DE2641963C2

DE2641963C2 -

Info

Publication number: DE2641963C2
Application number: DE19762641963
Authority: DE
Inventors: Atsumi Hitachi Ibaraki Jp Watanabe
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1975-09-17
Filing date: 1976-09-17
Publication date: 1989-07-13
Also published as: JPS5235830A; DE2641963A1; JPS5628469B2; CA1078921A; SE7609145L; SE437201B

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Zündwinkelsteuerung eines Wechselrichters gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine solche Schaltungsanordnung ist Gegenstand des älteren DE-Patents 25 17 513. Dort wird, um ein Kippen des Wechselrichters zu vermeiden, die Phase der Zündimpulse stets nach der kleinsten der Kommutierungsspannungen bestimmt. Die bekannte Schaltung arbeitet jedoch nicht immer vollständig befriedigend, weil der dabei erhaltene Löschwinkel bei Fehlern, wie etwa Masse- oder Kurzschlüssen, im Wechselstrom-Versorgungsnetz gelegentlich größer wird, als zur Berücksichtigung dieses Fehlers erforderlich. Dies kommt daher, daß die Amplituden- und/oder Phasenwinkel-Beziehung zwischen Phasen- und Kommutierungsspannung von der Art des Fehlers und/oder von der Transformator- Schaltung abhängt. Mit größer werdendem Löschwinkel nimmt aber die übertragbare Leistung ab.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art die Arbeitsweise des Wechselrichters derart zu steuern, daß ein zur Stabilisierung ausreichender, jedoch im Hinblick auf die Energieübertragung möglichst kleiner Löschwinkel eingehalten wird.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Maßnahmen gelöst. Danach wird die Zündimpulsphase entweder nach der kleinsten Kommutierungsspannung oder nach einer Kommutierungsspannung, deren Phase sich bei Auftreten eines Fehlers in dem Wechselspannungs-Versorgungsnetz ändert, bestimmt, wobei eine der beiden Größen so ausgewählt wird, daß innerhalb desjenigen Bereichs, in dem eine stabile Kommutierung stattfindet, der kleinste Löschwinkel und damit die größte Gleichstrom- Übertragungsleistung erzielt wird.

Eine zweckmäßige Ausgestaltung der Erfindung ist im Anspruch 2 gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert. Darin zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild für einen Wechselrichter in einem Gleichstrom-Übertragungssystem,

Fig. 2 ein Diagramm, das der Erläuterung der Phasenänderungen der Kommutierungsspannungen dient,

Fig. 3 ein Blockschaltbild mit den wesentlichen Schaltungsteilen einer erfindungsgemäßen Ausführungsform,

Fig. 4, 5 und 6 Vektordiagramme, die der Erläuterung der bei verschiedenen Fehlern, Masseschlüssen und Kurzschlüssen im Wechselstrom-Versorgungssystem auftretenden Spannungen dienen,

Fig. 7 eine graphische Darstellung, die der Erläuterung der Phasenänderung der Kommutierungsspannung beim Stromrichter dient, wenn Fehler im Wechselstrom-Versorgungsnetz auftreten,

Fig. 8 ein Vektordiagramm, das der Erläuterung der Phasenänderung und der Amplitude der Kommutierungsspannung für den Stromrichter im Falle auftretender Fehler im Wechselstrom- Versorgungsnetz dient,

Fig. 9, 10, 11, 12 und 13 Schaltungen, die Beispiele zur konkreten Ausgestaltung von Schaltungsstufen sind, welche bei der in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform benutzt werden können,

Fig. 14 und 15 Beispiele für Kennlinien von Schaltungsstufen, die bei den in den Fig. 13 und 3 dargestellten Ausführungsformen benutzt werden können,

Fig. 16 und 17 Blockschaltbilder von Beispielen für konkrete Ausgestaltungen von Steuerschaltungen für Äquidistanz- Impulsphasen-Steuerschaltungen, die bei der vorliegenden Erfindung Verwendung finden können, und

Fig. 18 ein Diagramm, das der Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 17 dargestellten Schaltung dient.

Wie bereits erwähnt, ermöglicht die vorliegende Erfindung die Steuerung der Festlegung des Torsteuer-Impulsinvervalls und verhindert, daß bei einem Stromrichter auch bei Vorliegen von Fehlern wechselstromseitig bzw. in einer Wechselstromanlage Kommutierungsfehler oder ein Ausfall der Kommutierung auftreten. Die Erfindung soll nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels im einzelnen erläutert werden. Zunächst soll beschrieben werden, welche Einflüsse die wechselstromseitig auftretenden Fehler auf den Stromrichter ausüben.

In Fig. 1 ist ein Gleichstrom-Energieübertragungssystem als Beispiel dargestellt. Diese Figur zeigt einen Wandler T, die Zweige V₁-V₆ eines Stromrichters mit Thyristor- oder Quecksilberdampf- Ventilen und einer Gleichstrom-Drosselspule L _DC. Der Stromrichter ist gleichstromseitig über Gleichstromleitungen mit anderen Anschlüssen verbunden. Die wechselstromseitigen Anschlüsse des Wandlers T sind mit einer Wechselstromanlage oder einem Wechselstromsystem verbunden, wobei die jeweiligen Phasen dieses Wechselstromsystems die Spannungen V _a, V _b und V _c aufweisen. Die Spannungen werden mit Spannungstransformatoren PT _a, PT _b und PT _c abgegriffen und jeweils einer (nicht dargestellten) Steuerschaltung mit einer Torsteuerimpuls-Verschieberstufe zugeleitet. Ferner ist in Fig. 1 ein Gleichstromwandler DCCT und ein Strom-Spannungsumsetzer IV dargestellt. Die anderen Anschlüsse sind in entsprechender Weise angeordnet.

Die Dreiphasen-Spannungen V _a, V _b und V _c sind normalerweise phasengleich bzw. symmetrisch, wie dies in Fig. 2 durch die stark ausgezogenen Schwingungsformen dargestellt ist. Es sei nun der Fall betrachtet, daß im Wechselstromsystem auf einer Leitung Masseschluß auftritt, und daß die Spannung V _a der Phase a auf die Spannung V _a′, die in Fig. 2 gestrichelt dargestellt ist, abfällt. Wenn die Transformatorschaltung, die in Fig. 1 dargestellte Stern-Stern-Verbindung () aufweist, so sind die Kommutierungsspannungen gleich den Spannungen zwischen den Leitungen und die Nullpunkte sind die Schnittpunkte t₀ der Phasenspannungen. Wenn die Spannung V _a also auf die Spannung V _a′ abfällt, so eilt die Phase des Schnittspunktes (t₀′) oder die Phase der Kommutierungsspannung um den Winkel Φ der Phase b voraus und um den Winkel Φ der Phase c nach, wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Die Schnittpunkte der Phasenspannungen V _a und V _b gehen nämlich von dem Punkt "t₀" zum Punkt "t₀′" über. Um daher Kommutierungsfehler in allen Zweigen V₁, V₂, . . . V₆ zu vermeiden, muß der Voreilwinkel um den Winkel Φ größer gemacht werden als im normalen Falle.

