DE2517513C2 - Schaltung zur Zündwinkelsteuerung eines Wechselrichters - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Zündwinkelsteuerung eines über einen Transformator an ein Drehstromsystem angeschlossenen netzgeführten Wechselrichters gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs I.

Eine derartige Schaltung ist aus »IEEE Transactions on Power Apparatus and Systems« 1968.859-865, und ähnlich aus der US-Patentschrift 34 66 525 bekannt.

Die bekannten Ziindwinkelsteucriingen arbeiten mil einem Oszillator und einem von diesem gesteuerten Ringzähler, wobei im Normalbeiricb konstante Impiilsiibständc bei ausreichendem Löschwinkel erzeugt werden.

Aus »Technische Mitteilungen AF-Xi-Tclcfunkcn« 1473, 257 — 264 ist es ferner bekannt, bei os/.illatorgesicuerten Wechselrichtern der Oszillator auf Ciriiticl eines Phasenvergleich* mit dein Drchslromsysicm /u syn

chronisieren.

Mit den oben erwähnten bekannten Schaltungen befaßt sich kritisch ein Aufsatz in der »ETZ-A« 1974, 50—55, insbesondere das dortige Kapitel 6.1, in dem ausgeführt wird, daß Zündsteuergeräte mit frequenzverstellbarem Oszillator in der praktischen Anwendung Schwierigkeilen insbesondere hinsichtlich der Zündwinkelbegrenzung begegnen, die darauf beruhen, daß zwischen der Änderung der Sieuerspannung, die die Frequenz des Oszillators beeinflußt, und der Zündwinkeländerung ein integraler Zusammenhang besteht Dabei wird die Zeit, die zur Korrektur des Steuerwinkels bei einem Spannungsabfall im Drehstromsystem erforderlich ist verhältnismäßig lang. Ferner ist wie ebenfalls in dep.·. genannten Aufsatz ausgeführt die Stabilität des Regelkreises beeinträchtigt

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung der eingangs bezeichneten Gattung zu schaffen, deren Ansprechzeit möglichst klein ist und die eine hohe Stabilität aufweist

Die crilndungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist im Kennzeichenteil des Patentanspruchs 1 angegeben. Da hiernach die Oszillatorfrequenz nur von der Frequenz des Drehstromsystems abhängt und die Phase der Zündimpulse in Abhängigkeit vom kleinsten Absolutwert der Phasen- und der verketteten Netzspannungen des Drehstromsystems Korrigiert wird, ergibt sich eine stabile Arbeitsweise des Oszillators. Die Korrektur der Zündimpulsphase in Abhängigkeit von der kleinsten Spannung läßt sich ferner mit sehr kurzer Ansprechzeit durchführen, da ja die Schaltung auf Spannungsabfall ansprechen soll, so daß der Steuerwinkel praktisch sofort korrigiert wird und der Löschwinkel gut eingehalten werden kann.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Untcransprüchen gekennzeichnet.

Anhand der in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielc wird die Erfindung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Schaltbild eines Wechselrichters in einem Gleichstrom-Energieübcriragungssystem;

Fig.2 den Spannungsverlauf zur Erläuterung der Phasenänderungen der Netzspannungen bei einem Fehler im Wechselstromsystem:

F i g. 3 und 4 Vektordiagramme zur Erläuterung der Spannungen bei ein- bzw. zweiphasigem Erdschluß im Wechsclspannungssystem;

F i g. 5 bis 7 Diagramme zur Erläuterung der für den Wechselrichter bei den Fehlern des Wechselstromsystems erforderlichen vorgeschobenen Steuerwinkel;

Fig.8 ein Vektordiagramm zur Erläuterung der Spannungen bei Kurzschluß /wischen zwei Phasen des Wechselstromsysteme;

F i g. 9 und IO Diagramme zur Erläuterung der Spannungsabfälle und Phasenverschiebungen beim zweiphasigen Kurzschluß im Wechselstromsystem;

Fig. 11 das Blockschallbild der wesentlichen Teile eines Ausführungsbeispiels der Regelschaltung;

F i g. 12 das Schallbild mil einem Ausführungsbeispiel Wi der wesentlichen Teile einer im Beispiel der F i g. 11 zu verwendenden Schaltung:

Fig. 13 und 14 Blockschallbilder konkreter Schaltungen zur Erzeugung von Steuerimpulsen zu einem festen Intervall, wie sie bei der erfindungsgemäßen Rcgel- ws schaltung verwendet werden können; und

l^:ig. 15 Spiinmingsvcrliiufsdiagriimmc zur lirliiuicrun« der Arbeitsweise der Schallung der F i g. 14.
/uiiiichst sollen einige in der Heschreibiing verwcn-

deten Begriffe erläutert werden. Der beschriebene Wechselrichter ist aus Thyristoren aufgebaut, deren Steuerelektroden mit den im folgenden so bezeichneten Steuerimpulsen aufgesteuert werden. Die Zeitdauer, innerhalb der die Thyristoren durch den zugehörigen Steuerimpuls leitend gemacht werden, wird als Steuerimpulsintervall bezeichnet. Während dieses Intervalls fließt der Eingangs-Gleichstrom über den betreffenden Zweig des Wechselrichters. Die Umschaltung von einem Zweig aui einen anderen wird als »Kommutierung« bezeichnet Der Voreilwinkel β gibt den Zeitpunkt des Kommutierungsbeginns an, der Löschwinkel ^den Zeitpunkt der Beendigung der Kommutierung.

Wie oben erwähnt soll das SteuerimpulsintervaH auf einen festen Wert geregelt werden, wobei das Auftreten von Kommutierungsfehlern auch dann verhindert werden soll, wenn im Wechselstromsystem Fehler auftreten. Zunächst soll erläutert werden, welche Einflüsse derartige Fehler im Wechselstromsystem auf die Kommutierung des Wechselrichters ausüben.

