DE2516320B2 - Erdungsfehlerdetektor - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft einen Erdungsfehlerdetektor mit einem einen Kern aufweisenden Differenzstronitransformator, einer Mehrzahl von als Primärwicklungen mit dem Kern verketteten Leitern einer Leitung, die jeweils Wechselstrom zu einer Belastung führen, einer mit dem Kern verketteten Sekundärwicklung und mit einem Amplitudendetektor, der eine mit der Sekundärwicklung gekoppelte Eingangsschaltung und eine eine Anzeige aufgrund eines Erdungsfeh'ers abgebende Ausgangsschaltung enthält, gemäß dem Gattungsbegriff des Anspruchs 1.

Derartige Einrichtungen haben meistens den Zweck, in Erdungsfehler-Ausschaltern (auch »Fehlstromsicherungen« genannt) die Wechselstromspeisang von einer Stromquelle zu unterbrechen, wenn zwischen dieser Quelle und Erde ein Widerstandspfad auftritt. Ein solcher Pfad oder Erdschluß kann beispielsweise über eine Person verlaufen, die, wenn der Strom nicht sofort ausgeschaltet wird, der Gefahr eines elektrischen Schlages ausgesetzt und möglicherweise durch den Strom getötet wird.

Bekannte Erdungsfehlerdetektoren fühlen, ob sich die Magnetfelder um ein oder mehrere Paare von aneinanderliegenden Leitern der Wechselstromleitung nicht gegenseitig aufheben, sie sprechen also an, wenn sich die magnetische Feldstärke um die Leiter erhöht. Proportional zu dieser magnetischen Feldstärke wird ein Strom induziert, der die Höhe des von einem der Leiter zu Erde fließenden Fehlerstroms anzeigt. Bei einem aus der deutschen Offenlegungsschrift 15 88 371 bekannten Erdungsfehlerdetektor der eingangs genannten Gattung speist die Sekundärwicklung des einen Fehlstrom fühlenden Differenzstromtransformators eine Belastung verhältnismäßig hoher Impedanz, über der eine Spannung auftritt, die dem durch den Erdschluß fließenden Strom proportional ist, wobei die Höhe dieser Spannung als Anzeige des Erdungsfehlerstroms dient. Diese Betriebsart erfordert die Verwendung von teuren Differenzstromtransformatorkernen, da es erforderlich ist, deren Permeabilität in engen Toleranzen zu halten, wenn ein vorgegebenes Verhältnis zwischen der Spannung an der Sekundärwicklung und dem Fehlerstrom bei einem Erdschluß eingehalten werden soll. Ein weiteres Problem bei dem bekannten Erdungsfehierdetektor besteht darin, daß ein erheblicher Verlust an Empfindlichkeit die Folge ist, wenn der Wechselstrom-Nulleiter sowohl vor als auch nach dem Differenzstromtransformator geerdet ist, da dies im Effekt eine kurzgeschlossene Primärwicklung des Transformators ergibt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Erdungsfehlerdetektor der gattungsgemäßen Art so auszubilden, daß er mit guter Empfindlichkeit, jedoch ohne die Gefahr von Falschauslösungen anspricht, während gleichzeitig die Notwendigkeit besonderer Justierungen an jedem einzelnen Herstellungsstück, etwa zur Kompensation von Fertigungstoleranzen, entfällt. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

Das erfindungsgemäße Prinzip besteht darin, durch Verwendung einer niederohmigen Eingangsverstärkerstufe am Amplitudendetektor praktisch eine Kurzschlußbelastung für die Sekundärwicklung des Differenzstromtransformators zu bilden. Wie an späterer Stelle noch ausführlich nachgewiesen werden wird, kann man mit dieser Maßnahme das Problem beseitigen, das durch unterschiedliche Permeabilitäten besteht, wie sie bei Verwendung von Ferritkernen zu befürchten sind. Das heißt, durch die praktisch kurzschlußariige Belastung der Sekundärwicklung ist der Strom, der in dieser Wicklung auf unabgeglichene Stromflüsse in den Primärwicklungen hin fließt, im wesentlichen unabhängig von der Permeabilität des Transformator-Kemma-

tcrials. Hierdurch werden für den Differenzstromiransformator Kerne von unpräzis spezifizierten Pcrmcabililätscharakterisliken verwendbar, ohne daß die Empfindlichkeit des Erdungsfehlerdctektors hinsichtlich der Feststellung von Erdschlüssen schwankt, und zwar -, weder von Herstellungsstück zu Herstellungsstück noch bei unterschiedlichen Betriebsbedingungen ein- und desselben Erdungsfehierdetektors. Man braucht also kein Kernmateiial mit präzise reproduzierbaren Permeabilitätseigenschaften zu verwenden, sondern kann auf Ferritkerne trotz deren Temperaturabhängigkeit zurückgreifen, die wesentlich höhere Permeabilität haben und erheblich kleiner sein können als die üblicherweise verwendeten Kerne.

Die erfindungsgemäße Anordnung enthält noch ι ■> weitere Schaltungseinheiten, wie einen Produktdetektor, eine Integrationsschaltung und einen Schwellendetektor, um einen vollständigen Erdungsfehlerdctektor zu bilden.

Durch bestimmte Maßnahmen an den Schaltungseinheiten des erfindungsgemäßen Erdungsfehierdetektors lassen sich dessen Eigenschaften im Sinne der gestellten Aufgabe weiter verbessern. Entsprechende vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. 2>

Im Anspruch 2 ist angegeben, wie in besonderer Ausführungsform die kurzschlußartige Belastung der Sekundärwicklung des Differenzstromtransformators realisiert werden kann. Die Eingangsverstärkerstufe bedient sich Gleichströmen, um Dioden zur Bewirkung der niedrigen Eingangsimpedanz in Durchlaßrichtung vorzuspannen. Das Problem besteht nun darin, wie man die Auswirkung dieser Gleichströme am Ausgang des Verstärkers möglichst gering halten und dennoch eine gute Verstärkung für Wechselstromkomponenten errei- ji chen kann. An sich wäre es möglich, hierzu reaktive Filterelemente zu verwenden, jedoch sind solche Elemente in integrierten Schaltungen schwer oder überhaupt nicht zu realisieren. Mit der Eingangsstufe nach Anspruch 2 wird dieses Problem gelöst.

Die Ansprüche 3 und 4 beziehen sich auf das Zusammenwirken der Eingangsverstärkerstufe nach Anspruch 2 mit Produktdetektoren. Die Ströme der Produktdetektoren stehen zum Stromfluß in der Sekundärwicklung des Differenzstromtransformators in einem festen Verhältnis, das durch das Verhältnis der geometrischen Größen der verwendeten Halbleiterbauelemente bestimmt ist. Solche Verhältniswerte lassen sich in monolithischen integrierten Schaltungen genau bemessen, einfacher als über große Bereiche 5η gehende Widerstandsverhältnisse, bei denen man ohne nachträgliche Trimmung nicht auskommt.

Bei Erdungsfehlerdetektoren können des weiteren auch Einzeljustierungen notwendig werden, da oder wenn sie auf Rausch- und Störkomponenten in den zu überwachenden Leitern von Herstellungsstück zu Herstellungsstück ungleich ansprechen. Bei den besonderen Ausführungsformen nach den Ansprüchen 5 und 6 wird dieses Problem mittels eines »echten« Integrators gelöst der verhindert, daß sich Störkomponenten aufintegrieren und zu fälschlicher Anzeige eines Erdungsfehlers führen. Solche fälschlichen Anzeigen sind besonders unerwünscht, wenn der Erdungsfehlerdetektor zur Auslösung eines Schutzschalters verwendet wird, da hier die Gefahr besteht, daß die Stromversorgung ohne tatsächliches Vorliegen eines Erdungsfehlers wiederholt unterbrochen wird.

Mit der bevorzugten Ausführungsform nach Anspruch 7 wird erreicht, daß auf die richtige Polung des Erdungsfehlerdetekiors nicht geachtet zu werden braucht.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 einen Schaltplan eines Erdungsfehlerdctektors gemäß der Erfindung, der in einen Erdungsfehler-Ausschaltereingebaut ist,

F i g. 2 Zeitdiagramme zur Erläuterung der Vorgänge in der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 3 und 4 Äquivalcntschaltungen bekannter Erdungsfehlerdetektoren,

F i g. 5 eine Äquivalentschaltung des erfindungsgemäßen Erdungsfehierdetektors, der im Vergleich zu den F i g. 3 und 4 einen Aspekt der Erfindung verdeutlicht.