Bekanntermaßen kann die Beziehung zwischen Kommutierungsspannung, Löschwinkel γ und Voreilwinkel β durch folgende Gleichung ausgedrückt werden:

Hierbei ist γ der Löschwinkel, β der Voreilwinkel, E _a die Kommutierungsspannung, I _d der Gleichstrom und x die Kommutierungsreaktanz (in Ohm). Der Phasenbezugspunkt der Winkel γ und β ist der Nullpunkt der Kommutierungsspannung.

Bei der vorliegenden Erfindung wird der Voreilwinkel β zum Erhalt des vorgeschriebenen Löschwinkels in Abhängigkeit der Größe der Kommutierungsspannung und der Größe des Gleichstromes unter Verwendung der Gleichung (1) hergeleitet, die Phasenänderung Φ der Kommutierungsspannung wird von der Größe der Unsymmetrie bzw. der Ungleichheiten der Wechselspannungen hergleitet und die Steuerspannung, die β _AP = β+Φ entspricht, wird an den Torsteuerimpuls-Phasenschieber geführt, wobei eine stabile Arbeitsweise bei dem kleinsten erforderlichen Löschwinkel bei Auftreten irgendeiner Unregelmäßigkeit oder eines Fehlers im Wechselstromsystem möglich gemacht wird.

In Fig. 3 ist eine erfindungsgemäße Ausführungsform dargestellt. In dieser Figur sind die Schaltungsteile, die den Schaltungsteilen in Fig. 1 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen versehen. Ferner sind in Fig. 3 ein Hilfsspannungs-Transformator APT, Gleichrichterstufen Rec₁-Rec₃ zum Umsetzen der Wechselspannungen in Gleichspannungen, Höchstwertstufen HVC₁ und HVC₂, die das größte Eingangssignal unter mehreren Eingangssignalen feststellt und Geringstwertstufen LVC₁-LVC₅ dargestellt, die das kleinste Eingangssignal unter mehreren Eingangssignalen auswählen. Weiterhin zeigt Fig. 3 Teilerstufen DVC₁ und DVC₂ Phasenberechnungsstufen AS₁ und AS₂, Torsteuer-Impulsphasen- Berechnungsstufen FG₁ und FG₁′, Torsteuer-Impulsphasen-Korrekturberechnungsstufen FG₂ und FG₃, eine Addierstufe AD und einen automatischen Torsteuerimpuls-Phasenschieber AP.

Bevor die Funktionsweise der in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform erläutert wird, werden die Größen und Phasen der Kommutierungsspannungen für die Fälle anhand der Fig. 4 bis 8 beschrieben, bei denen verschiedene Fehler oder Unregelmäßigkeiten im Wechselspannungssystem auftreten.

Die Fig. 4 (a) bis 4 (c) zeigen die Kommutierungsspannungen in den Fällen, bei denen der Transformator des Stromrichters einen Stern-Stern ()-Aufbau aufweisen. In diesem Falle ist die zwischen den Phasenleitungen auftretende Spannung die Kommutierungsspannung. Fig. 4 (a) entspricht dem Masseschluß einer Leitung, Fig. 4 (b) dem Masseschluß von zwei Leitungen und Fig. 4 (c) dem Masseschluß von drei Leitungen. In den Figuren wird die Phasenspannung bei auftretendem Masseschluß durch das Bezugszeichen P dargestellt und die Phasenänderung der Kommutierungsspannung ist mit dem Bezugszeichen Φ₁ versehen. Die Phasenspannung P ist hier der Wert pro Einheit (per unit value), bezogen auf einen Normalwert.

Die Fig. 5 (a) bis 5 (c) zeigen die Fälle, bei denen der Transformator des Stromrichters in Form einer Stern-Dreieck (-∆) Aufbau aufweist. Fig. 5 (a) entspricht einem Masseschluß an einer Leitung, Fig. 5 (b) den Masseschluß an zwei Leitungen und Fig. 5 (c) den Masseschluß an drei Leitungen. Bei diesen Figuren sind jeweils links die sich ergebenden Phasenspannungen auf der Wechselstromseite des Transformators und rechts die sich ergebenden Kommutierungsspannungen auf der Gleichstromseite dargestellt. Wie in Fig. 4 bedeutet das Bezugszeichen P die Größe der Phasenspannung bei Auftreten eines Masseschlusses auf der Grundlage des Normalwertes und Φ₂ und Φ₃ die Phasenänderungen der Kommutierungsspannungen.

Die Fig. 6 (a) und 6 (b) zeigen die Spannungsabfälle der Phasenspannungen und die Phasenänderungen Φ₄ und Φ₅ der Kommutierungsspannungen bei einem Kurzschluß an zwei Leitungen für den Fall, daß der Transformator des Stromrichters in Form einer -- Anordnung oder einer -∆-Anordnung vorliegt. Fig. 6 (b) zeigt die Kommutierungsspannungen für die -∆-Anordnung des Transformators und wenn an der Primärseite des Transformators die im Vektordiagramm von Fig. 6 (a) dargestellten Verhältnisse vorliegen. Bei einem Kurzschluß zwischen drei Leitungen gilt dasselbe wie bei einem Masseschluß von drei Leitungen.

Bei all diesen in den Fig. 4 bis 6 dargestellten Beispielen sind die Spitzen der Spannungsvektoren der jeweiligen Phasen bei nicht auftretenden Kurzschlüssen oder Masseschlüssen im Wechselspannungssystem durch die Buchstaben A, B und C und bei Auftreten von Masseschlüssen im Wechselstromsystem durch die Bezugszeichen A′, B′ und C′ bezeichnet. Die Kommutierungsspannungen des Stromrichters sind die Spannungen zwischen den Spitzen, d. h. die zwischen den Leitungen auftretenden Spannungen der Sekundärwicklungen.

Wenn die Größenänderungen und die Phasenänderungen der Kommutierungsspannungen bei Auftreten von Masseschlüssen gemeinsam betrachtet und untersucht werden, so läßt sich folgendes feststellen.

Zunächst sollen die Kommutierungsspannungen bei den Fällen untersucht werden, bei denen der Transformator einen --Aufbau aufweist, wobei die Kommutierungsspannungen für diesen Fall in Fig. 4 dargestellt sind. Bei einem Masseschluß an einer Leitung, wie dies in Fig. 4 (a) dargestellt ist, gehen die Kommutierungsspannungen V _AB und V _CA (d. h. die Spannung zwischen den Vektorspitzen A und B und die Spannung zwischen den Vektorspitzen C und A) in die Spannungen V _A′B und V _CA′ über (nachfolgend sollen diese Spannungen nur mit ihren Indices angegeben werden). Demzufolge ändern sich die Größen bzw. die Absolutwerte und auch die Phasen um Φ₁. In diesem Falle sind V _A′B und V _CA′ gleich groß. Bei dem in Fig. 4 (b) dargestellten Masseschluß an zwei Leitungen ändern alle Kommutierungsspannungen ihren Absolutwert. V _A′B′ ändert bezüglich V _AB die Phase nicht. Dagegen ändert V _B′C bzw. V _CA′ die Phase bezüglich V _BC bzw. V _CA′. Die Werte der Kommutierungsspannungen V _B′C und V _CA′ sind gleich. Bei einem Masseschluß an drei Leitungen gemäß Fig. 4 (c) ändern die Kommutierungsspannungen lediglich ihren Absolutwert, es treten jedoch keine Phasenänderungen auf. Es wird also deutlich, daß in allen Fällen, bei denen Phasenänderungen auftreten, die Zahl der Kommutierungsspannungen, die Phasenänderungen unterliegen, zwei ist, und daß die Absolutwerte solcher Kommutierungsspannungen bei allen diesen unterschiedlichen Masseschlüssen gleich sind.