Fig. 1 zeigt ein Beispiel eines Gleichstrom-Energieübertragungssystems. Die in F i g. 1 gezeigte Schaltung enthält einen Transformator 7; aus Thyristoren Ki bis Ve aufgebaute Zweige eines Wechselrichters und eine Gleichstromdrossel Lac- Die Eingangsseite des Wechselrichters ist über Gleichstromleitungen an an entfernten Punkten liegende Klemmen angeschlossen. Die wechselstromseitigen Klemmen des Transformators T sind an das Wechselstromsystem mit den Phasenspannungen V₁, Vb und V_c angeschlossen. Die Spannungen werden mittels Spannungswandlern PT,, PTb und /T,-erfaßt und je einer in Fig. 1 nicht gezeigten Steuerschaltung zugeführt, die je einen Steuerimpuls-Phasenschieber enthält Die Schaltung enthält ferner einen Gleichstromwandler DCCT und einen Strom-Spannungswandler VI.

Normalerweise sind die drei Phasenspanniingen V_p, Vb und V_c symmetrisch, wie in F i g. 2 durch die mit ausgezogenen Linien gezeigten Spannungsverläufe dargestellt Tritt nun im Wechselstromsystem ein einphasiger Erdschluß auf, so fällt beispielsweise die Phasenspannung Vi auf die gestrichelte Linie VJ. Ist der Transformator in Stern-Stern-Schaltung (AA) gescnaltet wie der in Fig. 1 gezeigte,so sind die Kommutierungsspannungen gleich den verketteten Netzspannungen und ihre Nullpunkte sind die Schnittstellen der Phasenspannungen. Wenn daher die Phasenspannung V₁, und VJ absinkt eilt die Phase des Schnittpunktes mit der Phasenspannung Vb um den Winkel Φ vor, während die Phase des Schnittpunkt« mit der Phasenspannung V₁. um den Winkel Φ nacheilt (F i g. 2). Mit anderen Worten: Die Kommutierungsspannung für die Kommutierung von. Phase a auf Phase b eilt um den Winkel Φ vor, und die Kommutierungsspannung für die Kommutierung von Phase c auS Phase a eilt um den Winkel Φ nach.

Der Abfall der Phasenspannung bedingt außerdem noch einen entsprechenden, wenn auch prozentual kleineren Abfall der Kommutierungsspannungen. Diese Verhältnisse sind in F i g. 3 im Vektordiagramm gezeigt Die Größe der abgefallenen Phasenspannung VJ ist nun ρ im normierten Wert, dessen Basis die Nenn-Phasenspannung V, (Linie OA in Fig. 3) ist. Die verkettete Netzspannung (Kommutierungsspannung) bei der abgefallenen Phasenspannung ρ nimmt den abgefallenen Wert q im normierten Wert an, dessen Basis die verkettete Nenn-Netzspannung (CA oder AB) ist. Die Phasen der verketteten Netzsparnungen ändern sich beim Phasenspannungsabfall von 1 auf ρ um den Winkel Φ. Damit ergibt sich eine Beziehung zwischen der Größe der abgefallenen Phasenspannung ρ und der Größe q sowie der Phasenwinkeländcrung Φ der abgefallenen verketteten Netzspannung (kommutierungsspannung) gemäß dem Diagramm in Fig.5.

Bei zweiphasigem Erdschluß gilt das Vektordiagramm der Fig.4. Hierbei fällt die verkettele Netzspannung (Kommutierungsspannung) zwischen den Phasen a und b relativ um einen Wert, der gleich der relativen Änderung der Phasenspannungen ist und wird also gleich p, wenn, wie zuvor, auf normierte Werte bezogen wird. Die verkettete Netzspannung (Kommutierungsspannung) zwischen den Phasen c und a und zwischen den Phasen b und eist in Fig.4 wie bei einphasigem Erdschluß gleich q. Die Phasenänderung ist ebenfalls Φ, wie in der Figur gezeigt

Bei dreiphasigem Erdschluß ist die Netzspannung in allen drei Phasen gleich p. Es tritt keine Phasenänderung auf.

Zwischen der Kommutierungsspannung E₃, dem zu kommutierenden Gleichstrom Ij, de.« Löschwinkel y und dem Voreilwinkel/besteht folgende-Jeziehung:

cos γ - cos/

E_a

Darin ist X der Kommutierungs-Blindwiderstand (in Ohm). Bezugspunkt der Phasen der Winkel y und β ist der Nullpunkt der Kommutierungsspannung.

Es sei der Kommutierungs-Blindwiderstand im normierten Wert, dessen Basis der Nennwiderstand des Transformators (Nennspannung : Nennstrom) ist, und ζ der Gleichstrom im normierten Wert, dessen Basis der Nennstrom ist. Dann ergibt sich Gleichung (1) zu:

cosy-cos/

X· —

Es sei nun χ = 0,2 und Z= 1,0. Die Linie .4 in V i g. 6 zeigt die rechnerischen Werte für die Regelung des Vorcilw'nkels β bei Änderungen der normierten verketteten Spannung (Kommutierungsspannung) q, wenn der Löschwinkel y auf 20" konstant gehalten werden soll. Die der Kurve A der Fig.6 entsprechenden Steuer-Spannungen können beim Steuerimpuls-Phasenschieber nur verwendet werden, wenn alle Phasen einzeln geregelt werden in bezug auf den jeweiligen Nulldurchgang der Kommutierungsspannung, was bei Unsymmetrien des Wechselstromnetzes zwangsläufig ständig wechselnde Impulsintervalle mit sich bringt. Wird jedoch eine Zündwinkclsteuerungsanordnung mit im stationären Betrieb konstanten Impulsiniervallen verwendet, kann der Wechselrichter in manchen Fällen unter Zugrundelegung der Kurve A der Fig.6 nicht stabil betrieben werden. Zur Erläuterung des Grundes sei als Beispiel der Fall des einphasigen Erdschlusses herangezogen, dem das Vektordiagramm der F i g. 3 entspricht. Wenn die Spannung V₁₁ auf den Wert VJ absinkt, ändern sich die Stellungen der nynchronisationsimpulse um Φ oder

ω — Φ, wie in Fig. 2 anhand der Impulse auf der Linie SP gezeigt Wenn jedoch der Steuerimpuls-Phasenschieber die Steuerphuse bezüglich des Mittelwerte.'.des Steuerwinkels bestimmt, löschen Φ und — Φ einander aus, so daß nicht der Nullpunkt der wirklichen verketteten Netzspannung (Komißutierungsspannung), sondern der Nullpunkt der verketteten Netzspannung bei symmetrischer Spannung die Bezugsgröße wird.

