DE2641963A1

DE2641963A1 - Stromrichter

Info

Publication number: DE2641963A1
Application number: DE19762641963
Authority: DE
Inventors: Atsumi Watanabe
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1975-09-17
Filing date: 1976-09-17
Publication date: 1977-03-24
Also published as: SE437201B; JPS5628469B2; SE7609145L; CA1078921A; JPS5235830A; DE2641963C2

Description

Stromri cht er
ie Erfindung betrifft eine Stromrichter-Steuerschaltung, und insbesondere eine Strcniricht er-Steuerschaltung bei einem Gleichstrom-Energieübertragungssystem. Die vorliegende Erfindurch betrifft insbesondere auch eine Steuerschaltung, die da: geeignet ist, das Torsteuer-Impulsintervall auf einen konstanten Wert zu regeln bzw. zu steuert.
Al Phasensteuerschaltung für die Torsteuerimpulse el Stromrichters in einem Gleichstrom-Energieübertragungssystem, bzw. in einem Gleichrichtersystem,wurde bis jetzt das sogenannte Einzelphasen-Steuersystem verwendet. Bei dieser Schaltungsart werden die Phasen der Torsteuerimpulse der jeweiligen Stromrichterzweige auf die Weise festgelegt, dass Torsteuerimpuls-Phasenschieber, die die Kommutierungsspannungen der Jewelligen Zweige als Synchronisier-Versorgungsspannungen er wenden, entsprechend den Thyristor-Ventilen der Zweige angeordnet sind. Um eine stabile, sichere Arbeitsweise ohne Eommutierungsfehler bzw. ohne ein Kippen des Stromrichters auch dann zu ermöglichen, wenn ein Symmetrie- oder ein Unsymmetriefehler, beispielsweise ein Masseschluss oder ein Kurzschluss in einem Wechselstrom-Versorgungsnetz oder einer Wechselstromanlage, die mit dem Stromrichter verbunden ist, im Falle, dass eine derartige Einzelphasen-Steuerschaltung verwendet wird,auftritt, kann die Steuerung beispielsweise so durchgeführt werden, dass ein vorgegebeneer Löschwinkel yO durch Feststellen eines Spannungsabfalles der Kommutierungsspannung und durch Erhöhen des Voreil-Steuerwinkels 13 auf den Wert eines Zuwachses des Überlappungswinkels herangezogen wird, der dem Spannungsabfall der Kommutierungsspannung zuzuschreiben ist. Eine derartige Steuerung ist gemäss der JA-Auslegeschrift 32809/1976 vorgeschlagen worden.
Die Steuerung der Vergrösserung des Voreil-Steuerwinkels ß in Abhängigkeit des Spannungsabfalls der Kommutierwigsspannung führt bei Verwendung eines Torsteuerimpuls-Phasenschiebers jedoch nicht immer zu einer stabilen Funktionsweise bzw. zu einer Arbeitsweise ohne Kippen. Die Verwendung eines Torsteuerimpuls-Phasenschiebers wurde gemäss der JA-Offenlegungsschrift 88457/1974 vorgeschlagen, wobei die Phasenänderungen bzw. die Phasen schwankungen der Synchroni si er-Ver sorgungsspannungen mit einem spannungsgesteuerten Oszillator gemittelt werden, so dass das Torsteuer-Impulsintervall konstant gemacht wird. Dies ist beispielsweise dann einleuchtend, wenn ein Spannungsabfall der Phasenspannung angenommen wird; Auch wenn die Phase einer Kommutierungsspannung voreilt, so wird die Phase einer anderen Kommutierungsspannung um denselben Wert nacheilen, so dass die gemittelte Phasenschwankung bzw. Phasenänderung Null ist. Die zuvor erwähnte Steuerung der Vergrösserung des Vorteil-Steuerwinkels ß in Abhängigkeit eines Spannungsabfalls der Kommutierungsspannung kann jedoch die Phasenänderungen der Eommutierungsspannungen nicht überdecken bzw. aus der Welt schaffen. Daher kann an dem Zweig, an dem die Phase der Kommutierungsspannung nacheilt, ein nicht ausreichender Löschwinkelunterliegen, so dass dadurch ein Kommutierungsfehler bzw. ein Kippen des Stromrichters auftreten kann.
Um diese Schwierigkeiten zu vermeiden, wurde gemäss der DT-Offenlegungsschrift 2 517 513 vorgeschlagen, dass eine Steuerspannung, die den Torsteuerimpuls erzeugt, durch Heranziehen der kleinsten Phasenspannung unter den Phasenspannungen oder den zwischen den Leitungen auftretenden Spannungen des Wechselstrom-Versorgungsnetzes korrigiert wird.
Dieser Vorschlag führt jedoch zu keinem vollständig befriedigenden Ergebnis, weil die auf diese Weise erhaltenen Löschwinkel bei Fehlern, d. h. bei Masse- oder Kurzschlüssen im Wechselstrom-Versorgungsnetz etwas grösser sind als die üblichen bzw.
geeigneten Löschwinkel bei auftretenden Fehlern. Dies ist dem Umstand zuzuschreiben, dass die Beziehung der Amplitude und/oder des Phasenwinkels zwischen den Phasenspannungen und den Eommutierungsspannungen sich entsprechend der Art der auftretenden Fehler im Wechselstrom-VerSorgungsnetz oder der Schaltungsart eines Transformators ändert. Die Löschwinkel, die grösser als notwendig sind, beschränken und begrenzen die Energieübertragung des Stromrichters.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Stromrichter-Steuerschaltung zu schaffen, mit der bei Auftreten von Fehlern, Kurz- oder Masseschlüssen die Phase eines Torsteuerimpulses sofort und in geeigneter Weise in der Richtung verändert bzw. gesteuert werden kann, dass die Arbeitsweise des Stromrichters stabilisiert wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die in den Ansprüchen 1, 4, 6 und 8 angegebenen Stromrichter-Steuerschaltungen gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemässen Stromrichter-Steuerschaltungen sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung ermöglicht also die Lösung der gestellten Aufgabe dadurch, dass getrennt angeordnete Schaltungsteile die Torsteuerimpulse genau in einem festgelegten Intervall bereitstellen und dass Schaltungsteile vorgesehen sind, um die Phasen der Torsteuerimpulse, die an den Stromrichter angelegt werden, in Abhängigkeit vom Betriebszustand zu verschieben, wobei den Phasenschieber Schaltungen ein Signal bereitgestellt wird, das dem Zustand der Phasenänderung der Kommutierungsspannung des Stromrichters entspricht.
Ein Stromrichter in einem Gleichstrom-Energieübertragungssystem, bzw. in einem System, bei dem eine Gleichrichtung vorgenommen werden muss, wird durch Torsteuerimpulse gesteuert, die mit den Spannungen eines Wechselstrom-Versorgungsnetzes synchronisiert werden, und deren Intervalle für die jeweiligen Stromrichterzweige konstant sind. Gleichzeitig damit wird eine zur Erzeugung der Torsteuerimpulse herangezogene Steuerspannung durch Verwendung des Unsymmetriewertes der Phasendifferenz zwischen den Phasenspannungen des Wechselstrom-Versorgungsnetzes korrigiert, um zu verhindern, dass der Stromrichter auf Grund eines Fehlverhaltens, eines Fehler bzw. auf Grund eines Masseschlusses.oder eines Kurzschlusses im Wechselstrom-Versorgungssystem einen Kommutierungsfehler bzw. ein Kippen verursacht. Die Steuerspannung wird umso grösser, je kleiner die Phasenspannung oder die zwischen den Leitungen auftretende Spannung gegenüber einem theoretischen Spannungswert wird. Wenn die Steuerspannung grösser wird, werden die Torsignalimpulse mit einem grösseren Vorei-Steuerwinkel bereitgestellt, so dass der Löschwinkel konstant gehalten wird.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 ein Schaltdiagramm mit einem Stromrichter in einem Gleichstrom-Energieubertragungssystem bzw. in einem Gleichrichter, Fig. 2 ein Diagramm, das der Erläuterung der Phasenänderungen der Kommutierungsspannungen dient, Fig. 3 ein Blockschaltbild mit den wesentlichen Schaltungsteilen einer erfindungsgemässen Ausführungsform, Fig. 4, 5 und 6 Vektordiagramme, die der Erläuterung der bei verschiedenen Fehlern, Nasseschlüssen und Kurzschlüssen im Wechselstrom-Versorgungssystem auftretenden Spannungen dienen, Fig. 7 eine graphische Darstellung, die der Erläuterung der Phasenänderung der Kommutierung 5 spannung beim Stromrichter dient, wenn Fehler im Wechselstrom-Versorgungsnetz auftreten, Fig. 8. ein Vektordiagramm, das der Erläuterung der Phasenänderung und der Amplitude der Kommutierungsspannung für den Stromrichter im Falle auftretender Fehler im Wechselstrom-Versorgungsnetz dient, Fig. 9, 10, 11, 12 und 13 Schaltungen, die Beispiele zur konkreten Ausgestaltung von Schaltungsstufen sind, welche bei der in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform benutzt werden können, Fig.14 und 15 Beispiele für Kennlinien von Schaltungsstufen, die bei de.n in den Fig. 13 und 3 dargestellten Ausführungsformen benutzt werden können, Fig.16 und 17 Blockschaltbilder von Beispielen für konkrete Ausgestaltungen von Steuerschaltungen für Äquidistanz-Impulsphasen-Steuerschaltungen, die bei der vorliegenden Erfindung Verwendung finden können und Fig.18 ein Diagramm, das der Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 17 dargestellten Schaltung dient.
