DE2527971C3

DE2527971C3 - Schaltungsanordnung für eine phasenstarre Schleife

Info

Publication number: DE2527971C3
Application number: DE2527971A
Authority: DE
Inventors: Kiyotake Settsu Fukui; Yukinobu Yamato Kanagawa Ishigaki; Hiroshi Neyagawa Matsushima
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1974-06-25
Filing date: 1975-06-24
Publication date: 1978-05-18
Also published as: JPS513160A; US4027274A; GB1518682A; DE2527971A1; DE2527971B2

Description

Wenn also die natürliche Winkelfrequenz ω_η und der Dämpfungsfaktor der phasenstarren Schleife konstant sind, dann wird der phasenstarre Bereich durch die Art des Phasenvergleichers beeinflußt

Bisher lag der Arbeitsbereich bei der Bestimmung von Phasen durch Phasenvergleicher in phasenstarren Schleifen zwischenn dem Radiant —π/2 und dem Radiant +π>2, wenn ein solcher Phasenvergleicher eine Multipliziereinrichtung verwendete, und er lag andererseits zwischen einem Radiant -n und einem Radiant +Jt oder zwischen einem Radiant von — 2π bis +2n in einem digitalen Phasenvergleicher und der Bereich, in dem eine Phase festgestellt werden konnte, war in beiden Phasenverglcichern verhältnismäßig eng.

Demzufolge hat die bekannte phasenstarre Schleife einen schmalen, starren Bereich, und aus diesem Grund wird sie sehr leicht durch äußeres störendes Rauschen, das auf die Schaltung einwirkt, beeinflußt, und sie arbeitet bei Frequenzänderungen durch Temperaturänderungen oder bei Änderungen des spannungsgesteuer-

ten Oszillators mit der Zeit sehr leicht und nicht mehr phasenstarr.

Eine Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art ist schon aus DT-AS 12 61 937 bekannt Bei dieser Schaltungsanordnung wird zwar auch schon durch eine besondere Einrichtung ein Korrektursignal gebildet und das Korrektursignal wird mit einem dem Steuersignal entsprechenden Fehlerausgangssignal überlagert, um den phasenstarren Bereich zu erweitern, jedoch sind der Erweiterung des Bereichs dabei enge Grenzen gesetzt Bei dieser Schaltungsanordnung werden Bauteile sowohl mit dem Eingangssignal als auch dem Ausgangssignal des Phasenvergleichers gespeist und die das Steuersignal mit den: Fehlerausgangssignal überlagernde Einrichtung, eine UND-Schaltung, wirkt dabei so, daß sie das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators entsprechend den ihr zugeführten Ausgangssignalen der Bauteile an den Phasenvergleicher weitergibt Folglich sind die das Steuersignal und das Fehlerausgangssignal überlagernde Einrichtung, nämlich die UND-Schaltung, und die Bauteile bei dieser bekannten Schaltungsanordnung zwischen dem spannungsgesteuerten Oszillator und dem Phasenvergleicher vorgesehen. Mit dieser Anordnung ist nur eine verhältnismäßig begrenzte Erweiterung des phasenstarren Bereichs möglich.

Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, den phasenstarren Bereich über eine η weiten Bereich auszudehnen, wobei in diesem weiten Bereich eine Linearität zwischen der Fehlerspannung und der Phasendifferenz vorliegt

Diese Aufgabe wird gemäß dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 gelöst

Durch die erfindungsgemäße Anordnung mit dem stufenförmig verlaufenden Korrekturausgangssignal werden eine Linearität zwischen Fehlerspannung und Phasendifferenz und ein weiter phasenstarrer Bereich erreicht Der phasenstarre Bereich kann sich über mehr als einen Radianten von +2π erstrecken. Diese vorteilhafte Wirkung wird durch eine verhältnismäßig einfach aufgebaute Schaltungsanordnung erreicht Jedes nicht mehr phasenstarre Arbeiten der phasenstarren Schleife wird festgestellt, wobei der überprüfbare Bereich für den Phasenvergleich des Phasenvergleicher erheblich erweitert ist, so daß damit auch der phasenstarre Bereich erweitert ist Durch die erfindungsgemäße Ausbildung der Schaltungsanordnung läßt sich der Einfluß von störendem Rauschen erheblich vermindern, und die Temperaturkennlinie des spannungsgesteuerten Oszillators und die typischen Änderungen mit der Zeit lassen sich dadurch stabilisieren. Ferner kann man den phasenstarren Bereich der phasenstarren Schleife gegenüber dem spannungsgesteuerten Oszillator leichter einstellen.

Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind durch die Unteransprüche gekennzeichnet

Die Schaltungsanordnung für die phasenstarre Schleife gemäß der Erfindung läßt sich auch zur Winkelmodulation in einem Frequenzbereich ausnutzen, der höher liegt als der phasenstarre Frequenzbereich der Schleife. Auf diese Weise ist es möglich, einen weiten Dynamikbereich der winkelmodulierten Signale zu erreichen.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Schaltungsanordnung für eine phasenstarrc Schleife,

Fig.2A bis 2E graphische Darstellungen von Signalverläufen zur Beschreibung der Arbeitsweise des Blockschaltbilds nach F i g. 1,

F i g. 3A und 3B Schaltbilder der Innenschaltung der Blöcke des Blockschaltbildes nach F i g. 1.

Die in F i g. 1 dargestellte Ausführungsform einer Schaltungsanordnung mit einer phasenstarren Schleife wird als Winkelmodulator in einem Aufzeichnungssy stern für eine mehrkanalige Schallplatte verwendet Ein

Differenzsignal f„ aus den Signalen zweiter Kanäle, das

über einen Eingangsanschluß 10 zugeführt wird, nimmt eine bestimmte Kennlinie an, wenn es durch eine

Pulsmodulations/Frequenzmodulations-Entzerrungs-

is Schaltung 11 geleitet und dann einer Addierschaltung 16 zugeführt wird.

Weiterhin wird ein Trägerfrequenzsignal (Bezugssignal) h von beispielsweise 3OkHz, das über einen Eingangsanschluß 12 eingegeben worden ist, als ein Eingangssignal einem Phasenvergleicher 13 zugeführt, und es wird in diesem mit einem Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators 17 verglichen. Der Phasenvergleicher 13 bildet damit als Ausgangssignal ein Fehlersignal, das einer Addierschaltung 14 und einem hohe Frequenzen unterdrückenden Filter 20, der das Korrektursignal bildenden Schaltung 19 zugeführt wird.

Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 13, das der Addierschaltung 14 zugeführt wird, wird mit dem Ausgangssignal eines Digital-Analog-Umsetzers 28 addiert Das sich ergebende Summenausgangssignal wird durch einen Tiefpaßfilter 15 hindurchgeleitet und der obenerwähnten Addierschaltung 16 zugeführt, bei der es zu dem Differenzsignal der obenerwähnten Pulsmodulations/Frequenzmodulations- Entzerrungsschaltung 11 zuaddiert wird. Das sich ergebende Ausgangssignal der Addierschaltung 16 wird als Steuersignal dem spannungsgesteuerten Oszillator 17 zugeführt, um dessen Schwingungsfrequenz zu steuern.

Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 17 wird dem obenerwähnten Plmenvergleicher 13 als weiteres Eingangssignal zugeführt und gleichzeitig von einem Ausgangsanschluß 18 als winkelmoduliertes Signal abgegeben, das sich aus der Winkelmodulation des o. g. Trägersignals durch das obenerwähnte Differenzsignal ergibt

Ein Beispiel für das Verhältnis der Phasendifferenz zwischen dem Trägerfrequenzsignal, das durch den Eingangsanschluß 12 zum Phasenvergleich dem oben erwähnten Phasenvergleicher 13 zugeführt wird, und dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 17, und einer Phasenvergleichs-Fehlerspannung ist durch die ausgezogene Linie I in Fig.2(A) dargestellt. Für den Fall, daß wie in dieser Figur der Arbeitsbereich bei dem Phasenvergleich des Phasenvergleichers 13 beispielsweise von einem Radianten von —2π bis zu einem Radianten von + 2n in bezug auf Phasendifferenzen verläuft und daß die Phasendifferenz der obenerwähnten beiden Signale zwischen einem Radianten von — 2jr und einem Radianten von +2nr verläuft, ist das Verhältnis der Ausgangsfehlerspannung gegenüber der Phasendifferenz linear und die phasenstarre Schleife, die den Phasenvergleicher 13, den Tiefpaßfilter 15 und den spannungsgesteuerten Oszillator 17

^ft5 aufweist, befindet sich in einem starren Zustand.