Als Beispiel sei die Kommutierung vom 7wpic 1Λ auf

den Zweig Vi in F i g. 1 angenommen. Der Voreilwinkcl β gemäß der Kurve A in F i g. 6 entspricht der Zeitspanne vom Kommutierungsbeginn 5 bis zum Nullpunkt O' der verketteten Netzspannung (Kommutierungsspannung) (Fig.2). Dabei wird der Löchwinkel y gemäß F i g. 2 erhalten. Bei der Regelung jeder einzelnen Phase wird die Steuerphase mit Bezug auf den Punkt O' bestimmt. Somit kann die der Kurve Λ in F i g. 6 entsprechende Steuerspannung dem Stcuerimpuls-Phasenscbifiber zugeführt werden. Wird jedoch, wie im vorliegenden Fall beabsichtigt, der Stcucrimpulsinvcriall auf einen konstanten Wert geregelt, so wird die Stcuerphase mit Bezug auf einen Punkt O bestimmt, und zwar auch bei einphasigem Erdschluß. Die Steuerspannung muß daher dem Steuerimpuls-Phasenschieber in einer Weise zugeführt werden, daß der Voreilwinkel den Wert/ + Φ «■ /A/>annehmen kann.

Die Kurve B in Fig.6 zeigt den Verlauf des Voreilwinkels ß*p. Bei q = 0.9 ergibt sich gemäß Fig. 5: ρ = 0,8 und Φ - 3°. Der entsprechende Punkt der Kurve Bergab sich also durch Addition von 3° zur Kurve A.

Bei dreiphasigem Erdschluß ändern sich die Phasen der Kommutierungsspannungen nicht. Es kann daher so gesteuert werden, daß die Kurve A erreicht wird.

Auch bei zweiphasigem Erdschluß (Fig.4) muß so gesteuert werden, daß die Kurve B erreicht wird (F ig· 4).

Daher ist bei der Zündimpulserzeugung mit festen Intervallen ein System nachteilig, daß nur das Steuersignal entsprechend dem Abfall der Kommutierungsspannung korrigiert, ohne die Art des Fehlers (ein-, zwei- oder dreiphasiger Abfall der Kommutierungsspannung) zu berücksichtigen.

Es sei nun erläutert, wie die Zündwinkelsteuerung in Abhängigkeit von den Phasenspannungen und den verketteten Spannungen beim Auftreten von Erdschlüssen durchgeführt werden kann.

F i g. 7 zeigt, auf welche der Voreilwinkel //bei einem Abfall der Phasenspannung ρ gebracht werden sollte. Die Kurve Cder F i g. 7 zeigt den Fall des dreiphasigen Kurzschlusses. In diesem Fall werden die Werte ρ (Phasenspannungen) und q(verkettete Netzspannungen) um die gleichen Werte abgesenkt, so daß keine Phasendifferenz auftritt.

Daher ist die Kurve Cin F i g. 7 gleich der Kurve A in F i g. 6. Die Kurve D in F i g. 7 zeigt den Voreilwinkel β gi-mäß einer Änderung des Wertes ρ (einer Phasenspannung) des Drehstromsystems. Die Kurve D wird folgendermaßen erhalten. Da der Voreilwinkel β sich aus der Gleichung(2) berechnen läßt, die dem Wert ^(Kommutierungsspannung) des Drehstromsystems entspricht, sind die Werte q aus den Werten ρ unter Bezugnahme auf F i g. 5 abzuleiten, wenn der Wert ρ gemäß dem Auftreten eines einphasigen oder zweiphasigen Erdschlusses abgetastet wird. Wenn man den Wert q in die Gleichung (2) einführt, erhält man den Voreilwinkel. wie er in der Kurve Din F i g. 7 gegenüber dem Wert ρ aufgetragen ist.

Es sei nun, wie oben, λ = 02 und Id — 1.0 sowie der Löschwinkel γ = 20^c. Wie sich aus Fig.5 entnehmen läßt, hat q den Wert 1,0. wenn ρ den Wert 1.0 besitzt. Dementsprechend ergibt sich beim Einsetzen in Gleichung (2):

cos 20^J - cos/, = 02 ■ 1.0 :1.0 05393-COs/; = 02

cos/, = 0.9397 - 0.2 = 0.7393

Dieser Wert/, entspricht dem Wert/in Fig. 7, wenn ρ den Wert 1 hat.

Beträgt der Wert von ρ = 0,5. so hat q den Wert 0,8, wie sich uus F i g. 5 entnehmen läßt. Dann gilt:

cos 20" -	- COS ßi	- 0,2	• 1,0:0,8
cos/· =	0.9397 -	-0,25	= 0.6897
A = 47"

Der Wert /2 entspricht dem Wert β in F i g. 7, wenn ρ den Wort 0,5 hat.

Wenn weiterhin der Wert von ρ = 0,0 beträgt, so hat q den Wert 0.57. wie sich aus I*ig.5 entnehmen läßt. Dann gilt:

cos 20° - cos ßi = 0,2 · I : 0.57 cos ß, = 0.9397 - 03509 = 0,5888

ß> - 54°.

Der Wert ßi entspricht dem Wert //in F i g. 7, wenn ρ den Wert 0,0 hat.

Der Voreilwinkel β in der vorstehend angegebenen Weise gibt den Voreilwinkel an, der dem Nullpunkt (O' in Fig. 2) der Kommutierungsspannung beim Auftre ten eines einphasigen oder zweiphasigen Erdschlusses entspricht.

Bei der Regelung des Stcuerimpulsintervalls auf einen konstanten Wert muß der Voreilwinkel/?bezüglich des Punkts O in Fi g. 2 bestimmt werden. Die Werte β

jo werden durch Addition der Phasenänderung φ in F i g. 2 zur Kurve D gewonnen. Hierbei ergibt sich die Kurve E in Fig. 7.

