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Regelschaltung flir Wechseirichter (Priorität: 22. April 1974, Japan,
Nr. 44 509) Die Erfindung bezieht sich auf eine Regelschaltung für Wechselrichter,
insbesondere eine Regelschaltung, die sich zur Steuerung des Steuerimpulsintervalls
auf einen konstanten Wert eignet.
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Bisher wird als Phasenregelsystem für die Steuerimpulse eines Wechselrichters
bei der Energieübertragung mittels Gleichstrom die sogenannte Einzelphasenregelung
angewendet. Hierbei werden die Phasen der Steuerimpulse der jeweiligen Zweige des
Wechselrichters derart bestimmt, daß die Steuerimpuls-Phasenschieber, die mit den
Kommutierungsspannungen der j Jeweiligen Zweige für ihre Synchronisations-Spannuisquellen
arbeiten, entsprechend den Thyristorventilen der Zweige liegen. Um einen stabilen
Betrieb ohne Xommutierungsfehler zu erreichen, auch wenn ein ausgeglichener oder
nichtausgeglichener Fehler auf der Wechselstromseite des Wechselrichters im Falle
der Anwendung der Einzelphasenregelung auftritt, kann beispielsweise so geregelt
werden, daß ein vorgeschriebener Löschwinkel g0 erreicht wird. Hierzu wird der Abfall
der Xommutierungsspannung erfaßt und der vorgeschobene oder voreilende
Steuerwinkel
O auf den Betrag einer Erhöhung des Uberlappungswinkels angehoben, der auf den Abfall
der Kommutierungsspannung zurückzuführen ist, wie in der japanischen Patentanmeldung
Nr. 78 575/1969 vorgeschlagen wurde.
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Die Regelung der Erhöhung des vorgeschobenen Steuerwinkels p in Abhängigkeit
vom Abfall der Kommutierungsspannung führt jedoch nicht stets zu einem stabilen
Betrieb, wenn ein Steuerimpuls-Phasenschieber verwendet wird, wie in der japanischen
Patentanmeldung 129 412/1972 vorgeschlagen wurde, durch den die Phasenverschiebungen
der synchronisierenden Spannungsquellen mittels eines spannungsgesteuerten Oszillators
so gemittelt werden, daß der Steuerimpulsintervall konstant bleibt. Dies ist offensichtlich,
wenn beispielsweise ein Abfall der Phasenspannung angenommen wird. Auch wenn die
Phase der einen Kommutierungsspannung voreilt, eilt die der anderen Kommutierungsspannung
um den gleichen Betrag nach, so daß die mittlere Phasenänderung gleich Null ist.
Die vorstehend beschriebene Regelung der Erhöhung des vorgeschobenen oder voreilenden
Steuerwinkels ß entsprechend dem Abfall der Kommutierungsspannung kann die Änderungen
der Phasen der Kommutierunbs Rommutierungsspannungen nicht ausgleichen. In dem Zweig,
in dem die Phase der Kommutierungsspannung voreilt, tritt ein unzureichender Löschwinkel
auf, der zu einem Kommutierungsfehler führen kann.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Regelschaltung
für Wechselrichter zu schaffen, bei der beim Auftreten eines Fehlers im Wechselstromsystem
die Phase eines Steuerimpulses augenblicklich in der Richtung der Stabilisierung
des Betriebs des Wechselrichters gesteuert werden kann.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch getrennte Einrichtungen zur
Ausgabe der Steuerimpulse genau an einem, an einem festen Intervall und durch Einrichtungen
zur Verschiebung der Phasen der
Steuerimpulse gelöst, die dem Wechselrichter
zugeführt werden, und zwar in Abhängigkeit vom Betriebszustand und durch Zufuhr
eines Signals zur Phasenschiebereinrichtung, das dem Zustand der Spannung gen im
Wechselstromsystem entspricht.
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Erfindungsgemäß wird der Wechselrichter in einem Gleichstrom-Energieübertragungssystem
durch Steuerimpulse gesteuert oder geregelt, die mit den Spannungen eines Wechselstromsystems
synchronisiert sind und deren Intervall für die einzelnen Zweige des Wechselrichters
konstant ist. Gleichzeitig hierzu wird, um zu verhindern, daß der Wechselrichter
infolge eines Fehlers im Wechselstromsystem einen Kommutierungsfehler verursacht,
eine Steuerspannung zur Erzeugung der Steuerimpulse unter Verwendung der niedrig
sten Phasen- oder Netzspannungen des Wechselstromsystems korrigiert.
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Die Steuerspannung wird erhöht, wenn die Phasen- oder Netzspannung
gegenüber der Nennspannung absinkt. Bei steigender Steuerspannung werden die Steuerimpulse
zum Zeitpunkt eines stärker vorgeschobenen Steuerwinkels erzeugt, so daß der Löschwinkel
konstant gehalten wird.
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Anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele wird
die Erfindung näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 das Schaltbild eines Wechselrichters
in einem Gleichstrom-Energieübertragungs system; Fig. 2 den Spannungsverlauf zur
Erläuterung der Phasenänderungen der Netzspannungen bei einem Fehler im Wechselstromsystem;
Fig. 3 Vektordiagramme zur Erläuterung der Spannungen bei und 4 ein- bzw. zweiphasigem
Erdschluß im Wechselspannungssystem; Fig. 5 Diagramme zur Erläuterung der für den
Wechselrichter bei bis 7 den Fehlern des Wechselstromsystems erforderlichen vorgeschobenen
Steuerwinkel; Fig. 8 ein Vektordiagramm zur Erläuterung der Spannungen bei Xurzschltiß
zwischen zwei Phasen des Wechselstromsystems;
Fig. 9 Diagramme zur
Erläuterung der Spannungsabfälle und und 10 Phasenverschiebungen beim zweiphasigen
Kurzschluß im Wechselstromsystem; Fig. 11 das Blockschaltbild der wesentlichen Teile
eines Ausführungsbeispiels der Regelschaltung; Fig. 12 das Schaltbild mit einem
Ausführungsbeispiel der wesentlichen Teile einer im Beispiel der Fig. 11 zu verwendenden
Schaltung; Fig. 13 Blockschaltbilder konkreter Schaltungen zur Erzeugung und 14
von Steuerimpulsen zu einem festen Intervall, wie sie bei der erfindungsgemäßen
Regelschaltung verwendet werden können; und Fig. 15 Spannungsverlaufsdiagramme zur
Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 14.