Wie bereits erwähnt, ermöglicht die vorliegende Erfindung die Steuerung der Festlegung des Torsteuer-Impulsintervalls und verhindert, dass bei einem Stromrichter auch bei Vorliegen von Fehlern wechselstromseitig bzw. in einer Wechselstromanlage Kommutierungsfehler oder ein Ausfall der Kommutierung auftreten.
Die Erfindung soll nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels im einzelnen erläutert werden. Zunächst soll beschrieben werden, welche Einflüsse die wechselstromseitig auftretenden Fehler auf den Stromrichter ausüben.
In Fig. 1 ist ein Gleichstrom-Energieübertragungssystem als Beispiel dargestellt. Diese Figur zeigt einen Wandler T, die Zweige V1-V6 eines Stromrichters mit Thyristor- oder Quecksilberdampf-Ventilen und einer Gleichstrom-Drosselspule LDC.
Der Stromrichter ist gleichstromseitig über Gleichstromleitungen mit anderen Anschlüssen verbunden. Die wechselstromseitigen Anschlüsse des Wandlers T sind mit einer Wechselstromanlage oder einem Wechselstromsystem verbunden, wobei die jeweiligen Phasen dieses Wechselstromsystems die Spannungen Va, Vb und Vcaufweisen. Die Spannungen werden mit Spannungstransformatoren PTa, PTb und PTc abgegriffen werden und åeweils einer (nicht dàrgestellten) Steuerschaltung mit einer Torsteuerimpuls-Verschieberstufe zugeleitet. Ferner ist in Fig. 1 ein Gleichstromwandler DOGT und ein Strom-Spannungsumsetzer IV dargestellt. Die anderen Anschlüsse sind in entsprechender Weise angeordnet.
Die Dreiphasen-Spannungen Va, Vb und Vc sind normalerweise phasengleich bzw. symmetrisch, wie dies in Fig. 2 durch die :stark ausgezogenen Schwingungsformen dargestellt ist. Es sei nun der Fall betrachtet, dass im Wechselstromsystem auf einer Leitung Masseschluss auftritt, und dass die Spannung Va der Phase a auf die Spannung Val, die in Fig. 2 gestrichelt dargestellt ist, abfällt. Wenn die Transformatorschaltung, die in Fig. 1 dargestellte Stern-Stern-Verbindung (##) aufweist, so sind die Kommutierungsspannungen gleich den Spannungen zwischen den Leitungen und die Nullpunkte sind die Schnittpunkte t0 der Phasenspannungen. Wenn die Spannung V a also auf die Spannung Vat abfällt, so eilt die Phase des Schnittspunktes (to') oder die Phase der Kommutierungsspannung um den Winkel f der Phase b voraus und um den Winkel # der Phase c nach, wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Die Schnittpunkte der Phasenspannungen Va und Vb gehen nämlich von dem Punkt "to" zum Punkt t'to"' über.
Um daher Kommutierungsfehler in allen Zweigen V1, V2, ... V6 zu vermeiden, muss der Voreilwinkel um den Winkel y grösser gemacht werden als im normalen Falle.
Bekanntermassen kann die Beziehung zwischen Kommutierungsspan nung, Löschwinkel y und Voreilwinkel ß durch folgende Gleichung ausgedrückt werden: Hierbei ist y der Löschwinkel, ß der Voreilwinkel, Ea die Kommutierungsspannung, Id der Gleichstrom und x die Kommutierungsreaktanz (in Ohm). Der Phasenbezugspunkt der Winkel Y und ß ist der Nullpunkt der Kommutierungsspannung.
Bei der vorliegenden Erfindung wird der Voreilwinkel B zum Erhalt des vorgeschriebenen Löschwinkels in Abhängigkeit der Grösse der Kommutierungsspannung und der Grösse des Gleichstromes unter Verwendung der Gleichung (1) hergeleitet, die Phasenänderung J der Kommutierungsspannung wird von der Grösse der Unsymmetrie bzw. der Ungleichheiten der Wechselspannungen hergleitet und die Steuerspannung, die ßAP = 13 ! entspricht, wird an den Torsteuerimpuls-Phasenschieber geführt, wobei eine stabile Arbeitsweise bei dem kleinsten erforderlichen Löschwinkel bei Auftreten irgendeiner Unregelmässigkeit oder eines Fehlers im Wechselstromsystem möglich gemacht wird.
In Fig. 3 ist eine erfindungsgemässe Ausführungsform dargestellt.
In dieser Figur sind die Schaltungsteile, die den Schaltungsteilen in Fig. 1 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen versehen. Ferner sind in Fig. 3 ein Hilfsspannungs-Transformator APT, Gleichrichterstufen Rec1 - Rec3 zum Umsetzen der Wechselspannungen in Gleichspannungen, Höchstwerstufen EVC1 und HVC2, die das grösste Eingangssignal unter mehreren Eingangssignalen feststellt und Geringstwertstufen LVC1 - SVC5 dargestellt, die das kleinste Eingangssignal unter mehreren Eingangssignalen auswählen. Weiterhin zeigt Fig. 3 Teilerstufen DVC1 und DVC2 Phasenberechnungsstufen AS1 und AS2, Torsteuer-Impulsphasen-Berechnungsstufen FG1 und FG', Torsteuer-Impulsphasen-Eorrekturberechnungsstufen FG2 und FG3, eine Addierstufe AD und einen automatischen Torsteuerimpuls-Phasenschieber AP.
Bevor die Funktionsweise der in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform erläutert wird, werden die Grössen und Phasen der Kommutierungsspannungen für die Fälle anhand der Fig. 4 bis 8 beschrieben, bei denen verschiedene Fehler oder Unregelmässigkeiten im Wechselspannungssystem auftreten.
Die Fig. 4(a) bis 4(c) zeigen die Kommutierungsspannungen in den Fällen, bei denen der Transformator des Stromrichters einen Stern-Stern (1 l )-Aufbau aufweisen. In diesem Falle ist die zwischen den Phasenleitungen auftretende Spannung die Kommutierungsspannung. Fig. 4(a) entspricht dem Masseschluss einer Leitung, Fig. 4(b) dem Masseschluss von zwei Leitungen und Fig. 4(c) dem Masseschluss von drei Leitungen. In den Figuren wird die Phasenspannung bei auftretendem Masseschluss durch das Bezugszeichen P dargestellt und die Phasenänderung der Kommutierungsspannung ist mit dem Bezugszeichen versehen.
Die Phasenspannung P ist hier der Wert pro Einheit (per unit value), bezogen auf einen Normalwert.
Die Fig. 5(a) is 5(c) zeigen die Fälle, bei denen der Transformator des Stromrichters in Form einer Stern-Delta (2 Aufbau aufweist. Fig. 5(a) entspricht einem Masseschluss an einer Leitung, Fig. 5(b) den Masseschluss an zwei Leitungen und Fig. 5(c) den Masseschluss an drei Leitungen. Bei diesen Figuren sind jweils links die sich ergebenden Phasenspannungen auf der Wechselstromseite des Transformators und rechts die sich ergebenden Kommutierungsspannungen auf der Gleichstromseite dargestellt. Wie in Fig. 4 bedeutet das Bezugszeichen P die Grösse der Phasenspannung bei Auftreten eines Masseschlusses auf der Grundlage des Normalwertes und 2 und ) die Phasenänderungen der Kommuti erungs spannungen.