Bei zweipliasigem Erdschluß müssen die Phasen gemäß den Kurven Cund £ geregelt werden. Zur stabilen Ausführung sämtlicher Kommutierungen muß ein größerer Wert zwischen den Werten Cund £ gewählt werden. Andererseits ist es bei Gieichstrom-Energieübertragungssystemen üblich, den Betrieb zu unterbrechen, wenn ρ < 03 bei zwei- oder dreiphasigem Erdschluß wird. Gemäß Fig. 7 liegen die Kurven Cund £im Bereich von ρ > 0,5 sehr eng aneinander. Demzufolge kann bei Regelung gemäß Kurve Eim gesamten Bereich von ρ der Wechselrichter mit auf konstanten Wert gesteuerten Steucrimpulsintervallen auch bei Erdschlußfehlern stabil betrieben werden.

Es sei nun der Fall des zweiphasigen Kurzschlusses beschrieben. Das entsprechende Vektordiagramm ist in F i g. 8 gezeigt. In F i g. 8 ist die Größe der Phasenspannung bei einem Fehler bezogen auf den Normalwert 1 (OA) gleich p, während die Größen der Netzspannungen bei dem Fehler, bezogen auf die Normalgröße 1 (ABusvj.) quna q'ist.

Nimmt man einen Transformator mit Stern-Stern-Schaltung an. so sind die Kommutierungsspannungen gleich den verketteten Netzspannungen.

F i g. 9 zeigt im Diagramm die Abhängigkeit der Größen q. q' und φ (Phasenänderung der Netzspannungen) von der Größe p. Gemäß F i g. 9 fällt q'stärker ab als p. Bei zweiphasigem Kurzschluß ist es daher nicht zufrie densteüend. den Voreilwinkel in Abhängigkeit von den Abfällen der Phasenspannungen wie im Fall der Erdschlußfchler zu erhöhen. Vielmehr ist es besser, die Regelung von den Abfällen der Netzspannungen abhängig zu machen.

b5 Fig. 10 zeigt die Abhängigkeit zwischen der Netzspannung <7'zwischen den Phasen a und b und der Kommutierungsspannung, sowie die Beziehung zwischen der Netzspannung q'und der Phasenänderung der Kommu-

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tierungsspannung. Die Bezeichnungen q, q' und ψ sind dem klcinsien Absolutwert an den Kondensatoren C äquivalent denen in F i g. 8. aus. Die den Dioden D, bis D_h zuzuführenden Spannun-Es wurde berechnet, auf welche Werte der Voreilwin- gen sind positiv. Die Diode, die die niedrigste positive kcl β gebracht wenden muß, wenn die Netzspannungen Spannung führt, schallet durch, während die anderen infolge eines zweiphasigen Kurzschlusses auf die Werte ι Dioden in Sperrichtung vorgespannt sind. Es erfolgt daq und q'gemäß Fig.8 absinken. Das Ergebnis ist die her die gewünschte Auswahl. Ein Pufferverstärker AB Kurve C in Fig. 7. Bezüglich der Kurve C ist auf der hat eine hohe Eingangs- und eine niedrige Ausgangsim-Abszis'^ die Netzspannung ^'zwischen den Phasen α pedan/. Die Polaritäten seiner Ein- und Ausgangsspan- und 6 aufgetragen. Sic wurde in der gleichen Weise wie nungen sollen gleich sein. Die Schaltung enthält ferner im Fall der Erdschlußfehler errechnet. Genauer, im Fall io Operationsverstärker /t, und A₁ sowie Widerstände R₄. des zweiphasigen Kurzschlusses der Pharcn ;i und b Der Absolutwert einer Vorspannung V_HB ist gleich dem (Fig.8) ist die Spannung der Kommutierung vom Ausgangssignul des Verstärkers AB, wenn die Phasen-Zweig V₁ zum Zweig V₃ der Fig. 1 gleich q'. Die Phase spannung den Nennwert (p = 1) hat. Ihre Polarität ist ändert sich nicht. Der Voreilwinkel zur Konstanthaltung entgegengesetzt der des Ausgangssignals des Verstärdes Löschwinkels bei 20° folgt daher der Kurve C in 15 kers AB, d. h., die Vorspannung V„h ist negativ. Da der Fig. 7. Die Spannung der Kommutierung vom Zweig Verstärker 4, die Ausgangsspannung des Verstärkers V₃ zum Zweig V₅ ist gleich q. Sie eilt gegenüber dem AB und die Vorspannung V_Bn addiert und die Polarität normalen Zustand um ?> voraus. Daher wird der Wert/? der Summe umkehrt, ist das Ausgangssignal des Verfür die Größe η entsprechend dem Wori n'in Fig: !0 slärkers At bei ρ — ! gleich Nu!!. Bei kleiner werdef!- nach Gleichung (2) errechnet. Der Wert φ entsprechend 20 dem Wert von ρ wird die positive Spannung proportio· dem gleichen Wert q'ergibt sich aus Fig. 10 und wird nal größer. Eine Diode D₇ verhindert, daß das Ausdem errechneten Wert β hinzuaddiert. Damit kann eine gangssignal des Verstärkers Λ, positiv wird. Demzufoldem resultierenden Wert/? + φ) entsprechende Steuer- ge wird, wenn die Phasenspannung des Drehstromnetspannung dem Steuerimpuls-Phasenschieber zugeführt zes die Nennspannung überschreitet (p > 1), das Auswerden. Die Kurve G in Fig.7 ergibt sich auf diese 21 gangssignal des Verstärkers A₁ gleich Null. In ähnlicher Weise. Beim zweiphasigen Kurzschluß kann der Lösch- Weise addiert der Operationsverstärker A₂ drei Einwinkel auf 20" gehalten werden, indem man bei der gangssignale und invertiert die Polarität der Summe. Regelung der Kurve C folgt. Das erste Eingangssignal des Verstärkers A₂ ist das Ausin F i g. 7 ist für die Kurve E für Erdschlußfchler auf gangssignal des Operationsverstärkers A_u das zweite der Abszisse die Phasenspannung ρ und für die Kurve C 30 eine Spannung, in die der Ausgangsstrom des Stromfür d'n Fall des Kurzschlusses auf der Abszisse die Wandlers DCCTder Fig. 1 umgewandelt wurde, d.h., Netzspannung ^'aufgetragen. Die Kurven liegen unmit- das Ausgangssignal des Strom-Spannungswandlers Vl, telbar nebeneinander. und das dritte ist eine Vorspannung V_Bb.