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Wie erwähnt, wird erfindungsgemäß der Steuerimpulsintervall auf einen
festen Wert geregelt. Das Auftreten von Kommutierungsfehlern wird auch dann verhindert,
wenn im Wechselstromsystem Fehler auftreten. Im folgenden wird die Erfindung anhand
von Ausführungsbeispielen erläutert. Zunächst soll erläutert werden, welche Einflüsse
Fehler des Wechselstromsystems auf einen Wechselrichter ausüben.
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Fig. 1 zeigt ein Beispiel eines Gleichstrom-Energieübertragungs systems.
Die in Fig. 1 gezeigte Schaltung enthält einen Transformator T, aus Thyristoren
V1 bis V6 aufgebaute Zweige eines Wechselrichters und eine Gleichstromdrossel LDC.
Die Eingangsseite des Wechselrichters ist über Gleichstromleitungen an an entfernten
Punkten liegende Klemmen angeschlossen. Die wechselstromseitigen Klemmen des Transformators
T sind an ein Wechselstromsystem mit den Phasen Va, Vb und zu Vc angeschlossen.
Die Spannungen werden mittels Spannungswandlern PTas PTb und PTC erfaßt und je einer
nichtgezeigten Regelschaltung zugeführt, die je einen Steuerimpuls-Phasenschieber
enthält. Die Schaltung enthält ferner einen Gleichstromwandler DOGT und einen Strom-Spannungswandler
VI. Die an
einer entfernten Stelle gelegenen Klemmen sind ebenso
aufgebaut.
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Normalerweise sind die drei Phasenspannungen Va, Vb und Vc ausgeglichen
oder symmetrisch, wie in Fig. 2 durch die mit ausgezogenen Linien gezeigten Spannungsverläufe
dargestellt. Tritt nun im Wechselstromsystem ein einphasiger Erdschluß auf, so fällt
beispielsweise die Spannung Va der Phase a auf die gestrichelte Linie Va . Ist der
Transformator in Stern-Stern-Schaltung ( #) geschaltet wie der in Fig. 1 gezeigte,
so sind die Kommutierungsspannungen gleich den Netzspannungen und ihre Nullpunkte
sind die Schnittstellen der Phasenspannungen. Wenn daher die Spannung Va auf Va'
absinkt, eilt die Phase des Schnittpunktes oder die der Kommutierungsspannung auf
der Phase b um den Winkel5° vor, während sie auf der Phase c um den Winkel 97 nacheilt
(Fig. 2).
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Während die Kommutierungsspannung ebenfalls fällt, ist der Abfall
kleiner als der Abfall der Phasenspannung. Dieser Zustand ist in Fig. 3 im Vektordiagramm
gezeigt.
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Die Größe der Phasenspannung ist nun p im normalisierten Wert, dessen
Basis die Nenn-Phasenspannung Va (Linie OA in Fig. 3) ist.
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Die Netzspannung (Kommutierungsspannung) bei der Phasenspannung p
nimmt den Wert q im normalisierten Wert an, dessen Basis die Nenn-Netzspannung (CA
oder AB) ist. Die Phase der Netzspannung ändert sich beim Phasenspannungsabfall
von 1 auf p um den Winkel P . I)amit ergibt sich die Beziehung zwischen den Größen
p, q und gleicht durch Auftragen eines Diagramms (Fig. 5). Bei zweiphasigem Erdschluß
gilt das Vektordiagramm der Fig. 4. Hierbei fällt die Netzspannung zwischen den
Phasen a und b um ein Maß, das gleich der Phasenspannung ist und wird gleich p,
wenn, wie zuvor, der normalisierte Wert die Basis 1 hat. Die Netzspannung zwischen
den Phasen c und a und zwischen den Phasen b und c wird wie bei einphasigem Erdschluß
gleich q. Die Phasenänderung ist ebenfalls 3', wie in der Fig. gezeigt.
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Bei dreiphasigem Erdschluß ist die Netzspannung in allen drei Phasen
gleich p. Es tritt keine Phasenänderung auf.
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Zwischen der Kommutierungsspannung, dem Löschwinkel g und dem vorgeschobenen
oder voreilenden Steuerwinkel (3 besteht folgende Beziehung:
Darin sind g der Löschwinkel, (3 der vorgeschobene Steuerwinkel, Éa die Kommutierungsspannung,
Id der Gleichstrom und x der Kommutierungs-Blindwiderstand (in Ohm). Bezugspunkt
der Phasen der Winkel Zu und ist der Nullpunkt der Kommutierungsspannung.
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Es sei X der Kommutierungs-Blindwiderstand im normalisierten Wert,
dessen Basis die Kapazität des Transformators ist, und z der Gleichstrom beim normalisiertem
Wert, dessen Basis der Nennwert desselben ist. Dann ergibt sich Gleichung (1)zu:
cos > - cos fl q qz (2).
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Es sei nun X = 0,2 und z = 0,1. Die Linie A in Fig. 6 zeigt die rechnerischen
Werte für die Regelung des vorgeschobenen Steuerwinkels ß bei Änderungen von q,
wenn der Löschwinkel g auf 200 konstant gehalten werden soll. Bei der Regelung jeder
Phase werden die Steuerimpulse synchron zu den Phasen der Kommutierungsspannungen
nach der Änderung der Phasenspannung erzeugt, wie in der japanischen Patentanmeldung
78 575/1969 vorgeschlagen. Daher können die der Kurve A der Fig. 6 entsprechenden
Steuerspannungen beim Steuerimpuls-Phasenschieber verwendet werden.