Wenn jedoch ein Signal mit einem hohen Pegel von dem Eingangsanschluß IO über die Pulsmodulation/ Freuuenzrnodüiaiicris-Ent/prnines.schaltune 11 und die

Addierschaltung 16 dem spannungsgesteuerten Oszillator 17 zugeführt wird, dann wird die Ausgangsgeschwindigkeitsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 17 groß und sie nimmt einen Verlauf an, wie die Kurve Il in Fig.2(A) zeigt, wobei die Phasenabweichung des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 17 den Grenzwert des Radianten von ±2π des obenerwähnten Phasenvergleichs-Arbeitsbereichs überschreitet, so daß die phasenstarre Schleife somit nicht mehr phasenstarr arbeitet. Insbesondere für den Fall, daß das durch die Kurve II in F i g. 2(A) dargestellte Signal dem spannungsgesteuerten Oszillator 17 zugeführt wird, wird die Ausgangsfehlerspannung aus dem Phasenvergleich des Phascnvcrglcächcrs ί3 so, wie sie in F i g. 2(B) dargestellt ist, und die Phasendifferenz wird zu einer Zeit 11 gleich einem Radianten von 2π und der phasenstarre Zustand wird beendet. In ähnlicher Weise wird zu den Zeiten i2, /3, /4, i6, f 7, f 9, /10, /11, 113, /14,; 15... die Phasendifferenz gleich einem Radianten von ±2π · η (wobei η eine ganze Zahl ist) und die phasenstarre Schleife arbeitet nicht mehr phasenstarr. Als Folge davon erhält man von dem Phasenvergleicher

13 ein Ausgangsfehlersignal eines Verlaufs, wie er in Fig. 2(B)dargestellt ist.

Dieses Ausgangssignal des Phasenvergleichers i3, das in Fig. 2(B) dargestellt ist, wird dem hohe Frequenzen unterdrückenden Filter 20 mit Tiefpaßeigenschaften zugeführt, das eine Eckfrequenz zwischen 12 und

14 kHz aufweist, wobei der Trägerfrequenzschwingungsteil ausgefiltert wird. Das Signal, das durch das für hohe Frequenzen undurchlässige Filter 20 hindurchgegangen ist, wird einer Differenzierschaltung 21 zugeführt, in der es differenziert wird und in Impulse negativer und positiver Polarität umgeformt wird, wie es in F i g. 2(C) dargestellt ist. Da das Eingangssignal eine Wechselstromkennlinie aufweist, erhält man immer differenzierte Impulse negativer und positiver Polarität

Diese differenzierten Ausgangsimpulse der Differenzierschaltung 21 werden Detektoren 22 und 24 zugeführt, in denen die Impulse positiver Polarität und diejenigen negativer Polarität entsprechend festgestellt werden. Die Ausgangsimpulse positiver Polarität des Detektors 22 werden in eine rechteckförmige Kurve mit Hilfe einer Kurvenformschaltung 23 umgeformt und dann einem Auf-Ab-Zähler 27 zugeführt, der dadurch in »Auf«-Richtung zählt. Andererseits werden die Ausgangsimpulse negativer Polarität des Detektors 24 in einem Inverter 25 in der Phase invertiert, und mit Hilfe einer Kurvenformschaltung 26 in eine rechteckförmige Kurvenform gebracht und dann dem Auf-Ab-Zähler 27 zugeführt, damit dieser in »Ab«-Richtung zählt Das heißt der Auf-Ab-Zähler 27 führt jedesmal dann einen Additionsvorgang aus, wenn beispielsweise ein Impuls von der Kurvenformschaltung 23 ankommt, und er fährt einen Subtraktionsvorgang aus, jedesmal dann, wenn ein Impuls von der Kurvenformschaltung 26 ankommt