Entsprechend erhält man ein Wechselrichter-Regel- Nach der Erfindung soll zwar nicht in erster Linie die system, das Erd- und Kurzschlußfehler gleichermaßen J5 Änderung des Gleichstroms des Gleichstrom-Energieausregelt wenn man von den verketteten Netz- und Übertragungssystems ausgeregelt werden, wenn jedoch Phasenspannungen die niedrigste wählt und den Vorcil- der Löschwinkel konstant gehalten werden soll, muß bei winkel β entsprechend der Absenkung der gewählten steigendem Gleichstrom der Voreilwinkel β linear erSpannung erhöht. höht werden (der verzögerte Steuerwinkel λ wird linear Fig. U zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schal- 40 vermindert). Hierzu dient der Verstärker A₂. Es sei antung, in der diese Erkenntnis konkret angewendet ist genommen, daß die Wechsclspannungen die Nennwerte Bei diesem Ausführungsbeispiel erfolgt die Regelung haben. Dann ist das Ausgangssignal des Verstärkers A, durch Annäherung der Kurve £ durch die gerade Linie gleich Null. Demzufolge ändert sich die Spannung £_rdes Fin Fig.7. Die Schaltung der Fig. 11 enthält einen Steuerimpuls-Phasenschiebers (die Ausgangsspannung Steuerimpuls-Phasenschieber AP des Systems zur Re- 45 des Verstärkers A₂) in Abhängigkeit allein vom Wert gelung des Steuerimpulsintervalls auf einen festen Wert, des Gleichstroms I₀. Die Vorspannung Vbb wird auf Mit V₃, Vbund VcsindSynchronisations-Spannungsquel- einem Wert gehalten, bei dem beim Nennwert des len bezeichnet die von den Spannungswandlern PT» Stroms auf den Gleichstrom-Übertragungsleitungen PTb und PTc abgeleitet sind. Die Ausgangs-Zündimpulse und der Wechselspannungen die Steuerspannung£_c ent-P\ bis Pt stellen die Steuerimpulse der die Thyristoren V_x 50 sprechend dem Voreilwinkel β zur Erzielung des vorgebis V₆ der Fig. 1 enthaltenden Zweige dar. Die Kennli- schriebenen Löschwinkels ;■ erreicht wird. Bei Ändenie des Steuerimpuls-Phasenschiebers ist in F i g. 12 ge- rung des Stroms der Gleichstrom-Übertragungsleitunzeigt, d. h. die Steuer-Eingangsspannung Ec und der ver- gen nimmt der Voreilwinkel β entsprechend der Ändezögerte Steuerwinkel cc sind einander proportional. rung zu oder ab und der Löschwinkel γ wird im wesent-Konkrete Ausführungsbeispiele des Steuerimpuls-Pha- 55 liehen konstant gehalten.

senschiebers werden im folgenden anhand der F i g. 13 Es sei nun die Arbeitsweise bei einer Spannungsände- und 14 noch erläutert rung des Drehstromsystems beschrieben. Es sei ange-Die Phasenspannungen V₁, V_b und V₁. sowie die Netz- nommen, daß der Strom der Gleichstrom-Übertraspannungen V₁^ Vt₀ und V_a des Drehstromnetzes wer- gungsleitungen auf dem Nennwert liegt Liegen auch die den mittels Vo'Jwellen-Gleichrichterbrücken B, bis Bt 60 Spannungen des Drehstromsystems auf dem Nennwert gleichgerichtet und jeweils in Gleichspannungen umge- (p = 1), so ist das Ausgangssignal des Operationsverwandelt Widerstände R_x und A₂ sowie ein Kondensator stärkers A₁ gleich Null und die Steuerspannung Ec liegt C bilden eine Schaltung zur Teilung und Glätiung der auf dem Wert der dem Voreiiwinkel β zur Erreichung Ausgangsspannung jeder Brücke B_x bis B₆. des gewünschten Löschwinkels y entspricht Tritt beiDioden D_x bis A und ein Widerstand R₁. dessen Wi- es spielsweise auf der Phase a ein einphasiger Erdschluß derstandswert höher ist als der des Widerstandes R₂, auf (F i g. 2 oder 3), so fällt die Phasenspannung V₁ ab. sind an die positive Klemme einer Spannungsquelle £* Demzufolge wird der Absolutwert der positiven Spanangeschlossen. Diese Schaltung wählt die Spannung mit nung am Ausgang des Verstärkers AB klein, nämlich

kleiner als die negative Vorspannung Vmt. und die durch Addition der Spannung Vhb und der Ausgangsspannung des Verstärkers AB erzeugte Spannung wird negativ. Da die Größe ρ kleiner wird, wird die Summe größer. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers A\ hat eine der Summe entgegengesetzte Polarität. Da es durch den Operationsverstärker Ai addiert wird, folgt die Änderung de? Voreilwinkels β bei Änderung der Größe ρ der geraden Linie Fin Fig. 7. Damit ist der gewünschte Zweck erfüllt.

Der Wert der Kurve F bei ρ = 1.0 wird durch den Strom Id und die Spannung Vm' bestimmt. Die positive Spannung des Ausgangs des Verstärkers A\ erhöht sich bei abnehmendem p. so daß die Slcucrspannung C₁ kleiner wird. Demzufolge nimmt der verzögerte Steuerwinkel λ ab. während der Voreilwinkcl β ansteigt. Die Konstanten können so gewählt werden, daß die Neigung der Änderung gleich der Neigung der Geraden Fin Fig. 7 wird.

Tritt darauf zwischen den Phasen a und b ein Kurzschluß auf, so fällt die Leitungsspannung V₃,, stärker ab. so daß das Ausgangssignal der Brücke Ät gewählt wird. Wie erwähnt, wird der Voreilwinkel β entsprechend dem Abfall der Netzspannung V^ erhalten.

Fig. 13 zeigt im Blockschaltbild ein Ausführungsbeispiel des Steuerimpuls-Phasenschiebers AP. Mit PT₃. PTt, und PT_C sind die Spannungswandler der F i g. I bezeichnet, mit E_c die Klemme zur Zuleitung des Ausgangssignals des Operationsverstärkers A2 der F i g. 11 und mit P\ bis Pt die Steuerimpuls-Ausgänge, die den jeweiligen, die Thyristoren Vi bis V₁, enthaltenden Zweigen zugeführt werden.