Fig. I zeigt einen mit Leitern II, 12 und 13 einer Wechselstromleitung verwendeten Erdungsfehlerdetektor. Der Leiter 11 läuft von einer Klemme 14 zu einer Klemme 15 und ist mit der Erde des Stromsystems verbunden. Der Wechselstrom wird zwischen die Klemme 14 und jeweils eine von zwei Klemmen 16 und 17. mit denen die Leiter 12 bzw. 13 verbunden sind, angelegt. Mit den Leitern 12 und 13 sind außerdem Klemmen 18 bzw. 19 verbunden. An die Klemmen 18 und 19 zusammen mit der Klemme 15 ist eine Belastung oder sind mehrere Belastungen anschließbar. Der dargestellte Erdungsfehler-Ausschalter ist so zu verwenden, daß die Leiter 11, 12 und 13 in ein Dreileitersystem mit geerdetem Nulleiter eingesetzt sind. Bei einem solchen System sind die an die Klemmen 16 und 17 angelegten Potentiale in Bezug zum geerdeten Nullpotential an der Klemme 14 einander absolut gleich, jedoch von zueinander entgegengesetzter Phase. Dieses System ist üblich bei Haushaltsverdrahtungen, bei denen an jeder der Klemmen 16 und 17 110 bis 120VoIt liegen. Die Belastungen können zwischen einen der Potentialleiter 12, 13 und den Erdleiter 11 oder zwischen die beiden Potentialleiter 12 und 13 gelegt werden.

Ein zweipoliges Einregelrelais 20 ist mit Schaltpolen 21 und 22 in die Wechselstrom-Potentialleiter 12 bzw. 13 eingesetzt. Das Relais 20 unterbricht den Stromfluß durch die Leiter 12 und 13, wenn an seinen Auslösemechanismus, der hier als elektromagnetische Spule 23 dargestellt ist, Erregerstrom angelegt wird. Das Relais 20 ist so verklinkt, daß es die Leiter 12 und 13 im unterbrochenen Zustand hält, bis es zurückgestellt wird.

Die Leiter 11, 12 und 13 dienen außerdem als Primärwicklungen eines Differenzstromtransformators 30, indem sie durch dessen toroidförmigen Kern 31 hindurchgeführt sind. An sich sind für Differenzstromtransformatoren auch andere Arten von Kernen möglich. Der Differenzstromtransformator 30 hat eine Sekundärwicklung 32, die an ihre Belastung Strom liefert, sobald die über einen der Leiter der Leitung zur Hauptbelastung fließenden Ströme nicht über einen anderen Leiter der Leitung zur Wechselstromquelle zurückfließen.

Ein Erdungsfehlerdetektor-Modul 40, der in der Zeichnung durch eine gestrichelte Linie 41 umgeben ist kann als monolithische integrierte Schaltung aufgebaul sein. Der Modul 40 hat Klemmen 42 und 43, die die in der Sekundärwicklung 32 des Differenzstromtransformators 30 induzierten, den mangelnden Abgleich anzeigenden Ströme aufnehmen. Der Modul 40 hai außerdem Klemmen 44 und 45, an denen halbwellen·

gleichgerichtete und ampliludcnbegrcn/.lc Lcilcr-Wechselspannungen V₄₄ bzw. V₄₅ von den Leitern 12 und 13 eingespeist werden. Eine Klemme 46 des Detektor-Moduls 40 ist mit der Erde des Systems verbunden, um eine örtliche Erde oder Masscnvcrbin- -, dung zu ergeben. Die Verbindungen mit dieser örtlichen Erde sind als kleine Dreiecke eingezeichnet. Eine Klemme 47 stellt die Ausgangsklemme für den Modul 40 dar und dient dazu, das Vorliegen eines Erdungsfehlers, wie er auf an den Klemmen 42, 43, 44 und 45 :< > aufgenommene Signale hin festgestellt worden ist. anzuzeigen. Zwischen Klemmen 48 und 49 ist ein außerhalb des Moduls 40 befindlicher Kondensator 24 geschaltet.

Der Betrieb des Erdungsfehlerdetektor-Moduls 40 \-, umfaßt, allgemein gesprochen, die folgenden Schritte. Die an die Klemmen 42 bzw. 43 angelegten, im Gegentakt auftretenden Ströme aufgrund des Fehlabgleichs werden in Verstärkern 50 bzw. 60 verstärkt, dann einem Synchrondemodulator oder Produktdetektor 70 eingespeist und anschließend zusammen mit im Gegenlakt auftretenden Strömen multipliziert, die die Folge der an die Klemmen 44 und 45 angelegten gleichgerichteten und begrenzten Leitungspotentiale sind. Der Synchrondemodulator 70 gibt Gegentakt-Pro- 2> . duktsignale ab, von denen eines in einem strominvertierenden Verstärker 80 invertiert wird und dann konstruktiv mit dem anderen kombiniert wird, um ein an einer einzigen Klemme austretendes Seriengegentakt-Produktsignal zum Anlegen an die Klemme 48 zu jo erzeugen.

Dieses durch den strominvertierenden Verstärker 80 an die Klemme 48 gelegte Serien-Produkisignal wird vom Kondensator 24 integriert, so daß alle seine Komponenten mit Ausnahme der im wesentlichen 3-, gleichspannungsmäßigen Komponenten, also der unter Tonfrequenz liegenden und der Gleichspannungskomponenten, beseitigt werden. Wird in der Sekundärwicklung 32 durch die Leiter 12 und 13 ein Fehlabgleichstrom induziert, der eine ungleiche Kapazität gegen Erde darbietet, so ist er in Quadraturphase mit der Grundfrequenz der gleichgerichteten und begrenzten Leitungsspannungen V₄₄ und V₄₅. Dieser kapazitiv unbalancierte Leitungszustand führt dazu, daß der Strom des Serien-Produktsignals, das an die Klemme 48 gelegt wird, als Gleichspannungskomponente im wesentlichen den Wert Null hat. Wird Fehlabgleich-Strom in der Sekundärwicklung 32 aufgrund eines widerstandsmäßigen Erdungsfehlers von einem der Leiter 12 und 13 zur Erde des Systems induziert, so ist er -,o gleichphasig oder um 180° außer Phase mit der Grundfrequenz von V₄₄ und V₄₅. Ein solcher Erdungsfehler der Leitung führt dazu, daß der Strom des Serien-Produktsignals, das an die Klemme 48 angelegt ist. entweder eine positive oder eine negative Gleich-Stromkomponente hat Diese bei Leitungsfrequenz vom Synchrondemodulator oder Produktdetektor 70 durchgeführte Synchrondemodulation des auf den Erdungsfehlerstrom folgenden Signals ersetzt den üblichen Schritt, ein solches Signal gleichzurichten. Die Syn- t,o chrondemodulation hat im Vergleich zur Gleichrichtung den wesentlichen Vorteil, daß es eine Unterscheidung gegen Signalkomponenten bewirkt, die sich aus den kapazitiven Bedingungen der Leiter gegen Erde ergeben. b5

Das integrierte Serien-Produktsignal von der Klemme 48 wird einem stromempfindlichen Schwellendetektor 100 eingespeist, der feststellt, wenn es einen gegebenen Schwellenwert übersteigt, unabhängig von der Polarität. Nur dann, wenn die Gleichstromkomponente des Scricn-Synchrondemodulatoraiisgangssignals ausreichend hoch ist, um eine dieser Schwellen zu übertreffen, gibt der stromempfindliche Sehwellcndctektor 100 über die Klemme 47 die Anzeige des Vorliegens eines widerstandsmäßigen Erdungsfehlcrs ab. Diese Anzeige erfolgt in Form eines positiven Stroms, der zum Triggern an einen steuerbaren Halbleitergleichrichter 25 angelegt wird und ihn leitend macht. Dies schließt einen Strompfad von demjenigen der Leiter 12 und 13, der zu diesem Zeilpunkt gerade positiv ist, über eine Diode 26 bzw. 27, durch die elektromagnetische Spule 23, die auch eine Thermoheizspule sein kann, des Relais 20 und weiterhin über den Anoden-Kathoden-Stromweg des Gleichrichters 25. Der Stromfluß über diesen Leitungsweg erregt die Spule 23 des Relais 20, was bewirkt, daß dessen Schaltpole 21 und 22 geschaltet werden und die Klemmen 16 und 17 von den Klemmen 18 bzw. 19 trennen. Hierdurch wird der Stromfluß zum Erdungsfehler unterbrochen, von dem angenommen wird, daß er weiter verbraucherseitig aufgetreten ist. Das Relais 20 klinkt ein und hält den Ausschaltzustand in den Leitern 12 und 13 aufrecht, bis es zurückgestellt wird.