Das sich ergebende Ausgangssignal des Auf-Ab-Zählers 27 wird dem obenerwähnten Digital-Analog-Umsetzer 28 zugeführt in dem es in ein Analogsignal umgesetzt wird und indem es dann in ein Korrektur- te signal eines stufenförmigen Verlaufs umgeformt wird, wie es in F i g. 2(D) dargestellt ist Dieses Korrektursignal mit einem stufenförmigen Verlauf, das als Ausgangssignal des Digital-Analog-Umsetzers abgegeben wird, wird der obenerwähnten Addierschaltung 14 zugeführt, in der es mit dem Fehlerspannungssignal, das vom Ausgang des Phasenvergleichers 13 abgegeben wird, so wie es in F i g. 2(B) dargestellt ist, addiert wird. Dabei ist der absolute Wert der Spannung einer Stufe der stufenförmigen Kurve, die in F i g. 2(D) dargestellt ist, im wesentlichen gleich dem absoluten Wert der Ausgangsspannung, beispielsweise bei einer Phasendifferenz 2π in Fig. 2(A). Aus diesem Grund erhält das Ausgangssignal der Addierschaltung 14 einen Kurvenverlauf, wie er in F i g. 2(E) dargestellt ist.

Folglich wird entsprechend dem Ausgangssignal des Phasenvergleichers 13, das in ein Signal mit einem Kurvenverlauf gemäß F i g. 2(E) umgeformt wird, die Ausgangsspannung des Phasenvergleichers 13 in der Zeit zwischen den Zeitpunkten 11 und 12, beispielsweise eine Spannung haben, wie sie an der Stelle 30 in F i g. 2(A) für eine konventionelle Anordnung dargestellt ist, während sich gemäß der Erfindung eine Spannung ergibt, wie sie an der Stelle 31 dargestellt ist. Folglich ist der lineare Bereich (der Phasenvergleichsarbeitsbereich) der Ausgangsfehlerspannung gegenüber der Phasendifferenz der Eingangssignals des Phasenvergleichers 13 ausgedehnt, und er beträgt mehr als ein Radiant von ±2π, und er erreicht entsprechend in einem weiten Bereich, der größer als ein Radiant von ±2π ist eine Linearität, wie es durch die gestrichelte Linie Hl in Fig.2(A) dargestellt ist Als eine Folge davon ist der phasenstarre Bereich der phasenstarren Schaltung erweitert.

Wenn das Eingangssignal einen Kurvenverlaul aufweist, wie es durch die Kurve II in Fig.2(A] dargestellt ist und ein Signal darstellt welches sich auf einem Wert unter der entsprechenden Phasendifferenz von einem Radianten von ± 2n befindet, dann arbeitet die das Korrektursignal bildende Schaltung 19 nicht mehr und die Ausgangsfehlerspannung des Phasenvergleichers 13 wird direkt wie sie sich aus dem Tiefpaßfilter 15, der Addierschaltung 16 und dem spannungsgesteuerten Oszillator ergibt zugeführt.

Bei der in F i g. 1 beschriebenen Ausführungsform wird die phasenstarre Schleife als Winkelmodulationsschaltung für Differenzsignale in einer diskreten mehrkanaiigen Schaiipiattenaufzeichnungsanordnung verwendet wobei die winkelmodulierten Differenzsignale und die direkten Summensignale multiplexiert und aufgezeichnet werden.

Anstelle des Phasenvergleichers 13 der oben beschriebenen Ausführungsform kann eine Multiplizierschaltung verwendet werden, und es kann auch ein Schieberegister anstelle des Auf-Ab-Zählers 27 vorgesehen sein. Darüber hinaus kann eine Integrierschaltung anstelle des Digital-Analog-Umsetzers 28 vorgeseher sein.

Im folgenden wird nun die Schaltungsanordnung mil phasenstarrer Schleife an Hand der Fig.3A und 3E näher beschrieben, wobei Schaltungsabschnitte, die dei Blöcken in F i g. 1 entsprechen, durch gestrichelte Linier eingerahmt sind und mit den gleichen Bezugszeichei wie in F i g. 1 versehen sind.

