen Ausführungsbeispiele mit Hilfe eines einzigen Taktimpulsgenerators erhalten werden kann. Auch diejenigen Taktimpulse, die in den dargestellten Ausführungsbeispielen von den Generatoren 4(1) und 15 geliefert werden, können dem genannten Taktimpulsgenerator entnommen werden. Der Übersichtlichkeit halber ist auf diese Steuerung nicht näher eingegangen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   ί. Anordnung mit einer integrierenden digitalen Signalverarbeitungsvorrichtung zum Erzeugen einer folge binär kodierter und mit einer vorgegebenen Ausgangsabtastperiode rT auftretender Signalabtastwerte z(mrT)a\ss einer Folge binär kodierter und mit einer vorgegebenen Eingangsabtastperiode T auftretender Signalabtastwerte x(nT% wobei die Beziehung zwischen den Signalabtastwerten x(nT) und einem Signalabtastwert z(mrT) durch die Beziehung

   gegeben wird, worin r eine postive ganze Zahl darstellt und Wein Gewichtsfaktor ist, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierende digita-Ie Signalverarbeitungsvorrichtung ein nichtrekursives Digitalfilter enthält, in dem jeweils mit einer Periode rTnacheinander auftretende Gruppen von r nacheinander auftretenden Signalabtastwerten x(nT) verarbeitet werden, um eine Folge binär kodierter und mit der genannten Ausgangsabtastperiode rT auftretender Hilfssignalabtastwerte yfnirT) zu erzeugen, wobei die Beziehung zwischen y(mrf) und den genannten r Signalabtastwerten x(nT) einer Gruppe durch die Beziehung

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