Der steuerbare Gleichrichter 25 bleibt nach seiner Ansteuerung für den Stromdurchlaß leitend und vervollständigt so eine elektrische Halteschaltung zum Speisen der Spule 23 des Relais 20. Das Zurückstellen dieses Stromkreises erfolgt durch Unterbrechen des Stromflusses von Anode zur Kathode des Gleichrichters 25. Dies erfolgt beispielsweise durch Sperren des zu den Leitern 12 und 13 fließenden Wechselstroms für eine kurze Zeitspanne. Alternativ oder zusätzlich kann das Relais 20 durch eine der üblichen mechanischen Einrichtungen verklinkt werden, so daß es allgemein von Hand zurückgestellt werden muß. Bei Verwendung einer mechanischen Verklinkung können die Dioden 26 und 27 auch hinter den Schaltpolen 21 und 22 des Relais 20 an die Leiter 12 bzw. 13 angeschlossen sein, so daß keine weitere Speisung der Spule 23 des angezogenen Relais 20 und somit kein Stromverbrauch mehr erfolgt.

Im folgenden werden die Besonderheiten der Schaltung nach Fig. 1 im einzelnen beschrieben, beginnend mit der Erzeugung des Betriebspotentials zum Speisen des Moduls 40. An den Klemmen 44 und 45 treten die Spannungen V₄₄ und V₄₅ als Rechteckspannungen mit einem Verlauf 202 bzw. 203 (F i g. 2) auf. Die Spannungen V₄₄ und V₄₅ entstehen aus den Potentialen V|2 am Leiter 12 bzw. V_n von entgegengesetzter Phase auf dem Leiter 13, jeweils gegen Erde.

Das Potential V₁₂ hat einen Verlauf 201 gemäß F i g. 2. Während der negativen Halbwellen von V₁₂ sperrt eine Diode 33 den Stromfluß von der Klemme 44 zum Leiter 12. Die Klemme 44 kann also das Potential der örtlichen Erde bzw. die Masse, in der Darstellung nach F i g. 1 das Erd-Potential, durch einen Leitungspfad über einen Widerstand 71 und eine Diode 73a suchen. Während der positiven Halbwellen von V12 ist die Diode 33 in Durchlaßrichtung vorgespannt und ermöglicht einen Stromfluß durch sie und einen Widerstand 34 zur Klemme 44. Dieser Stromfluß hebt das Potential an der Klemme 44 gegen den Wert von Vi₂ zu an, das durch einen Lawinendurchbruch einer Lawinendiode 35 bestimmt wird. Der Durchbruch der Lawinendiode 35 erfolgt bei einer Spannung von 10 bis 15VoIt, was wesentlich niedriger ist als die Scheitelspannung von V12 in Höhe von 155 bis 170 Volt, so daß die entstehende

Spannung V44 im wesentlichen einen Rechleekvcrlauf hat und im folgenden auch als Rechleckspannung beschrieben ist. Der Widerstand 34 begrenzt den durch ihn und die Dioden 33 und 35 während der positiven Halbwelle von Vi₂ fließenden Strom auf einen Wert, der ■> etwas höher ist als der zum Speisen des Detektor-Moduls 40 erforderliche Wert, ferner hält er den Leistungsverbrauch der Dioden 33 und 35 in zulässigen Grenzen.

Die Spannung V45 wird durch Gleichrichten und 1» Begrenzen des Potentials V\₃, das entgegengesetzte Phase wie V12 aufweist, mit Hilfe von Elementen 36, 37 und 38 geformt, die den zum Gleichrichten und Begrenzen von Vn zur Formung von V44 benutzten Elementen 33,34 und 35 entsprechen. Ebenso wie V44 ist 1 > also auch die Spannung V₄₅ eine ins Positive verlaufene Rechteckwelle, sie ist jedoch um eine halbe Periode der Leitungsfrequenz, also um ,τ, in der Zeit gegenüber dieser verschoben, wie die Verläufe 202 und 203 in Fig.2 zeigen. Diese alternierend auftretenden Rechteckimpulse der Spannungen V₄₄ und V45 dienen dazu. Transistoren 736 und 746 des Synchrondemodulators 70 zu alternierendem Leitungszustand anzusteuern, wie noch beschrieben wird. Die Lawinendioden 35 und 38 sind außerhalb des Moduls 40 dargestellt, sie können 2> jedoch gemeinsam mit diesem in die integrierte Schaltung einbezogen sein.

Die positiven Ausschläge der gleichgerichteten und begrenzten Halbwellen der Spannungen V₄₄ und V₄₅ an den Klemmen 44 bzw. 45 legen eine in Durchlaßrichtung gerichtete Vorspannung an Dioden 121 bzw. 122 an, werden so summiert und erscheinen auf einer Sammelleitung 123 als vollweg-gleichgerichtete und begrenzte Leitungsspannung, die im folgenden als »B+ Speisespannung« bezeichnet wird. Da die Lawinendi- Jj öden 35 und 38 jeweils den positiven Ausschlag eines Potentials von 155 bis 170 Volt Spitze abschneiden, sobald dieser Ausschlag einige 10 bis bis 15 Volt übersteigt, stellt die Spannung (V₄₄ + V₄₅) auf der Sammelleitung 123 ein Gleichspannungspotential von 4» festgelegter Höhe dar mit der Ausnahme einiger weniger Grade vor und nach jedem Nulldurchgang der Leitungspotentiale V_!2 und Vn. Die Spannung ("V₄₄ + V₄₅) eignet sich deshalb ohne das Erfordernis einer Glättung mit Hilfe eines Filterkondensators als 4> positive Versorgungsspannung oder als Betriebsspannung für die Transistorschaltungen im Detektor-Modul 40.

Wenn an der Sammelleitung 123 ein Betriebspotential anliegt, ist die Sekundärwicklung 32 des Differenz- ίο Stromtransformators 30 im Effekt mit einer Kurzschluß-Belastungsimpedanz zwischen den Klemmen 42 und 43 des Moduls 40 belastet. Es werden dann Dioden 51a und 613 durch ruhende Vorbelastungsströme gleicher Höhe, die an die Dioden über Vorbelastungswiderstände 52 v> bzw. 62 geliefert werden, unter starker Vorbelastung in Durchlaßrichtung gehalten. Die an diesen Dioden 51a und 61 a auftretenden auseinanderliegenden Ruhepotentiale sind gleich und erlauben die direkte Kopplung der Sekundärwicklung 32 über die Klemmen 42 und 43, to ohne hierdurch einen Gleichstrom zu übernehmen.

Die Dioden 51a und 61a sind mit Transistoren 516 bzw. 61 6 in spiegelbildlichen Stromverstärkern 51 bzw. 61 verbunden. Die Stromverstärkung des Strom-Spiegel-Verstärkers 51 ist das Verhältnis des Gegenwirkleit- b5 werts des Transistors 51 6 geteilt durch den Leitwert der Diode 51a und kann in einer integrierten Schaltung durch die Proportionierung der Flächen der Halbleitersperrschichlen in den Elementen 5Ia und 516 genau vorbestimmt werden. Die Stromverstärkung des Strom-Spiegel-Verstärkers 61 ist das Verhältnis des Gegenleitwerts des Transistors 61 b geteilt durch den Leitwert der Diode 61;/ und ist gleich der Stromverstärkung des Sirom-Spiegel-Verstärkers 51 gemacht. Die Kollektorsiröme der Transistoren 516 und 616 haben gleiche Ruhekomponenten und zeigen Gegentaktänderungen, die vom Fehlabgleichstrom in der Sekundärwicklung 32 proportional abhängig sind. Die von der Summe von Isec und dem Ruhe-Vorbelastungsslrom, der an die Diode 51a bzw. 61 a angelegt ist, abhängigen Gegentaktsignal-Potentiale erscheinen an den Kollektorelektroden der Transistoren 516 bzw. 616.

