DE2536762A1

DE2536762A1 - Schaltungsanordnung zur zwangssynchronisierung eines spannungsabgestimmten oszillators

Info

Publication number: DE2536762A1
Application number: DE19752536762
Authority: DE
Inventors: Ronald K Masson
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1974-09-06
Filing date: 1975-08-19
Publication date: 1976-03-25
Also published as: US3916335A; FR2284218A1; JPS5148249A

Description

Anmelderint Stuttgart, den 14. August 1975

Hughes Aircraft Company P ?054 S/kg

Gentinela Avenue and

Teale Street

Culver City, Calif., V.St.A.

Schaltungsanordnung zur Zwangssynchronisierung eines spannungsabgestimmtea Oszillators

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Zv/angssynchronisierung eines spannungsabgestimmten Oszillators auf eine ausgewählte Harmonische einer Bezugssignalquelle, mit einem Phasenkomparator, dem die Signale des Oszillators und der Bezugssignalqualle zugeführt werden und der ein Abstimmsignal für den Oszillator liefert, und mit einem mit dem Steuereingang des Oszillators verbundenen Durchstimmsignalgenerator.

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Solche Schaltungsanordnungen werden gewöhnlich als Signalquellen im Mikrowellenbereich benutzt, bei denen der ein Ausgangssignal im Mikrovellenbereich liefernde, spannungsabgestimmte Oszillator zu einer quarzatabilisierten Bezugssignalquelle zwangssynchronisiert ist. Der Durchstimmsignalgenerator dient dazu, genau und zuverlässig die gewünschte Harmonische des Bezugssignals für die Zwangssynchronisierung auszuwählen,.

Um bei bekannten aulchen Schaltungsanordnungen eine Zwangssynchronisation auf eine falsche Harmonische zu verhindern, muß der Abstimmbereich des spannungsabgestimmten Oszillators so begrenzt sein, daß beim Durchstimmen nur eine Harmoniijche der Bezugssignalquelle überstrichen wird. Um trotzdem einen Betrieb in einem breiten Frequenzband zu ermöglichen, müssen in Verbindung mit einem auf relativ niedriger Frequenz arbeitenden Oszillator Freauenzmultiplizierer verwendet werden. Trotzdem werden sehr hohe Anforderungen an die Reproduzierbarkeit der Abstimmcharakteristik des Oszillators gestellt. V/eiterhin haben die bekannten Schaltungsanordnungen den Nachteil, daß sie für jede Frequenz des Ausgangssignales eine besondere Bezugssignalquelle benötigen.

Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen

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Art so auuzubildexi, daß sie die Auswahl mehrerer Frequenzen des Ausgangssignals ermöglicht, die genau und zuverlässig zu entsprechenden Harmonischen des Bezugssignals zwangssynchronisiert sind, ohne daß Multiplizierer benötigt und ohne daß bestimmte Forderungen hinsichtlich der Abstimmcharakteristik des Oszillators bestehen wurden.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß mit dem Ausgang des Phasenkomparator ein Schwebungsnulldetektor und mit dem Ausgang des Oszillators ein Hohlraumresonator verbunden ist und die Ausgangs— signale des Schwebungsnulldetektors und des Hohlraumresonators einem Zähler zugeführt werden, der beim Durchstimmen des Oszillators von dem Ausgangssignal des Hohlraumresonators zum Zählen der vom Schwebungsnulldetektor festgestellten Nulldurchgänge freigegeben wird, und daß mit dem Durchstimmsignalgenerator und dem Zähler eine Steuereinrichtung gekoppelt ist, die den Durchstimmsignalgenerator veranlaßt, dem Oszillator ein Durchstimmsignal zuzuführen, und die daa Durchstimmen beendet, wenn der Zähler einen vorbestimmten Stand erreicht hat.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Schaltungsanordnung umfaßt eine ausgewählte Bezugssignalquelle, einen Phasenkomparator, einen Schleifenverstärker und einen spannungsabgestimmten Oszillator (VCO), der an den

Schleifenverstärker angekoppelt ist, um eine bui Harmonischen des Bezugssignals phasenstarre Schleife zu bilden. Ein Teil des Ausgangssignals des VCO wird einem Miicrowellen-Hohlraumresonator zugeführt, der, nachdem mit dem Durchstinmen des VCO begonnen worden ist, das Erreichen einer vorbestimmten Frequenz anzeigt. Das Durchstimmen des VCO über die Frequenz des Hohlraumresonators hinaus wird festgestellt und zum Stellen eines i''lipflop benutzt, der seinerseits ein Tor steuert, um die Übertragung von Impulsen, welche ein Schwebungsnull anzeigen, vom Ausgang des Phasenkomparators zu einem Digitalzähler als Zählimpulse zu gestatten. Ein Digitalkomparator spricht auf einen eingegebenen Digitalcode und das Ausgangssignal des Zählers an und stellt fest, wenn der Zählerstand dem Digitalcode gleich ist, was einer Zwangssynchronisation auf die ausgewählte Harmonische entspricht. In diesem Augenblick wird das Durchstimmen des Oszillators beendet. Nach der ersten Zwangssynchronisierung wird der Zähler von einem Monoflop zurückgestellt und der Durchstimmvorgang wiederholt, um die Zwangssynchronisierung auf der Harmonischen in Abhängigkeit von der Steuerung durch ein zweites Monoflop zu überprüfen. Die Schaltungsanordnung arbeitet mit mehreren wählbaren Bezugssignalquellen, denen jeweils eine Anzahl wählbarer Eingangscode zur Auswahl einer von mehreren Harmonischen zugeordnet ist.

Durch die Erfindung wird demnach eine Schaltungsanordnung zur Zwangssynchronisierung eines spannungsabgestimmten Oszillators geschaffen, bei der der

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Abstimmbereich, ausschließlich durch den Abstimmbereich des spannungsabgestimmten Oszillators bestimmt ist. Dabei bestehen keine strengen Anforderungen hinsichtlich der Reproduzierbarkeit der Abstimmcharakteristik. Trotzdem besteht die Möglichkeit, mehrere, verschiedene Harmonische von einigen wenigen Bezugssignalquellen auszuwählen anstatt daß für jede Frequenz des Ausgangssignals eine getrennte Bezugssignalquelle benötigt wird. Von besonderem Vorteil ist dabei, daß die gewünschte Harmonische mittels entsprechender Abstimmzyklen automatisch ausgewählt werden kann«,

V/eitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung des in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels. Die der Beschreibung und der Zeichnung zu entnehmenden Merkmale körinen bei anderen Ausführungsformen der Erfindung einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination Anwendung finden. Es zeigen

1a, 1b und 1c das schematische Schaltbild einer

Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 2 einen Schnitt durch einen Hohlraumresonator, der zur Verwendung in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 geeignet ist,

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Fig. 3 das Schaltbild eines !Comparators, der zur Verwendung in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 geeignet ist,

Fig. 4 das Schaltbild eines Schwebuiigsnulldetektors mit Hochpaßcharakteristik, der zur Verwendung in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 geeignet ist,

Fig. 5 das Schaltbild einer Wählschaltung, die das Zählen von Impulsen wahlweise an der Vorderoder Rückflanke ermöglicht,

Fig. 6 ein Spektraldiagramin zur Erläuterung der Zwangssynchronisierung in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 und

Fig. 7 ein Zeitdiagramm verschiedener, in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 auftretender Signale.