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Wie erwähnt, kann jedoch mit dem Impulsphasenschieber des Steuerimpuls-Intervall-Eonstanthaltesystems,wie
es in der japanischen Patentanmeldung 129 412/1972 vorgeschlagen wurde, der Wechseirichter,
in manchen Fällen nach dem obigen Verfahren nicht stabil betrieben werden. Zur Erläuterung
des Grundes sei als Beispiel der Fall des einphasigen Erdschlusses herangezogen,
dem das Vektordiagramm der Fig. 3
entspricht. Der in der genannten
Patentanmeldung vorgeschlagene Steuerimpuls-Phasenschieber arbeitet unter Ausnutzung
der Nullpunkte der Kommutierungsspannungen als Synchronisationsimpuls. Wenn die
Spannung Va auf den Wert Va' absinkt, ändern sich die Stellungen der Synchronisationsimpulse
um 9 oder -y , wie in Fig. 2 anhand der Impulse auf der Linie SP gezeigt. Da jedoch
der Steuerimpuls-Phasenschieber die Steuerphase bezüglich des Hauptwerts bestimmt,
löschen y und -einander aus, so daß schließlich die Phasenstellung vor der Änderung
oder der Nullpunkt der Netzspannung bei symmetrischer Spannung die Bezugsgröße wird.
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Als Beispiel sei die Kommutierung vom Zweig V5 auf den Zweig V1 in
Fig. 1 angenommen. Der vorgeschobene Steuerwinkelp gemäß der Kurve A in Fig. 6 entspricht
der Zeispanne vom Kommutierungsbeginn S bis zum Nullpunkt 0' der Netzspannung (Fig.
2). Dabei wird der löachwinkel gemäß Fig. 2 erhalten. Bei der herkömmlichen Regelung
jeder einzelnen Phase wird die Steuerphase mit Bezug auf den Punkt O' bestimmt.
Somit kann die der Kurve A in Fig. 6 entsprechende Steuerspannung dem Steuerimpuls-Phasenschieber
zugeführt werden. Wird andererseits der Steuerimpulsintervall auf einen konstanten
Wert geregelt, so wird die Steuerphase mit Bezug auf einen Punkt 0 bestimmt, und
zwar auch bei einphasigem Erdschluß. Die Steuerspannung muß daher dem Steuerimpuls-Phasenschieber
zugeführt werden, so daß der vorgeschobene Steuerwinkel den Wert p + ff = (3AP annehmen
kann.
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Die Kurve B in Fig. 6 zeigt den Verlauf des Winkels ip. Bei q = 0,9
ergibt sich gemäß Fig. 5 p = 0,8 und = - 3°. Die Kurve B ergab sich 0 also durch
Addition von 3 zur Kurve A.
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Bei dreiphasigem Erdschluß ändern sich die Phasen der Kommutierungsspannungen
nicht. Es kann daher so geregelt werden, daß die Kurve A erreicht wird.
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Bei zweiphasigem Erdschluß sollten die Phasen gemäß Kurve B und kann
die Phase gemäß Kurve A geregelt werden. Auch wenn nur in einer Phase Konmutierungsfehler
auftreten, kann der Wechselrichter nicht arbeiten. Es muß daher so geregelt werden,
daß die Kurve B erreicht wird (Fig. 4).
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Daher ist bei Regelung des Steuerimpulses auf einen festen Intervall
ein System nachteilig, das nur das Steuersignal entsprechend dem Abfall der Kommutierungsspannung
korrigiert, so daß der vorgeschobene Steuerwinkel fl erhöht wird, weil die Art der
Steuerung bzw. Regelung je nach der Art der Fehler stark unterschiedlich ist. Das
heißt, es ist eine komplizierte und teure und wenig zuverlässige Schaltung notwendig,
die bei einem Fehler im Wechselstromsystem die Art des Fehlers erfaßt und eine Änderung
des Regelverfahrens ermöglicht.
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Erfindungsgemäß wird nicht die bloße Kommutierungsspannung verwendet.
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Vielmehr werden die Phasen- und Netzspannungen auf der Wechselstromseite
des Transformators des Wechselrichters ausgenutzt. Durch die Erfindung wird vorgeschlagen,
daß bei einem beliebigen Fehler im Wechselstromsystem und bei einem Spannungsabfall
die niedrigste Phasenspannung oder Netzspannung ausgewählt wird, worauf das Steuersignal
des Steuerimpuls-Phasenschiebers so korrigiert wird, daß der vorgeschobene Steuerwinkel
p in Abhängigkeit vom Abfall der jeweiligen Spannung bestimmt wird.
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Es sei nun erläutert, daß die Regelungen in Abhängigkeit von den Phasen-Spannungen
beim Auftreten von Erdschlüssen durchgeführt werden können.
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Fig. 7 zeigt, auf welche Werte der vorgeschobene Steuerwinkel p bei
einem Abfall der Phasenspannung p gebracht werden sollte. Die Kurve C der Fig. 7
zeigt den Fall des dreiphasigen Kurzschlusses. In diesem Fall werden die Werte p
(Phasenspannungen) und q (Netzspannungen) um die gleichen Werte abgesenkt, so daß
keine Phasendifferenz auftritt.
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Daher ist die Kurve C in Fig. 7 gleich der Kurve A in Fig. 6. Die
Kurve D in Fig. 7 zeigt die aus Fig. 5 errechneten Werte q entsprechend den Werten
p. Die Werte p werdendurch Einsetzen der errechneten Werte in Gleichung (2) erhalten.
Die Bezugsgröße der Werte ist der Nullpunkt der Kommutierungsspannung bei dem Fehler
(Punkt O' in Fig. 2). Wie in der vorherigen Rechnung sind X = 0,2 und 1d = 1,0.