Nachfolgend sollen nunmehr die Kommutierungsspannungen im Falle der in Fig. 5 dargestellten -∆-Anordnung untersucht werden. Auf der rechten Seite der Fig. 5 (a), 5 (b) und 5 (c) sind die Kommutierungsspannungen, die dem Stromrichter angelegt werden sollen, jeweils in Vektordiagrammen wiedergegeben. Bei einem Masseschluß einer Leitung gemäß Fig. 5 (a) unterscheiden sich V _B′C und V _CA′ von V _BC und V _CA sowohl hinsichtlich des Absolutwertes als auch hinsichtlich der Phase. V _A′B′ unterscheidet sich jedoch lediglich im Absolutwert, nicht aber in der Phase von V _AB. Bei einem Masseschluß von zwei Leitungen gemäß Fig. 5 (b) unterscheiden sich V _A′B′ bzw. V _B′C sowohl hinsichtlich der Phase als auch hinsichtlich des Absolutwertes von V _AB und V _BC; V _CA′ unterscheidet sich jedoch nur hinsichtlich des Absolutwertes von V _CA. Bei einem Masseschluß von drei Leitungen gemäß Fig. 5 (c) ändern alle Kommutierungsspannungen nur ihren Absolutwert und nicht ihre Phase. Im vorliegenden Falle bezeichnet ein Vektor V₀ eine Null-Phasen-Folgespannung, die bei unsymmetrischem bzw. nicht-phasengleichem Masseschluß primärseitig auftritt. Die Spannung des neutralen Punkts des Transformators ändert sich um diese Null-Phasen-Frequenzspannung und der neutrale Punkt geht im Vektordiagramm von O in O′ über. Im Falle der -∆-Anordnung ist die Zahl der Kommutierungsspannungen, die Phasenänderungen unterliegen in all den Fällen zwei, bei denen Phasenänderungen auftreten und die beiden Spannungen weisen gleiche Werte auf.

Nunmehr soll der in Fig. 6 dargestellte Kurzschluß zwischen zwei Leitungen untersucht werden. Fig. 6 (a) zeigt das Beispiel, bei dem der Kurzschluß im Falle der --Anordnung zwischen den Leitungen der Phase a und der Phase b auftritt und die Kommutierungsspannung V _AB geht in V _A′B′, die Kommutierungsspannung V _BC in V _B′C und die Kommutierungsspannung V _CA in V _CA′ über. Die Kommutierungsspannungen V _B′C und V _CA′ ändern sich sowohl hinsichtlich ihrer Phase als auch ihres Absolutwertes. In Fig. 6 (b) ist das Vektordiagramm der Kommutierungsspannungen zu dem Zeitpunkt aufgetragen, wenn der in Fig. 6 (a) dargestellte Fehler bzw. Kurzschluß im Wechselstromsystem im Falle der -∆-Anordnung auftritt. Im dargestellten Falle geht V _AB in V _A′B′, V _BC in V _B′C′ und V _CA in V _CA′ über. V _CA′ ändert nur seinen Absolutwert und V _A′B′ und V _B′C ändern sowohl ihre Phase als auch ihren Absolutwert. Auch im Falle von Fig. 6 ist die Zahl der Kommutierungsspannungen, die ihre Phase ändern, zwei und die Spannungswerte sind gleich. Bei Symmetriefehlern treten in keinem Falle Phasenänderungen auf.

Es ist also festzustellen, daß sowohl bei einer -- und einer -∆-Anordnung des Transformators als auch bei jeder Art von Masseschlüssen oder Kurzschlüssen - nachfolgend kurz Fehler genannt - immer zwei Kommutierungsspannungen Phasenänderungen unterliegen und zwei Kommutierungsspannungen gleiche Größen bei den Fehlern besitzen, bei denen die Kommutierungsspannungen nicht nur ihre Größen bzw. Absolutwerte, sondern auch ihre Phasen ändern. Wenn der Voreilwinkel daher durch Auswerten der Kommutierungsspannungen festgelegt werden sollen, deren Phasen sich bei den auftretenden Fehler ändern, muß der Voreilwinkel um die Größe der Phasenänderungen größer gemacht werden.

Im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung wurde diese Tatsache festgestellt. Die Phasenänderungen werden durch den Zusammenhang zwischen den Größen der drei Kommutierungsspannungen abgeleitet, der Voreilwinkel β, der mit der zuvor angegebenen, bekannten Gleichung (1) erhalten wird, wird mittels der Größe der Phasenänderungen korrigiert und die optimale Arbeitsweise des Stromrichters wird erreicht.

Bei dem in Fig. 7 dargestellte Diagramm ist auf der Abszisse die Größe der Phasen- bzw. Strangspannung in Werten, die auf einen Einheitswert, nämlich mit dem Einheitswert 1 (eins) bezogen sind, und auf der Ordinate die Phasenänderung Φ in Grad aufgetragen. Die Phasenänderungen Φ₁-Φ₅ entsprechen den in den Fig. 4 bis 6 dargestellten verschiedenen Fällen.

In den Diagrammen der Fig. 8 (a) und 8 (b) sind die Beziehungen zwischen den Phasen und den Werten der Kommutierungsspannungen entsprechend den in den Fig. 4 bis 6 dargestellten Fällen zusammengefaßt. Wie zuvor bereits erwähnt, sind zwei Kommutierungsspannungen, deren Phasen sich geändert haben, gleich. Die Zustände bzw. Umstände der Kommutierungsspannungen können in zwei Typen zusammengefaßt werden, nämlich in den in Fig. 8 (a) dargestellten Typ, bei dem das aus den Vektoren der Kommutierungsspannungen gebildete Dreieck a′bc eine solche Form aufweist, daß die Spitze a des Dreiecks abc in den Punkt a′ übergeht, sowie in den in Fig. 8 (b) dargestellten Typ, bei dem das aus den Vektoren der Kommutierungsspannungen gebildete Dreieck ab′c′ eine solche Form erhält, daß sich die Grundstrecke bc des Dreiecks abc verkürzt. Es sei l die Länge der gleichlangen Seiten des Dreiecks und m die Länge der anderen, dritten Seite. Es ist leicht zu ersehen, daß die Winkel Φ durch folgende Gleichungen gegeben ist. Das Dreieck abc ist ein gleichseitiges Dreieck. Daher gilt im Falle von Fig. 8 (a)

und im Falle der Fig. 8 (b)

Die Korrektionssignale für den Voreilwinkel entsprechend der vorliegenden Erfindung können also einfach durch Schaltungen erhalten werden, die diese Gleichungen (2) und (3) berechnen.