Die in den Fig. 1a, 1b und 1c dargestellte Schaltungsanordnung umfaßt einen spannungsabgestimmten Verstärker (VCO) 12, bei dem es sich um einen beliebigen bekannten Typ eines Oszillators handeln kann, dessen Frequenz in Abhängigkeit von einer Abstimmspannung veränderbar ist. Der VCO hat eine Steuerleitung 14 und eine Ausgangsleitung 16, bei der es sich beispielsweise um eine Koaxialleitung handeln kann und die über eine Leitung 37 mit einem Phasenkomparator 18 gekoppelt ist. Ein Schleifenverstärker 20 verbindet den Ausgang des Phasenkomparator über eine Leitung 13 mit der Steuerleitung 14 und bildet in

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Verbindung mit dem VCO 12 eine plxasenstarre Schleife, mit deren Hilfe der spannungsabgestimmte Oszillator auf eine ausgewählte Harmonische einer Bezugssignalquelle 24 zwangssynchronisierbar ist, die über eine Leitung 26 mit dem Phasenkomparator 18 verbunden ist. Die Bezugs signalquelle 24 kann eine >.nzahl einzelner Quellen 28 und 30 umfassen, von denen jede ein geeignetes Stellglied zum Einschalten aufweist, damit sie ein entsprechendes Signal der Leitung 26 zuführt. Die HF-Ausgangsleitung 16 führt su einem nicht dargestellten, geeigneten Anschluß und ist außerdem über die Leitung 37 mit einem Hohlraumresonator 34 verbunden, der bei einer ausgewählten Frequenz einen Impuls 36 liefert, der einem Detektor 38 zugeführt wird. Die Schaltungsanordnung umfaßt einen Impulsgenerator 46, der zur Inbetriebnahme der Schaltungsanordnung dient, einen Signalformer 49, der die von dem Hohlraumresonator ausgelösten Impulse einem Flipflop 128 zuführt, das seinerseits einen Zähler 74- und das Zuführen von Zählsignalen zu einem Digitalkomparator 82 steuert. Ein Signalformer 51 überträgt die Ausgangssignale des Schwebunggnulldetektors 21 au dem Zähler 74-» während ein Durchstimmsignalgenerator die Abstimmung des VCO 12 steuert. Weiterhin wird die Schaltungsanordnung von einer Steuerschaltung 45, einem Zweirichtungs-Impulsdetektor 55 und einem Flipflop-Impulsdetektor 59 so gesteuert, daß ein zweiter Durchstimmzyklus stattfindet, um zu überprüfen, daß die Zwangssynchronisierung auf der richtigen Harmonischen

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stattfand und die Abstimmung korrigiert wird, wenn Störsignale einen Fehler verursacht haben,. Intern benutzte Steuersignale werden von zwei Monoflops 61 und 66 geliefert.

Zum Durchstimmen des VCO 12 und Auslösen des zur Auswahl der gewünschten Harmonischen führenden Vorganges sowie zur Überwindung der Effekte von Störsignalen umfaßt die Schaltungsanordnung den Impulsgenerator 46, der von Jeder bekannten Art sein kann, Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel enthält der Impulsgenerator 46 einen Komparator 48, dessen positiver Eingang mit einer geeigneten +5 V-Spannungsquelle 50 verbunden ist. Der negative Eingang ist mit dem Emitter eines Transistors 54 verbunden, dessen Basis mit der Ausgangsleitung 52 des !Comparators 48 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 54 ist mit einer geeigneten +5 V-Spannungsquelle 56 verbunden. Der Emitter des Transistors 54 ist außerdem über einen Steuerkondensator 58 mit Masse verbunden. Weiterhin können geeignete Vorspannungskreise vorgesehen sein, wie es die Komparatorschaltung verlangt. So kann beispieleweise die Basis des Transistors 54 über einen Widerstand mit dem Kondensator 58 verbunden sein, der seinerseits über einen weiteren Widerstand mit dem negativen Eingang des Komparators 48 verbunden ist. In Abhängigkeit von der zum Laden des Kondensators benötigten Zeit wird ein Impulszug 60 erzeugt. Die einzelnen Impulse dieses Impulszuges erscheinen, während

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das Potential am negativen Eingang kleiner ist als das Potential am positiven Eingang. Der Impulszug 60 wird über die Ausgangsleitung 52 dem Trigger-Eingang eines Monoflop 66 zugeführt, das auf die Rückflanken der zugeführten Impulse ansprechen kann. Das Monoflop kann von jeder beliebigen Art sein und an seine Ausgangsleitungen 68 und 70 komplementäre Impulse liefern. Die Leitung 68 ist mit dem Rückstelleingang des Zählers 74- verbunden, bei dem es sich beispielsweise um einen üblichen Digitalzähler handeln kann«, Der Zählerstand wird über geeignete Ausgangsleitungen 76, 78 und 80 einem Digitalkomparator 82 zugeführt, der den Zählerstand mit einem Zahlencode vergleicht, der ihm über die Leitungen 84, 86 und 88 von einem Zahlengeber 100 zugeführt werden. Der Zahlencode kann entweder in einem Register des !Comparators 82 oder im Register des Zahlengebers 100 gespeichert sein. Der Zahlengeber 100 kann entweder manuell oder automatisch einstellbar sein, um den gewünschten Zahlencode zur Synchronisation auf einer ausgewählten Harmonischen zu liefern. Der Digitalkomparator 82 kann von jeder geeigneten Anordnung gebildet werden, beispielsweise von einer Schaltungsanordnung, die eine Subtraktion der beiden eingegebenen Zahlen bewirkt und eine 1 am Ausgang oder an den Ausgängen nur dann liefert, wenn die beiden eingegebenen Zahlen gleich waren. Das Ausgangssignal des Digitalkomparators kann über eine Leitung 104 einem Hauptsteuerglied 106 zugeführt werden, bei dem es sich um jedes geeignete Verknüpfungsglied

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handeln kann. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel handelt es sich um ein NAND-Glied.