Die Synchronisationsspannungen, hier die Leitungsspannungen des Drehstromsystems, werden beim gezeigten Ausführungsbeispiel mittels einer Formerstufe 1 in Rechteckspannungen umgewandelt Die Rechteckspannungen werden dem Sieucrimpuis-Phasenteii 2 nicht direkt zugeführt. Vielmehr ist ein Synchronoszillator vorgesehen, der mit den Synchronisations-Spannungsquellen synchronisiert ist und dessen Frequenz sechsmal höher ist. Das Ausgangssignal des Oszillators wird durch einen Ringzähler in sechs Teile zerlegt, die als Synchron-Eingangssignalc des Steuerimpuls-Phasenschieberteils 2 verwendet werden. Bei dem gewählten Ausführungsbeispiel ist die Änderung der Ausgangs-Sieuerirripulsphase bei Änderung der Steuerspannung sehr schnell, wie es allgemein bei Steuerimpuls-Phasenschieberschaltungen der Fall ist Darüber hinaus ist der Steuerimpulsintervall konstant, weil er durch einen einzigen Oszillator bestimmt wird. Die Synchronisation kann in eine zu den Spannungen des Drehstromsystems feste Phasenbeziehung gesetzt werden und es ist lediglich erforderlich, der geringfügigen Änderung der Frequenz der Spannungen des Drehstromsystems zu folgen. Es besteht daher keine Gefahr, daß das System außer Tritt fällt

Durch die Spannungswandler /Ti bis PT3 und Formerstufen Fi bis Fe werden Ausgangssignale gewonnen, die den positiven und negativen Halbwellen der jeweiligen Netzspannungen des Drehstromsystems entsprechen. Die Ausgangssignale der Formerstufen F· bis F_b werden entsprechenden Differentiationsstufen D\ bis D₁, zugeführt. Die Ausgangssignale von Flip-Flops FOi bis FOb werden jeweils entsprechenden lntegraiionsstufin /1 bis /» zugeführt. Die Differentiationsslufcn Di bis A, erzeugen nur positive Impulse. Diese werden den Setzeingängen S von Flip-Flops FFi bis FF_b an der nächsten Stufe zugeführt und setzen die Flip-Flops. Die Flip- Flops werden derart rückgesetzt, daß die Ausgangssignale von Flip-Flops RQ bis Rd, die den Ringzähler /?Cbilden, ihren Rücksetzklemmen Λ zugeführt werden. Die Breite der Ausgangssignalc der sechs Flip-Flops FFi bis FFt, oder die dieser entsprechenden Spannung zeigt die Phasendifferenz zwischen der Phase der Synchronisationsspannungsquellen und der der Ausgangssignale des Ringzählers an. Ein Addierer AD erzeugt eine Spannung, die einer Periode entspricht, während der die Ausgangssignale der sechs Flip-Flops FFi bis FFi, fortdauern. Ein Differenzverstärker DF erzeugt ein Ausgangssignal, das gleich der Spannungsdifferenz zwischen dem Ausgang des Addierers AD und einer Phasen- Einstellspannung ist, die an einer Klemme PHzugeführt wird. Das Ausgangssignal des Differenzverstär kers DF wird mittels eines Filters FL geglättet, durch einen Gleichstromverstärker A' verstärkt und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO zugeführt. Die Frequenz des Oszillators VCO ist proportional der an seinem Eingang anliegenden Spannung. Das Ausgangssignal des Oszillators VCO wird dem Ringzähler RC zugeführt. Den Takteingängen Tderden Ringzähler RC bildenden Flip-Flops RC\ bis RCt, wird das Ausgangssignal des Oszillators VCO zugeführt. Den Setzklemmen .S" der Flip-Flops RC\ bis Rd werden deren jeweilige Ausgangssignale zugeführt. Nur eines der Flip-Flops RC\ bis RC« ist normalerweise auf 1 gesetzt Bei jedem vom Oszillator VCO zugeführten Impuls verschiebt sich der Zustand 1 in der Reihenfolge der Indices der Flip-Flops. Die Flip-Flops FOi bis FO₆ haben Setz- und Rücksctzklemmen 5 bzw. R. Das Flip-Flop FOi wird durch das Ausgangssignal des Flip-Flops RCy gesetzt und durch das Ausgangssignal des Flip-Flops RCi rückgesetzt Das Flip-Flop FOz wird durch das Ausgangssignal des Flip-Flops RCi gesetzt und durch das Aus gangssignal des Flip-Flops RCs rückgesetzt Die anderen Fiip-Fiops arbeiten analog.

Wie erwähnt, werden die Ausgangssignale der Flip-Flops FOi bis FOe jeweils den Integratoren l\ bis 4zugeführt

Die Schaltung der F i g. 13 arbeitet folgendermaßen: Der Mittelwert des Ausgangssignals des Addierers AD ist proportional der Phasendifferenz zwischen den synchronisierenden Spannungsquellen und den Ausgangssignalen des Ringzählers RC. Die Phasendifferenz wird an der Klemme PH vorgegeben. Eilen die Ausgangssignale des Ringzähler den Synchronisations-Spannungsquellen um einen Betrag nach, der den an der Klemme Weingestellten Betrag überschreitet, so wird das Ausgangssignal des Addierers AD größer als die Spannung an der Einstellklemme PH. Damit steigt das Ausgangssignal des Gleichstromverstärkers A', die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO steigt ebenfalls und die Phasendifferenz nimmt ab. Wenn die Phase der Ausgangssignale der Ringzähler um mehr als den eingestellten Betrag voreilt, wird umgekehrt die Frequenz des Oszillators VCO abgesenkt und die Phase verzögert Daher wird die Phase der Ausgangssignale des Ringzählers RC gleich dem an der Klemme PH eingestellten Wert Ändert sich die Frequenz der synchronisierenden Spannungsquellen, so weichen die Ausgangssignale der Ringzähler gegenüber den synchronisierenden Spannungsquellen allmählich ab, wenn die Frequenz des Oszillators VCO fest ist Demzufolge änden sich die Frequenz des Oszillators VCO aus dem oben erwähnten Grunde, und es ergibt sich die gleiche Phasenbeziehung wie vor der Frequenzänderung. Es sei nun angenommen, daß die Phasen auf 60° eingestellt