Die Fig. 6(a) und 6(b) zeigen die Spannungsabfälle der Phasenspannungen und die Phasenänderungen 4 und #5 der Kommutierungsspannungen bei einem Kurzschluss an zwei Leitungen für den Fall, dass der Transformator des Stromrichters in Form einer A Anordnung oder einer A -Anordnung vorliegt. Fig. 6(b) zeigt die Kommutierungsspannungen für die 1 - b -Anordnung des Transformators und wenn an der Primärseite des Transformators die im Vektordiagramm von Fig. 6(a) dargestellten Vibrationen vorliegen. Bei einem Kurzschluss zwischen drei Leitungen gilt dasselbe wie bei einem Masseschluss von drei Leitungen.
Bei all diesen in den Fig. 4 bis 6 dargestellten Beispielen sind die Spitzen der Spannungsvektoren der jeweiligen Phasen bei nicht auftretenden Kurz schlüssen oder Masseschlüssen im Wechselspannungssystem durch die Buchstaben A, B und C und bei Auftreten von Masseschlüssen im Wechselstromsystem durch die Bezugszeichen A', B' und C' bezeichnet. Die Kommutierungsspannungen des Stromrichters sind die Spannungen zwischen den Spitzen, d. h. die zwischen den Leitungen auftretenden Spannungen der Sekundärwicklungen.
Wenn die Grössenänderungen und die Phasenänderungen der Kommutierungsspannungen bei Auftreten von Masseschlüssen gemeinsam betrachtet und untersucht werden, so lässt sich folgendes feststellen.
Zunächst sollen die Kommutierungsspannungen bei den Fällen untersucht werden, bei denen der Transformator einen # -# -Aufbau aufweist, wobei die Kommutierungsspannungen für diesen Fall in Fig. 4 dargestellt sind. Bei einem Masseschluss an einer Leitung, wie dies in Fig. 4(a) dargestellt ist, gehen die Kommutierungsspannungen VAB und VCA (d. h. die Spannung zwischen den Vektorspitzen A und B und die Spannung zwischen den Vektorspitzen C und A) in die Spannungen VA,B und VcA, über (nachfolgend sollen diese Spannungen nur mit ihren Indices angegeben werden). Demzufolge ändern sich die Grössen bzw. die Absolutwerte und auch die Phasen um . In diesem Falle sind VA,B und VOA gleich gross. Bei dem in Fig. 4(b) dargestellten Masseschluss an zwei Leitungen ändern alle Kommutierungsspannungen ihren Absolutwert. VA,B, ändert bezüglich VAB die Phase nicht. Dagegen ändert VB,c bzw. VcA, die Phase bezüglich VBO bzw. VcA, .
Die Werte der Kommutierungsspannungen VB,c und VcA, sind gleich. Bei einem Masseschluss an drei Leitungen gemäss Fig. 4(c) ändern die Kommutierungsspannungen lediglich ihren Absolutwert, es treten jedoch keine Phasenänderungen auf.
Es wird also deutlich, dass in allen Fällen, bei denen Phasenänderungen auftreten, die Zahl der Kommutierungsspannungen, die Phasenänderungen unterliegen, zwei ist, und dass die Absolutwerte solcher Kommutierungsspannungen bei allen diesen unterschiedlichen Masseschlüssen gleich sind.
Nachfolgend sollen nunmehr die Kommutierungsspannungen im Falle der in Fig. 5 dargestellten A Anordnung untersucht werden.
Auf der rechten Seite der Fig. 5(a), 5(b) und 5 (c) sind die Kommutierungsspannungen, die dem Stromrichter angelegt werden sollen, jeweils in Vektordiagrammen wiedergegeben. Bei einem Masseschluss an einer Leitung gemäss Fig. 5(a) unterscheiden sich VB,c und VcA, von VBc und VcA, sowohl hinsichtlich des Absolutwertes als auch hinsichtlich der Phase. VA,B, unterscheidet sich jedoch lediglich im Absolutwert, nicht aber in der Phase von VAB. Bei einem Masseschluss von zwei Leitungen gemäss Fig. 5(b) unterscheiden sich VA,BX bzw. VB,c sowohl hinsichtlich der Phase als auch hinsichtlich des Absolutwertes von VAB und VBc; VcA, unterscheidet sich jedoch nur hinsichtlich des Absolutwertes von VCA. Bei einem Masseschluss von drei Leitungen gemäss Fig. 5(c) ändern alle Kommutierungsspannungen nur ihren Absolutwert und nicht ihre Phase.Im vorliegenden Fälle bezeichnet ein Vektor Vo eine Null-Phasen-Folgespannung, die bei unsymmetrischem bzw. nicht-phasengleichem Masseschluss primärseitig auftritt. Die Spannung des neutralen Punkts des Transformators ändert sich um diese Null-Phasen-Frequenz spannung und der neutrale Punkt geht im Vektordiagramm von 0 in O' über.
Im Falle der # - d -Anordnung ist die Zahl der Eommutierungsspannungen, die Phasenänderungen unterliegen in all den Fällen zwei, bei denen Phasenänderungen auftreten und die beiden Spannungen weisen gleiche Werte auf.
Nunmehr soll der in Fig. 6 dargestellte Kurzschluss zwischen zwei Leitungen untersucht werden. Fig. 6(a) zeigt das Beispiel, bei dem der Kurzschluss im Falle der # - A -Anordnung zwischen den Leitungen der Phase a und der Phase b auftritt und die Kommutierungsspannung VAB geht in VAIBI, die Eommutierungsspannung VBc in VB,c und die Kommutierungsspannung VOA in VcA, über.
Die Kommutierungsspannungen VB,c und VcA, ändern sich sowohl hinsichtlich ihrer Phase als auch ihres Absolutwertes. In Fig. 6(b) ist das Vektordiagramm der Kommutierungsspannungen zu dem Zeitpunkt aufgetragen, wenn der in Fig. 6(a) dargestellte Fehler bzw. Kurzschluss im Wechselstromsystem im Falle der 2 - # -Anordnung auftritt. Im dargestellten Falle geht VAB in VA,B " VBC in V3101 und VCA in VcA,über. VcA, ändert nur seinen Absolutwert und VA,B, und VB,c ändern sowohl ihre Phase als auch ihren Absolutwert. Auch im Falle von Fig. 6 ist die Zahl der Kommutierungsspannungen, die ihre Phase ändern zwei und die Spannungswerte sind gleich. Bei Symmetriefehlern treten in keinem Falle Phasenänderungen auf.
Es ist also festzustellen, dass sowohl bei einer # - k und einer 1 - # -Anordnung des Transformators als auch bei jeder Art von Masseschlüssen oder Kurzschlüssen - nachfolgend kurz Fehler genannt - immer zwei Kommutierungsspannungen Phasenänderungen unterliegen und zwei Kommutierungsspannungen gleiche Grössen bei den Fehlern besitzen, bei denen die Kommutierungsspannungen nicht nur ihre Grössen bzw-. Absolutwerte, sondern auch ih re Ph asen ändern. Wenn der Voreilwinkel daher durch Auswerten der Kommutierungsspannungen festgelegt werden sollen, deren Phasen sich bei den auftretenden Fehler ändern, muss der Voreilwinkel um die Grösse der Phasenänderungen grösser gemacht werden.
Im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung wurde diese Tatsache festgestellt. Die Phasenänderungen werden durch den Zusammenhang zwischen den Grössen der drei Kommutierungspannungen abgeleitet, der Voreilwinkel B, der mit der zuvor angegebenen, bekannten Gleichung (1) erhalten wird, wird mittels der Grösse der Phasenänderungen korrigiert und die optimale Arbeitsweise des Stromrichters wird erreicht.
Bei dem in Fig. 7 dargestellte Diagramm ist auf der Abszisse die Grösse der Phasen- bzw. Strangspannung in Werten, die auf einen Einheitwert, nämlich mit dem Einheitswert 1 (eins) bezogen sind, und auf der Ordinate die Phasenänderung in Grad aufgetragen. Die Phasenänderungen 1-5 entsprechen den in den Fig. 4 bis 6 dargestellten verschiedenen Fällen.