Der Ausgang des NAND-Gliedes 106, das ein niederes Potential nur dann annimmt, wenn alle Eingangssignale auf einem hohen Potential sind, wird über eine Leitung 110 einem NAND-Glied 112 zugeführt, das als NICHT-Glied arbeitet und dessen Ausgangssignal über eine Leitung 114 einem Transistor 116 und von dort über eine Leitung 115 dem Steuereingang des Komparators 4-8 des Impulsgenerators 4-6 zugeführt wird. Ein positives Signal auf der Leitung 114- macht das Ausgangssignal des Komparators 48 positiv, was dem hohen Potential der Impulse des Impulszuges 60 entspricht.

Der Signalformer 49 spricht auf die negativen Impulse an, die von dem Hohlraumresonator 34 geliefert und von dem Detektor 38 festgestellt werden, und liefert auf seiner Ausgangsleitung 118 einen positiven Impuls zum Stellen eines Flipflop 128 und Auslösen des nach der Erfindung vorgesehenen ZählVorganges· Der Signalformer 49 enthält bei der dargestellten Ausführungsform einen Komparator 120, der mit Hilfe eines Spannungsteilers 122 und einer -12 V-Spannungsquelle am positiven Eingang in geeigneter Weise vorgespannt ist. Der negative Eingang des Komparator ist über eine Leitung 39 niit dem Ausgang des Detektors 38 verbunden. Ein vom Hohlraumresonator ausgelöster Impuls wird auf der Leitung 118 und entweder über

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einen gestrichelt dargestellten Leitungsabschnitt 118' oder eine Wählschaltung 124 der Leitung 126 zugeführt;, die ihrerseits zu dem Flipflop 128 führt, das in Abhängigkeit von dem zugeführten Impuls gestellt wird. Das Ausgangssignal des Flipflop 128 wird einem NAND-Glied 130 zugeführt, dem auch die üchwebungsnull-Inpulse von dem Schwebungsnulldetektor 21 auf der Leitung 132 zugeführt werden. Diese Impulse werden auch dem Zähleingang des Zählers 74- auf einer Leitung 134· während der Zeit zugeführt, während der das Flipflop 128 gestellt ist. Das Hauptsteuerglied 106 empfängt ebenfalls die Schwebungsnull-Impulse auf der Leitung 132, so daß eine Zwangssynchronisierung in Abhängigkeit von einem Schwebungsnull-Impuls erfolgt, wenn der Zählerstand der eingegebenen Codezahl gleich ist.

Der 3chwebungsnulldetektor 21 führt in Abhängigkeit von dem Phasenkomparator 18 negative "jipulse einem Signalformer 51 zu, der bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel einen Komparator 140 enthält, dessen negativer Eingang mit dem Schwebungsnulldetektor 21 gekoppelt ist, wogegen sein positiver Hingang von einer +5 V-Spannungsquelle über einen Spannungsteiler eine geeignete Vorspannung erhält. Außerdem ist eine +5 V-Spannungsquelle über einen Widerstand mit der Ausgangsleitung 132 verbunden.

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Die Steuerschaltung 45, der das Ausgangssignal des Hauptsteuergliedes 106 über die Leitung 114 zugeführt wird, enthält einen Kondensator 46, dessen eine Seite mit einem Anschluß eines Feldeffekttransistors (FET) verbunden ist, dessen anderer Anschluß mit der Steuerleitung 14 des VCO 12 verbunden ist. Der Gate-Anschluß des PET 148 ist über einen Widerstand 150 mit dem Kollektor eines npn-Transistors 152 verbunden, dessen Emitter mit der Klemme 154- einer —12 V-Spannungsquelle verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 152 ist weiterhin über einen geeigneten Widerstand mit der Klemme 156 einer +25 V-Spannungsquelle verbunden. Die Basis ist über einen Widerstand 158 an die Klemme 154 sowie über einen V/iderstand 160 mit dem Kollektor eines pnp-Traiisistors 164 verbunden. Der Emitter des Transistors 164 ist an Masse angeschlossen, während die Basis über einen geeigneten Widerstand mit der Klemme 154 der -12 V-Spannungsquelle und einen Widerstand mit der Leitung 114 verbunden ist, die weiterhin über einen Widerstand 168 mit der Klemme 170 einer +5 V-Spannungaquelle verbunden ist. Die andere Seite dea Kondensators 146 ist über eine Leitung 174 mit dem Zweirichtungs-Stromdetektor 55 verbunden, der seinerseits mit einem Zweirichtungs-Impulsdetektor 57 verbunden ist. Der Zweirichtungs-Stromdetektor 55 enthält einen Widerstands-Serienkreis 176 und einen Widerstands-Serienkreis 178. Beide Serienkreise sind zwischen die Klemme 180 einer -12 V-Spannungsquelle

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und die Klemme 182 einer +5 V-Spannungsquelle geschaltet. Die kitte der Serienschaltung 176 ist mit der Leitung 174- verbunden, wogegen die Mitte der Serienschaltung 178 mit Masse verbunden ist. Zwischen die oberen Teile des 'Widerstands-Serienschal tungen 176 und 178 ist eine Diode 184 geschaltet, die außerdem über einen Widerstand 186 mit dem negativen Hingang des Komparators 57 verbunden ist. Im unteren Teil sind die beiden Widerstands-Serienschaltungen 176 und 178 durch eine Diode 188 verbunden, die eine zur Diode 184 entgegengesetzte Polarität aufweist und deren Kathode mit der Serienschaltung 176 und deren Anode mit der Serienschaltung 178 sowie über einen Widerstand mit der positiven Klemme des Komparators 57 verbunden ist. Im Betrieb fließt bei einem positiven Potential auf der Leitung 174- ein Strom über die Diode 184 zu der -12 V-Spannungsquelle und es kann das Potential an dem negativen Eingang über das Potential am positiven Eingang ansteigen· In diesem Fall liefert der Komparator einen Ausgangsimpuls. Entsprechend kann bei einem negativen Potential auf der Leitung 174 Strom über die Diode 188 von der Klemme 182 der +5 V-Spannungsquelle fließen, so daß die Spannung am positiven Eingang über das Potential am negativen Eingang ansteigt und ebenfalls ein Aus gangs impuls geliefert wird,, Die V/iderstände sind also so gewählt, daß bei einem Stromfluß zu oder vom Kondensator 146 die Polarität der Signale, die dem Komparator 57 zugeführt werden,

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-Inkonstant bleibt, so daß am Ausgang des Komparators auf der Leitung 220 ein negativer Impuls 222 geliefert wird.