Der in Fig. I dargestellte Synchrondemodulator 70 ist ein doppelt balancierter Synchrondeleklor, also ein Synchrondetektor, bei dem die gegeneinander multiplizierten Signale jeweils vom Strom, den er an die Klemme 48 liefert, ausbalanciert sind. Alternativ kann auch ein einfach balancierter Demodulator verwendet werden, bei dem die Elemente 72, 74, 76 und 78 wegfallen. Der Synchrondemodulator 70 umfaßt also zwei emittergekoppelte Differenzverstärker, von denen der erste mit Transistoren 75 und 77 und der zweite mit Transistoren 76 und 78 aufgebaut ist und die abwechselnd durch Anlegen von Strom an die miteinander verbundenen Emitterelektroden ihrer Transistoren leitfähig gesteuert sind.

Die Potentialänderungen des von den Verstärkern 50 und 6C gelieferten Gegentaktsignals werden zwischen die Basiselektroden der emittergekoppelten Transistoren 75 und 77 — oder 76 und 78 — gelegt, um die jeweiligen Emitterströme zu modulieren. Da diese angelegten Basispotentiale Gegentaktänderungen aufweisen, liegen die miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 75 und 77 — oder 76 und 78 — auf scheinbarer Erde für das Signalpotential. Der Verstärkungsvorgang mit gemeinsamem Emitter kann für jeden der Transistoren 75 bis 78 auf einer einendigen Basis für das Signal betrachtet werden. Die über die Diode 51a auftretenden Potentialänderungen aufgrund des vom Verstärker 50 invertierten und linear verstärkten /see werden im Effekt an die Basis-Emitter-Sperrschicht des Transistors 75 — oder 76 — angelegt. Die über der Diode 61a in Abhängigkeit von Isec auftretenden Signalpotentialänderungen, die vom Verstärker 60 invertiert und linear verstärkt worden sind, werden im Effekt an die Basis-Emitter-Sperrschicht des Transistors 77 — oder 78 — angelegt.

Für Zustände, bei denen Isec und die hierauf bezogenen Stromänderungen im Vergleich zu den sie begleitenden Ruheströmen niedrig sind, was gemäß dem Aufbau dann der Fall ist, wenn tee im Strombereich liegt, in dem die Erdungsfehlerfeststellung stattfindet, sowie für niedrigere Werte von Isec* liegen die Kollektorströme der Transistoren 75, 76, Ti und 78, wenn diese leitend gesteuert sind, in einem genau festgelegten Verhältnis zu Isec. Dies mag erstaunlich scheinen, denn, da die Strom-Spiegel-Verstärker 51 und 61 bekanntlich lineare Stromverstärker sind, bildet die von der Diodenketten-Kollektorbelastung der Transistoren 516 und 616 und einem emittergekoppelten Transistorverstärker gegebene Konfiguration eine Konfiguration, die bekanntlich auf einen Eingangssignalstrom anspricht und einen dem Eingangssignalstrom proportionalen Ausgangssignalstrom abgibt, der auf eine Leistung gleich der Zahl der Dioden in jeder Kette angehoben ist. Es sei jedoch die biriominale

Auflösung in Betracht gezogen, die einen auf eine Potenz η angehobenen binominalen Ausdruck beschreibt, wie es bei einer Konfiguration der betrachteten Art durchgeführt wird.

(I -fc λ)" =

/i(/i- I)

χ-±

■²⁾χ>±...

Sofern χ klein im Vergleich zu 1 ist, sind nur die ersten beiden Ausdrücke der Auflösung von Bedeutung. Wird in der Ruhestrom durch die Halbleitersperrschichten zur Einheil 1 normalisiert und die Signalstromänderungen als I χ I < 1 angegeben, so ist ersichtlich, daß der Signalstrom bei einer solchen Konfiguration um einen Faktor η verstärkt wird, der der Zahl der Dioden in jeder der Ketten 53 bis 58 und 63 bis 68 entspricht.

Wird der Synchrondemodulator 70 nochmal für sich betrachtet, so zeigt sich, daß der Transistor 736 Kollektorstrom an die miteinander verbundenen Emitterelektroden der Differenzverstärkungs-Transistören 75 und 77 liefert, sofern und nur wenn die Rechteckspannung V₄₄ von ausreichendem positivem Wert ist, die Basis-Emitter-Sperrschicht des Transistors 736 in Stromflußrichtung durchzuschalten, und der Transistor 746 liefert Kollektorstrom an die vereinigten Emitterelektroden der Differenzverstärkertransistoren 76 und 78, sofern und nur wenn V₄₅ von ausreichend hohem positivem Wert ist, um die Basis-Emilter-Sperrschicht des Transistors 746 leitend zu steuern.

Der Transistor 736 ist in einem Strom-Spiegel-Verstärker 73 mit der Diode 73a verbunden, und die Stromverstärkung ist gleich dem Verhältnis des Gegenwirkleitwerts des Transistors 73b zum Leitwert der Diode 73a. Der Stromfluß in die Eingangskiemme des Strom-Spiegel-Verstärkers 73 während der Spitzen der Spannung V44 ist gleich V44 minus dem verschobenen Potential der in Durchlaßrichtung vorgespannten Diode 73a, alles geteilt durch den Widerstandswert des Widerstands 71. Die Charakteristiken der Elemente 72, 74a und 74b entsprechen denen der Elemente 71, 73a bzw. 736 und die Kollektorströme der Transistoren 73b und 74b sind jeweils Rechteckwellen von gleicher Amplitude, die in alternierenden Halbwellen der Leitungsfrequenz auftreten.

Zieht der Transistor 736 Strom von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 75 und 77 ab, so fließen von den Transistoren 75 und 77 im Gegentakt Kollektorströme jeweils proportional dem Fehlabgleichstrom in der Wicklung 32. Zieht der Transistor 746 Strom von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 76 und 78 ab, so fließen von den Transistoren 76 und 78 im Gegentakt Kollektor-Ströme, die jeweils proportional dem Fehlabgleichstrom in der Wicklung 32 sind. Die Kollektorstromänderungen der Transistoren 75 und 78 sind jeweils während der verschiedenen Halbwellen der Leitungspotentiale V₁₂ und Vu proportional dem Fehlabgleichstrom in der Wicklung 32, jedoch jeweils im entgegengesetzten Sinn im Vergleich zum anderen. Die Kollektorstromänderungen der Transistoren 76 und 77 e>o sind jeweils während der verschiedenen Halbwellen der Leitungspotentiale Ki₂ und Vl3 proportional zum Fehlabgleichstrom in der Wicklung 32, jedoch jeweils in im Vergleich zueinander entgegengesetztem Sinn. Der Grund für diese Proportionalitäten ist bereits erläutert worden. Sie kommen daher, daß die sechste Potenz eines hohen Ruhestroms, der von kleinen Stromänderuneen begleitet wird, verwendet wird.