In den Diagrammen der Fig. 8(a) und 8(b) sind die Beziehungen zwischen den Phasen und den Werten. der Kommutierungsspannungen entsprechend den in den Fig. 4 bis 6 dargestellten Fällen zusammengefasst. Wie zuvor bereits erwähnt, sind zwei Eommutierungsspannungen, deren Phasen sich geändert haben, gleich. Die Zustände bzw. Umstände der Kommutierungsspannungen können in zwei Typen zusammengefasst werden, nämlich in den in Fig. 8(a) dargestellten Typ, bei dem das aus den Vektoren der Eommutierungsspannungen gebildete Dreieck a'bc eine solche Form aufweist, dass die Spitze a des Dreieckes abc in den Punkt a' übergeht, sowie in den in Fig. 8(b) dargestellten Typ, bei dem das aus den Vektoren der Kommutierungsspannungen gebildete Dreieck ab'c' eine solche Form erhält, dass sich die Grundstrecke bc des Dreiecks abc verkürzt. Es sei 1 die Länge der gleichlangen Seiten des Dreieckes und m die Länge der anderen, dritten Seite.
Es ist leicht zu ersehen, dass die Winkel durch folgende Gleichungen gegeben ist. Das Dreieck abc ist ein gleichseitiges Dreieck. Daher gilt im Falle von Fig. 8(a) und im Falle der Fig. 8(b) Die Korrektionssignale für den Voreilwinkel entsprechend~der vorliegenden Erfindung können also einfach durch Schaltungen erhalten werden, die diese Gleichungen (2) und (3) berechnen.
Anhand der Fig. 3 soll die Ausführungsform der Erfindung im einzelnen und als konkretes Beispiel erläutert werden. Die Phasenspannungen Va7 Vb und Vc des Wechselstromsystems werden über die Spannungstransformatoren PTa e PTb bzw. PTc abgegriffen und den drei Hilfsspannungs-Transformatoren APT mit der A -Schaltung zugeleitet. Auf der Sekundärseite der drei Transformatoren APT liegen dann die zwischen den Leitungen auftretenden Spannungen des Wechselstromsystems oder die Eommutierungsspannungen der Stromrich ters vor. Die Kommutierungsspannungen gelangen zu den Gleichrichtern Rec1, Rec2 und Rec3 und werden in Gleichspannungen umgesetzt. An die Höchstwertstufe HVC1 gelangen die Ausgangs signale aller Verstärker als ;Eingangssignale und als Ausgangssignal dieser Stufe tritt dann das grösste Eingangssignal auf. Auf diese Weise kann die grösste Spannung entsprechend der in Fig. 8 zusammengefassten Form erhalten werden. Die Kleinwertstufen LVC1, LVC2 und LVC3 erhalten jeweils zwei unterschiedliche Ausgangssignale der Verstärker Rec1, Rec2 und Rec3 als Eingangs signale zugeleitet. Diese Kleinstwertstufen wählen das kleinere der beiden Eingangssignale aus und stellen es als Ausgangssignal bereit. Die Ausgangssignal der drei Kleinstwertstufen gelangt zur Höchstwertstufe HVC2. Wie aus Fig. 8 ersichtlich ist, wird also der Wert (in Fig. 8 mit 1 bezeichnet) der beiden Kommutierungsspannungen, deren Phasen sich auf Grund von Fehlern ändern, und deren Absolutwerte gleich sind, durch die Stufe HVC2 ermittelt. Die Eleinstwertstufe SVC4 erhält als Eingangssignale alle Ausgangssignale der drei Gleichrichter zugeleitet und stellt als Ausgangssignal das kleinste ihr anliegende Eingangssignal bereit. Auf diese Weise wird also die kleinste Spannung entsprechend der in Fig. 8 zusammengefassten Form erhalten. Die beiden Stufen FG1 und FG2, sind Funktionsgeneratoren, die Spannungen erzeugen, welche zum Erhalt des zuvor erwähnten, durch die Gleichung (1) gegebenen Voreilwinkels ß erforderlich sind. Diesen Schaltungsstufen werden als Eingangssignale eine der Kommutierungsspannung des Stromrichters entsprechende Spannung und eine dem Gleichstrom entsprechende Spannung zugeleitet. Diese Schaltungsstufen stellen am Ausgang eine dem Voreilwinkel 13 entsprechende Spannung bereit. Als der Kommutierungsspannung entsprechende Spannung wird das Ausgangs signal der Höchstwertstufe HVC2 an den Funktionsgenerator FG1 und das Ausgangssignal der Kleinstwertstufe LVC4 an den Funktionsgenerator FG1' gelegt. Als dem Gleichstrom entsprechende Spannung wird das Ausgangssignal der Strom-Spannungs-Umsetzerstufe IV beiden Funktionsgeneratoren zugeleitet. Auf diese Weise stellt der Funktionsgenerator FG1 die Spannung zur Ermittlung des Voreilwinkels bereit, die für die Kommutierungswinkel, deren Phasen sich - wie in Fig. 8 dargestelt ist - geändert haben, erforderlich ist. Der Funktionsgenerator FG1' liefert sie Spannung zur Ermittlung des Voreilwinkels, der für die übrige Kommutierungsspannung der in Fig. 8 dargestellten Kommutierungsspannung erforderlich ist.
An die Teilestufen DVC1 und DVC2 gelangen als Eingangssignale die Ausgangssignale der Stufen EVC1 und HVC2, sowie die Ausgangssignale der Stufen HVC2 bzw. LVC4. Wenn die Ausgangssignale der jeweiligen Stufen HVC1, HVC2 und LVC3 mit e1, e2 und e3 bezeichnet werden, so stellt die,Teilerstufe DVCd das Ausgangssignal und die Teilerstufe DVC2 ein Ausgangssignal e3 bereit. Nachfolgend sollen die Eingangs- und Ausgangssignale der Teilerstufen im Zusammenhang mit Fig. 8 untersucht werden. Im Falle, dass die Kommutierungsspannungen auf Grund von Fehlern im Wechselstromsystem in der in Fig. 8(a) dargestellten Weise auftreten, ist das Ausgangssignal der Stufe HVC1, nämlich e1 = m, das Ausgangssignal der Stufe HVC2, nämlich e2 = 1 und das Ausgangssignal der Stufe LVC4, nämlich e3 = 1. Das Ausgangssignal der Teilerstufe DVC1 ist dann e1 m 2 e2 = 2 1 und das Ausgangs signal der Teilerstufe ist e3 l 2 e2 = 2 l = 1/2. Im Falle, dass die Kommutierungsspannungen in der in Fig. 8(b) dargestellten Weise auftreten, ist e1 = 1, e2 = 1 und e3 = m, so dass das -Ausgangssignal der Teilerstufe e1 l DVC1 zu 2 e2 = 2 l = 1/2 und das Ausgangssignal der Teiler stufe e3 m DVC2 zu 2 e2 = 2 l wird.
Die Funktionsgeneratoren FG2 und FG3 erhalten die Ausgangs signal der Teilerstufen DVC1 bzw. DVC2 zugeführt und stellen die Absolutwerte der Spannungen entsprechend den Phasenänderungen pl in den Gleichungen (2) bzw. (3) bereit.
Die Addierstufe AD führt eine Operation durch, derart, dass die Ausgangssignale der Stufen FG2 und FG3 vom Ausgangssignal der Stufe SG1 abgezogen werden. Das Ausgangsignal der Addierstufe AD ist daher die Spannung, die zur Erzeugung des Voreilwinkels erforderlich ist, der auf der Grundlage der Kommutierungsspannungen abgeleitet wird, deren Phasen sich auf Grund der Fehler geändert haben, wobei die zuerst genannte Spannung durch die Komponente der Phasenänderungen korrigiert worden ist.
Der Grund, weshalb die Ausgangssignale FG2 und FG3 mit negativen Vorzeichen addiert werden, ist im vorliegenden Falle der, dass der tatsächlich verwendete Torsteuerimpuls-Phasenschieber AP üblicherweise den nacheilenden Steuerwinkel a steuert, und dass der Torsteuerimpuls-Phasenschieber AP beim vorligenden Ausführungsbeispiel so aufgebaut ist und arbeitet, dass der nacheilende Steuerwinkel a grösser gemacht wird, wenn die Eingangsspannung Ec grösser ist. Es braucht an sich nicht noch gesagt zu werden, dass zwischen a und ß die Beziehung a + ß = lr gilt.