Ein negativer Impuls 222 auf der Leitung 220 stellt ein Flipflop 59» das in gestelltem Zustand auf der Ausgangsleitung 226 ein Signal mit hohem Potential liefert, um einen neuen Durchstiiaiuzyklus des VCO auszulösen. Das Flipflop 59, das von jeder geeigneten Art sein kann, umfaßt bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel zwei NAND-Glieder 230 und 232, die zu einer üblichen, stellbaren und rücküteilbaren Anordnung verknüpft sind. Eine zu einem Eingang des NAND-Gliedes 232 führende Leitung 2J4 bildet einen Hückstell-Eingang, wogegen der Eingang 238 des NAND-Gliedes 230 einen Stelleingang bildet, der mit der Leitung 220 verbunden ist.

Zur weiteren Steuerung des Hauptsteuergliedes 106 dient ein NAND-Glied 24-8, das einen mit der Leitung verbundenen und einen zweiten, mit den Ausgang des Monoflop 61 verbundenen Eingang aufweist. Das Monoflop 61 hat einen Stelleingang, der über eine Leitung 254 mit dem Ausgang des HauptSteuergliedes verbunden ist. Das NAND-Glied 248 hält in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen des Flipflop 59 und des Monoflop 61 ein Signal mit hohem Pegel an einem Eingang des Hauptsteuergliedes 106 aufrecht, bevor die Zwangssynchronisierung eingesetzt hat und während

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der Ansprechzeit des Zweirichtungs-Stromdetektors» Es liefert Jedoch ein Signal mit niedrigem Pegel, wenn das Flipflop 59 durch einen Ausgangsimpuls des Komparators 57 gestellt worden ist und der Ausgangsimpuls des Monoflop 61 beendet ist. Eine Funktion des NAND-Gliedes 24-8 besteht darin, einen zweiten DurchStimmvorgang auszulösen, um zu gewährleisten, daß die Zwangssynchronisierung auf die richtige Harmonische erfolgt ist.

Der Durchstimmsignalgenerator 53 enthält einen Kondensator 260, dessen eine Seite mit Masse und dessen andere Seite mit einer Leitung 262 verbunden ist, die zu der Basis eines pnp-Transistors 264 führt. Der Kollektor dieses Transistors ist mit Masse verbunden, während sein Emitter über Widerstände 266 und 268 mit dem Emitter eines npn-Transistors 270 verbunden ist, dessen Kollektor mit der Klemme einer +25 V-Spannungsquelle und dessen Basis mit einer Leitung 274- sowie über die Anoden-Kathoden-Strecken von Dioden 276 und 278 mit der Leitung verbunden ist. Die Dioden stellen eine konstante Spannungsdifferenz her. Ein Feldeffekttransistor (FET) 280 ist mit einem Anschluß mit einem Punkt zwischen den V/iderständen 266 und 268 und mit einem zweiten Anschluß an die Steuerleitung 14 des VCO angeschlossen. Der Gatt-Anschluß ist über einen Widerstand mit dem Kollektor eines pnp-Transistors 300 verbunden.

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Zum Auslösen eines Durchstimmvorganges ist die Leitung 254 mit einem Spannungsteiler 290 verbunden, von dem aus auch eine Verbindung aur iiasis eines npn-Transistors 292 führt. Der Emitter dieses Transistors ist mit Masse verbunden, wogegen sein Kollektor über einen geeigneten Spannungsteiler mit der Basis eines pnp-Transistors 294- verbunden ist. Der Emitter des Transistors 294 ist mit der Klemme der +25 V-Spannuiigsquelle über einen Widerstand 273 verbunden. Sein Kollektor ist mit der Leitung 274 verbunden und steuert die Basis des Transistors 290„ Der Kollektor des Transistors 292 ist weiterhin über einen geeigneten Widerstand mit der Basis eines pnp-Transistors 300 verbunden, dessen Emitter mit der Klemme 302 einer +25 V-Spannungsquelle und dessen Kollektor mit einem Widerstand 282 und über einen Widerstand 400 mit der Klemme 284 einer -12 V-Spannungsquelle verbunden ist. Daher bewirkt eine positive Spannung auf der Leitung 254, daß die Transistoren und 294 leiten, was wiederum bewirkt, daß die Transistoren 270 und 264 in zunehmendem Maße leiten, während der Kondensator 260 geladen wird. Der Widerstand 273 bildet eine Konstantstromquelle, so daß die Spannung am Kondensator einen linearen Anstieg der Durchstimmspannung bewirkt.

Zum Wiederauslösen des Durchstimmvorganges erhält eine Leitung 310 ein Signal von der Leitung 68, das über einen Spannungsteiler 312 übertragen wird, der zwischen

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die Klemme 314 einer +5 V-Spannungsquelle und die Klemme 316 einer -12 V-Spannungsquelle geschaltet ist. Der Spannungsteiler 312 umfaßt Widerstände 318, 320 und 322. Die Leitung 310 ist zwischen die Widerstände 318 und 320 angeschlossen. Zwischen die Widerstände 320 und 322 ist die Basis eines npn-Transistors 324 angeschlossen, dessen Kollektor über einen Widerstand 326 mit der Klemme 314- einer +5 V-Spannungsquelle verbunden ist. Der Emitter des Transistors 324 ist über einen Widerstand 328 mit Masse sowie unmittelbar mit der Basis eines npn-Transistors 330 verbunden, dessen Emitter mit Masse und dessen Kollektor über einen Widerstand 332 mit der einen Seite des Kondensators verbunden ist, um den Kondensator zu entladene Demnach ist im Betrieb der Transistor 292 als leitender Schalter vorgespannt, um einen bekannten Stromfluß durch den Widerstand 273, über den Transistor 294 und durch die Leitung 274, über die Dioden 276 und 278, die einen bekannten Spannungsabfall verursachen, und auf die Platte des Kondensators 260 bewirken. Die Transistoren 264 und 270 bewirken eine Verstärkung für die Durchstimmspannung, die über das Tor 280 übertragen wird. Die Durchstimmspannung steigt an, bis sie von dem Transistor 330 zurückgestellt wird, der zur Entladung des Kondensators 260 leitend gemacht wird. Der FET 280 ist in leitendem Zustand, solange der Transistor 292 im leitenden Zustand ist, weil dem Gatt-Anschluß des B¹ET 280 die Kollektorspannung des Transistors 300 zugeführt wird·