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Bei der Regelung des Steuerimpulsintervalls auf einen konstanten Wert
muß der vorgeschobene Steuerwinkel n bezüglich des Punktes O in Fig. 2 bestimmt
werden. Die Wertet p werdendurch Addition der Phasenänderung F in Fig. 2 zur Kurve
D gewonnen. Hierbei ergibt sich die Kurve E in Fig. 7.
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Bei zweiphasigen Erdschluß müssen die Phasen gemäß den Kurven C und
E geregelt werden. Zur stabilen Ausführung sämtlicher Kommutierungen muß ein größerer
Wert zwischen den Werten C und E gewählt werden. Andererseits ist es bei Gleichstrom-Energieübertragungssystemen
üblich, den Betrieb zu unterbrechen, wenn p < 0,5 bei zwei- oder dreiphasigem
Brdschluß wird. Gemäß Fig. 7 liegen die Kurven.0 und E im Bereich von p ) 0,5 sehr
eng aneinander. Demzufolge kann bei Regelung gemäß Kurve z im gesamten Bereich von
p der Wechselrichter mit auf konstanten Wert gesteuerten Steuerimpulsintervallen
auch bei Erdschlußfehlern stabil betrieben werden.
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Es sei nun der Fall des zweiphasigen Kurzschlusses beschrieben. Das
entsprechende Vektordiagramm ist in Fig. 8 gezeigt. In Fig. 8 ist die Größe der
Phasenspannung bei einem Fehler bezogen auf den Normalwert 1 (OA) gleich p, während
die Größen der Netzspannungen bei dem Fehler, bezogen auf die Normalgröße 1 (AB
usw.) q und q' ist.
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Nimmt man einen Transformator mit Stern-Stern-Schaltung an, so sind
die Kommutierungsspannungen gleich den Netzspannungen.
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Fig. 9 zeigt im Diagramm die Abhängigkeit der Größen q, q' und (Phasenänderungder
Netzspannungen) von der Größe p. Gemäß Fig. 9 fällt q' stärker ab als p. Bei zweiphasigen
Kurzschluß ist es daher nicht zufriedenstellend, den vorgeschobenen Steuerwinkel
in Abhängigkeit von den Abfällen der Phasenspannungen wie im Fall der Erdschlußfehler
zu erhöhen. Vielmehr ist es besser, die Regelung von den Abfällen der Netzspannungen
abhängig zu machen.
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Fig. 10 zeigt die Abhängigkeit zwischen der Netzspannung q zwischen
den Phasen a und b und der Kommutierungsspannung, sowie die Beziehung zwischen der
Netzspannung q' und der Phasenänderung der Kommutierungsspannung. Die Bezeichnungen
q, q' und ç sind äquivalent denen in Fig.8.
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Es wurde berechnet, auf welche Werte der vorgeschobene Steuerwinkel
gebracht werden muß, wenn die Netzspannungen infolge eines zweiphasigen Kurzschlusses
auf die Werte q und q' gemäß Fig. 8 absinken. Das Ergebnis ist die Kurve G in Fig.
7. Bezüglich der Kurve G ist auf der Abszisse die Netzspannung q' zwischen den Phasen
a und b aufgetragen.
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Sie wurde in der gleichen weise wie im Fall der Erdschlußfehler errechnet.
Genauer, im Fall des zweiphasigen Eurzschlusses der Phasen a und b (Fig. 8) ist
die Spannung der Kommutierung vom Zweig V1 zum Zweig V3 der Fig. 1 gleich q'. Die
Phase ändert sich nicht. Der vorgeschobene Steuerwinkel zur Konstanthaltung des
Löschwinkels bei 200 folgt daher der Kurve C in Fig. 7. Die Spannung der Kommutsrung
vom Zweig V3 zum Zweig V5 ist gleich q. Sie eilt gegenüber dem normalen Zustand
um Y voraus. Daher wird der Wert A für die Größe q entsprechend den Wert qt in Fig.
10 nach Gleichung (2) errechnet. Der Wert entsprechend dem gleichen Wert q' ergibt
sich aus Fig. 10 und wird dem errechneten Wert p hinzuaddiert. Damit kann eine dem
resultierenden Wert (5 + 59 entsprechende Steuerspannung dem Steuerimpuls-Phasenschieber
zugeführt werden. Die Kurve G in Fig. 7 ergibt sich auf diese Weise. Beim zweiphasigen
Kurzschluß kann der Löschwinkel auf 200 gehalten werden, indem man bei der Regelung
der Kurve G folgt.
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In Fig. 7 ist für die Kurve E für Erdschlußfehler auf der Abszisse
die Phasenspannung p und für die Kurve G für den Fall des Kurzschlusses -auf der
Abszisse die Netzspannung q' aufgetragen. Die Kurven liegen unmittelbar nebeneinander.
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Entsprechend erhält nan ein Wechselrichter-Regelsystem, das Erd- und
Kurzschlußfehler gleichermaßen ausregelt, wenn man von den Netz- und Phasenspannungen
die niedrigsten wählt und den vorgeschobenen Steuerwinkel p entsprechend der Absenkung
der gewählten Spannung erhöht.
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Fig. 11 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung, in der diese
Erkenntnis der Erfindung konkret angewendet ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel
erfolgt die Regelung durch Annäherung der Kurve E durch die gerade Linie F in Fig.
7. Die Schaltung der Fig. 11 enthält einen Steuerimpuls-Phasenschieber AP des Systems
zur Regelung des Steuerimpulsintervalls auf einen festen Wert. Mit Va, Vb und Vc
sind Synchronisations-Spannungsquellen bezeichnet, die von den Spannungswandlern
PTas PTb und PTC abgeleitet sind. Die Ausgangs-Zündimpulse P1 bis P6 stellen die
Steuerimpulse der die Thyristoren V1 bis V6 der Fig. 1 enthaltenden Zweige dar.
Die Kennlinie des Steuerimpuls-Phasenschiebers ist in Fig.12 gezeigt, d.h. die Steuer-Eingangsspannung
Ec und der verzögerte Ausgangs-Steuerwinkelct sind einander proportional. Konkrete
Ausführungsbeispiele des Steuerimpuls-Phasenschiebers werden im folgenden anhand
der Fig.