Tritt am Leiter 12 der Leitung ein fehlerhafter Widerstandsplad gegen Erde auf, so fließt in der Sekundärwicklung 32 ein Strom /str mit einem Verlauf 204 gemäß F i g. 2. Der Ausgangsstrom des Synchrondemodulator oder Produkidetektors 70, der von der Phasenlage des Stroms Isec abhängt, hat einen Verlauf 205. Dieser Verlauf 205 des Ausgangsstroms ergibt sich folgendermaßen, da Isec und und V12 gleichphasig sind:

Bei den positiven Ausschlägen des Stroms Isec wird der Leitwert des Transistors 51 b erniedrigt und der Leitwert des Transistors 616 erhöht. Das im Vergleich zum Kollektorpotential des Transistors 616 erhöhte Kollektorpotentidl des Transistors 516 spannt die Transisioren 75 und 76 so vor, daß diese im Vergleich zu den Transistoren 77 und 78 einen höheren Leitwert aufweisen. Die positiven Ausschläge des Stroms /src-für den widerstandsmäßigen Erdungsfehler am Leiter 12 entsprechen positiven Ausschlägen der Spannung V44, so daß der Transistor 736 Kollektorstrom von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 75 und 77 zieht, während der Transistor 746 keinen Kollektorstrom von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 76 und 78 zieht. Die Kollektorstromanforderung des Transistors 75 wird vom Strom-Spiegel-Verstärker 80 invertiert, der einen positiven Strom gleichen Werts an die Klemme 48 abgibt, der wesentlich höher ist als der Strom, der von der Klemme 48 über einen Transistor 79 eines Verstärkers in Basisschaltung zur Belieferung des Transistors 77 mit dem erforderlichen Kollektor-Strom abgezogen wird. Da von den Transistoren 76 und 78 jeweils kein Emitterstrom abgezogen wird, braucht von ihnen keine Kollektorstromanforderung an die Klemme 48 gegeben zu werden. Vom Synchrondemodulator oder Produktdetektor 70 wird während des positiven Ausschlags des Stroms Isec mit dem Verlauf 204 eine positive Stromhalbwelle an die Klemme 48 geliefert.

Bei den negativen Ausschlägen des Stroms Isec erhöht sich der Leitwert des Transistors 516 und erniedrigt sich der Leitwert des Transistors 616. Das im Vergleich zum Kolleklorpotential des Transistors 516 erhöhte Kollektorpotential des Transistors 616 ergibt für die Transistoren 77 und 78 eine Vorspannung, die deren Leitwert im Vergleich zu den Transistoren 75 und 76 erhöht. Die negativen Ausschläge des Stroms Isec für einen Widerstandspfad vom Leiter 12 zur Erde entsprechen zeitlich den positiven Ausschlägen der Spannung V45 und den Nullbereichen der Spannung V₄₄, so daß der Transistor 746 Kollektorstrom von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 76 und 78 abzieht, während der Transistor 736 keinen Kollektorstrom von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 75 und 77 abzieht. Der Kollektorsiromverbrauch des Transistors 78 wird vom Strom-Spiegel-Verstärker 80 invertiert, der einen positiven Strom von gleichem Wert an die Klemme 48 liefert der wesentlich höher ist als der Strom, der von der Klemme 48 über den Transistor 79 des Verstärkers in Basisschaltung zum Liefern des Kollektorstroms, der für den Transistor 76 benötigt wird, abgezogen wird. Während des negativen Ausschlags des Stroms Isec mit dem Verlauf 204 wird also eine positive Haibvvelle an die Klemme 48 abgegeben.

Die miteinander kombinierten Ausgangsströme des Synchrondemodulators 70 an die Klemme 48 sind proportional einem vollweggleichgerichteten Strom Isec für einen Widerstands-Erdungsfehlerzustand am Leiter 12. Dieser eleichserichtete Strom hat den Verlauf

205 (F i g. 2). Der gleichgerichtete Strom hat eine Gleichstromkomponente, die, wenn sie einen gegebenen Stromschwellweri, der vom stromempfindlichen Säiwellendetekior 100 abgezogen wird, übersteigt, den Kondensator 24 auflädt, so daß die Klemme 48 gegenüber der Klemme 49 positiv wird.

Tritt am Leiter 13 ein widerstandsmäßiger Erdungsfehler auf, so fließt in der Sekundärwicklung 32 des Differenzstromiransformators 30 ein Strom Isec. der gegenüber dem Verlauf 204 entgegengesetzte Phase aufweist. Die positiven Ausschläge dieses entgegengesetzte Phase aufweisenden Stroms Isec bewirken einen erhöhten Leitwert des Transistors 51 6 und einen erniedrigten Leitwert des Transistors 616. Das im Vergleich zum Kollektorpotential des Transistors 516 höhere Kollektorpotential des Transistors 61 6 belegt die Transistoren 77 und 78 mit einer Vorspannung, die im Vergleich zu den Transistoren 75 und 76 einen höheren Leitwert bewirkt. Die positiven Ausschläge des Stroms Isec beim widerstandsmäßigen Erdungsfehler am Leiter 13 entsprechen zeitlich den positiven Ausschlägen der Spannung V45 und den Nullbereichen der Spannung V₄₄, so daß also der Transistor 73b von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 75 und 77 Strom abzieht, während der Transistor '/46 von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 76 und 78 keinen Kollektorstrom abzieht. Die Speisung des Transistors 77 mit dem erforderlichen Kollektorstrom ist über den zu einem Verstärker in Basisschaltung gehörenden jo Transistor 79 mit der Klemme 48 gekoppelt, um an diese eine negative Stromhalbwelle zu liefern.

Bei den negativen Ausschlägen des Stroms Isec bei einem widerstandsmäßigen Erdungsfehler am Leiter 13 erniedrigt sich der Leitwert des Transistors 516 und erhöht sich der Leitwert des Transistors 61 ft. Das im Vergleich zum Kollektorpotential des Transistors 616 erhöhte Kollektorpolential des Transistors 516 belegt die Transistoren 75 und 76 mit einer Vorspannung, die im Vergleich zu den Transistoren 77 und 78 einen erhöhten Leitwert zu Folge hat.

Die negativen Ausschläge des Stroms Isec bei widerstandsniäßigem Erdungsfehler am Leiter 13 entsprechen zeitlich den positiven Ausschlägen der Spannung V₄₄ und den Nullbereichen der Spannung V45, so daß der Transistor 736 Kollektorstrom von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 75 und 77 abzieht, während der Transistor 746 keinen Kollektorstrom von den miteinander verbundenen Elektroden der Transistoren 76 und 78 abzieht. Die Speisung des vom Transistor 77 benötigten Kollektorstroms ist über den einem Verstärker in Basisschaltung angehörenden Transistor 79 so mit der Klemme 48 gekoppelt, daß er als zur Klemme 48 fließende negative Stromhalbwelle auftritt.

Der Strom vom Synchrondemodulator 70 zur Klemme 48 bei einem Widerstandscharakter aufweisenden Erdungsfehler am Leiter 13 ist also ein vollweggleichgerichteter negativer Strom, der in der Amplitude dem Strom gemäß dem Verlauf 205 (Fig.2) gleicht, bo jedoch entgegengesetzt gepolt ist. Dieser negative vollweggleichgerichteie Strom hat eine Gleichstromkomponente, die beim Überschreiten einer gegebenen Stromschwcllc, die vom stromempfindlichen Schwellendetektor 100 abgezogen wird, den Kondensator 24 h^rj auflädt, so daß die Klemme 48 im Vergleich zur Klemme 49 negativ wird.

Der Kondensator 24 integriert an ihn angelegte schnell vorübergehende Strome, wodurch das Detektor-Modul 40 ziemlich sicher davor ist. auf Schah-Überspannungen an den Leitern 11, 32 und 13 hin falsche Erdungsfehleranzeigen abzugeben. Ein Entwicklungskriterium kann es beispielsweise sein, die vom Synchrondemodulator 70 abgegebenen Spitzenströme zu begrenzen, wenn eine Widerstandserdung einen Strom von mehr als 264 Milliampere aus einem der Potentialleiter abzweigt. Der kritische Wert wird eingestellt durch geeignete Wahl des Windungszahlenverhältnisses des Differenzstromtransformators 30 und der Signalspannungsverstärkungen der Verstärker 50 und 60. Der vom Synchrondemodulator 70 erhältliche Spitzenstrom wird bestimmt durch den im wesentlichen der B+ Speisespannung gleichen Spannungsabfall am Widerstand 71 — oder 72 — geteilt durch dessen Widerstandswert, wie er verstärkt wird durch den Strom-Spiegel-Verstärker 73 — oder 74 —. Die Kapazität des Kondensators 24 ist so gewählt, daß 10 Millisekunden benötigt werden, um ihn auf eine ausreichend hohe Spannung aufzuladen, damit der Schwellendetektor 100 das Relais 20 auslöst und einklinkt. Dies ist iin allgemeinen zur Unterscheidung von Schaltüberspa nungen geeignet, da diese selten länger als 2 Millisekunden dauern.