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Fig. 2 zeigt den Schnitt durch einen Hohlraumresonator $4, der als Bandfilter für eine ausgewählte Resonanzfrequenz ist, die den Beginn des Zählvorganges bei einer vorbestimmten Harmonischen des Bezugssignals auslöst. Der Hohlraum-Resonator 3^· hat eine zylindrische Gestalt und weist ebene Endflächen J4-7 und 34^cj sowie eine zylindrische Mantelfläche 351 auf. In dem umschlossenen Hohlraum 350 wird von einer Eingangs sonde 35<-> die in nicht näher dargestellter Weise mit der Eingangsleitung 37 verbunden ist, ein TEM-Schwingungsmodus angeregt, wie es in der Technik bekannt ist. Das Ausgangssignal des abgestimmten Hohlraum-Resonators wird von einer Sonde 35^- erfaßt und über eine Ausgangsleitung dem Detektor 38 zugeführt. Wie bekannt wird die Resonanzfrequenz im wesentlichen durch die Länge des Innenleiters 356 und einer äußeren Abstimmschraube 358 bestimmt. Die Impulsbreite des abgestimmten Holilraum-Resonators wird im wesentlichen durch das Verhältnis der Durchmesser von Innenleiter und Außenleiter bestimmt. Hohlraum-Resonatoren, die eine bestimmte Bandpaßcharakteristik haben, sind bekannt und brauchen hier nicht im Detail behandelt zu werden. Der Detektor 38 enthält bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel einen Kondensator 362, dessen eine Seite an den Ausgang des Hohlraum-Resonators 34- angeschlossen und dessen andere Seite über eine Mikrowellen-Diode 364· mit Masse verblenden ist. Diese andere Seite des Kondensators ist außerdem über eine Drossel 366 mit der Leitung

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verbunden. Das festgestellte Signal wird dann dem zugeordneten Signalformer 49 zugeführt.

Der in -Fig. 5 als Beispiel dargestellte Komparator stellt eine Grundeinheit dar, wie sie in dem Impulsgenerator 46, den Signalformern 49 ui:· i 51 und in Verbindung mit dem Zweirichtungs-Stromdetektor 55 verwendet werden kann. Der Komparator weist einen positiven, nichtinvertierenden Eingang 370 und einen negativen, invertierenden Eingang 372 auf. Diese beiden Eingänge sind jeweils mit der Basis eines npn-Transistor 374 bzw. 376 verbunden. Die Emitter dieser beiden Transistoren sind gemeinsam über einen Widerstand 378 mit der Klemme 380 einer -12 V-Spannungsquelle verbunden. Der Kollektor des Transistors 274· is* mit der Klemme 384 einer +5 V-Spannungsquelle verbunden, während der Kollektor des Transistors über einen Widerstand 386 mit der Basis eines pnp-Transistors 388 verbunden ist. Diese Basis ist auch über einen Widerstand 390 mit der Klemme 384 der +5 V-Spannungsquelle verbunden. Der Emitter des Transistors 388 ist unmittelbar mit der Klemme 384 verbunden, während der Kollektor dieses Transistors über einen Widerstand 392 mit der Basis eines npn-Transistors 394 verbunden ist, die weiterhin über einen Widerstand 396 an Masse gelegt ist. Der Emitter des Transistors 394- ist unmittelbar mit Masse verbunden, wogegen der Kollektor mit einer Ausgangsleitung 398 verbunden ist, welche den Ausgang des Komparators bildet. Die Basis des Transistors 394 ist

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weiterhin mit einer Leitung 115 verbunden, die in dem ImpulsRenerator 46 die Steuerklemiae für den Impulsbetrieb bildet.

Im Impulsgenerator 46 wird der positiven Klemme eine positive Rückkopplung vom Ausgang zugeführt, während die negative Klemme einen wechselnden Wert zum Vergleich erhält, was zur Bildung von Impulsen führt. Der Kondensator 58 bildet eine Zeitsteuerung, welche die Impulsbreite und den Impulsabstand bestimmt. Im Signalformer 49 für die von dem Hohlraumresonator 34-gelieferten Signale bildet die negative Klemme einen Schwellenwert. Wenn das von dem Hohlraumresonator auf der Leitung 39 erzeugte Signal den Schwellenwert überschreitet, wird ein Impuls erzeugt. In dem Signalformer für den Schwebungsnulldetektor 21 wird an der positiven Klemme eine Vorspannung erzeugt. Wenn der Schwebungsnulldetektor einen negativ gehenden Impuls erzeugt, der die Vorspannung unterschreitet, auch wenn er noch positiv ist, wird ein Impuls gebildet. Von dem Komparator 57» der dem Zweirichtungs-ütromdetektor zugeordnet ist, wird immer dann, wenn die Spannung am negativen Anschluß oder die Spannung am positiven Anschluß die andere kreuzt, auf der Ausgangsleitung 220 ein negativer Impuls gebildet. Die Wirkungsweise dieser Art impulsformender Schaltungen ist bekannt und braucht nicht noch detaillierter behandelt zu werden.

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Das in Fig. 4 dargestellte -Beispiel eines Schwebungsnulldetektors arbeitet als Hochpaßfilter, der einen Zustand der Phasensynchronisation in der VCO-Steuerschleife feststellt. Das Ausgangssignal des Phasenkoinparators 18 wird über die Leitung 23 dem Kondensator 409 eines Hochpaßfilters zugeführt, an dessen Ausgang ein HF-V_erstärker 4-11 angeschlossen ist. Das Hochpaßfilter enthält einen Uiderstand 412, der zwischen den Eingang des Verstärkers 411 und Masse geschaltet ist· Das Ausgangssignal des Verstärkers 411 wird über eine Diode 414 eines Spitzenwertdetektors der Ausgangsleitung 25 zugeführt. Der Üpitzenwertdetektor enthält auch einen Kondensator 416 und einen Widerstand 417» die beide zwischen die Leitung 25 und Masse geschaltet sind. Wenn keine Phasensynchronisation besteht, enthält das .ausgangssignal des Phasenkomparators 18 eine erhebliche Anzahl von Schwebungsfrequenzen, so daß das Ausgangssignal einen relativ hohen Pegel hat, wie es die Kurve 418 zeigt· V/enn jedoch eine Phasensynchronisation eintritt, geht der Pegel zurück, so daß am ausgang des Schwebungsnulldetektors ein Impuls 419 erscheint.