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13 und 14 noch erläutert.
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Die Phasenspannungen Va, Vb und Vc sowie die Netzspannungen Vab, Vbc
und Vca des Drehstromnetzes werden mittels Vollwellen-Gleichrichterbrücken B1 bis
B6 gleichgerichtet und jeweils in Gleichspannungen umgewandelt. Widerstände R1 und
R2 sowie ein Kondensator C1 bilden eine Schaltung zur Teilung und Glättung der Ausgangsspannung
jeder Brücke bis
Dioden D1 bis D6 und ein Widerstand R3, dessen
Widerstandswert höher ist als der des Widerstandes R2 sind an die positive Klemme
einer Spannungsquelle Es angeschlossen. Diese Schaltung wählt die Spannung mit dem
kleinsten Absolutwert an den Kondensatoren C1 aus. Die den Dioden D1 bis D6 zuzuführenden
Spannungen sind positiv. Die Diode, die die niedrigste positive Spannung führt,
schaltet durch, während die anderen Dioden in Sperrichtung vorgespannt sind. Es
erfolgt daher die gewünschte Auswahl. Ein Pufferverstärker AB hat eine hohe Eingangs-und
eine niedrige Ausgangsimpedanz. Die Polaritäten seiner Ein- und Ausgangsspannungen
sollen gleich sein. Die Schaltung enthält ferner Operationsverstärker A1 und A2
sowie Widerstände R4. Der Absolutwert einer Vorspannung V33 ist gleich dem Ausgangs
signal des Verstärkers AB, wenn die Phasenspannung den Nennwert (p = 1) hat. Ihre
Polarität ist entgegengesetzt der des Ausgangssignals des Verstärkers AB, d. h.,
die Vorspannung VBB ist negativ. Da der Verstärker A1 die Ausgangsspannung des Verstärkers
AB und die Vorspannung VBB addiert und die Polarität der Summe umkehrt, ist das
Ausgangssignal des Verstärkers A1 bei p = 1 gleich Null. Bei kleiner werdendem Wert
von p wird die positive Spannung proportional größer. Eine Diode D7 verhindert,
daß das Ausgangssignal des Verstärkers A1 positiv wird. Demzufolge wird, wenn die
Phasenspannung des Drehstromnetzes die NennspannungUberschreitet (p> 1), das
Ausgangssignal des Verstärkers A1 gleich Null. In ähnlicher Weise addiert der Operationsverstärker
A2 drei Eingangssignale und invertiert die Polarität der Summe. Das erste Eingangssignal
des Verstärkers A2 ist das Ausgangs signal des Operationsverstärkers A1, das zweite
eine Spannung, in die der Ausgangsstrom des Stromwandlers DCCT der Fig. 1 umgewandelt
wurde, d. h., das Ausgangssignal des Strom-Spannungswandlers VI, und das dritte
ist eine Vorspannung VBB .
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Nach der Erfindung soll zwar nicht in erster Linie die Änderung des
Gleichstroms des Gleichstrom-Energieübertragungssystems ausgeregelt werden, wenn
jedoch der Löschwinkel konstant gehalten werden soll, muß
bei steigendem
Gleichstrom der vorgeschobene Steuerwinkel p linear erhöht werden (der verzögerte
Steuerwinkel d wird linear vermindert).
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Hierzu dient der Verstärker A2. Es sei angenommen, daß die Wechsel-Spannungen
die Nennwerte haben. Dann ist das Ausgangssignal des Verstärkers A1 gleich Null.
Demzufolge ändert sich die Spannung Ec des Steuerimpuls-Phasenschiebers (die Ausgangsspannung
des Verstärkers A2) in Abhängigkeit allein vom Wert des Gleichstroms Id. Die Vorspannung
VBBb wird auf einem Wert gehalten, bei dem beim Nennwert des Stroms auf den Gleichstrom-Übertragungsleitungen
und der Wechselspannungen die Steuerspannung Ec entsprechend dem vorgeschobenen
Steuerwinkel ß zur Erzielung des vorgeschriebenen Löschwinkels g erreicht wird.
Bei Änderung des Stroms der Gleichstrom-Übertragungsleitungen nimmt der vorgeschobene
Steuerwinkel 2 entsprechend der Änderung zu oder ab und der Löschwinkel g wird im
wesentlichen konstant gehalten.
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Es sei nun die Arbeitsweise bei einer Spannungsänderung des Drehstromsystems
beschrieben, auf die sich die Erfindung hauptsächlich bezieht.
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Es sei angenommen, daß der Strom der Gleichstrom-Ubertragungsleitungen
auf dem Nennwert liegt. Liegen auch die Spannungen des Drehstromsystems auf dem
Nennwert (p = 1), so ist das Ausgangssignal des Operationsverstärkers A1 gleich
Null und die Steuerspannung Sc liegt auf dem Wert, der dem vorgeschobenen Steuerwinkel
0 zur Erreichung des gewünschten Löschwinkels ( entspricht. Tritt beispielsweise
auf der Phase a ein einphasiger Erdschluß auf (Fig. 2 oder 3), so fällt die Phasenspannung
ab. Demzufolge wird der Absolutwert der positiven Spannung am Ausgang des Verstärkers
AB klein, nämlich kleiner als die negative Vorspannung VBB, und die durch Addition
der Spannung VBB und der Ausgangsspannung des Verstärkers AB erzeugte Spannung wird
negativ. Da die Größe p kleiner wird, wird die Summe größer. Das Ausgangssignal
des Operationsverstärkers A1 hat eine der der Summe entgegengesetzte Polarität.
Da es durch den Operationsverstärker A2 addiert wird, folgt die Änderung des vorgeschobenen
Steuerwinkels fl bei Änderung der Größe p der geraden Linie F in Fig. 7 Damit ist
der gewünschte Zweck erfüllt.