Anhand der Fig. 3 soll die Ausführungsform der Erfindung im einzelnen und als konkretes Beispiel erläutert werden. Die Phasenspannungen V _a, V _b und V _c des Wechselstromsystems werden über die Spannungstransformatoren PT _a, PT _b bzw. PT _c abgegriffen und den drei Hilfsspannungs-Transformatoren APT mit der Δ-Schaltung zugeleitet. Auf der Sekundärseite der drei Transformatoren APT liegen dann die zwischen den Leitungen auftretenden Spannungen des Wechselstromsystems oder die Kommutierungsspannungen des Stromrichters vor. Die Kommutierungsspannungen gelangen zu den Gleichrichtern Rec₁, Rec₂ und Rec₃ und werden in Gleichspannungen umgesetzt. An die Höchstwertstufe HVC₁ gelangen die Ausgangssignale aller Verstärker als Eingangssignale und als Ausgangssignal dieser Stufe tritt dann das größte Eingangssignal auf. Auf diese Weise kann die größte Spannung entsprechend der in Fig. 8 zusammengefaßten Form erhalten werden. Die Kleinstwertstufen LVC₁, LVC₂ und LVC₃ erhalten jeweils zwei unterschiedliche Ausgangssignale der Verstärker Rec₁, Rec₂ und Rec₃ als Eingangssignale zugeleitet. Diese Kleinstwertstufen wählen das kleinere der beiden Eingangssignale aus und stellen es als Ausgangssignal bereit. Die Ausgangssignale der drei Kleinstwertstufen gelangt zur Höchstwertstufe HVC₂. Wie aus Fig. 8 ersichtlich ist, wird also der Wert (in Fig. 8 mit l bezeichnet) der beiden Kommutierungsspannungen, deren Phasen sich auf Grund von Fehlern ändern, und deren Absolutwerte gleich sind, durch die Stufe HVC₂ ermittelt. Die Kleinstwertstufe LVC₄ erhält als Eingangssignale alle Ausgangssignale der drei Gleichrichter zugeleitet und stellt als Ausgangssignal das kleinste ihr anliegende Eingangssignal bereit. Auf diese Weise wird also die kleinste Spannung entsprechend der in Fig. 8 zusammengefaßten Form erhalten. Die beiden Stufen FG₁ und FG₁′ sind Funktionsgeneratoren, die Spannungen erzeugen, welche zum Erhalt des zuvor erwähnten, durch die Gleichung (1) gegebenen Voreilwinkels β erforderlich sind. Diesen Schaltungsstufen werden als Eingangssignale eine der Kommutierungsspannung des Stromrichters entsprechende Spannung und eine dem Gleichstrom entsprechende Spannung zugeleitet. Diese Schaltungsstufen stellen am Ausgang eine dem Voreilwinkel β entsprechende Spannung bereit. Als der Kommutierungsspannung entsprechende Spannung wird das Ausgangssignal der Höchstwertstufe HVC₂ an den Funktionsgenerator FG₁ und das Ausgangssignal der Kleinstwertstufe LVC₄ an den Funktionsgenerator FG₁′ gelegt. Als dem Gleichstrom entsprechende Spannung wird das Ausgangssignal der Strom-Spannungs-Umsetzerstufe IV beiden Funktionsgeneratoren zugeleitet. Auf diese Weise stellt der Funktionsgenerator FG₁ die Spannung zur Ermittlung des Voreilwinkels bereit, die für die Kommutierungswinkel, deren Phasen sich - wie in Fig. 8 dargestellt ist - geändert haben, erforderlich ist. Der Funktionsgenerator FG₁′ liefert die Spannung zur Ermittlung des Voreilwinkels, der für die übrige Kommutierungsspannung der in Fig. 8 dargestellten Kommutierungsspannung erforderlich ist.

An die Teilerstufen DVC₁ und DVC₂ gelangen als Eingangssignale die Ausgangssignale der Stufen HVC₁ und HVC₂, sowie die Ausgangssignale der Stufen HVC₂ bzw. LVC₄. Wenn die Ausgangssignale der jeweiligen Stufen HVC₁, HVC₂ und LVC₄ mit e₁, e₂ und e₃ bezeichnet werden, so stellt die Teilerstufe DVC₁ das Ausgangssignal und die Teilerstufe DVC₂ ein Ausgangssignal bereit. Nachfolgend sollen die Eingangs- und Ausgangssignale der Teilerstufen im Zusammenhang mit Fig. 8 untersucht werden. Im Falle, daß die Kommutierungsspannungen auf Grund von Fehlern im Wechselstromsystem in der in Fig. 8 (a) dargestellten Weise auftreten, ist das Ausgangssignal der Stufe HVC₁, nämlich e₁ = m, das Ausgangssignal der Stufe HVC₂, nämlich e₂ = l und das Ausgangssignal der Stufe LVC₄, nämlich e₃ = l. Das Ausgangssignal der Teilerstufe DVC₁ ist dann = und das Ausgangssignal der Teilerstufe DVC₂ ist = = 1/2. Im Falle, daß die Kommutierungsspannungen in der in Fig. 8 (b) dargestellten Weise auftreten, ist e₁ = l, e₂ = l und e₃ = m, so daß das Ausgangssignal der Teilerstufe DVC₁ zu = = 1/2 und das Ausgangssignal der Teilerstufe DVC₂ zu = wird.

Die Funktionsgeneratoren FG₂ und FG₃ erhalten die Ausgangssignale der Teilerstufen DVC₁ bzw. DVC₂ zugeführt und stellen die Absolutwerte der Spannungen entsprechend den Phasenänderungen Φ in den Gleichungen (2) bzw. (3) bereit.

Die Addierstufe AD führt eine Operation durch, derart, daß die Ausgangssignale der Stufen FG₂ und FG₃ vom Ausgangssignal der Stufe FG₁ abgezogen werden. Das Ausgangssignal der Addierstufe AD ist daher die Spannung, die zur Erzeugung des Voreilwinkels erforderlich ist, der auf der Grundlage der Kommutierungsspannungen abgeleitet wird, deren Phasen sich auf Grund der Fehler geändert haben, wobei die zuerst genannte Spannung durch die Komponente der Phasenänderungen korrigiert worden ist. Der Grund, weshalb die Ausgangssignale FG₂ und FG₃ mit negativen Vorzeichen addiert werden, ist im vorliegenden Falle der, daß der tatsächlich verwendete Torsteuerimpuls-Phasenschieber AP üblicherweise den nacheilenden Steuerwinkel α steuert, und daß der Torsteuerimpuls-Phasenschieber AP beim vorliegenden Ausführungsbeispiel so aufgebaut ist und arbeitet, daß der nacheilende Steuerwinkel α größer gemacht wird, wenn die Eingangsspannung E _c größer ist. Es braucht an sich nicht noch gesagt zu werden, daß zwischen α und β die Beziehung α+β = f gilt.

Nachfolgend sollen die Ausgangssignale der Stufen FG₂ und FG₃ weiter erläutert werden. Wie zuvor festgestellt, wird im Falle der Fig. 8 (a) die Spannung entsprechend von der Teilerstufe DVC₁ und die Spannung entsprechend 1/2 von der Teilerstufe DVC₂ bereitgestellt. Infolgedessen erzeugt der Funktionsgenerator FG₂, dem die erstgenannte Spannung angelegt wird, den Absolutwert der Spannung entsprechend

in Übereinstimmung mit Gleichung (2). Der Funktionsgenerator FG₃, dem die letztgenannte Spannung zugeleitet wird, erzeugt die Ausgangsspannung Null entsprechend

Φ = 30° - sin^-1 1/2 = 30° - 30° = 0°

in Übereinstimmung mit Gleichung (3). Im Falle von Fig. 8 (b) wird die Spannung entsprechend 1/2 von der Teilerstufe DVC₁ und die Spannung entsprechend von der Teilerstufe DVC₂ bereitgestellt. Infolgedessen erzeugt der Funktionsgenerator FG₂ die Nullspannung entsprechend

Φ = 30° - sin^-1 1/2 = 0°

in Übereinstimmung mit Gleichung (2) und der Funktionsgenerator FG₃ den Absolutwert der Spannung entsprechend

in Übereinstimmung mit Gleichung (3).