Fig. 5 zeigt ein Beispiel für die Wählschaltung 124, die es der Schaltungsanordnung nach 3?ig. 1 gestattet, das Zählen entweder nach Erscheinen der Vorderflanke oder der Rückflanke des vom Hohlraumresonator geieferten Impulses zu beginnen» Diese Wahlmöglichkeit kann im Hinblick auf die Lage gewisser Harmonischer

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zur Eigenfrequenz des Hohlraumresonators erforderlich sein. V/ie aus Pig. 5 ersichtlich, ist die Leitung 118 mit einem NICHT-Glied 440, dessen Ausgang mit dem Eingang eines NAND-Gliedes 442 verbunden ist, sowie unmittelbar mit dem Eingang eines NAND-Gliedes 444 verbunden. Die Ausgangssignale der NAND-Glieder 442 und 444 werden einem weiteren NAND-Glied 446 als Eingangssignale zugeführt. Das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 446 wird auf die Ausgangsleitung 126 gegeben. Ein zu Steuerzwecken dienendes NAND-Glied 458 arbeitet als NICHT-Glied und führt sein Ausgangssignal einem Eingang des NAND-Gliedes 444 zu. Das Eingangssignal des NAND-Gliedes 448 wird außerdem über eine Leitung 450 unmittelbar dem zweiten Eingang des NAND-Gliedes zugeführt. Das Eingangssignal wird von einem Polaritätswähler 452 geliefert. Durch einen Wählvorgang im Polaritätswähler, der manuell oder automatisch erfolgen kann, kann auf die Leitung 450 wahlweise ein hohes oder ein niedriges Potential gegeben werden. Bei Vorliegen eines hohen Potentials entsteht auf der Ausgangsleitung ein Impuls, der von einem hohen Potential zum Nullpotential führt, wogegen bei einem niedrigen Potential auf der Leitung 450 der Ausgangsimpuls auf der Leitung 126 vom Nullpotential zu einem hohen Potential geht. Da das Plipflop 128 bei einer ins Negative gehenden Planke des zugeführten Signals gestellt wird, hat die Änderung des Potentials auf

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der Leitung 4-50 zur Folge, daß die οchaltungsanordnung das Zählen der Harmonischen von der anderen Flanke des beim überstreichen des Hohlraumresonator^ entstehenden Signals beginnt, was für manche Betriebsfrequenzen von Vorteil sein kann.

Fig, 6 veranschaulicht ein Spektrum, das zur weiteren Erläuterung der Funktion der beschriebenen Schaltungsanordnung und insbesondere zur Erläuterung des Durchstimmens des VCO dient. ü.1s Beispiel sei angenommen, daß ein Bezugssignal mit einer Frequenz von 100 MHz verwendet wird, so daß der VCO auf eine Frequenz von N χ 100 abzustimmen ist, wenn IT eine ganze Zahl ist. Ferner sei angenommen, daß für den gewünschten Betriebsbereich N die Werte %, 97 und 98 hat. Demgemäß gibt das Diagramm nach Fig₉ 6 den Spektralbereich von 9»0 bis 10,0 GHz wieder, das die Bezugsharmonischen 9>0, 9,1, 9j2 usw. bis 10,0 GHz umfaßt. Die auszuwählenden Betriebsfrequenzen sollen über 9»3 GHz betragen. Demgemäß kann der VCO auf eine Frequenz von beispielsweise 9*0 GHz eingestellt und dann in iiichtung steigender Frequenzen durchgestiinmt werden, wie es der Pfeil 460 in Fig. 6 zeigt. Dabei überschreitet die Frequenz die Eigenfrequenz des Hohlraumresonators 34, was durch den lie sonat or impuls 4-52 angezeigt wird. In Abhängigkeit von dem Resonatorimpuls 452 wird der Zähler zum Zählen der Harmonischen beim weiteren Durchstimmen des VCO freigegeben. Venn es beispielsweise erwünscht ist, bei 9j8 GHz zu arbeiten, wie es

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der Pfeil 454 anzeigt, wird das System eine Zwangssynchronisierung des VCO bewirken, wenn der Zähler den Stand 5 erreicht hat. Durch Eingeben eines beliebigen Zahlencode in das System kann Jede der Harmonischen, die dem Resonatorimpuls 452 folgt, ausgewählt werden. Bei anderen Bezugsfrequenzen, die ausgewählt werden können, ist es möglich, daß die Stellung einer Harmonischen mit der Stellung des Resonatorimpulses zusammenfällt. In diesem Fall kann die Vorderflankö oder die Kückflanke des Resonatorimpulses zum Auslösen des Zählvorganges ausgewählt werden, wie es oben beschrieben worden ist. Sobald eine spezielle Harmonische ausgewählt ist, ist die phasenstarre Schleife wirksam und bleibt der VCO auf dieser Harmonischen zwangssynchronisiert, sofern nicht ein Stör- oder Rauschsignal einen "Verlust der Zwangssynchronisierung bewirkt. In diesem Fall wird der Abstimmvorgang automatisch wiederholt, um eine Zwangssynchronisierung auf der gewünschten Harmonischen zu bewirken.

Bei der als Ausführungsbeispiel beschriebenen und dargestellten Schaltungsanordnung wird der Abstimmvorgang zweimal vorgenommen, um automatisch zu gewährleisten, daß die korrekte Harmonische ausgewählt wurde. Es sei auch bemerkt, daß eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung nicht notwendig im Sinn steigender Frequenzen durchgestimmt werden muß, sondern daß es auch möglich ist, das Durchstimmen bei

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einer hohen Frequenz zu "beginnen und über die Eigenfrequenz des Hohlraumresonators hinweg in Richtung niedrigerer Frequenzen abzustimmen, bis die gewünschte Harmonische erreicht ist. Diese Möglichkeit ist in Fig. 6 durch den gestrichelten ^esonatorimpuls 458 und den eine absteigende Durchstimmrichtung angebenden Pfeil 451 angedeutet.

Anschließend soll die Funktion der beschriebenen Schaltungsanordnung anhand der Diagramme nach Fig. 7 noch mehr im einzelnen erläutert werden. Der Impulsgenerator 46 erzeugt Impulse 60 auf deren Rückflanken das Monoflop 66 anspricht, um positive Impulse 470 auf der Leitung 68 und dazu invertierte, nicht dargestellte Impulse auf der Leitung 70 zu erzeugen. Ein Impuls auf der Leitung 68 stellt den Zähler 74-auf KuIl zurück, während der auf der Leitung 310 übertragene Impuls die Transistoren 324 und 330 in dem Durchstiiainsignalgenerator 53 in den leitenden Zustand versetzt, um die Durchstimmspannung auf einen Ausgangawert zu bringen, wie es die Kurve 472 zeigt. Der Impuls auf der Leitung 70 bewirkt ein Rückstellen des Flipflop 59» wie es die Kurve 476 zeigt, so daß auf die Leitung 226 ein niedriges Potential gegeben wird. Am Ende des ersten Durchstimmintervalles nimmt" das Ausgangssignal 474 des Monoflop 61 auf der Leitung 251 ein niedriges Potential an, um am Ausgang des Tores 248 einen hohen Impuls 480 zu erzeugen.