Gemäß F i g. 3A wird ein Differenzsignal /» das den Eingangsanschluß 10 zugeführt wird, mit Hufe eine: veränderbaren Widerstands VR1 auf einen bestimmt« Wert eingestellt und es wird dann fiber einer Kopplungskondensator Cl der Pulsmodulations/Fre quenzmodulatJons-Entzerrungsschaltung 11 zugeführt die Widerstände Ri, R2 und A3, einen Kondensate! Cl und eine integrierte Schaltung k\ aufweist Wem die Schaltung nur zur Frequenzmodulation verwende werden soll, dann wird die Entzerrungsschaltung nich verwendet Das Signal, das durch die Entzerrungsschal tun.g hindurchgeleitet worden ist, wird nut Hilfe eine

Koppelkondensators C3 der Addierschaltung 16 zugeführt, die Widerstände R 4 bis R 9 und Transistoren 71 bis 74 enthält, und es wird am Emitter des Transistors 73 mit dem Ausgangsfehlersignal des Tiefpaßfilters 15 gemischt. s

Das sich ergebende Ausgangssignal der Addierschaltung 16 wird dem 8. Anschluß einer integrierten Schaltung ic2 des spannungsgesteuerten Oszillators 17 zugeführt, der veränderbare Widerstände VT? 2 bis VR5, einen Kondensator C 4 und die integrierte Schaltung ic 2 enthält. Am zweiten Anschluß der integrierten Schaltung ic 2 des spannungsgesteuerten Oszillators 17 erhält man ein moduliertes Ausgangssignal mit einem sinusförmigen Verlauf, und dieses Signal wird durch den Ausgangsanschluß 18 nach außen abgegeben. Darüber hinaus erhält man an dem 9. Anschluß der integrierten Schaltung ic 2 ein moduliertes Ausgangssignal /"» das einen rechteckförmigen Verlauf hat und dieses Signal wird dem ersten Anschluß einer integrierten Schaltung i'c3 des Phasenvergleichers 13 zugeführt, der veränderbare Widerstände VR 6 und VR 7, Widerstände R10, Λ11 und Λ12 und die integrierte Schaltung ic 3 enthält.

Dem Phasenvergleicher 13 wird am 3. Anschluß seiner integrierten Schaltung /c3 von dem Eingangsanschluß 12 ein Bezugsträgersignal ί zugeführt, und er führt einen Phasenvergleich dieses Bezugsträgersignals fi mit dem Ausgangssignal f_o des spannungsgesteuerten Oszillators 17 aus. Dieser Phasenvergleicher 13 hat einen bestimmten Phasenvergleichsarbeitsbereicli von einem Radianten von — 2π bis zu einem Radianten von

Das Ausgangssignal des 10. Anschlusses der integrierten Schaltung ic 3 dieses Phasenvergleichers 13 wird durch ein für hohe Frequenzen undurchlässiges Filter 49 geleitet, das Widerstände R13 und R 14 und einen Kondensator CS enthält und in dem der Trägerfrequenzanteil entfernt wird, und es wird dann der Addierschaltung 14 zugeführt. Die Ausgangssignale des zweiten, des vierten und des siebten Anschlusses der integrierten Schaltung ic 3 werden entsprechend über Leitungen 12, /3 und /4 integrierten Schaltungen ic 4, ic 5 und ic 6 der Korrektursignale bildenden Schaltung 19, die in Fig.3B dargestellt ist, zugeführt. Wenn der Wert des Differenzsignals f_m das durch den Eingangsanschluß 10 zugeführt wird, zunimmt, dann übersteigt die Phasenabweichung des modulierten Ausgangssignals, das am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 17 gebildet wird, den Wert der Radianten +2π, die phasenstarre Schleife arbeitet nicht mehr phasenstarr, und an dem Anschluß des Kondensators C5 des für hohe Frequenzen undurchlässigen Filters erhält man ein Fehlersignal, dessen Verlauf in F i g. 2(B) dargesteilt ist

Die integrierten Schaltungen ic 4 bis /c9 stellen diskriminierend die Anstiegsdauer der Signale (zu den Zeiten 0 bis f4, f12 bis il6...) und deren Abfallzeitdauer (zu den Zeiten f 4 bis 112) fest Es sei dazu festgestellt daß die Arbeitsweise der Detektorschaltung 40, die diese integrierten Schaltungen ic 4 bis ic 9 enthält der Arbeitsweise der Detektoren 22 und 24 und des Inverters 25 in dem Blockschaltbild, das in F i g. 1 dargestellt ist entspricht