In Fig. 7 sind diese Phasenänderungen, die entsprechend den verschiedenen, im Wechselstromsystem auftretenden Fehlern bzw. Masseschlüssen oder Kurzschlüssen berechnet wurden, dargestellt. Φ₁-Φ₅ in Fig. 7 entsprechend Φ₁-Φ₅, die für die Fälle der Fig. 4 bis 6 dargestellt wurde.

Durch die in Fig. 3 dargestellte Kleinstwertstufe LVC₅ kann die kleinere Spannung der Ausgangsspannung der Teilerstufe AD und der Ausgangsspannung des Funktionsgenerators FG₁′ durchgehen. Unabhängig davon, welchen der in den Fig. 8 (a) und 8 (b) dargestellten Fälle man auch betrachtet, wird von der Kleinstwertstufe LVC₅ immer die kleinere Spannung ausgewählt und durchgelassen, die derart erzeugt wird, daß die Spannung, die demjenigen Voreilwinkel entspricht, welcher von den die Phasenänderungen begleitenden Kommutierungsspannungen abgeleitet wird, mit der Spannung, die den Phasenänderungen entspricht, sowie mit der Spannung, die dem von der letzten Kommutierungsspannung abgeleiteten Voreilwinkel entspricht, korrigiert wird.

Der automatische Torsteuerimpuls-Phasenschieber AP stellt als Ausgangssignal einen Torsteuerimpuls mit einer Zeitsteuerung bereit, die dem nacheilenden Steuerwinkel α entsprechend der Eingangsspannung E _c entspricht.

Zusammengefaßt erhält man mit der vorliegenden Erfindung den optimalen Voreilwinkel im Hinblick auf die Phasenänderungen auf Grund von Fehlern, Masseschlüssen oder Kurzschlüssen, bei denen die Kommutierungsspannungen unsymmetrisch bzw. nicht gleichmäßig werden, so daß auf diese Weise eine stabile Funktions- und Arbeitsweise ermöglicht wird.

In den Fig. 9 bis 12 sind verschiedene, in Fig. 3 dargestellte Stufen beispielsweise in Einzelheiten dargestellt. In diesen Fig. 9 bis 12 wird mit dem Bezugszeichen R ein Widerstand, mit dem Bezugszeichen OP ein Operationsverstärker, mit dem Bezugszeichen D eine Diode, mit dem Bezugszeichen T eine Klemme und mit dem Bezugszeichen V _R ein veränderlicher Widerstand bezeichnet. Die jeweiligen Indices sind jeweils nur dafür vorgesehen, um die einzelnen Bauteile und Komponenten in jeder Figur zu unterscheiden und haben keine spezielle Bedeutung. Es muß nicht extra noch betont werden, daß die Widerstandswerte mit bekannten Verfahren berechnet werden. Die Angaben +E _S oder -E _S an der Klemme T dienen dem Hinweis, daß eine Spannung mit einer bestimmten Polarität und einem bestimmten Spannungswert an die Klemme angelegt werden soll.

In Fig. 9 ist eine Schaltungsanordnung beispielsweise dargestellt, die als Kleinstwertstufe LVC₁-LVC₅ verwendet werden kann. Die kleinste Eingangsspannung, die an den Anschlüssen T₁-T₃ auftritt, gelangt an den Anschluß T₄. Fig. 10 zeigt ein Schaltungsbeispiel für die Höchstwertstufen HVC₁-HVC₂. Die größte Spannung der an die Klemmen T₁-T₃ angelegten Spannungen wird an der Klemme T₄ bereitgestellt. Fig. 11 zeigt ein Schaltungsbeispiel für die Addierstufe AD. Mit dieser Schaltung wird am Anschluß T₄ eine Spannung bereitgestellt, die der Differenz zwischen der Summe der an den Klemmen T₁ und T₂ anliegenden Spannungen einerseits und der an der Klemme T₃ anliegenden Spannung andererseits entspricht. Fig. 12 zeigt ein Schaltungsbeispiel für einen Funktionsgenerator FG₂-FG₃. Diese Schaltungsanordnung stellt am Anschluß T₃ dann, wenn am Anschluß T₂ eine positive Spannung anliegt, eine Spannung bereit, die proportional der Differenz zwischen der positiven Spannung und einer von einem veränderlichen Widerstand VR vorgegebenen negativen Spannung ist. Wenn das Ausgangssignal der Teilerstufe DVC₁-DVC₂, d. h. wenn die Spannung am Anschluß T₂ auftritt und eine Spannung entsprechend 30° durch den einstellbaren Widerstand VR vorgegeben ist, so tritt am Anschluß T₃ der Absolutwert des vorangegangenen Φ auf. Bei dem dargestellten Beispiel ist sin^-1 durch eine gerade Linie angenähert. Normalerweise ist der Arbeitsbereich des Stromrichters bei Masseschluß an einer Leitung p ≧ 0,2-0,3, bei Masseschluß an zwei Leitungen p ≧ 0,5-0,6 und bei einem Kurzschluß zwischen zwei Leitungen p ≧ 0,6. Auch wenn sin^-1 durch eine gerade Linie angenähert wird, ist daher der Fehler höchstens 0,5° und eine lineare Approximation, die im vorliegenden Beispiel verwendet wird, kann in der Praxis zufriedenstellend herangezogen werden. Nebenbei gesagt, ist die Phasenänderung im Bereich von p höchstens etwa 30°, wie dies aus Fig. 7 hervorgeht. Fig. 13 zeigt ein Schaltungsbeispiel für den Funktionsgenerator FG₁-F. Wenn am Anschluß T₁ eine positive Spannung e _i auftritt, so wird am Anschluß T₇ eine positive Spannung e _o bereitgestellt. Fig. 14 gibt die Kennlinie durch eine ausgezogene Linie wieder. Bei diesem Ausführungsbeispiel wählt die Schaltung die kleinere der beiden Eingangsspannungen e _i aus, die durch eine gerade Linie s-t und durch eine gerade Linie u-v dargestellt sind. Durch Hinzufügen von Schaltungsstufen entsprechend den Operationsverstärkern OP₂ und OP₃ kann eine Schaltung auf einfache Weise aufgebaut werden, die die kleinste Spannung unter drei Spannungen auswählt, wobei auch eine Spannung umfaßt ist, die durch die gerade Linie x-y in Fig. 14 dargestellt ist. Fig. 15 zeigt ein Beispiel für die Kennlinie des automatischen Torsteuerimpuls-Phasenschiebers, der im weiteren noch als Beispiel näher erläutert werden soll. Die in den Fig. 9 bis 13 dargestellten Schaltungen sind an sich bekannt und sollen hier nicht nochmals erläutert werden. Darüber hinaus kann für die in Fig. 3 dargestellte Teilerstufe eine auf dem Markte erhältliche Schaltung, beispielsweise die Schaltungen Modell 4452- 4455 der Firma TELEDYNE PHILBRICK Inc. verwendet werden.