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Das Hauptsteuerglied 106 bleibt während des Durchstimmens auf hohem Potential, wie es die Kurve 482 zeigt, und es bleibt die Ladung des Kondensators 146 während des Durchstimmens unverändert, wie es die Kurve 484 zeigt»

Nach Erscheinen der Rückflanke den Impulses 470 beginnt die Schaltungsanordnung erst zu zählen, nachdem ein Resonatorimpuls 488 erschienen ist. Das Flipflop 128 wird erst von dem auf die Leitung 126 gegebenen Resonatorimpuls 488 gestellt, wie es die Kurve zeigt. Das Stellen findet gemäß dem Zustand der Wählschaltung 124 entweder an der Vorder- oder der Rückflanke des ^esonatorimpulses 488 statt, wie es die gestrichelten Linien 493 und 494 andeuten. Wenn der in Abhängigkeit von dem Impuls 470 ausgelöste Durchstimmvorgang andauert, wird bei Erreichen eines phasensynchronen Zustandes bei jeder Harmonischen, was durch Impulse 496 auf der Leitung 132 angezeigt wird, ein Steuerimpuls dem Hauptsteuerglied 106 zugeführt, so daß dem Zähler 74 auf der Leitung 134 ein Zählimpuls zugeführt wird. Wenn der Komparator 82 eine Gleichheit .zwischen dem Stand des Zählers 74 und dem von dem Zahlengeber 100 eingegebenen Zahlencode feststellt, nimmt das Ausgangssignal des Komparators auf der Leitung 104 ein hohes Potential an, wie es die Kurve 500 zeigt.

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In diesem Augenblick ist das von dem Bignalformer 51 gelieferte Ausgangssignal des Schwebungsnulldetektors, das .Misgangssignal auf der Leitung 104 und das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 248 auf hohem Potential, so daß das Ausgangssignal des Hauptsteuergliedes 106 auf der Leitung 110 ein niedriges Potential annimmt, was dem Zustand der Zwangssynchronisierung entspricht. Damit ist auch der Durchstimmvorgang gemäß Kurve 472 "beendete Der FET 280 öffnet, der Durchstimmsignalgenerator wird stillgesetzt und das Tor 148 geschlossen· Der Impulsgenerator 46 wird ebenfalls stillgesetzt, das Monoflop 61 gestellt, der Impuls auf der Leitung 251 nimmt ein niedriges Potential an und "bewirkt dadurch, daß das Aus gangs signal des NAND-Gliedes 248 ein hohes Potential annimmt, was für die 2wangssynchronisierung charakteristisch ist.

Nach Schließen des Tores 148 nimmt der dem Kondensator 146 zufließende Strom vorübergehend ab oder zu, wie es die -^urve 484 zeigt, weil die zu dieser Seit gespeicherte Spannung von der Steuerspannung für den VGO auf der Leitung 14 abweicht. In Abhängigkeit von dem durch die Kurve 484 dargestellten Impuls liefert der Komparator 57 des Zweirichtungs-Stromdetektors auf die Leitung 220 einen negativen Impuls 508, der dem Flipflop 59 zugeführt wird. Das Flipflop wird hierdurch gestellt und liefert ein Signal mit hohem Potential auf die Leitung 226. V/enn der Impuls 474 das Monoflop 61 endet, bewirken die hohen Potentiale

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an den Eingängen des NAND-Gliedes 248, daß dessen Ausgangssignal ein niederes Potential annimmt, wie es die Kurve 480 zeigt. Dadurch wird der verriegelte Zustand gelöst und bewirkt, daß das Ausgangssignal des Impulsgenerators 46 ein niederes Potential annimmt, wie es die Kurve 60 zeigt, wodurch wiederum das Monoflop 66 ausgelöst wird und der ganze Abstimmvorgang erneut beginnt. Infolgedessen werden der Zähler 7^·» der Durchstimmsignalgenerator 53 > das i'lipflop 59 und das Monoflop 61 zurückgestellt. Nach Erscheinen des -^osonatorimpulses wird das Flipflop 128 gestellt und es werden anschließend die Impulse des Schwebungsnulldetektors über das NAND-Glied 150 dem Zähler 7^ zugeführt. Wenn festgestellt wird, daß der Zählerstand mit dem dem Digitalkomparator 82 zugeführten Zahlencode übereinstimmt, nimmt das Ausgangssignal des Hauptsteuergliedes 106 ein niedriges Potential an. Dadurch wird das System verriegelt, der Durchstimmsignalgenerator angehalten, der Impulsgenerator 46 stillgesetzt, das Tor 280 geöffnet und daa Tor 148 geschlossen. Wie die Kurve 484 zeigt, besteht jetzt keine wesentliche Differenz zwischen der Spannung am Kondensator 148 und der Abstimmspannung auf der Leitung 14. Demgemäß wird kein negativer oder positiver Impuls gebildet, der erneut einen Abstimmvorgang auslösen könnte. Wenn jedoch die Schaltungsanordnung auf eine falsche Harmonische oder eine andere Harmonische als beim

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vorhergehenden Abstimmvorgang eingerastet hätte, dann würde auf der Leitung 174 beim Schließen des Tores 148 entweder ein negativer oder ein positiver Impuls gemäß Kurve 484- erscheinen, der den Durchstimmvorgang erneut auslösen würde. Demgemäß wird das Durchstimmen solange fortgesetzt, bis bei zwei aufeinanderfolgenden DurchStimmvorgängen die richtige Harmonische erreicht worden ist, was als Zeichen dafür angesehen wird, daß der VCO tatsächlich auf die gewünschte Harmonische und nicht auf Stör- oder Rauschsignale abgestimmt ist. Im abgestimmten oder zwangssynchronisierten Zustand bleibt das Tor 48 offen, so daß jede plötzliche, insbesondere durch Störsignale bedingte Änderung der VCO-AbStimmspannung festgestellt wird, weil sie einen Impuls auslöst, der das Flipflop 59 stellt und bewirkt, daß das Ausgangssignal des NAND-Gliedes 248 ein niedriges Potential annimmt und dadurch die Verriegelung löst. Als Folge davon wird die Schaltungsanordnung zwei vollständige Abstimmvorgänge mit Harmonischen-Auswahl durchführen.

Es wurde auch die Möglichkeit vorgesehen, dem Hauptsteuerglied 106 von Hand einen Abstimmbefehl zuzuführen, der dazu dienen kann, die richtige Abstimmung und Zwangssynchronisierung beliebig oft zu kontrollieren» Jedesmal, wenn das den Abstimmbefehl bildende Signal vorübergehend ein niedriges Potential annimmt, wird die Verriegelung gelöst, die Abstimmung erneut durchgeführt und der Btromfluß im Kondensator 146 in der beschriebenen Weise geprüfte

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Bei einer Wahl verschiedener Bezugssignale, beispielsweise mit Hilfe der Quellen 28 oder 30, die bei verschiedenen Frequenzen arbeiten, ändert sich das Spektrum der Harmonischen und es kann eine Zwangssynchronisierung bei jedem mit Hilfe des Zahlengebers 100 eingegebenen Zahlencode erfolgen. Die Zahlencode können vorbestimmt und mittels des Zahlengebers 100 automatisch oder auch von Hand eingegeben werden.