Nachfolgend sollen die Ausgangssignale der Stufen FG2 und FG3 weiter erläutert werden. Wie zuvor festgestellt, wird im Falle der Fig. 8(a) die Spannung entsprechend m21 von der Teilerstufe DVC1 und die Spannung entsprechend 7 von der Teilerstufe DVC2 bereitgestellt. Infolgedessen erzeugt der Funktionsgenerator FG2, dem die erstgenannte Spannung angelegt wird, den Absolutwert der Spannung entsprechend i = sie 1 2ml - m 30 ° in Überein stimmung mit Gleichung (2). Der Funktionsgenerator FG3, dem die letztgenannte Spannung zugeleitet wird, erzeugt die Ausgangsspannung Null entsprechend Pi = 30 ° - sin-1 7 = 30 o - 30 ° = Oo in Übereinstimmung mit Gleichung (3). Im Falle von Fig. 8(b) wird die Spannung entsprechend # von der Teilerstufe DVC1 und die Spannung entsprechend von der Teilerstufe DVC2 bereitgestellt. Infolgedessen erzeugt der Funktionsgenerator FG2 die Null spannung entsprechend = 30 ° - sin-1 1 = o ° in Übereinstimmung mit Gleichung (2) und der Funktionsgenerator FG3 den Absolutwert der Spannung entsprechend in Übereinstimmung mit Gleichung (3). = 30 - sin1 m In Fig. 7 sind diese Phasenänderungen, die entsprechend den verschiedenen, im Wechselstromsystem auftretenden Fehlern bzw.
Masseschlüssen oder Kurzschlüssen berechnet wurden, dargestellt.
in in Fig. 7 entsprechend #1-#5, die für die Fälle der Fig.
4 bis 6 dargestellt wurde.
Durch die in Fig. 3 dargestellte Kleinstwertstufe SVC5 kann die kleinere Spannung der Ausgangsspannung der Teilerstufe AD und der Ausgangsspannung des Funktionsgenerators FG1' durchgehen. Unabhängig davon, welchen der in den Fig. 8(a) und 8(b) dargestellten Fälle man auch betrachtet, so wird immer die kleinere Spannung derjenigen Spannung von der Kleinstwertstufe LVC5 ausgewählt und durchgelassen, die derart erzeugt wird, dass die Spannung, die dem Voreilwinkel, welcher von den die Phasenänderungen begleitenden Kommutierungsspannungen abgeleitet wird, durch die Spannung, die den Phasenänderungen entspricht und durch die Spannung korrigiert wird, die dem von der letzten Kommutierungsspannung abgeleiteten Voreilwinkel entspricht.
Der automatische Torsteuerimpuls-Phasenschieber AP stellt als Ausgangs signal einen Torsteuerimpul s mit einer Zeitsteuerung bereit, die dem nacheilenden Steuerwinkel a entsprechend der Eingangsspannung Ec entspricht.
Zusammengefasst erhält man mit der vorliegenden Erfindung den optimalen Voreilwinkel im Hinblick auf die Phasenänderungen auf Grund von Fehlern, Masseschlüssen oder Kurzschlüssen, bei denen die Kommutierungsspannungen unsymmetrisch bzw. nicht gleichmässig werden, so dass auf diese Weise eine stabile Bunktions- und Arbeitsweise ermöglicht wird.
In den Fig. 9 bis 12 sind verschiedene, in Fig. 3 dargestellte Stufen beispielsweise in Einzelheiten dargestellt. In diesen Figuren 9 bis 12 wird mit dem Bezugszeichen R ein Widerstand, mit dem Bezugszeichen OP ein Operationsverstärker, mit dem Bezugszeichen D eine Diode, mit dem Bezugszeichen T eine Klemme und mit dem Bezugszeichen VR ein veränderlicher Widerstand bezeichnet. Die jeweiligen Indices sind jeweils nur dafür vorgesehen, um die einzelnen Bauteile und Komponenten in jeder Figur zu unterscheiden und haben keine spezielle Bedeutung. Es muss nicht extra noch betont werden, dass die Widerstandswerte mit bekannten Verfahren berechnet werden. Die Angaben +ES oder -ES an der Klemme T dienen dem Hinweis, dass eine Spannung mit einer bestimmten Polarität und einem bestimmten Spannungswert an die Klemme angelegt werden soll.
In Fig. 9 ist eine Schaltungsanordnung beispielsweise dargestellt, die als Kleinstwertstufe LVC1 - DVC5 verwendet werden kann. Die kleinste Eingangsspannung, die an den Anschlüssen g 3 auftritt, gelangt an den Anschluss T4. Fig. 10 zeigt ein Schaltungsbeispiel für die Höchstwertstufen HVC1 - HVC2. Die grösste Spannung der an die Klemmen T1 - T3 an gelegten Spannungen wird an der Klemme T5 bereitgestellt. Fig. 11 zeigt ein Schaltungsbeispiel für die Addierstufe AD. Mit dieser Schaltung wird am Anschluss T4 eine Spannung bereitgestellt, die der Differenz zwischen der Summe der an den Klemmen T1 und 22 anliegenden Spannungen einerseits und der an der Klemme T3 anliegenden Spannung andererseits entspricht. Fig. 12 zeigt ein Schaltungsbei spiel für einen Funktionsgenerator FG2 - FG3. Diese Schaltungsanordnung stellt am Anschluss T3 dann, wenn am Anschluss T2 eine positive Spannung anliegt, einen Spannung bereit, die proportional der Differenz zwischen der positiven Spannung und einer von einem veränderlichen Widerstand VR vorgegebenen negativen Spannung ist. Wenn das Ausgangssignal der Teilerstufe DVC1 - DVC2, d. h. wenn die Spannung 2m am Anschluss T2 aufdie T2 tritt und eine Spannung entsprechend 30° durch den einstellbaren Widerstand VR vorgegeben ist, so tritt am Anschluss T3 der Absolutwert des vorangegangenen auf. Bei dem dargestellten Beispiel ist sin 12m durch eine gerade Linie angenähert. Normalerweise ist der Arbeitsbereich des Stromrichters bei Masseschluss an einer Leitung p => 0,2 - 0,3, bei Masseschluss an zwei Leitungen p r0,5 - 0,6 und bei einem Kurzschluss zwischen zwei Leitungen p t 0,6. Auch wenn sie 1 2m- durch eine gerade 7 Linie angenähert wird, ist daher der Fehler höchstens 0,50 und eine lineare Approximation, die im vorliegenden Beispiel verwendet wird, kann in der Praxis zufriedenstellend herangezogen werden. Nebenbei gesagt, ist die Phasenänderung im Bereich von p höchstens etwa 300, wie dies aus Fig. 7 hervorgeht. Fig. 13 zeigt ein Schaltungsbeispiel für den Funktionsgenerator FG1 - FG1'.
Wenn am Anschluss T1 eine positive Spannung-ei auftritt, so wird am Anschluss T7 eine positive Spannung eO bereitgestellt.
Fig. 14 gibt die Kennlinie durch eine ausgezogene Linie wieder.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wählt die Schaltung die kleinere der beiden Eingangsspannungen ei aus, die durch eine gerade Linie s - t und durch eine gerade Linie u - v dargestellt sind.
Durch Hinzufügen von Schaltungsstufen entsprechend den Operationsverstärkern OP2 und OP3 kann eine Schaltung auf einfache Weise aufgebaut werden, die die kleinste Spannung unter drei Spannungen auswählt, wobei auch eine Spannung umfasst ist, die durch die gerade Linie x - y in Fig. 14 dargestellt ist. Fig.
15 zeigt ein Beispiel für die Kennlinie des automatischen Torsteuerimpuls-Phasenschiebers, der im weiteren noch als Beispiel näher erläutert werden soll. Die in den Fig. 9 bis 13 dargestellten Schaltungen sind an sich bekannt und sollen hier nicht nochmals erläutert werden. Darüberhinaus kann für die in Fig. 3 dargestellte Teilerstufe eine auf dem Markte erhältliche Schaltung, beispielsweise die Schaltungen Modell 4452 -4455 der FirmaTELEDYNE PHILBRIOK Inc. verwendet werden.
Anhand der Fig. 16 soll ein Schaltungsbeispiel für den automatischen Torimpuls-Phasenschieber AP erläutert werden.
Fig. 16 ist ein Blockschaltbild, das als Beispiel den automatischen Torimpulsphasenschieber AP wiedergibt. In dieser Figur sind die bereits in Fig. 1 gezeigten Spannungs-Transformatoren PTas PTb und PTC ein Anschluss zum Anlegen der Ausgangsspannung der in Fig. 3 dargestellten Kleinstwertstufe DVO5 und die Torsteuerimpulse P1, P2 ... und P6 schematisch bzw. durch die entsprechendn Bezugszeichen dargestellt, wobei die Torsteuerimpulse den jeweiligen Zweigen mit den Thyristorventilen V1, V2 ... V6 angelegt werden.