Anhand der Fig. 16 soll ein Schaltungsbeispiel für den automatischen Torimpuls-Phasenschieber AP erläutert werden.

Fig. 16 ist ein Blockschaltbild, das als Beispiel den automatischen Torimpulsphasenschieber AP wiedergibt. In dieser Figur sind die bereits in Fig. 1 gezeigten Spannungs-Transformatoren PT _a, PT _b und PT _c, ein Anschluß zum Anlegen der Ausgangsspannung der in Fig. 3 dargestellten Kleinstwertstufe LVC₅ und die Torsteuerimpulse P₁, P₂ . . . und P₆ schematisch bzw. durch die entsprechenden Bezugszeichen dargestellt, wobei die Torsteuerimpulse den jeweiligen Zweigen mit den Thyristorventilen V₁, V₂ . . . V₆ angelegt werden.

In dem in Fig. 16 dargestellten Beispiel werden die synchronisierenden Versorgungsspannungen (d. h. die Spannungen zwischen den Leitungen des Wechselstromsystems beim dargestellten Ausführungsbeispiel) einer Schwingungsform-Umsetzung unterworfen und in einer Schwingungsformerstufe 1 in Rechteckschwingungen umgesetzt. Die Rechteckschwingungen werden einem Torsteuerimpuls- Phasenteil 2 nicht direkt zugeleitet. Es ist ein synchronisierter Oszillator vorgesehen, der mit den Synchronisier-Versorgungsspannungen synchronisiert wird und dessen Frequenz um das 6fache höher ist. Das Ausgangssignal des Oszillators wird mittels eines Ringzählers in sechs Teilsignale umgesetzt, die als Synchronisier-Eingangssignale für die automatische Torsteuerimpuls- Phasenschieberstufe 2 verwendet werden. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Änderung der Ausgangstorsteuer- Impulsphase, die von der Änderung der Steuerspannung abhängt, wesentlich schneller als bei den üblichen Torsteuerimpuls- Phasenschieberschaltungen. Darüber hinaus ist das Torsteuerimpuls- Intervall konstant, weil es durch den einzigen Oszillator festgelegt ist. Die Synchronisation kann in einer Phasenbeziehung, welche durch die Spannungen des Wechselstromsystems festgelegt ist, durchgeführt werden und muß nur der stetigen, allmählichen Änderung der Frequenz der Spannungen des Wechselstromsystems folgen. Daher braucht nicht befürchtet zu werden, daß die Synchronisation abreißt bzw. unterbrochen wird.

Von den Spannungs-Transformatoren PT₁-PT₃ und den Schwingungsumformerstufen F₁-F₆ bereitgestellt, die den positiven und negativen Halbschwingungen der jeweiligen, zwischen den Leitungen auftretenden Spannungen des Wechselstromsystems entsprechen. Die Ausgangssignale der Stufen F₁, F₂ . . . F₆ gelangen zu den entsprechenden Differenzierstufen D₁, D₂ . . . und D₆. Die Ausgangssignale der Flip-Flop FO₁, FO₂ . . . und FO₆ gelangen zu den jeweiligen Integrierstufen I₁, I₂ . . . I₆. Von den Differenzierstufen D₁, D₂ . . . und D₆ werden nur positive Impulse bereitgestellt. Diese gelangen an den Setzeingang S der Flip- Flops FF₁, FF₂ . . . und FF₆ der nächsten Stufe und setzen die Flip-Flops. Diese Flip-Flops werden derart rückgesetzt, daß die Ausgangssignale der Flip-Flops RC₁, RC₂ . . . und RC₆, die den Ringzähler RC bilden, den Rücksetzeingängen R dieser Flip-Flops zugeleitet werden. Die Breite der Ausgangssignale der sechs Flip-Flops FF₁-FF₆ oder die Größe einer Spannung, die der Breite entspricht, gibt die Phasendifferenz zwischen der Phase der synchronisierenden Versorgungsspannung und den Ringzählerausgangssignalen an. Eine Addierstufe AD′ liefert eine Spannung, die einer Periode entspricht, während der die Ausgangssignale der sechs Flip-Flops FF₁-FF₆ ständig auftreten. Der Differenzverstärker DF ermittelt die Spannungsdifferenz zwischen dem Ausgangssignal der Addierstufe AD′ und einem Phaseneinstellpunkt, der am Anschluß PH auftritt. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers DF wird mit einem Filter FL geglättet, mit einem Gleichspannungsverstärker A′ verstärkt und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO zugeleitet. Der Oszillator VCO schwingt mit einer Frequenz, die proportional der Eingangsspannung ist. Das Ausgangssignal des Oszillators VCO gelangt an den Ringzähler RC. Die Flip-Flops RC₁-RC₆ bilden den Ringzähler RC und an deren Rücksetzeingänge R gelangt das Ausgangssignal des Oszillators VCO. An die Setzeingänge S dieser Flip-Flops RC₁-RC₆ gelangen die Ausgangs- Änderungssignale der anderen Flip-Flops RC₁-RC₆. Nur einer der Flip-Flops RC₁-RC₆ ist normalerweise auf den Binärwert "1" gesetzt. Immer dann, wenn vom Oszillator VCO ein Impuls bereitgestellt wird, verschiebt sich die Lage des Binärzustandes "1" in der Reihenfolge, die durch die Indices der Flip-Flops RC₁-RC₆ angegeben ist. Die Flip-Flops FO₁-FO₆ besitzen Setzeingänge S und Rücksetzeingänge R. Der Flip-Flop FO₁ wird durch das Ausgangssignal des Flip-Flops RC₁ gesetzt und durch das Ausgangssignal des Flip-Flops RC₄ rückgesetzt. Der Flip- Flop FO₂ wird durch das Ausgangssignal des Flip-Flops RC₂ gesetzt und mit dem Ausgangssignal des Flip-Flops RC₅ rückgesetzt. Die anderen Flip-Flops arbeiten in entsprechender Weise.

Die Ausgangssignale der Flip-Flops FO₁-FO₆ gelangen an die jeweiligen Integrierstufen I₁-I₆.

Nachfolgend soll die Arbeitsweise der in Fig. 16 dargestellten Schaltung erläutert werden.