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Der Wert der Kurve F bei p = 1,0 wird durch den Strom 1d und die Spannung
VBB' bestimmt. Die positive Spannung des Ausgangs des Verstärkers A1 erhöht sich
bei abnehmendem p, so daß die Steuerspannung Ec kleiner wird. Demzufolge nimmt der
verzögerte Steuerwinkel d, ab, während der vorgeschobenen Steuerwinkel 13 ansteigt.
Die Konstanten können so gewählt werden, daß die Neigung der Anderung gleich der
Neigung der Geraden F in Fig. 7 wird.
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Tritt darauf zwischen den Phasen a und b ein Kurzschluß auf, so fällt
die Leitungsspannung Vab stärker ab, so daß das Ausgangssignal der Brücke B4 gewählt
wird. Wie erwähnt, wird der vorgeschobene Steuerwinkel (3 entsprechend dem Abfall
der Netzspannung Vab erhalten.
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Fig. 13 zeigt im Blockschaltbild ein Ausführungsbeispiel des Steuerimpuls-Phasenschiebers
AP.Nit PTa, PTb und PT c sind die Spannungswandler der Fig. 1 bezeichnet, mit Ec
die Klemme zur Zuleitung des Ausgangssignals des Operationsverstärkers A2 der Fig.
11 und mit P1 bis P6 die Steuerimpuls-Ausgänge, die den jeweiligen, die Thyristoren
V1 bis V6 enthaltenden Zweigen zugeführt werden.
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Die Smchronisationsspamnungen, hier die Leitungsspannungen des Drehstromsystems,
werden beim gezeigten Ausführungsbeispiel mittels einer Formerstufe 1 in Rechteckspannungen
umgewandelt. Die Rechteckspannungen werden dem Steuerimpuls-Phasenteil 2 nicht direkt
zugeführt. Vielmehr ist ein Synchronoszillator vorgesehen, der mit den Synchronisations-Spannungsquellen
synchronisiert ist und dessen Frequenz sechsmal höher ist. Das Ausgangssignal des
Oszillators wird durch einen Ringzähler in sechs Teile zerlegt, die als Synchron-Eingangssignale
des Steuerimpuls-Phasenschieberteils 2 verwendet werden. Bei dem gewählten Ausführungsbeispiel
ist die Änderung der Ausgangs-Steuerimpulsphase bei Änderung der Steuerspannung
sehr schnell, wie es allgemein bei Steuerimpuls-Phasenschieberschaltungen der Fall
ist. Darüberhinaus ist der Steuerimpulsintervall konstant, weil er durch einen einzigen
Oszillator bestimmt wird. Die Synchronisation kann in eine zu den Spannungen des
Drehstromsystems
feste Phasenbeziehung gesetzt werden und es ist lediglich erforderlich, der geringfügigen
Änderung der Frequenz der Spannungen des Drehstromsystems zu folgen. Es besteht
daher keine Gefahr, daß das System außer Tritt fällt.
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Durch die Spannungswandler PT1 bis PT3 und Formerstufen F1 bis F6
werden Ausgangssignale gewonnen, die den positiven und negativen Halbwellen der
jeweiligen Netzspannungen des Drehstromsystems entsprechen.
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Die Ausgangssignale der Formerstufen F1 bis F6 werden entsprechenden
Differentiationsstufen D1 bis D6 zugeführt. Die Ausgangssignale von Flip-Flops F01
bis F06 werden jeweils entsprechenden Integrationsstufen I1 bis 16 zugeführt. Die
Differentiationsstufen D1 bis D6 erzeugen nur positive Impulse. Diese werden den
Setzeingängen S von Flip-Flops FF1 bis PF6 an der nächsten Stufe zugeführt und setzen
die Flip-Flops. Die Flip-Flops werden derart rückgesetzt, daß die Ausgangssignale
von Flip-Flops RC1 bis RC6, die den Ringzähler RC bilden, deren Rücksetzklemmen
R zugeführt werden.Die Breite der Ausgangsignale der sechs Flip-Flops FF1 bis PF6
oder die dieser entsprechenden Spannung zeigt die Phasendifferenz zwischen der Phase
der 3ynchronisationsspannungsquellen und der der Ausgangssignale des Ringzählers
än. Ein Addierer AD erzeugt eine Spannung, die einer Periode entspricht, während
der die Ausgangssignale der sechs Flip-Flops FF1 bis FF6 fortdauern.
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Ein -Differer!zverstärker DF erzeugt ein Ausgangssignal, das gleich
der Spannungsdifferenz zwischen dem Ausgang des Addierers AD und einer Phasen-Einstellspannung
ist, die an einer Klemme PH zugeführt wird.Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers
DF wird mittels eines Filters FL geglättet, durch einen Gleichstromverstärker A'
verstärkt und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO zugeführt. Die Frequenz
des OszillatorsVCO ist proportional der an seinem Eingang anliegenden Spannung.
Das Ausgangssignal des Oszillators VCO wird dem Ringzähler RC zugeführt. Den Rücksetzklemmen
R der den Ringzähler RC bildenden Flip-Flops RC1 bis RC6 wird das Ausgangssignal
des Oszillators
VCO zugeführt. Den Setzklemmen S der Flip-Flops
RC1 bis RC6 werden deren jeweilige Ausgangssignale zugeführt. Nur eines der Flip-Flops
RC1 bis RC6 ist normalerweise auf 1 gesetzt. Bei jedem vom Oszillator VCO zugeführten
Impuls verschiebt sich der Zustand 1 in der Reihenfolge der Indices der Flip-Flops.
Die Flip-Flops F01 bis F06 haben Setz- und Rücksetzklemmen S bzw. R. Das Flip-Flop
F01 wird durch das Ausgangssignal des Flip-Flops RC1 gesetzt und durch das Ausgangssignal
des Flip-Flops RC4 rückgesetzt. Das Flip-Flop F02 wird durch das Ausgangssignal
des Flip-Flops RC2 gesetzt und das Ausgangssignal des Flip-Flops RC5 rückgesetzt.