Im folgenden wird die Reaktion des Synchrondemodulators 70 für den Fall betrachtet, daß die Kapazität des Leiters 12 gegen Erde diejenige des Leiters 13 übersteigt. Bei diesem kapazitiv unbalancierten Zustand nimmt der Fehlabgleichstrom /stein der Sekundärwicklung 32 einen Verlauf 206 gemäß Fig. 2 an. Der kapazitive Fehlabgleichstrom mit dem Verlauf 206 eilt

dem Leiterpotential V\2 um 90°, also um-=-, das die

Leitungsfrequenzphase aufweist, voraus.

lsi die Spannung V₄₄ positiv und bewirkt, daß der Transistor 736 von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 75 und 77 Kollektorstrom abzieht, so hat der positive Teil des zwischen die Basiselektroden der Transistoren 75 und 77 angelegten Signals im wesentlichen die gleiche Amplituderiverteilung über der Zeit wie sein negativer Teil. Die Anforderung an die Kollektorstromspeisung des Transistors 75 ist also während der ersten Hälfte des positiven Impulses der Spannung V₄₄ gleich der Anforderung an Kollektorstromspeisung des Transistors 77 während der zweiten Hälfte dieses Impulses. Die Kollektorstromanforderung des Transistors 75 ist an die Eingangsklemme des Strom-Spiegel-Verstärkers 80 angelegt, der darauf durch Abgeben eines Stroms von gleichem Wert an seiner Ausgangsklemme an die Klemme 48 reagiert. Die Kollektorstromanforderung des Transistors 77 zieht über den Transistor 79 eines in Basisschaltung geschalteten Verstärkers einen Strom gleichen Werts von der Klemme 48 ab. Im Kondensator 24 ist die auf den vom Strom-Spiegel-Verstärker 80 während der ersten Hälfte des positiven Impulses der Spannung V₄₄ gelieferten Strom hin angesammelte Ladung gleich der vorn Kondensator 24 während der zweiten Hälfte des positiven Impulses der Spannung V₄₄ zur Befriedigung der Kollektorstromanforderung des Transistors 79 gelieferten Ladung. Es sammelt sich also während der Halbwelle, zu der V₄₄ positiv ist, keine Ladung im Kondensator 24 an.

Wenn während der folgenden Halbwelle die Spannung V₄5 positiv ist, und der Transistor 746 Kollektorslrom von den miteinander verbundenen rimitlcrelek-Iroden der Transistoren 76 und 78 zieht, hat der

negative Teil des zwischen den Basiselektroden angelegten Signals im wesentlichen die gleiche Amplitudenverteilung über der Zeit wie sein positiver Teil. Infolgedessen ist die Kollektorstromanforderung des Transistors 78 während der ersten Hälfte des positiven Impulses von V₄₅ gleich der Kollektorstromanforderung des Transistors 76 während der späteren Hälfte dieses Impulses. Die Kollektorstromanforderung des Transistors 78 ist an die Eingangsklemme des Strom-Spiegel-Verstärkers 80 angelegt, der darauf dadurch reagiert, daß er einen Strom gleichen Werts von seiner Ausgangsklemme zur Klemme 48 liefert. Die Kollektorstromanforderung des Transistors 76 ist über den Transistor 79 so mit der Klemme 48 gekoppelt, daß sie von dieser einen Strom gleichen Werts abzieht.

Im Kondensator ist also die auf den vom Strom-Spiegel-Verstärker 80 während der ersten Hälfte des positiven Impulses von V« gelieferten Strom hin angesammelte Ladung gleich der Ladung, die vom Kondensator 24 während der zweiten Hälfte des positiven Impulses von V₄* zur Befriedigung der Kollektorstromanforderung des Transistors 79 abgegeben wird. Es sammelt sich also weder während der Halbwelle, zu der die Spannung V45 positiv ist. noch während der alternativen Halbwelle, zu der die Spannung V₄₄ positiv ist, eine verbleibende Ladung im Kondensator 24 an. Auf Grund der Schaltung ist die am Kondensator 24 durch dieses abwechselnde Laden und Entladen auftretende Spannung zu niedrig, als daß sie die Basis-Emitler-Sperrschichten von in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren 113, 115 oder 114, 116 in Durchlaßrichtung vorspannt. Von der Klemme 47 wird also kein positiver Strom zum Triggern des gesteuerten Gleichrichters 25 in den leitenden Zustand beim Vorliegen eines kapazitiv unbalancierten Zustands abgegeben.

Die Reaktion des Synchrondemodulators 70 auf den Zustand, daß die Kapazität des Leiters 13 gegen Erde höher ist als die des Leiters 12, besteht in einem Ausgangsstrom, der von gleicher Amplitude, jedoch in entgegengesetzter Polarität wie der Strom mit dem Verlauf 207 (Fig.2) ist. Aus diesem Grund verursacht auch das wiederholte Laden und Entladen des Kondensators keine ausreichend hohe Kondensatorspannung, um die in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren 113, 115 oder 114, 116 zum Durchlaß vorzuspannen.

Im stromempfindlichen Schwellendetektor 100 sind die Basiselektroden eines pnp-Transistors 101 und eines npn-Transistors 102 jeweils mit der Klemme 49

verbunden, an der die Spannung jB+ auftreten soll. Der

Transistor 101 ist zu einem Betrieb mit konstantem Emitterstrom vorgespannt, und zwar durch eine Konstantstromsenke 103 und einen Strom-Spiegel-Verstärker 105, der eine Diode 107 und einen Transistor 109 enthält. Der Transistor 102 ist für einen Betrieb mit konstantem Emitterstrom vorgespannt, und zwar durch eine Konstantstromquelle 104 und einen Strom-Spiegel-Verstärker 106, der eine Diode 108 und einen Transistor 110 enthält. Die Emitterströme der Transistoren 101 und 102 sind gleichgemacht, was durch gleiche Verstärkungsfaktoren der Strom-Spiegel-Verstärker 105 und 106 und durch Verwendung eines gemeinsamen Elements, wie etwa eines Widerstands, der zwischen die Basiselektroden der Transistoren 109 und 110 geschaltet ist und sowohl als Stromsenke 103 als auch als Stromquelle 104 dient, erreichbar ist. Beim Transistor

101 fuhrt der erzwungene festgelegte Wert des Emitierstroms dazu, daß die Emitterelektrode ein festes verschobenes Potential Vbe in bezug zu seiner Basiselektrode hat; entsprechendes gilt für den Transi-

-. stör 102.

Eine Diode 111 verbindet die Kollektorelektrode des Transistors 101 mit der Klemme 48 am Eingang des stromempfindlichen Schwellendetektors 100, und eine Diode 112 verbindet die Kollektorelektrode des

κι Transistors 102 mit der Klemme 48. Wird in den Verbindungspunkt der Dioden 111 und 112 kein Strom eingespeist und von ihm kein Strom abgezogen, nrt Ausnahme der durch die Dioden selbst fließenden Ströme, so sind die Dioden 111 und 112 durch den Kollektorstrom vom Transistor 101 zum Transistor 102 in Durchlaßrichtung belastet und halten einen Spannungsabfall 2 Vbe an sich aufrecht. Da die Basiselektroden des pnp-Transistors 101 und des npn-Transistors

102 am selben Potential liegen, hat dieser Spannungsab-.?» fall 2Vsedie Tendenz, die Kollektor-Basis-Sperrschichten der beiden Transistoren 101 und 102 in Durchlaßrichtung zu belasten.