Der Mittelwert des Ausgangssignals der Addierstufe AD′ ist proportional der Phasendifferenz zwischen den Synchronisier- Versorgungsspannungen und den Ausgangssignalen des Ringzählers RC. Am Anschluß PH wird der Stell- bzw. Einstellpunkt der Phasendifferenz vorgegeben. Wenn die Ausgangssignale des Ringzählers den Synchronisier-Versorgungsspannungen um einen den Einstellpunkt überschreitenden Zeitwert nacheilen, wird das Ausgangssignal der Addierstufe AD′ größer als die Spannung an der Klemme PH für den Einstellpunkt. Das Ausgangssignal des Gleichspannungsverstärkers A′ steigt an, die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO steigt ebenfalls an und die Phasendifferenz nimmt ab. Wenn die Phase der Ringzähler- Ausgangssignale dem Einstellpunkt vorauseilen, so nimmt die Frequenz des Oszillators VCO dazu entgegengesetzt ab und die Phase wird verzögert. Daher wird die Phase der Ausgangssignale des Ringzählers RC gleich dem Einstellpunkt, der über den Setzeingang bzw. Einstelleingang PH vorgegeben ist und stabilisiert bzw. festgelegt. Wenn sich die Frequenz der Synchronisier-Versorgungsspannungen ändert, so wandern die Ausgangssignale des Ringzählers bezüglich den Synchronisier- Versorgungsspannungen etwas aus, wenn die Frequenz des Oszillators VCO festgehalten wird. Demzufolge ändert sich die Frequenz des Oszillators VCO aus denselben Gründen, die zuvor beschrieben wurden und es wird dieselbe Phasenbeziehung wie vor der Frequenzänderung bzw. der Frequenzspannung erreicht bzw. festgelegt. Es sei nun angenommen, daß die Phasen um 60° unterschiedlich sind. Dann eilt das Ausgangssignal des Flip-Flops RC₂ um 60° dem Ausgangssignal der in Fig. 16 dargestellten Schwingungsform-Umsetzerstufe F₁ nach. Daher ist das Ausgangssignal des Flip-Flops RC₁, das dem Ausgangssignal des Flip-Flops RC₂ um 60° vorauseilt, mit dem Ausgangssignal der Schwingungsform-Umsetzerstufe F₁ in Phase. Da der Flip- Flop FO₁ vom Flip-Flop RC₁ gesetzt und vom Flip-Flop RC₄ rückgesetzt wird, tritt ein Ausgangssignal auf, dessen Breite 180° wie die Schwingungsform-Umsetzerstufe F₁ aufweist und das mit der Stufe F₁ in Phase ist. In entsprechender Weise haben bei symmetrischer Synchronisier-Versorgungsspannung die Ausgangssignale der Flip-Flops FO₂-FO₆ dieselben Phasen und Schwingungsformen wie die Schwingungsform-Umsetzerstufen F₂- F₆. Wenn die Synchronisier-Versorgungsspannungen unsymmetrisch bzw. ungleichmäßig werden, werden die Breiten der Ausgangssignale der Flip-Flops FF₁-FF₆ entsprechend unterschiedlich. Sie werden jedoch durch das Filter FL geglättet und der Oszillator VCO setzt die konstante Schwingung fort. Daher werden die Ausgangssignale des Flip-Flops RC₁-RC₆ und dementsprechend auch die Ausgangssignale der Flip-Flops FO₁-FO₆ genau im Intervall von 60° erzeugt und bleiben 180° hindurch aufrechterhalten. Die Kennlinie gemäß Fig. 12 wird daher dadurch erfüllt, daß die Ausgangssignale der Flip-Flops FO₁-FO₆ den Integrationsstufen I₁-I₆ zugeleitet, die Ausgangssignale der Integrierstufen I₁-I₆ mit der Steuerspannung E _c auf Grund der jeweiligen Vergleichsstufen C₁-C₆ verglichen und die Ausgangsimpulse dann erzeugt werden, wenn sie übereinstimmen.

Wenn die Steuerspannung E _c entsprechend der kleinsten Spannung der Phasenspannungen und der Leitungsspannungen wie in Fig. 14 korrigiert wird, so ist die Torsteuerimpuls-Intervall-Festsetzsteuerung befriedigt und darüber hinaus ist ein stabiles Arbeiten des Stromrichters möglich.

In Fig. 17 ist ein Blockdiagramm mit einem weiteren Ausführungsbeispiel für den Torsteuerimpuls-Phasenschieber dargestellt, der bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. In Fig. 18 ist ein Schwingungsdiagramm gezeigt, das der Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 17 dargestellten Schaltung dient.

Nachfolgend soll die Arbeitsweise eines Impulsgenerators PG, der in Fig. 17 dargestellt ist, beschrieben werden. In dieser Fig. 17 ist eine spannungsgesteuerte Stromquelle VCC dargestellt, die einen Strom mit einer der Eingangsspannung V _{c 2} proportionalen Stromstärke bereitstellt. Weiterhin ist ein Kondensator CON und eine Vergleichsstufe VCOM vorgesehen. Die Vergleichsstufe erzeugt einen Impuls V _p, wenn die am Kondensator CON anliegende Klemmenspannung V _c um Δ V/2 größer als ein Phasensteuersignal V _{c 1} wird. Der Impuls V _p steuert eine Kondensator-Entladestufe CD, um den Kondensator CON entladen zu halten, bis die Klemmspannung V _c um Δ V/2 kleiner als das Phasensteuersignal V _{c 1} wird. Die Funktionsweise wird anhand des in Fig. 18 dargestellten Schwingungsdiagramms deutlich. Die Geschwindigkeit bzw. der Gradient Δ, mit der die Klemmspannung V _c ansteigt, ist proportional dem Ausgangsstrom der Stromquelle VCC und dementsprechend auch proportional der Eingangsspannung V _{c 2}. Das Phasensteuersignal V _{c 1} ist konstant. Die Impulse V _p werden in Intervallen von 60° erzeugt. Wenn die Spannung V _{c 1} ansteigt, wie dies in Fig. 18 durch die Angabe Δ V _{c 1,1} dargestellt ist, ändert sich die Phase des Impulses V _p um Δα₁ in Nacheilrichtung. Wenn die Spannung V _{c 1} dagegen abnimmt, wie dies durch Δ V _{c 1,2} in Fig. 18 angedeutet ist, so eilt die Phase des Impulses V _p um Δα₂ momentan voraus. Die Werte Δα₁ und Δα₂ sind proportional V _{c 1,1} bzw. V _{c 1,2}. Mit dem Bezugszeichen SR ist ein Schieberegister bezeichnet. Diese Schaltungsstufe verteilt die Impulse V _p als Torsteuerimpulse an die jeweiligen Zweige des Stromrichters, in denen die Thyristorventile V₁-V₆ liegen. Die Ausgangssignale P₁-P₆ der Stufe SR sind die Torsteuerimpulse für die jeweiligen Zweige des Stromrichters. Der andere Teil der Schaltung in Fig. 17 dient der Festlegung der Synchronisation mit den Spannungen des Wechselstromsystems. Eine Schaltungsstufe AM mißt den nacheilenden Steuerwinkel α des Stromrichters. Weiterhin sind Filter FL₁ und FL₂ vorgesehen. Wie aus Fig. 15 ersichtlich ist, ist das Ausgangssignal α _ref des Filters FL₁ gleich dem Phasensteuersignal V _{c 1}. Daher wird dieser Wert als Bezugswert herangezogen und eine α-Kontrollstufe AC steuert bzw. regelt den Gradienten Δ der Klemmenspannung V _c, damit das Ausgangssignal α _act des Filters FL₂ gleich dem Ausgangssignal α _ref des Filters FL₁ werden kann. Der Impulsgenerator PG arbeitet also synchron mit dem Wechselstromsystem, an dem der Stromrichter angeschlossen ist. Eine Spannung V _{c 21} ist proportional der Frequenz des Wechselstromsystems. Diese Spannung steuert den Gradienten Δ der Spannung V _c durch eine Addierstufe ADF entsprechend der Frequenzänderung, so daß der nacheilende Steuerwinkel α immer gleich einem elektrischen Winkel gehalten wird, der durch das Phasensteuersignal V _{c 1} bestimmt ist. Da die Zeitkonstante des Filters FL₂ groß ist, hat der in Fig. 17 dargestellte Impulsphasenschieber die gleiche Funktion wie die in Fig. 16 dargestellte Schaltung. Natürlich wird die Steuerspannung E _c in Fig. 3 als die in Fig. 17 durch V _{c 1} bezeichnete Steuerspannung angelegt.