Die anderen Flip-Flops arbeiten analog.
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Wie erwähnt, werden die Ausgangssignale der Flip-Flops F01 bis F06
jeweils den Integratoren Ii bis I6 zugeführt.
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Die Schaltung der Fig. 13 arbeitet folgendermaßen: Der Mittelwert
des Ausgangssignals des Addierers AD ist proportional der Phasendifferenz zwischen
den synchronisierenden Spannungsquellen und den Ausgangssignalen des Ringzählers
RC. Die Phasendifferenz wirt an der Klemme PH vorgegeben. Eilen die Ausgangssignale
des Ringzählers den Synchronisations-Spannungsquellen um einen Betrag nach, der
den an der Klemme PH eingestellten Betrag überschreitet, so wird das Ausgangssignal
des Addierers AD größer als die Spannung an der Einstellklemme PH. Damit steigt
das Ausgangssignal des Gleichstromverstärkers A', die Frequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators VCO steigt ebenfalls und die Phasendifferenz nimmt ab. Wenn die Phase
der Ausgangssignale der Ringzähler um mehr als den eingestellten Betrag voreilt,
wird umgekehrt die Frequenz des Oszillators VCO abgesenkt und die Phase verzögert.
Daher wird die Phase der Ausgangssignale des Ringzählers RC gleich dem an der Klemme
PH eingestellten Wert. Ändert sich die Frequenz der synchronisierenden Spannungsquellen,
so weichen die Ausgangssignale der Ringzähler gegentiber den synchronisierenden
Spannungsquellen allmählich ab, wenn die
Frequenz des Oszillators
VCO fest ist. Demzufolge ändert sich die Frequenz des Oszillators VCO aus dem oben
erwähnten Grunde und es ergibt sich die gleiche Phasenbeziehung wie vor der Frequenzänderung.
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Es sei nun angenommen, daß die Phasen auf 600 eingestellt sind und
daß das Ausgangs signal des Flip-Flops RC2 dem Ausgangssignal der Formerstufe F1
der Fig. 13 um 600 nacheilt. Damit ist das Ausgangs-0 signal des Flip-Flops RC1,
das dem des Flip-Flops RC2 um 60 voreilt in Phase mit dem Ausgangssignal der Formerstufe
F1. Da das Flip-Flop F01 durch das Flip-Flop RC1 gesetzt und durch das Flip-Flop
RC4 rückgesetzt wird, hat es eine Ausgangsbreite von 1800 wie die Formerstufe F1
und liegt in Phase mit der Stufe F1. Sind die synchronisierenden Spannungsquellen
synchron, so haben die Ausgangssignale der Flip-Flops F02 bis F06 die gleichen Phasen
und Spannungsabläufe wie die der Formerstufen F2 bis F6. Sind die synchronisierenden
Spannungsquellen nicht synchron, so unterscheiden sich die Breiten der Ausgangssignale
der Flip-Flops FF1 bis FF6 voneinander. Sie werden jedoch durch den Filter FL geglättet
und der Oszillator VCO arbeitet weiter mit konstanter Frequenz. Deshalb werden die
Ausgangs signale der Flip-Flops RC1 bis RCg und 0 damit die der Flip-Flops F01 bis
F06 genau beim Intervall von 60° erzeugt und laufen um 1800 weiter. Die Kennlinie
der Fig. 12 wird dadurch erfüllt, daß die Ausgangssignale der Flip-Flops F01 bis
E06 den Integratoren I1 bis 16 zugeführt, die Ausgangssignale der Integrationsstufen
I1 bis I6 durch zugehörige Komparatoren C1 bis mit der Steuerspannung E c verglichen
und die Ausgangsimpulse zu Zeitpunkten erzeugt werden, zu denen sie zusammenfallen.
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Wird die Steuerspannung Ec entsprechend der niedrigsten der Phasen-und
Netzspannungen korrigiert (Fig.11), so wird die Regelung des Steuerimpulsintervalls
auf einen festen Wert erfüllt, so daß der Wechselrichter stabil arbeiten kann.
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Fig. 14 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren Ausfuhrungsbeispiels
des Steuerimpuls-Phasenschiebers. Fig. 15 zeigt im Diagramm einige Spannungsverläufe
zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 14. Die Schaltung wurde
veröffentlicht in "IEEE Summer Power Neeting Paper NO TP 640-PWR" und wird hier
als Beispiel für einen Steuerimpuls-Phasenschieber erwähnt, der bei der erfindungsgemäßen
Regelschaltung verwendet werden kann.
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Es sei nun die Arbeitsweise eines Impulsgenerators PO der Schaltung
der Fig. 14 beschrieben. Mit VCC ist eine spannungsgesteuerte Strom quelle bezeichnet,
deren Ausgangsstrom porportional der Eingangsspannung V 2 ist. Mit C0N ist ein Kondensator
und mit VCOM ein Kornparator bezeichnet. Der Komparator erzeugt einen Impuls Vp,
wenn die Klemmenspannung Vc des Kondensators CON um # V/2 größer wird als ein Phasensteuersignal
Vcl Der Impuls Vp speist eine Entladeschaltung CD für den Kondensator CON, so daß
dieser entladen bleibt, bis die Klemmenspannung Vc um dV/2 kleiner wird als das
Phasensteuersignal VC1. Diese Arbeitsweise ist aus dem Diagramm der Fig. 15 leicht
verständlich. Die Geschwindigkeit , mit der die Klemmenspannung Vc ansteigt, ist
proportional dem Ausgangsstrom der Stromquelle VCC und damit der Eingangsspannung
Vc2. Bei konstantem Phasensteuersignal VC1 werden die Impulse Vp in einem Intervall
von 600 erzeugt. Steigt die Spannung c1 an (AVc1,1 in Fig. 15), so ändert sich die
Phase des Impulses V in Richtung der Nacheilung um A Nimmt dagegen die Spannung
ab (avc, Fig. 15), so eilt die Phase des Impulses V augenblicklich um ß t2 vor.