sind und daß das Ausgangssignal des Flip-Flops RCi dem Ausgangssignal der Formerstufe F\ der Fig. 13um 60° nacheilt. Damit ist das Ausgangssignal des Flip-Flops RCu das dem des Flip-Flops RCi um 60" voreili in Phase mit dem Ausgangssignal der Formcrslufe F\. Da das Flip-Flop FOi durch das Flip-Flop RC\ gesetzt und durch das Flip-Flop /?G rückgesetzt wird, hat es eine Ausgangsbreite von 180° wie die Formerstufe F_t und liegt in Phase nit der Stufe Fi. Sind die synchronisierenden Spannungsquellen synchron, so haben die Ausgangssignale der Flip-Flops FOj bis FQ₁ die gleichen Phasen und Spannungsabläufe wie die der Formerstufen Fi bis Ft. Sind die synchronisierenden Spannungsquellen nicht synchron, so unterscheiden sich die Breiten der Ausgangssignale der Flip-Flops FFi bis FFt, voneinander. Sie werden jedoch durch den Filter FL geglättet, und der Oszillator VCO arbeitet weiter mit konstanter Frequenz. Deshalb werden die Ausgangssignale der Fiip-Flops RC\ bis RC_b und damit die der Flip-Flops FOi bis FOb genau beim Intervall von 60° erzeugt und laufen um 180° weiter. Die Kennlinie der Fig. 12 wird dadurch erfüllt, dab die Ausgangssignale der Fiip-Flops FOi bis FOt den Integratoren /ι bis k zugeführt, die Ausgangssignale der Integrationsstufen 1\ bis l_b durch zugehörige als die Steuerimpulse auf die jeweiligen Zweige des aus den ThyriMorcn Vi bis Vi, aufgebauten Wechselrichters verteilt. Die Ausgangssignale P\ bis Pb des Schieberegisters SR sind clic Steuerimpulse der jeweiligen Zweige des Wechselrichters. Der andere Teil der Schaltung der Fig. 14 ist eine Schaltung zur Synchronisation mit den Spannungen des Drehstromsystems. Diese enthält eine Schaltung AM zur Messung der tatsächlichen verzögerten Steuerwinkels ,* des Wechselrichters. Mit FLi un·⁴« FLi sind Filter bezeichnet. Gemäß Fig. 15 ist das Ausgangssignal (Xref des Filters FLi gleich dem Phasensteuersignal Ki- Dieser Wert wird als Bezugswert genommen. Eine Λ-Steuerschaltung MC steuert den Gradienten Δ der Klemmenspannung K- so, daß das Ausgangssi-

is gnal rt;,_t-, des Filters FLi gleich dem Ausgangssignal iw des Filters FLi wird. Somit arbeitet der Impulsgenerator PG synchron zu dem Drehstromsystem, an das der Wechselrichter angeschlossen ist. Mit V_t-2i ist eine der Frequenz des Drehstromsystems proportionale Snannung bezeichnet. Sie steuert den Gradienten Δ der Spannung V₁. über einen Addierer ADF entsprechend der Änderung der Frequenz, so daß stets ein verzögerter Steuerwinkel λ erhalten wird, der gleich einem vom Phasensteucrsignal V₁. ι bestimmen elektrischen Winkel

Komparatoren Q bis G, mit der Steuerspannung E₁- ver- 25 ist. Da die Zeitkonstante des Filters FL2 hoch ist, hat der glichen und die Ausgangsimpulse zu Zeitpunkten er- Impulsphasenschieber der Fig. 14 die gleiche Funktion

zeugt werden, zu denen sie zusammenfallen.

Wird die Steuerspannung E₁- entsprechend der niedrigsten der Phasen- und verketteten Netzspannungen korrigiert (F i g. 11), so wird die Regelung des Steuerimpulsintervalls auf einen festen Wert erfüllt, so daß der Wechselrichter stabil arbeiten kann.

F i g. 14 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels des Steuerimpuls-Phasenschiebers. Fig. 15 zeigt im Diagramm einige Spannungsverläufe js zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 14. Die Schaltung wurde veröffentlicht in »IEEE Summer meeting and intemationaiSymposium on High Power Testing, Papier 7i TP 640-PWR« und wird als Beispiel für einen Steuerimpuls-Phasenschieber erwähnt, der bei der hier beschriebenen Regelschaltung verwendet werden kann.

Es sei nun die Arbeitsweise eines Impulsgenerators PG der Schaltung der F i g. 14 beschrieben. Mit VCCist wie die Schaltung der Fig. 13. Die Steuerspannung E_c der Fig. 11 wird als Steuerspannung V_c\ der Fig. 14 verwendet.

Wie erwähnt, kann auch dann ein stabiler Betrieb gewährleistet werden, wenn bei Verwendung eines Impulsphasenschiebers, der den Steuerimpulsintervall auf einen festen Wert regelt, die Spannung des Drehstromsystems infolge eines in diesem vorliegenden Fehlers fällt.

Ebenso wie bei in Stern-Stern-Schaltung geschalteten Transformatoren ist die Erfindung auch bei in Stern-Delta-Schaltung ( A Δ) geschalteten Transformtoren anwendbar. In diesem Fall ist bei einem Erdschluß der Abfall der Phasenspannung größer als der der Kommutierungsspannung, während beim Kurzschluß der Abfall der Netzspannung der höchste isi. In diesem Fall müssen die Phasen der Signale der synchronisierenden Spannungsquellen die dem Steuerimpuls-Ph&senschie-

eine spannungsgeregelte Stromquelle bezeichnenderen 45 ber zugeführt werden sollen, unterschiedlich von denen

Ausgangsstrom proportional der Eingangsspannung Vc2 ist. Mit CON ist ein Kondensator und mit VCOM ein Komparator bezeichnet Der Komparator erzeugt einen Impuls Vp, wenn die Klemmspannung V₁. des Kondensators CON um Δ V/2 größer wird als ein Phasensteuersignal V_cl. Der Impuls V_p speist eine Entladeim Falle der Stern-Stern-Schaltung gemacht werden.