Diese Tendenz wirkt sich so aus, daß der eine oder der andere der Transistoren 101 und 102 in Sättigung

jj arbeitet, wobei seine Kollektor-Basis-Sperrschicht in Durchlaßrichtung belastet ist und der Kollektorelektrode ein Potential gegeben ist, das nur geringfügig vom Emitterpotential entfernt ist. Wenn sich der Transistor 101 in ausgesprochener Sättigung befindet, ist seine

in Kollektorelektrode weniger positiv als ihre Emitterelektrode aufgrund der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung oder V547-. die im allgemeinen bei etwa 0,1 bis 0,2 Volt festliegt. Da. wie dargelegt wurde, sein Emitterpotential um 1 Vbe positiver ist als das Potential

^!' -^B+ an der Klemme 49, kommt die Kollektorelektrode

des Transistors 101 in bezug zum =ß+ Potential auf ein

Potential (V_Be- V_sat)- Das Potential der Kollektorelek-

4(i trode des Transistors 101 ist auch das Potential der Anode der Diode 111, so daß die Kathode dieser Diode, deren Potential um 1 Vbe weniger positiv ist als ihr Anodenpotential, ein um Vsat weniger positives Potential aufweist als das Potential an der Klemme 49.

4-, Dies bedeutet, daß zwischen den Klemmen 48 und 49 eine zu niedrige Spannung liegt, als daß die in Reihe geschalteten Sperrschichten der in Darlington-Schaltung geschalteten pnp-Transistoren 114 und 116 in Durchlaßrichtung gespannt wurden, und viel zu niedrig,

-,u um die in Reihe geschalteten Basis-Emitter-Sperrschichten der in Darlington-Schaltung geschalteten npn-Transistoren 113 und 115 auf Durchlaß zu spannen. Befindet sich umgekehrt der Transistor 102 in ausgesprochener Sättigung, so ist seine Kollektorelek-

•n trode um die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung oder Vs.47- gleich der des Transistors 101 positive"· als seine Emitterelektrode. Vs.47 ist üblicherweise ein wohldefinierter Wert von etwa 0,1 bis 0,2 Volt. Da das Emitterpotential des Transistors 102, wie beschrieben

w) wurde, um 1 Vbe weniger positiv ist als das Potential

2 B+ an der Klemme 49, hat die Kollektorelektrode des Transistors 102 im Vergleich zum B+ Potential ein ^negatives Potential (V_BE- V_SAT). Das Potential an der tv3 Kollektorelektrode des Transistors 102 ist auch das Potential an der Kathode der Diode 112, so daß die Anode dieser Diode, die um 1 Vbe positiver ist als ihr Kathodenpotential, bei einem Potential Vsat positiver

ist als das j B+ Potential an der Klemme 49. Dieses Potential reicht nicht aus, um die in Serie geschalteten Sperrschichten der Transistoren 113, 115 und noch viel weniger die in Serie geschalteten Basis-Emitter-Sperrschichten der Transistoren 114 und 116 auf Durchlaß zu spannen.

Im unwahrscheinlichen Fall, daß die beiden Transistoren 101 und 102 ganz oder nahezu in Sättigung sind und kein Strom an die Klemme 48 gespeist oder von ihr weggezogen wird außer über die Dioden 111 und 112, liegt das Potential an der Klemme 48 irgendwo im

Bereich von r

± Vsat, wie er durch die zwei soeben

beschriebenen Grenzbedingungen definiert worden ist.

Es sei nun angenommen, daß ein positiver Strom vom Synchrondemodulator 70 zum Schaltungsknoten geliefert wird, mit dem die Klemme 48 verbunden ist. Dieser positive Strom lädt den Kondensator 24 auf und erhöht das Potential an der Klemme 48. Dieses erhöhte positive Potential an der Klemme 48 bewirkt mit Sicherheit, daß der Transistor 101 in gesättigter Betriebsweise arbeitet, und macht die Verbindung der Diode 111 und der Kollektor-Basis-Sperrschicht des Transistors 101 weniger leitend. Dies führt dazu, daß der konstante Emitterstrom des Transistors 101 in erhöhtem Maß zu dessen Basiselektrode und in vermindertem Maß zu dessen Kollektorelektrode fließt.

Eine geringe Erhöhung des Potentials an der Klemme 48 beendet den Sättigungszustand des Transistors 102, sofern sich dieser in Sättigung befunden haben sollte. Der Transistor 102 wird in seiner normalen Betriebsweise belastet und fordert deshalb einen Kollektorstrom, der im wesentlichen gleich dem von seiner Emitterelektrode abgezogenen konstanten Strom ist. Der gesamte vom Synchrondemodulator 70 gelieferte positive Strom fließt durch die Diode 112 zur Kollektorelektrode des Transistors 102 und erfüllt dessen Kollektorstromanforderung, außer und bis dieser positive Strom die Kollektorstromanforderung des Transistors 102 übertrifft.

Wenn der positive Strom vom Synchrondemodulator 70 die Kolleklorstromanforderung des Transistors 102 übertrifft, so fließt der überschüssige Strom so, daß der Kondensator 24 weiter aufgeladen wird. Dieses weitere Aufladen erhöht das Potential der Klemme 48 in bezug

/um 2&⁺ Potential an der Klemme 49, so daß die Basis-Emitter-Sperrschichten der in Darlington-Schaltun,-' geschalteten Transistoren 113 und 115 auf Durchlaß vorgespannt werden und Kollektorströme vom Eingang eines Strom-Spiegel-Verstärkers 117 abziehen. Dieser Verstärker 117 ist als aus einer Diode 118 und einem Transistor 119 bestehend dargestellt. Er reagiert, indem er von seinem Ausgang zur Klemme 47 des Detektor-Moduls 40 einen positiven Strom liefert. Dieser positive Strom triggert den Gleichrichter 25, welcher seinerseits bewirkt, daß das Relais 20 den Stromfluß in den Leitern 12 und 13 unterbricht.

Es sei nun angenommen, daß vom Synchrondemodulator 70 zum Schaltungsknotenpunkt an der Klemme 48 ein negativer Strom geliefert wird. Durch diesen negativen Strom ergibt sich die Tendenz, den Konden sator 24 zu laden und so das Potential an der Klemme 48 zu erniedrigen. Das so erniedrigte positive Potential an der Klemme 48 stellt sicher, daß der Transistor 102 in seinem gesättigten Zustand arbeitet, und macht außerdem die Verbindung der Diode 112 und der Kollektor-Basis-Sperrschicht des Transistors 102 weniger leitend. Insofern muß der konstante Emitterstrom des Transistors 102 in erhöhtem Maß zu seiner Basiselektrode und in vermindertem Maß zu seiner

ϊ Koüektorelektrode fließen. Die geringe Erniedrigung des positiven Potentials an der Klemme 48 entfernt den Transistor 101 vom Sättigungszustand, sofern er vorher im Sättigungszustand war. Der Transistor 101 ist für normale Betriebsweise vorgespannt und Hefen deshalb

in einen Kollektorstrom, der im wesentlichen gleich dem von seiner Emitterelektrode gezogenen konstanten Strom ist. Der gesamte vom Synchrondemodulator 70 gelieferte negative Strom stellt im Effekt eine Stromanforderung dar und wird durch den Kollektor- > strom des Transistors 101 gespeist, der durch die Diode 111 fließt, sofern nicht und bis diese Anforderung die Stromlieferfähigkeit des Transistors 101 übersteigt. Diese Kollektorsirom-Lieferfähigkeit des Transistors 101 zum Befriedigen der Stromanforderung des

Ji) Synchrondemodulator 70 ist auf eine Stromhöhe begrenzt, die im wesentlichen gleich der Konstantstromlieferung an seine Emitterelektrode ist.