In dem in Fig. 16 dargestellten Beispiel werden die synchronisierenden Versorgungsspannungen Cd. h. die Spannungen zwischen den Leitungen des Wechsel stromsystems beim dargestellten Ausführungsbeispiel) einer Schwingungsform- Umsetzung unterworfen und in einer Schwingungsformerstufe 1 in Rechteckschwingungen umgesetzt. Die Rechteckschwingungen werden einem Torsteuerimpuls-Phasenteil 2 nicht direkt zugeleitet. Es ist ein synchronisierter Oszillator vorgesehen, der mit den Synchronisier-Versorgungsspannungen synchronisiert wird und dessen Frequenz um das 6-Fache höher ist. Das Ausgangssignal des Oszillators wird mittels eines Ringzählers in sechs Teilsignale umgesetzt, die als Synchronisier-Eingangssignale für die automatische Torsteuerimpuls -Phasenschieberstufe 2 verwendet werden. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Anderung der Ausgangstorsteuer-Impulsphase, die von der Änderung der Steuerspannung abhängt, wesentlich schneller als bei den üblichen Torsteuerimpuls-Phasenschieberschaltungen. Darüberhinaus ist das Torsteuerimpuls-Intervall konstant, weil es durch den einzigen Oszillator festgelegt ist. Die Synchronisation kann in einer Phasenbeziehung, welche durch die Spannungen des Wechselstromsystems festgelegt ist, durchgeführt werden und muss nur der stetigen, allmählichen Änderung der Frequenz der Spannungen des Wechselstromsystems folgen. Daher braucht nicht befürchtet zu werden, dass die Synchronisation abreisst bzw. unterbrochen wird.
Von den Spannungs-Transformatoren PT1 - PT3 und den Schwingungsumformerstufen F1 - F6 bereitgestellt, die den positiven und und negativen Halbschwingungen der jeweiligen, zwischen den Leitungen auftretenden Spannungen des Wechselstrom syst ems entsprechen. Die Ausgangssignale der Stufen F1, F2 ... F6 gelangen zu den entsprechenden Differenzierstufen D1, D2 ... und D6. Die Ausgangssignale der Flip-Flop F01, F02 ... und F06 gelangen zu den jeweiligen Integrierstufen I1, I2 ... 16. Von den Differenzierstufen D1, D2 ... und D6 werden nur positive Impulse bereitgestellt. Diese gelangen an den Setzeingang S der Flip-Flops FF1, FF2 ... und FF6 der nächsten Stufe und setzen die Flip-Flops. Diese Flip-Flops werden derart rückgesetzt, dass die Ausgangssignale der Flip-Flops RC1, RC2 ... und RC6, die den Ringzähler RC bilden, den Rücksetzeingängen R dieser Flip-Flops zugeleitet werden. Die Breite der Ausgangssignale der sechs Flip-Flops PF1 - FF6 oder die Grösse einer Spannung, die der Breite entspricht, gibt die Phasendifferenz zwischen der Phase der synchronisierenden Versorgungsspannung und den Ringzählerausgangssignalen an. Eine Addierstufe AD' liefert eine Spannung, die einer Periode entspricht, während der die Ausgangssignale der sechs Flip-Flops FF1 - FF6 ständig auftreten.
Der Differenzverstärker DF ermittelt die Spannungsdifferenz zwischen dem Ausgangssignal der Addierstufe AD' und einem Phaseneinstellpunkt, der am Anschluss PH auftritt. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers DF wird mit einem Filter FL geglättet, mit einem Gleichspannungsverstärker A' verstärkt und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO zugeleitet. Der Oszillator VCO schwingtmit einer Frequenz, die proportional der Eingangsspannung ist. Das Ausgangssignal des Oszillators VCO gelangt an den Ringzähler RC. Die Flip-Flops RC1 - RC6 bilden den Ringzähler RC und an deren Rücksetzeingänge R gelangt das Ausgangs signal des Oszillators VCO. An die Setzeingänge S dieser Flip-Flops RC1 - RC6 gelangen die Ausgangs-Anderungssignale der anderen Flip-Flops RC1 - RC6. Nur einer der Flip-Flops RC1 - RC6 ist normalerweise auf den Binärwert "1" gesetzt. Immer dann, wenn vom Oszillator VCO ein Impuls bereitgestellt wird, verschiebt sich die Lage des Binärzustandes "1" in der Reihenfolge, die durch die Indices der Flip-Flops RC1 - R06 angegeben ist. Die Flip-Flops F01 - F06 besitzen Setzeingänge S und Rücksetzeingänge R. Der Flip-Flop F01 wird durch das Ausgangssignal des Flip-Flops RC1 gesetzt und durch das Ausgangssignal des Flip-Flops RC4 rückgesetzt. Der Flip-Flop F02 wird durch das Ausgangssignal des Flip-Flops RC2 gesetzt und mit dem Ausgangssignal des Flip-Flops RG5 rückgesetzt.
Die anderen Flip-Flops arbeiten in entsprechender Weise.
Die Ausgangssignale der Flip-Flops F01 - F06 gelangen an die jeweiligen Integrierstufen I1-I6.
Nachfolgend soll die Arbeitsweise der in Fig. 16 dargestellten Schaltung erläutert werden.
Der Mittelwert des Ausgangssignals der Addierstufe AD' ist proportional der Phasendifferenz wzwischen den Synchronisier-Versorgungsspannungen und den Ausgangssignalen des Ringzählers RC. Am Anschluss PH wird der Stell- bzw. Einstellpunkt der Phasendifferenz vorgegeben. Wenn die Ausgangssignale des Ringzählers den Synchronisier-Versorgungsspannungen um einen den Einstellpunkt überschreitenden Zeitwert nacheilen, wird das Ausgangssignal der Addierstufe AD' grösser als die Spannung an der Klemme PH für den Einstellpunkt.Das Ausgangssignal des Gleichspannungsverstärkers A' steigt an, die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO steigt ebenfalls an und die Phasendifferenz nimmt ab. Wenn die Phase der Ringzähler-Ausgangssignale dem Einstellpunkt vorauseilen, so nimmt die Frequenz des Oszillators VCO dazu entgegengesetzt ab und die Phase wird verzögert. Daher wird die Phase der Ausgangssignale des Ringzählers RC gleich dem Einstellpunkt, der über den Setzeingang bzw. Rinstelleingang PH vorgegeben ist und stabilisiert bzw. festgelegt. Wenn sich die Frequenz der Synchronisier-Versorgungsspannungen ändert, so wandern die Ausgangssignale des Ringzählers bezüglich den Synchronisier-Versorgungsspannungen etwas aus, wenn die Frequenz des Oszillators VCO festgehalten wird. Demzufolge ändert sich die Frequenz des Oszillators VCO aus denselben Gründen, die zuvor beschrieben wurden und es wird dieselbe Phasenbeziehung wie vor der Frequenzänderung bzw. der Frequenz spannung erreicht bzw. festgelegt. Es sei nun angenommen, dass die Phasen um 60° unterschiedlich sind. Dann eilgt das Ausgangssignal des Flip-Flops RC2 um 600 dem Ausgangssignal der in Fig. 16 dargestellten Schwingungsform-Umsetzerstufe F1 nach. Daher ist das Ausgangssignal des Flip-Flops RC1, das dem Ausgangssignal des Flip-Flops RG2 um 600 vorauseilt, mit dem Ausgangssignal der Schwingungsform-Umsetzerstufe F1 in Phase. Da der Flip-Flop F01 vom Flip-Flop RC1 gesetzt und vom Flip-Flop HG4 rückgesetzt wird, tritt ein Ausgangssignal auf, dessen Breite 1800 wie die Schwingungsform-Umsetzerstufe F1 aufweist und dass mit der Stufe F1 in Phase ist. In entsprechender Weise haben bei symmetrischer Synchronisier-Versorgungsspannung die Ausgangssignale der Flip-Flops F02 - F06 dieselben Phasen und Schwingungsformen wie die Schwingungsform-Umsetzerstufen F2 -F6. Wenn die Synchronisier-Versorgungsspannungen unsymmetrisch bzw. ungleichmässig werden, werden die Breiten der Ausgangssignal der Flip-Flops FF1 - FF6 entsprechend unterschiedlich.