Ein abnehmendes Fehlersignal, das man von der integrierten Schaltung /c9 erhält wird durch ein für hohe Frequenzen undurchlässiges Filter 41 geleitet das Widerstände R16 bis K 23, Kondensatoren C6 bis C9, eine Spule L 1 und Transistoren 75 und 76 aufweist und es wird in diesem Filter seine Trägerfrequenzkomponente entfernt, und das Signal wird dann durch eine Differenzierschaltung 43 differenziert, die einen Kondensator C14 und einen Widerstand R 32 enthält. Die sich ergebenden differenzierten Impulse werden mit Hilfe einer Phasenumkehr-Verstärkerschaltung 45, die Widerstände Λ 34 und R 35 und einen Verstärker ic 10 in Form einer integrierten Schaltung enthält, in der Phase umgekehrt und stark verstärkt, und sie werden dann einer Treiberschaltung 47 zugeführt, die Widerstände: R3S, Λ 39 und RW, einen Kondensator C16, Dioden DX und Ό2 und einen Transistor 79 enthält. Die sich ergebenden differenzierten Ausgangsimpulse dieser Treiberschaltung 47 werden der Kurvenformschaltung eines monostabilen Multivibrators zugeführt, der Widerstände Λ 44 und Λ 45, Kondensatoren C18 und C19 und eine integrierte Schaltung ic 12 enthält, und sie steuern diese an.

Andererseits wird ein zunehmendes Fehlersignal, das man durch die integrierte Schaltung ic 8 erhält, durch ein für hohe Frequenzen undurchlässiges Filter 42, das Widerstände V? 24 bis Λ 31, Kondensatoren CIO bis C13, eine Spule L 2 und Transistoren 77 und 78 enthält, geleitet, wobei die Trägerfrequenzkomponente dieses Signals entfernt wird, und das Signal wird dann mit Hilfe einer Differenzierschaltung 44, die einen Kondensator C15 und einen Widerstand R33 enthält, differenziert. Die sich ergebenden differenzierten Impulse werden mit Hilfe einer Phasenumkehr-Verstärkerschalmng 46, die Widerstände R 36 und R 37 und einen Verstärker ic 11 in Form einer integrierten Schaltung enthält, in der Phase umgekehrt und stark verstärkt und sie werden daraufhin einer Treiberschaltung Ί« zugeführt, die Widerstände R 41, R 42 und R 43, einen Kondensator C17, Dioden D 3 und D 4 und einen Transistor 7"10 enthält. Die sich ergebenden differenzierten Ausgangsimpulse der Treiberschaltung 48 werden einer Kurvenformschaltung 23 eines monostabilen Multivibrators, der Widerstände /?46 und Λ 47, Kapazitäten C20 und C21 und eine integrierte Schallung ic 13 enthält, zugeführt, und sie steuern diese an.

Die sich ergebenden Ausgangsspannungsimpulse der Kurvenformschaltungen 26 und 23 werden dem Auf-Ab-Zähler 27 zugeführt, der einen Widerstand R 48, Dioden DS, D6 und Dl und integrierte Schaltungen ic 14 bis ic 20 enthält. Das sich am Auf-Ab-Zähler 27 ergebende Ausgangssignal wird dem Digital-Analog-Umsetzer 28 zugeführt, der Widerstände R 49 bis R 52, einen veränderbaren Widerstand VT? 8, einen Kondensator C 22 und eine integrierte Schaltung ic 21 enthält Das sich ergebende Korrektursignal der stufenförmigen Ausgangsspannung, des Digital-Analog-Umsetzers 28, das in Fig.2(D) dargestellt ist wird der Addierschaltung 14 zugeführt die einen Widerstand RiS, einen parallelgeschalteten kombinierten Widerstand aus dem Ausgangswiderstand des vierten Anschlusses der integrierten Schaltung /c21 und dem Widerstandswert des Widerstands R 49, Widerstände R 53, R 54 und R 55, einen Kondensator C23 und eine integrierte Schaltung ic22, die in Fig.3A dargestellt ist enthält und es wird dann zu dem Ausgangssignal des Phasenvergleichers 13 hinzu addiert, das durch das für hohe Frequenzen undurchlässige Filter 49 hindurchgegangen ist