Wie zuvor erläutert, kann mit der vorliegenden Erfindung auch dann eine stabile Funktionsweise sichergestellt werden, wenn die Spannung des Wechselstromsystems auf Grund von Masseschlüssen, Kurzschlüssen oder sonstigen im Wechselstromsystem auftretenden Fehlern abfällt.

Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wurde der Transformator des Stromrichters als Stern-Stern-()-Schaltung beschrieben. Die vorliegende Erfindung ist ohne wesentliche Abänderungen auch dann anwendbar, wenn der Transformator eine Stern-Dreieck- (∆)-Schaltung aufweist.

Wenn der Transformator für den Stromrichter in Form der Stern-Dreieck- (∆)-Schaltung vorliegt, können die Spannungstransformatoren PT _a, PT _b und PT _c in Fig. 3 und Fig. 16 in Stern-Dreieck- (∆)-Schaltung gebracht werden, um den Kommutierungsspannungen entsprechende Spannungen bereitzustellen und die Spannungs- Transformatoren APT und PT₁, PT₂ und PT₃ können als Dreieck- Stern-(∆)-Schaltung ausgebildet werden, um die Kommutierungsspannungen den Schwingungsumsetzerstufen F₁-F₆ zuzuleiten.

Da die Spannungs-Transformatoren PT _a, PT _b und PT _c nicht ausschließlich als Torsteuerimpuls-Phasenschieber verwendet werden, können sie in einigen Fällen als Stern-Dreieck-(∆)-Schaltungen ausgeführt sein. In derartigen Fällen kann das nachfolgend angegebene Verfahren angewandt werden. Die Erfindung besteht in einem System, bei dem die Steuerung derart durchgeführt wird, daß die Phasenspannung des Wechselstromsystems im Normalfalle auf die Phase der Synchronisier-Versorgungsspannungen bezogen wird. Daher ist es nicht notwendigerweise erforderlich, die Kommutierungsspannungen als Synchronisier-Versorgungsspannungen des automatischen Torsteuerimpuls-Phasenschiebers zu verwenden. Wenn die Transformator-Schaltung die Stern-Dreieck-(∆)-Anordnung ist, können die Phasenspannungen V _a, V _b und V _c auf der Wechselstromseite des Transformators für den Stromrichter, die mit den Kommutierungsspannungen im Normalbetrieb des Wechselstromsystems in Phase liegen, ohne irgendwelche Änderungen als Synchronisier-Versorgungsspannungen verwendet werden.

In diesem Falle können sowohl die Spannungs-Transformatoren PT _a, PT _b und PT _c als auch die Spannungs-Transformatoren APT und PT₁, PT₂ und PT₃ in den Fig. 3 und 17 als Stern-Stern- ()-Schaltung ausgebildet sein.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Zündwinkelsteuerung eines über einen Transformator (T) an ein Dreiphasensystem (Va, Vb, Vc) angeschlossenen netzgeführten Wechselrichters mit einem Torsteuerimpuls- Phasenschieber (AP) dessen Synchronisier-Versorgungsspannungen die Kommutierungsspannungen sind und der einen Eingang für eine Steuerspannung (Ec) und einen in der Frequenz steuerbaren Oszillator (VCO) zur Erzeugung von Zündimpulsen mit im stationären Betrieb konstanten Intervallen aufweist, wobei der Oszillator (VCO) mit der Frequenz des Dreiphasensystems (Va, Vb, Vc) synchronisiert ist und die Phase der Zündimpulse in Abhängigkeit mindestens der kleinsten der Kommutierungsspannungen derart bestimmt ist, daß ein für die Kommutierung der Wechselrichterventile (V 1 . . . V 6) ausreichender Löschwinkel (γ) eingehalten wird, gekennzeichnet durch
drei Phasenspannungswandler (PTa, PTb, PTc), die den drei Kommutierungsspannungen des Stromrichters entsprechende Spannungen bereitstellen,
eine erste Höchstwertstufe (HVC₁), die die größte Spannung der den drei Kommutierungsspannungen entsprechenden Spannungen bereitstellt,
eine erste, eine zweite und eine dritte Kleinstwertstufe (LVC₁, LVC₂, LVC₃), die jeweils die kleinere von zwei der Spannungen bereitstellen, welche den drei Kommutierungsspannungen entsprechen,
eine vierte Kleinstwertstufe (LVC₄), die die kleinste Spannung der den drei Kommutierungsspannungen entsprechenden Spannungen bereitstellt,
eine zweite Höchstwertstufe (HVC₂), die das größte Ausgangssignal der Ausgangssignale der ersten, zweiten und dritten Kleinstwertstufen (LVC₁, LVC₂, LVC₃) bereitstellt,
einen Gleichstromwandler (DCCT) und einen nachgeschalteten Strom/Spannungs-Umsetzer (IV), der eine Spannung bereitstellt, welche dem durch das Gleichstrom-Versorgungsnetz fließenden Strom entspricht,
einen ersten Funktionsgenerator (FG₁), dem - zur Bildung eines einem erforderlichen Voreilsteuerwinkels (β) des Stromrichters entsprechenden Signals - die Ausgangssignale des Strom/Spannungs-Umsetzers (IV) und der zweiten Höchstwertstufe (HVC₂) zugeleitet werden,
einen zweiten Funktionsgenerator (FG₁′), dem - zur Bildung eines einem erforderlichen Voreilsteuerwinkels (β) des Stromrichters entsprechenden Signals - die Ausgangssignale des Strom/Spannungs-Umsetzers (IV) und der vierten Kleinstwertstufe (LVC₄) zugeleitet werden,
eine erste Teilerstufe (DVC₁), die das Verhältnis zwischen den Ausgangssignalen der ersten (HVC₁) und der zweiten Höchstwertstufe (HVC₂) berechnet,
eine zweite Teilerstufe (DVC₂), die das Verhältnis zwischen den Ausgangssignalen der zweiten Höchstwertstufe (HVC₂) und der vierten Kleinstwertstufe (LVC₄) berechnet,
einen dritten und einen vierten Funktionsgenerator (FG₂, FG₃), die Phasenkorrektursignale (Φ) aus den Ausgangssignalen der ersten bzw. zweiten Teilerstufe (DVC₁, DVC₂) erzeugen,
eine Addierstufe (AD), der die Ausgangssignale des ersten Funktionsgenerators (FG₁) sowie die Ausgangssignale der dritten und vierten Funktionsgeneratoren (FG₂, FG₃) zugeführt werden,
eine fünfte Kleinstwertstufe (LVC₅), die das jeweils kleinere der Ausgangssignale von Addierstufe (AD) und zweiten Funktionsgenerator (FG₁′) auf ihren Ausgang durchschaltet, wobei das Ausgangssignal der fünften Kleinstwertstufe (LVC₅) die Steuerspannung (Ec) darstellt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Phasenkorrektursignal (Φ) ein Signal ist, welches der Unsymmetrie-Größe der Phasendifferenzen zwischen den jeweiligen Phasen der dem Stromrichter angelegten Kommutierungsspannungen entspricht.