Demnach wurde vorstehend eine verbesserte Htf-Signalquelle beschrieben, die von einem spannungsabgestimmten Oszillator mit einer phasenstarren Schleife und einer Steuereinrichtung Gebrauch macht, die bewirkt, daß der VCO automatisch auf jede beliebige, ausgewählte Harmonische einer Bezugssignalquelle zwangssynchronisiert wird. Die Schaltungsanordnung garantiert auch, daß es sich bei der Harmonischen, auf die der VCO mittels der phasenstarren Schleife zwangssyiichronisier't wird, die richtige Harmonische ist, .und setzt das Abstimmen auf die gewünschte Harmonische fort, bis bei zwei aufeinanderfolgenden Kontroll abs timmungen die Abstimmung auf die gleiche Harmonische erfolgt ist. Das System hält auch einen Zustand aufrecht, der einen Schutz gegen die Wirkung von Störsignalen auf die Abstimmung des VCO gewährleistet, wie beispielsweise von vorübergehenden Bauschsignalen, Bei Auftreten solcher Störsignale werden automatisch neue Abstimmvorgänge ausgelöst, um den VCO auf die gewünschte und ausgewählte Harmonische abzustimmen, indem das System zweier

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aufeinanderfolgender Abstimmvorgänge rait automatischem Vergleich, benutzt wird,, Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bietet die Sicherheit, daß die richtige Betriebsfrequenz benutzt wird, beispielsweise in Radar-, Kommunikations- oder sonstigen Systemen, bei denen eine sehr stabile Bezugssignalquelle benötigt wird, jedoch mit einer Harmonischen der Frequenz des Bezugssignals gearbeitet werden muß, die sehr viel höher ist als die Frequenz des Bezugssignals. Die erfindungs gemäße "Vorrichtung erlaubt die Auswahl einer beliebigen von vielen zur Verfügung stehenden Harmonischen einer stabilen Bezugssignalquelle und auch für eine beliebige von mehreren, wählbaren Bezugssignalquellen. Es ist nicht erforderlich, daß bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung der spannungsabgestimmte Oszillator in üichtung höherer Frequenzen durchgestimmt werden muß, sondern es ist auch möglich, das Durchstimmen in Richtung tieferer Frequenzen zuzunehmen, wenn die Polarität der Abstimmspannung und die Eigenfrequenz des Hohlraumresonators entsprechend gewählt werden.

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Claims

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Patentansprüche

Schaltungsanordnung zur Zwangssynchronisierung eines spannungsabgestimrnten Oszillators auf eine ausgewählte Harmonische einer Bezugssignalquelle, mit einem Phasenkomparator, dem die Signale des Oszillators und der Bezugssignalquelle zugeführt werden und der ein Abstiinmsignal für den Oszillator liefert, und mit einem mit dem Steuereingang dea Oszillators verbundenen Durchstimmsignalgenerator, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem .ausgang des Phasenkomparator (18) ein Schwebungsnulldetektor (21) und mit dem Ausgang des Oszillators (12) ein Hohlraumresonator (34-) verbunden ist und die Ausgangssignale des Schwebungsnulldetektors (21) und des Hohlraumresonators (34) einem Zähler (74·) zugeführt werden, der beim Durchstimmen des Oszillators (12) von dem Ausgangssignal des Hohlraumresonators (34-) zum Zählen der vom Schwebungsnulldetektor (21) festgestellten Nulldurchgänge freigegeben wird, und daß mit dem Durchstimmsignalgenerator (53) und dem Zähler (74) eine Steuer-? einrichtung (4-5, 55, 82, 106) gekoppelt ist, die den Durchstimiasignalgenerator veranlaßt, dem Oszillator ein Durchstimmsignal zuzuführen, und die das Durchstimmen beendet, wenn der Zähler (74) einen vorbestimmten Stand erreicht hat).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (45, 55 > 82, 106) einen Digitalkomparator (82) zum Vergleich

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des Zählerstandes mit einem Eingangscode umfaßt und bei Übereinstimmung ein Ausgangssignal zur Beendigung des Durchstimmens liefert.

3« Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Hohlraumresonator (34-) lind den Zähler (74) ein Detektor (38) geschaltet ist, der einen den Zähler (7^) freigebenden Impuls liefert, wenn die Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators (12) gleich der Hesonanzfrequenz des Hohlraumresonators (34) ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (4-5, 55, 82, 106) einen Kondensator (146) umfaßt, der am Ende jedes Durchstimmvorganges mit dem Steuereingang des Oszillators (12) verbunden wird, um einen Hückstellimpuls zu liefern, wenn die Spannung am Steuereingang von derjenigen am Ende des vorhergehenden Durchstiminvorganges verschieden ist, und daß der Rucksteilimpuls die Steuereinrichtung (4-5» 55» 82, 106) veranlaßt, ein neues Durchstimmen des Oszillators auszulösen.

5· Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Hohlraumresonator (34) und den Zähler (74) ein Flipflop (128) geschaltet ist, das von dem

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Ausgangssignal des Hohlraumresonators (34) bzw. des nachgeschalteten Detektors (38) gestellt wird.

ξ>ο Schaltungsanordnung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Hohlraumresonator (34-) und das damit gekoppelte Flipflop (128) eine Wählschaltung (124) geschaltet ist, welche ein Einstellen des Ansprechens des Flipflops (128) wahlweise auf die Vorder- oder die Kückflanke des von dem Hohlraumresonator (34) abgeleiteten Signals ermöglicht.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Steuereinrichtung (45, 55, 82, 106) und dem Durchstimmsignalgenerator (53) ein Steuer-Flipflop (59) zum Auslösen eines Durchstimmvorganges gekoppelt ist.

8. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 4 und 7i dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (146) mit dem Steuer-Flipflop (59) gekoppelt ist und das Steuer-Flipflop zum Auslösen eines Durchstimmvorganges zurückstellt_o

9· Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (146) mit dem Steuereingang des Oszillators (12) über ein Schaltglied (148) verbunden ist, das von der Steuereinrichtung (45, 55j 82, 106) zu Beginn eines Durchstiimnvorganges geöffnet und am Ende des Durchstimmvorganges geschlossen wirdo

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