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p #a1 und # α2 sind proportional zu # Vc1,1 bzw. Vc1 2.
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An den Ausgang des Komparators VCOM ist ein Schieberegister SR angeschlossen,
das die Impulse V als die Steuerimpulse auf die jeweilip gen Zweige des aus den
Thyristoren V1 bis V6 aufgebauten Wechselrichters verteilt. Die Ausgangssignale
P1 bis P6 des Schieberegisters SR sind die Steuerimpulse der jeweiligen Zweige des
Wechselrichters.
Der andere Teil der Schaltung der Fig. 14 ist
eine Schaltung zur Synchronisation mit den Spannungen des Drehstromsystems.
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Diese enthält eine Schaltung AM zur Messung des tatsächlichen verzögerten
Steuerwinkels 6 des Wechselrichters. Mit FL1 und FL2 sind Filter bezeichnet. Gemäß
Fig. 15 ist das Ausgangssignal tref des Filters FL1 gleich dem Phasensteuersignal
Vc1. ' Dieser Wert wird als Bezugswert genommen. Eine t-Steuerschaltung AC steuert
den Gradienten t der Klemmenspannung Vc so, daß das Ausgangssignal tact des Filters
FL2 gleich dem Ausgangs signal dref des Filters FL1 wird. Somit arbeitet der Impulsgenerator
PG synchron zu dem Drehstromsystem, an das der Wechselrichter angeschlossen ist.
Mit Vc21 ist eine der Frequenz des Drehstromsystems proportionale Spannung bezeichnet.
Sie steuert den Gradienten d der Spannung Vc über einen Addierer ADF entsprechend
der Änderung der Frequenz, so daß stets ein verzögerter Steuerwinkel do erhalten
wird, der gleich einem vom Phasensteuersignal Vcl bestimmten elektrischen Winkel
ist.
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Da die Zeitkonstante des Filters FL2 hoch ist, hat der Impulsphasenschieber
der Fig. 14 die gleiche Funktion wie die Schaltung der Fig. 13. Die Steuerspannung
Sc der Fig, 11 wird als Steuerspannung Vcl der Fig. 14 verwendet.
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Wie erwähnt, kann durch die Erfindung auch dann ein stabiler Betrieb
gewährleistet werden, wenn bei Verwendung eines Impulsphasenschiebers, der den Steuerimpulsintervall
auf einen festen Wert regelt, die Spannung des Drehstromsystems infolge eines in
diesem vorliegenden Fehlers fällt.
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Ebenso wie bei in Stern-Stern-Schaltung geschalteten Transformatoren
ist die Erfindung auch bei in Stern-Delta-Schaltung ( A ) geschalteten Transformatoren
anwendbar. In diesem Fall ist bei einem Erdschluß der Abfall der Phasenspannung
größer als der der Kommutierungsspannung, während beim Kurzschluß der Abfall der
Netzspannung der höchste ist. In diesem Fall müssen die Phasen der Signale der synchronisierenden
Spannungsquellen die dem Steuerimpuls-Phasenschieber zugeführt werden sollen, unterschiedlich
von denen im Falle der Stern-Stern-Schaltung gemacht werden.
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Bei Stern-Stern-Schaltung des Transformators ist die Kommutierungsspannung
gleich der Netzspannung auf der Primärseite des Transformators. Daher sind in Fig.
13 die Spannungswandler PTa, PTb und PTC in Stern-Stern-Schaltung und die Spannungswandler
PT1, PT2 undPT3 in Delta-Stern-Schaltung (A) geschaltet, so daß die Leitungsspannungen
des Drehstromsystems den Formerstufen F1 bis F6 zugeführt werden.
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Ist der Transformator des Wechselrichters in Stern-Delta-Schaltung
geschaltet, so können die Spannungswandler PTaS PTb und PTC in Fig.
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13 in Stern-Delta-Schaltung geschaltet werden, so daß Spannungen erzeugt
werden, die den Kommutierungsepannungen entsprechen. Die Spannungswandler PT1, PT2
und PT3 können in Delta-Stern-Schaltung geschaltet werden, so daß die Kommutierungsepannungen
den Formerstufen B1 bis F6 zugeführt werden.
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Da die Spannungswandler PTa, PTb und PTC nicht stets ausschließlich
für den Steuerimpuls-Phasenschieber verwendet werden, können sie in manchen Fällen
nicht in Stern-Delta-Schaltung geschaltet werden. In diesen Fällen kann auf folgende
Weise vorgegangen werden. Durch die Erfindung soll derart gesteuert werden, daß
die Spannungsphase des Drehstromsystems normalerweise als Phase der synchronisierenden
Spannungsquellen gilt oder bezeichnet werden kann. Daher ist es nicht unbedingt
erforderlich, die Kommutierungsspannungen als synchronisierende Spannungen des Steuerimpuls-Phasenschiebers
zu verwenden.
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Ist nun der Tansformator in Stern-Delta-Schaltung geschaltet, so können
die Phasenspannungen Va, Vb und Vc auf der Drehstromseite des Transformators des
Wechselrichters, die in Phase mit den Kommutierungsspannungen beim normalen Drehstromsystem
liegen, ohne jede Änderung als Synchronisierungsspannungen verwendet werden.
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In diesem Fall werden sowohl die Spannungswandler PTas PTb und PTC
als auch die Spannungswandler PT1, PT2 und PT3 der Fig. 13 in Stern-Stern-Schaltung
geschaltet.
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Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 13 wurde die Kurve E der Fig.
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7 durch die Gerade F angenähert. Es ist jedoch auch eine bessere Annäherung
durch eine mehreckige Linie möglich, die z. B. die Punkte der Kurve E bei p = 1,0,
den Schnittpunkt der Kurven E und C und den Wert der Kurve E bei p = 0 verbindet.
Hierzu kann eine beliebige bekannte Schaltung zur Annäherung einer solchen mehreckigen
Linie verwendet werden.
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Patentansprüche