Sie werden jedoch durch das Filter FL geglättet und der Oszillator VCO setzt die konstante Schwingung fort. Daher werden die Ausgangssignale des Flip-Flops RC1 - RC6 und dementsprechend auch. die Ausgangs signale der Flip-Flops F01 - F06 genau im Intervall von 600 erzeugt und bleiben 1800 hindurch aufrechterhalten. Die Kennlinie gemäss Fig. 12 wird daher dadurch erfüllt, dass die Ausgangssignale der Flip-Flops FO1 - FO6 den Integrationsstufen I1 - I6 zugeleitet, die Ausgangssignale der Integrierstufen II - 16 mit der Steuerspannung Ec auf Grund der jeweiligen Vergleichsstufen C1 - C6 verglichen und die Ausgangsimpulse dann erzeugt werden, wenn sie übereinstimmen.
Wenn die Steuerspannung Ec entsprechend der kleinsten Spannung der Phasenspannungen und der Leitungsspannungen wie in Fig. 14 korrigiert wird, so ist die Torsteuerimpul s-Invervall-Festsetzsteuerung befriedigt und darüberhinaus ist ein stabiles Arbeiten des Stromrichters möglich.
In Fig. 17 ist ein Blockdiagramm mit einem weiteren Ausführungsbeispiel für den Torsteuerimpuls-Phasenschieber dargestellt, der bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. In Fig. 18 ist ein Schwingungsdiagramm gezeigt, das der Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 17 dargestellten Schaltung dient.
Die Schaltung wurde in 1IEEE Summer Power Meeting Paper NO -TP 640-PWR' veröffentlicht und auf dieses Schaltungsbeispiel für den automatischen Torsteuerimpuls-Phasenschieber wird hierbei verwiesen, der bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
Nachfolgend soll die Arbeitsweise eines Impulsgenerators PG, --der-in Fig. 17 dargestellt ist, beschrieben werden. In dieser Fig. 17 ist eine Sspannungsgesteuerte Stromquelle VCC dargestellt, die einen Strom mit einer der Eingangsspannung Vc2 proportionalen Stromstärke bereitstellt. Weiterhin ist ein Kondensator CON und eine Vergleichsstufe VCOM vorgesehen. Die Vergleichsstufe erzeugt einen Impuls Vp, wenn die am Kondensator CON anliegende Klemmenspannung Vc um EV/2 grösser als ein Phasensteuersignal Vc1 wird. Der Impuls Vp steuert eine Kondensator-Entladestufe CD, um den Kondensator CON entladen zu halten, bis die Klemmspannung Vc um &V/2 kleiner als das Phasensteuersignal Vc1 wird. Die Funktionsweise wird anhand des in Fig. 18 dargestellten Schwingungsdiagramms deutlich. Die Geschwindigkeit bzw. der Gradient A , mit der die Klemme spannung Vc ansteigt, ist proportional dem Ausgangsstrom der Stromquelle VCC und dementsprechend auch proportional der Eingangsspannung Vc2 Das Phasensteuersignal Vc1 ist 0 konstant. Die Impulse Vp werden in Intervallen von 60 erzeugt.
Wenn die Spannung Vc1 ansteigt, wie dies in Fig. 18 durch die -Angabe Vc1,1 dargestellt ist, ändert sich die Phase des Impulses Vp um #α1 in Nacheilrichtung. Wenn die Spannung Vc1 dagegen abnimmt, wie diesd durch AVc1 2 in Fig. 18 angedeutet ist, so eilt die Phase des Impulses Vp um 4«2 momentan voraus. Die Werte 4a1 und 4a2 sind proportional Vc1 1 bzw.
Vc1 2. Mit dem Bezugszeichen SR ist ein Schieberegister bezeichnet. Diese Schaltungsstufe verteilt die Impulse Vp als Torsteuerimpulse an die jeweiligen Zweige des Stromrichters, in denen die Thyristorventile V1 - V6 liegen Die Ausgangssignale P1 - P6 der Stufe SR sind die Torsteuerimpulse für die jweiligen Zweige des Stromrichters. Der andere Teil der Schaltung in Fig. 17 dient der Festlegung der Synchronisation mit den Spannungen des Wechselstromsystems. Eine Schaltungsstufe AM misst den nacheilenden Steuerwinkel a des Stromrichters.
Weiterhin sind Filter FL1 und FL2 vorgesehen. Wie aus Fig. 15 ersichtlich ist, ist das Ausgangssignal αref des Filters FL1 gleich dem Phasensteuersignal Vc1. Daher wird dieser Wert als Bezugswert herangezogen und eine a-Kontrollstufe AC steuert --zw.-regelt den Gradienten # der Klemmenspannung Vc, damit das Ausgangs signal aact des Filters FL2 gleich dem Ausgangssignal aref des Filters FL1 werden kann. Der Impulsgenerator PG arbeitet also synchron mit dem Wechselstromsystem, an dem der Stromrichter angeschlossen ist. Eine Spannung Vc21 ist proportional der Frequenz des Wechselstromsystems. Diese Spannung steuert den Gradienten a der Spannung Vc durch eine Addierstufe ADF entsprechend der Frequenzänderung, so dass der nacheilende Steuerwinkel a immer gleich einem elektrischen Winkel gehalten wird, der durch das Phasensteuersignal Vc1 bestimmt ist. Da die Zeitkonstante des Filters FL2 gross ist, hat der in Fig. 17 dargestellte Impulsphasenschieber die gleiche Funktion wie die in Fig. 16 dargestellte Schaltung.
Natürlich wird die Steuerspannung Ec in Fig. 3 als die in Fig. 17 durch Vc1 bezeichnete Steuerspannung angelegt.
Wie zuvor erläutert, kann mit der vorliegenden Erfindung auch dann eine stabile Funktionsweise sichergestellt werden, wenn die Spannung des Wechselstromsystems auf Grund von Masseschlüssen, Kurz schlüssen oder sonstigen im Wechselstromsystem auftretenden Fehlern abfällt, im Falle dass der automatische Impulsphasenschieber des Torsteuerimpul sintervall-Fixierungssteuersystems verwendet wird.
Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wurde der Transformator des Stromrichters als Stern-Stern- (lA)-schaltung beschrieben.
Die vorliegende Erfindung ist ohne wesentliche Abänderungen auch dann anwendbar, wenn der Transformator eine Stern-Delta ( )-Schaltung aufweist.
Wenn der Transformator für den Stromrichter in Form der Stern-Delta a )-Schaltung vorliegt, können die Spannungstransformatoren PTa PTb und PT in Fig. 3 und Fig. 16 in Stern-Delta ( A)-Schaltung gebracht werden, um den Kommutierungsspannungen entsprechende Spannungen bereitzustellen und die Spannungs-Transformatoren APT und PT1, PT2 und PT3 können als Delta-Stern-(&)-Schaltung ausgebildet werden, um die Kommutierungsspannungen den Schwingungsumsetzerstufen F1 - F6 zuzuleiten.
Da die Spannungs-Transformatoren Das PTb und PT c nicht ausschliesslich als Torsteuerimpuls-Phasenschieber verwendet werden, können sie in einigen Fällen als Stern-Delta (l t)-Schaltungen ausgeführt sein. In derartigen Fällen kann das nachfolgend angegebene Verfahren angewandt werden. Die Erfindung besteht in einem System, bei dem die Steuerung derart durchgeführt wird, dass die Phasenspannung des Wechselstromsystems im Normalfalle auf die Phase der Synchronisier-Versorgungsspannungen bezogen wird. Daher ist es nicht notwendigerweise erforderlich, die Kommutierungsspannungen als Synchronisier-Versorgungsspannungen des automatischen Torsteuerimpuls-Phasenschiebers zu verwenden. Wenn die Transformator-Schaltung die Stern-Delta ( A )-Anordnung ist, können die Phasenspannungen Va, Vb und Vc auf der Wechselstromseite des Transformators für den Stromrichter, die mit den Kommutierungsspannungen im Normalbetrieb des Wechselstromsystems in Phase liegen, ohne irgendwelche Änderungen als Synchronisier-Versorgungsspannungen verwendet werden.
In diesem Falle können sowohl die Spannungs-Transformatoren PTas PTb und PTC als auch die Spannungs-Transformatoren APT und PT1, PT2 und PT3 in den Fig. 3 und 17 als Stern-Stern-(1 l)-Schaltung ausgebildet sein.