Das Ausgangssignal der Addierschaltung 14, das einen in Fig.2(E) dargestellten Verlauf aufweist geht durch einen Fehlersignalverstärker 50, der Widerstände Λ 56 bis R 61. einen veränderbaren Widerstand VRS, einen Kondensator C24 und eine integrierte Schaltung

/c 23 enthält, sowie durch das Tiefpaßfilter 15 hindurch, das Widerstände R 62 und Λ 63 und einen Kondensator C25 aufweist, wodurch es beträchtlich verstärkt wird und wodurch gleichzeitig die Gleichlaufwinkelfrequenz ω_η der Schleife eingestellt wird. Anschließend wird das Signal der Basis des Transistors T 4 der obenerwähnten Addierschaltung 16 zugeführt. Das Ausgangssignal der Addierschaltung 16 wird dem spannungsgesteuerten Oszillator 17, so wie es oben beschrieben ist, zugeführt. Es sei festgestellt, daß die Widerstände R60 und R 61 und der veränderbare Widerstand VR 9 des Fehlersignalverstärkers 50 zusätzlich als eine Gleichspannungsquelle für den spannungsgesteuerten Oszillator 17 dienen.

wenn die Phasenabweichung in dem Phasenverglcieher 13 nicht einen Radianten von ±2π enthält, dann arbeitet die das Korrektursignal bildende Schaltung 19 nicht, und es wird lediglich das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 13, das durch das für hohe Frequenzen undurchlässige Filter 49 nindurchgegangen ist, der Addierschaltung 14 zugeführt.

Wie bereits oben erwähnt, kann der phasenstarre Bereich der phasenstarren Schleife entsprechend durch das Vorhandensein der Korrektursignale bildenden Schaltung 19 erweitert werden. Dieser phasenstarre Bereich kann hierbei dadurch noch mehr erweitert werden, daß die Zahl der Kopplungsschaltungen in dem Auf-Ab-Zähler 27 und dem Digital-Analog-Umsetzer 28 erhöht wird. Wenn insbesondere die Grenzen des Bereichs für den Phasenvergleich des Phasenvergleichers 13 auf Radianten von ±2π eingestellt sind und die Anzahl der gekoppelten Schaltungen des Auf-Ab-Zählers 27 und des Digital-Analog-Umsetzers 28 η beträgt, dann lassen sich die Grenzen für den entsprechend erweiteren Bereich des rhasenvergleichs durch die Radianten ±(2π + 2^ηπ)darstellen.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung für eine phasenstarre Schleife mit einem Phasenvergleich«· mit bestimmten Grenzen für den Phasenvergleichsbereich, der ein Eingangssignal durch einen Eingangsanschluß erhält, und mit einem spannungsgesteuerten Oszillator, der ein schwingendes Ausgangssignal bildet, dessen Schwingungsfrequenz entsprechend einem >° Steuersignal steuerbar ist, wobei das Schwingungssignal als Ausgangssignal der phasenstarren Schleife nach außen geleitet und gleichzeitig dem anderen Eingangsanschluß des Phasenvergleichers zugeführt ist, mit einer Schaltung, der das Ausgangssignal des ¹S Phasenvergleichers zugeführt ist und die ein Korrektursignal bildet, und mit einer Einrichtung, die das Kon-ektursignal mit einem Fehlerausgangssignal des Phasenvergleichers überlagert, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung *> (19) zur Bildung des Korrektursignals Schaltungsteile (21, 43,44,27,28) enthält, durch die eine Spannung mit einem stufenförmigen Verlauf als Korrektursignal gebildet ist und zwar in Abhängigkeit von der Größe der Phasenabweichung des Ausgangsschwin- ²S gungssignals des spannungsgesteuerten Oszillators vom Grenzwert des Phasenvergleichsbereichs des Phasenvergleichers (13), und daß die Einrichtung (Addierschaltung 14), die das Korrektursignal mit dem Fehlerausgangssignal überlagert, das stufenför- 3» mig verlaufende Korrektursignal mit dem Fehlerausgangssignal des Phasenvergleichers (13) addiert und dadurch ein addiertes Fehlersignal als Steuersignal dem spannungsgesteuorten Oszillator (17) zuführt