Bei Stern-Stern-Schaltung des Transformators ist die Kommutierungsspannung gleich der Netzspannung auf der Primärseite des Transformators. Daher sind in F i g. 13 die Spannungswandler PT₁₁, PTb und PT_C in Stern-Stern-Schaltung und die Spannungswandler PTi, FT₂ und PTi in Delta-Stern-Schaltung (Δ A ) geschaltet, so daß die Leitungsspannungen des Drehstromsystems den Formerstufen Fi bis F_b zugeführt werden.

Ist der Transformator des Wechselrichters in Stern-Delta-Schaltung geschaltet, so können die Spannungswandler PT» PTb und FT₁. in Fig. 13 in Stern-Delta-Schaltung geschaltet werden, so daß Spannungen erzeugt werden, die den Kommutierungsspannungen ent-

schaltung CD für den Kondensator CON, so daß dieser entladen bleibt, bis die Klemmenspannung V₁- um Δ V/2 kleiner wird als das Phasensteuersignal V_{c f}. Diese Arbeitsweise ist aus dem Diagramm der F i g. 15 leicht verständlich. Der Gradient Δ, mit dem die Klemmenspannung V_c ansteigt, ist proportional dem Ausgangsstrom der Stromquelle VCC und damit der Eingangsspannung Vc2· Bei konstantem Phasensteuersignal V_c 1 worden die

Impulse V_p in einem Intervall von 60° erzeugt. Steigt die eo sprechen. Die Spannungswandler PT₁, PT₂ und PT₃ kön-Spannung V_ci an(JV_cU in Fig. 15), so ändert sich die nen in Delta-Stern-Schaltung geschaltet werden, so daß Phase des Impulses V₉ in Richtung der Nacheilung um die Kommutierungsspannungen den Formerstufen Fi Δλι. Nimmt dagegen die Spannung V₁., ab (dV_cu, bis F_b zugeführt werden.

Fig. 15), so eilt die Phase des Impulses V_p augenblick- Da die Spannungswandler FT,. FT₆ und PT₁- nicht

Hch um Δχι vor.Δα\ undΔα₂ sind proportional zu Δ Κ-ι.ι 65 stets ausschließlich für den Steuerimpuls-Phasenschieber verwendet werden, können sie in manchen Fällen nicht in Stern-Delta-Schaltung geschaltet werden. In diesen Fällen kann auf folgende Weise

bzw. ^/Vc 1.2.
An den Ausgang des Komparators VCOM ist ein

Schieberegister SR angeschlossen, das die Impulse V_n

13

werden. Durch die Erfindung soll derart gesteirsrt werden, daß die Spannungsphase des Drehstromsystems normalerweise ab Phase der synchronisierenden Spannungsquellen gilt oder bezeichnet werden kann. Daher ist es nicht unbedingt erforderlich, die Kommutierungsspannungen als synchronisierende Spannungen des Steuerimpuls-Phasenschiebers zu verwenden. Ist nun der Transformator in Stern-Delta-Schaltung geschaltet, so können die Phasenspannungen V* Vb und K- auf der Drehstromseite des Transformators des Wechselrichters. die in Phase mit den Kommutierungsspannungen beim normalen Drehstromsystem liegen, ohne jede Änderung als Synchronisicrungsspannungen verwendet d

In diesem Fall werden sowohl die Spannungswandler PTt. PTb und PT_C als auch die Spannungswandler PTi. PTi und PTz der Fig. 13 in Stern-Stern-Schaltung geschaltet.

Bei dem Ausführungsbeispiel der Fi g. 13 wurde die Kurve Eder Fig.7 durch die Gerade Fangenähert Es ist jedoch aucn eine bessere Annäherung durch eine mehreckige Linie möglich, die z. B. die Punkte der Kurve E bei ρ = 1,0. den Schnittpunkt der Kurven fund C und den Wert der Kurve E bei ρ = 0 verbindet. Hierzu kann eine beliebige bekannte Schaltung zur Annäherung einer solchen mehreckigen Linie verwendet werden. ·

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen jo

⁴⁰

⁵⁰

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Zündwinkelsteuerung eines über einen Transformator (T) an ein Drehstromsystem (Va, Vb, Vc) angeschlossenen netzgeführten Wechselrichters mit einem in der Frequenz steuerbaren Osziliator (VCO) zur Erzeugung von Zündimpulsen mit im stationären Betrieb konstanten Intervallen, wobei der Oszillator (VCO) mit der Frequenz des Drehstromsystems synchronisiert und die Phase der Zündimpulse in Abhängigkeit von mindestens den verketteten Netzspannungen derart bestimmt ist daß ein für die Löschung der Wechselrichterventile (V\... V₆) ausreichender Löschwinkel {y) eingehalten wird, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (C, Dy... IX Au A₂) zur Korrektur der Zündimpulsphase in Abhängigkeit vom kleinsten Absolutwert der Phasen- und der verketteten Netzspannungen des Dreh«jomsystems derart, daß mit Abnahme des kleinsten Absolutwerts unter den entsprechenden, im fehlerfreien Betrieb vorgegebenen Nennwert der Voreilwinkel (/S) erhöht wird

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Korrektur der Zündimpulsphase eine Auswahlsjufe aus parallelgeschalteten Dioden (D_t... Dt,) enthält, die jeweils an mit den einzelnen Phasen- und verketteten Netzspannungen beaufschlagte Kondensatoren (C) angeschlossen sind.

3. Schaltung oach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung *nr Korrektur der Zündimpulsphase einen Operationsverstärker (A 1) enthält, an dessen Eingang die D^:-'terenz aus dem Ausgangssignal der Auswahlstufe und einer Vorspannung (Vbb) Hegt, wobei die Vorspannung (V_HH) im fehlerfreien Betrieb dem Ausgangssignal der Auswahlstufe gleich ist.

4. Schaltung nach Anspruch 3. dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Korrektur der Zündimpulsphase einen weiteren Operationsverstärker (A 2) enthält, an dessen Eingang die Summe aus dem Ausgangssignal des erstgenannten Operationsverstärkers (A 1). einem zum Eingangsglcichsirom des Wechselrichters proportionalen Signal und einer weiteren, den Voreilwinkel (Ji) im fehlerfreien Betrieb bestimmenden Vorspannung (VW) liegt.