Claims

Patentansprüche / 1.) Stromrichter-Steuerschaltung, g e k e n n z e i c h n e t durch einen Stromrichter, der zwischen einer Anschlussseite eines Stromrichter-Transformators (T) und einem Gleichstrom-Versorgungsnetz liegt, wobei die andere Anschlusseite des Stromrichter-Transformators (T) mit einem Wechselstrom-Versorgungsnetz verbunden ist, erste Schaltungsteile, die ein Signal entsprechend einem Voreil-Steuerwinkel (ß) des Stromrichters in Abhängigkeit der dem Stromrichter angelegten Spannungen (Va, Vb, Vc) des Wechselstrom-Versorgungsnetzes, sowie einen Strom des Gleichstrom-Versorgungsnetzes bereitstellen, zweite Schaltungsteile, die in Abhängigkeit einer Unsymmetrie der dem Stromrichter angelegten Spannungen(Va, Vb, Vc) des Wechselstrom-Versorgungsnetzes ein erforderliches Phasenkorrektursignal bereitstellen, dritte Schaltungsteile, die die Ausgangssignale der ersten und zweite Schaltungsteile miteinander verarbeiten und eine Schaltungseinrichtung, die durch das Ausgangssignal der dritten Schaltungsteile dem Stromrichter einen Torsteuerimpuls (P1bis P6) zuführen.
2. Stromrichter-Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Phasenkorrektursignal ein Signal ist, welches der Unsymmetrie-Grösse der Phasendifferenzen zwischen den jeweiligen Phasen der dem Stromrichter angelegten Kommutierungsspannungen entspricht.
3. Stromrichter-Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Phasenkorrektursignal auf der Grundlage der dem Stromrichter angelegten Kommutierungsspannungen erzeugt wird.
4. Steuerschaltung für einen Stromrichter, der über einen Transformator für den Stromrichter mit einem Wechselstrom- Versorgungsnetz verbunden ist, gekennzeichnet durch einen Oszillator, der eine Schwingung mit einer von einer Eingangsspannung abhängigen Schwingungsfrequenz bereitstellt, eine erste Schaltungsstufe, die die Schwingungsfrequenz der vom Oszillator bereitgestellten Schwingung teilt, eine zweite Schaltungsstufe, die eine Phase der Spannungen bereitstellt, die mit den Kommutierungsspannungen, die bei Normalbetrieb des Wechselstrom-Versorgungsnetzes am Stromrichter anliegen, in Phase liegen, eine dritte Schaltungsstufe, die eine Phasendifferenz zwischen einem Ausgangssignal der ersten Schaltungsstufe und einem Ausgangssignal der zweiten Schaltungsstufe erzeugt, eine vierte Schaltungsstufe, die ein Ausgangssignal der dritten Schaltungsstufe in eine Spannung umsetzt und dieser Spannung ein Signal zuaddiert, um die Ausgangsphase des Oszillators und die Phase der Spannungen, die mit den Kommutierungsspannungen in Phase liegt, in einer vorgegebenen Beziehung zu regeln, so dass die Summenspannung zur Eingangsspannung des Oszillators gebracht wird, und einen Torsteuerimp ul slPhasenschieb er (AP), dem eine Steuerspannung zur Regelung der Phase der an ihm auftretenden Ausgangs-Torsteuerimpulse angelegt wird, und der die Torsteuerimpulse mit einem Voreil-Steuerwinkel (ß) entsprechend dem Steuersignal bereitstellt, wobei das Steuersignal durch Heranziehen des Unsymmetriewertes der Phasendifferenz zwischen den Phasenspannungen (Va, , Vb, Vc) des Wechselstrom-Versorgungsnetzes korrigiert wird.
5. Stromrichter-Steuerschaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine fünfte Schaltungsstufe, die die kleinste Eommutierungsspannung bereitstellt und eine sechste Schaltungsstufe, die entweder die Ausgangsspannung der fünften Schaltungsstufe oder die durch das Korrektursignal korrigierte Steuerspannung auswählt und die ausgewählte Spannung zur Steuerspannung macht.
6. Steuerschaltung für einen Stromrichter, der über einen Transformator des Stromrichters mit einem Wechselstrom-Versorgungsnetz verbunden ist, gekennzeichnet durch einen zur Steuerimpuls-Phasenschieber (AP) mit einem Kondensator (CON), dessen Aufladegeschwindigkeit mit einem Strom gesteuert wird, der von einer der Frequenz des Wechselstrom-Versorgungsnetzes entsprechende Spannung und einen Nacheil-Steuerwinkel (a) des Stromrichters abhängt, und eine Schaltungsstufe (VCOM), die dann, wenn die am Kondensator (CON) anliegende Spannung mit einer Steuerspannung (Vc1) verglichen wird und diese Spannungen in einer vorgegebenen Beziehung zueinander stehen, Torsteuerimpulse (Vp) bereitstellt und das Entladen des Kondensators (CON) steuert, wobei die Steuerspannung (Vc1) unter Heranziehung des Unsymmetriewertes der Phasendifferenz zwischen den Phasenspannungen (via, Vb, Vc) des Wechselstrom-Versorgungsnetzes korrigiert wird.
7. Stromrichter-Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Phasenkorrektursignal ein von den Kommutierungsspannungen abgeleitetes Signal ist, das dem Unsymmetriewert der Phasendifferenzen zwischen den jeweiligen Phasen der dem Stromrichter angelegten Kommutierungsspannungen entspricht.
8. Stromrichter-Steuerschaltung, gekennzeichnet durch einen Stromrichter, der zwischen einer Anschlusseite eines Stromrichter-Transformators (g) und einem Gleichstrom-Versorgungsnetz liegt, wobei die andere Anschlusseite des Stromrichter-Transformators (T) mit einem Wechsel strom-Versorgungsnetz verbunden ist, eine erste Schaltungsstufe (PTa, PTb, PTc), die den drei Kommutierungsspannungen des Stromrichters entsprechende Spannungen bereitstellt, eine erste Höchstwertstufe (HVc1), die die grösste Spannung der den drei Kommuierungsspannungen entsprechenden Spannungen bereitstellt, eine erste, zweite und dritte Kleinstwertstufe (LVC1, DVC2, LVC3), die jeweils die kleinere Spannung einer Kombination von zwei Spannungen bereitstellen, welche den drei Kommutierungsspannungen entsprechen, eine vierte Kleinstwertstufe (LVC4), die die kleinste Spannung der den drei Kommutierungsspannungen entsprechenden Spannungen bereitstellt, eine zweite Höchstwertstufe (HVC2), die das grösste Ausgangssignal der Ausgangssignale der ersten, zweiten und dritten Kleinstwertstufe (LVC1, LVC2, LVC3) bereitstellt, zweite Schaltungsteile (DCCG,IV), die eine Spannung bereitstellen, welche dem durch das Gleichstrom-Versorgungsnetz fliessenden Strom entspricht, einen ersten Funktionsgenerator (FG1), dem eine einem erforderlichen Voreil-Steuerwinkel (ß) des Stromrichters entsprechende Spannung von den jeweiligen Ausgängen der zweiten Schaltungsteile (DCCT,IV) und der zweiten Höchstwertstufe (HVC2) zugeleitet wird, einen zweiten Funktionsgenerator (FG1t), dem eine einem erforderlichen Voreil-Steuerwinkel (ß) des Stromrichters entsprechende Spannung von den jeweiligen Ausgängen der zweiten Schaltungsteile (DCCT,IV) und der vierten Kleinstwertstufe (LVC4) zugeleitet wird, eine erste Teilerstufe (DVC1), die das Verhältnis zwischen den Ausgangssignalen der ersten (HVC1) und der zweiten Höchstwertstufe (HVC2) berechnet, eine zweite Teilerstufe (DVO2), die das Verhältnis zwischen den Ausgangssignalen der zweiten Höchstwerk stufe (HVC2), und der vierten Kleinstwertstufe (LVC4) berechnet, dritte und vierte Funktionsgeneratoren (FG2, FG3), die Phasenkorrektursignale von den Ausgangssignalen der ersten bzw. zweiten Teilerstufe (DVC1, DVC2) erzeugen, dritte Schaltungsteile (AD), die die Ausgangssignale des ersten Funktionsgenerators (FG1) sowie die Ausgangssignale des dritten und vierten Funktionsgenerators (FG2, FG) miteinander verarbeiten, eine fünfte Kleinstwertstufe (LVC5), die eines der Ausgangssignale der dritten Schaltungsteile (AD) und des zweiten Funktionsgenerators (FG1t) auswählt und einen Torsteuerimpuls-Phasenschieber (AP), dessen Steuerspannung (Ec) das Ausgangssignal der fünften Kleinstwerk stufe (LVC5) ist, dessen Synchronisier-Versorgungsspannungen die Kommutierungsspannungen sind und der Steuerimpulse (P1, ... P6) zu Zeitpunkten bereitstellt, die dem Voreil-Steuerwinkel (ß) entsprechen.