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (19) zur Bildung des Korrektursignals eine Differenzierschaltung (21) zur Bildung differenzierter Ausgangsimpulse aufweist, die immer dann auftreten, wenn die Phasenab- weichung des Schwingungsausgangssignals einen bestimmten Grenzwert des Phasenvergleichsbereichs des Phasenvergleichers (13) überschreitet, daß ein Auf-Ab-Zähler (27) in zunehmender Richtung und in abnehmender Richtung entsprechend der Polarität der differenzierten Ausgangsimpulse zählt und daß ein Digital-Analog-Umsetzer (28) das sich ergebende Ausgangssignal des Auf-Ab-Zählers (27) digital-analog umsetzt und damit das stufenförmig verlaufende Korrektursignal bildet

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale des Phasenvergleichers (13) der Differenzierschaltung (21) zugeführt sind und die differenzierten Ausgangsimpulse positiver und negativer Polarität SS Detektoren (22,24) zugeführt sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (19) zur Bildung des Korrektursignals eine Detektorschaltung (40) aufweist die die Polarität der Ausgangssignale des Phasenvergleichers (13) unterscheidet ferner eine Differenzierschaltung (43, 44) zur Differenzierung des sich an der Detektorschaltung ergebenden Ausgangssignals und zur Bildung differenzierter Ausgangsimpulse positiver und negativer Polarität aufweist.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für eine phasenstarre Schleife mit einem Phasenvergleicher mit bestimmten Grenzen für den Phasenvergleichsbereich, der ein Eingangssignal durch einen Eingangsanschluß erhält, und mit einem spannungsgesteuerten Oszillator, der ein schwingendes Ausgangssignal bildet dessen Schwingungsfrequenz entsprechend einem Steuersignal steuerbar ist wobei das Schwingungssignal als Ausgangssignal der phasenstarren Schleife nach außen geleitet und gleichzeitig dem anderen Eingangsanschluß des Phasenvergleichers zugeführt ist mit einer Schaltung, der das Ausgangssignal des Phasenvergleichers zugeführt ist und die ein Korrektursignal bildet und mit einer Einrichtung, die das Korrektursignal mit einem Fehlerausgangssignal des Phasenvergleichers überlagert

Gewöhnlich weist eine phasenstarre Schleife, wie sie beispielsweise aus der Zeitschrift »Elektronik-Informationen«, Band 5 (1973), Heft 7/8, S. 2 ff, bekannt ist einen Phasenvergleicher, einen Tiefpaßfilter und einen spannungsgesteuerten Oszillator auf. Bei Betrieb einer solchen Schaltung wird ein Eingangssignal f, mit einem Phasenwinkel Θ; dem Phasenvergleicher zugeführt in dem es in seiner Phase mit dem Ausgangssignai des spannungsgesteuerten Oszillators verglichen wird, wodurch eine Fehlerspannung entsprechend der sich ergebenden Phasendifferenz am Ausgang des Phasenvergleichers entsteht. Die hochfrequente Komponente dieser Fehlerspannung wird in einem Tiefpaßfilter ausgesiebt und das verbleibende Signal wird dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt und steuert dessen Schwingungsfrequenz

Das sich ergebende Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird einerseits als Ausgangssignal /o der phasenstarren Schleife mit einem Phasenwinkel θο der nachfolgenden Stufe zugeführt und es wird andererseits zu dem obenerwähnten Phasenvergleicher zurückgeführt

Der phasenstarre Vergleich wt der phasenstarren Schleife kann mit Hilfe der Umsetzungsverstärkung Kd des Phasenvergleichers und der Übertragungsfunktion F(s) des Tiefpaßfilters dargestellt werden, wenn die Umsetzuugsverstärkung des spannungsgesteuerten Oszillators durch den Ausdruck Ko/s gegeben ist und Gleichstromverstärkung des Tiefpaßfilters gleich dem Wert 1 gemacht wird.