Wenn die Stromanforderung des Synchrondemodulator 70 die Fähigkeit des Transistor 101, Kollektor-

r> strom zu liefern, übersteigt, so wird der Überschuß an angefordertem Strom vom Kondensator 24 geliefert. Das Liefern dieses zu hohen angeforderten Stroms lädt den Kondensator 24 so auf, daß das Potential an seiner Klemme 48 im Vergleich zum Potential an der Klemme

in 49 zunehmend negativ wird. Dies spannt die Basis-Emitter-Sperrschichten der in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren 114 und 116 auf Durchlaß und bewirkt, daß sie positiven Kollektorstrom an die Klemme 47 des Detektor-Moduls 40 liefern. Der

π positive Strom von der Klemme 47 triggert den Gleichrichter 25, der seinerseits bewirkt, daß das Relais 20 den Stromfluß in den Leitern 12 und 13 unterbricht.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Erdungsfchlerfeststellung unterscheidet sich in einer wichtigen

•41) Einzelheit vom Stand der Technik insofern, als die Sekundärwicklung 32 des Differenzstromtransformators 30 durch die sich an ihn anschließende Verstärkerund Komparatorschaltung eher kurzgeschlossen als im Leerlauf betrieben ist. Dies erlaubt die Verwendung von

-r> Kernmaterial mit weiten Permeabilitätstoleranzen im Transformator 30 ohne Einfluß auf die Empfindlichkeit des Erdungsfehlerdetektors, wie sie beim Stand der Technik vorlag, gemäß dem die Sekundärwicklung 32 schwach belastet war. Dies bedeutet, daß auch bei

ίιι Massenproduktion ein billiger Ferritkern mit einer weiten Toleranz hinsichtlich der Permeabilität anstelle eines ausgewählten Ferritkerns oder geschichteten Eisenkerns, die beide verhältnismäßig teuer sind, im Differenzstromtransformator verwendet werden kann.

v> Der Grund für diesen durch die Kurzschlußbelastung der Sekundärwicklung erreichten Vorteil wird anhand der F i g. 3,4 und 5 beschrieben.

Fig.3 zeigt eine Norton-Äquivalent-Quelle 301 von Fehlabgleich-Wechselstrom und eine Äquivalentschal-

w) tung des Differenzstromtransformators 30 und einer an seine Sekundärwicklung 32 durch die Eingangsklemme des Detektor-Moduls 40 angeschlossenen Belastung 302.

Es werden hier die Potentialleiter und der Nulleiter

h^r) 11,12 und 13 als Primärwicklungen angesehen, die einer einzigen Primärwicklung äquivalent sind und einen Fehlabgleichstrom gleich der Differenz ihrer jeweiligen Ströme führen. Dies ist eine zulässige Annahme, da ein

Transformator mit loroidaler Kopplung eine enge gegenseitige Kopplung zwischen den Wicklungen lufweist. Diese äquivalente Primärwicklung ist über Klemmen 303 und 304 so angeschlossen, daß von der Norton-Äquivalent-Wechselstromquelle 301 in sie ein unbalancierter Primärwicklungsstrom Iu eingespeist wird, der in der Höhe dem Erdungsfehlerstrom entspricht, welcher den Fehlabgleichstrom Isec in der Sekundärwicklung bewirkt. Die Sekundärwicklung 32 hat Ausgangsklemmen 305 und 306, zwischen die die Belastung 302 mit einem Widerstandswert R geschaltet ist.

Der Differenzstromtransformator 30 ist als einen eigentlichen Transformator 310 aufweisend dargestellt, der eine vollkommene Gegenkopplung zwischen seiner Primärwicklung 311 und der Sekundärwicklung 32 aufweist. Das Windungsverhältnis der Primärwicklung zur Sekundärwicklung beträgt 1 : n. Ein Widerstand 312 stellt die Kupferverluste und Kernverluste (»Eisenverluste«) im Transformator 30 dar, eine Induktivität 313 stellt die Streuinduktivität dar. Für die zur Erdungsfehlerfeststellung verwendeten Transformatoren mit Toroidkern ist die Streuinduktivität im Vergleich zur Primärwicklungsinduktivität sehr niedrig, so daß die Induktivität 313 direkt angeschlossen sein kann. Die Kupfer- und Kernverluste gut entworfener Transformatoren sind niedrig. Der Widerstand 312 hat deshalb normalerweise einen im Vergleich zur übertragenen Impedanz R/n² der Belastung 302, die an der Wicklung 311 auftritt, verhältnismäßig hohen Widerstandswert. Der Widerstand 312 kann deshalb für die weitere Betrachtung vernachlässigt werden.

F i g. 4 zeigt die nun zu entwickelnde Äquivalentschaltung. Die Impedanz der Belastung 302 ist vom Sekundärwicklungskreis des Transformators 30 als übertragene Belastung 302' auf die Primärwicklung 311 bezogen. Die übertragene Belastung 302' hat einen Widerstand R/n² und stellt somit zwischen den Klemmen 303 und 304 die gleiche Impedanz dar, wie sie die Belastung 302 zwischen den Klemmen 305 und 306 nach der Transformation durch den Transformator mit einem Windungsverhältnis von 1 ·. π darstellt.

Der tatsächliche Transformator 310 ist durch eine Äquivalentschaltung aus einer Induktivität 311/, und einem idealen Transformator 310' mit einem Windungszahlenverhältnis von 1 : η ersetzt. Das induktive Element 311Z. hat die gleiche Induktanz wie die Primärwicklung 311 der Schaltung nach Fig. 3. Der ideale Transformator 310' hat an seiner mit 311P bezeichneten Primärwicklung eine unendliche Impedanz, da die Primärwicklung 311 selbst unendliche Impedanz hat und die Sekundärwicklung 32 im Leerlauf ist. Die zwischen den Klemmen 304 und 303 auf den Fehlabgleich-Wechselstrom Iu in der Primärwicklung hin auftretende Spannung V_P wird vom idealen Transformator 310' transformiert und erzeugt eine Spannung Vs zwischen den Klemmen 306 und 307 nach der Beziehung:

(I)

es ist also Vs um den Faktor η höher als V^ also um das Spannungsübersetzungsverhältnis des Transformators aufgrund seines Windungszahlenverhältnisses 1 : n.

Die zwischen den Klemmen 304 und 303 auftreiende Spannung Vp ist entsprechend dem ohmschen Gesetz für elektrische Stromkreise durch den Fehlabgleichstrom /;/ bestimmt, der durch die Parallelschaltung der übertragenen Widerstundsbelasiung 302' und der Induktivität 311L fließL Durch die Primäi-wicklung 31 \P fließt kein Anteil des Stroms Iu. da diese, wie erwähnt, eine unendliche Impedanz aufweist. Die Beziehung kann mathematisch folgendermaßen dargestellt werden:

= I₁

ic*)

(21

wobei /.die Induktivität von 31 !/.oderder Primärwicklung des Transformators 30 bzw. 3!0 darstellt. Durch Kombination der Gleichungen (1) und (2) ergibt sich:

Cf)

Es ist erwünscht, daß Vs eine reproduzierbare Funktion von /₍/ ist, so daß der Schwellendetektor feststellen kann, wenn eine vorgegebene Erdungsfehler-Stromhöhe überschritten wird.

Hierdurch kann das Erfordernis vermieden werden, die Schwellenhöhe zu justieren, bei der der Schwellendetektor das Auftreten eines Erdungsfehlers anzeigt. Es sei angenommen, daß Vs in einer feststellbaren proportionalen Beziehung zu Iu steht und die Verstärkung von dem Schwellendetektor vorgeschalteten Verstärkern genau gegeben werden kann: in diesem Fall ist der einem gegebenen Erdungsfehlerstrom entsprechende Schwellenpegel bekannt.

Bei den bekannten Systemen zur Erdungsfehlerfeststellung ist R/n² höher als j ω L da die Eingangsimpedanz R der Sekundärwicklung 32 verhältnismäßig hoch ist. In diesem Fall nähert sich die Gleichung (3) einer Grenzbedingung an, für die gilt:

Die Abhängigkeit von Vs von j ω L der Primärinduktanz des Transformators 30, macht es bei den bekannter. Schaltungen unmöglich, dieselbe Proportionalität zwischen Vs und Iu für alle Produktionseinheiten eines Erdungsfehlerdetektorsystems zu erhalten, solange nicht L von Einheit zu Einheit konstant gehalten werden kann. Dies bedeutet, daß der magnetische Widerstand der Transformatorkerne 31 sich von Einheit zu Einheit nicht ändern darf, sofern kostspielige Anordnungs-Leitungs-Justierungen vermieden werden sollen. Außerdem ergibt eine Kerntemperaturänderung den Effekt einer Änderung der Permeabilität. Insofern müssen für die bekannten Schaltungen teure Kerne aus ausgwählten Legierungen verwendet werden. Eine Serienproduktion dieser Erdungsfehlerdetektoren erfordert Transformatoren mit fernsehen Kernen. Diese Kerne haben im allgemeinen einen Schichtaufbau, um Wirbelstromverluste zu verringern.

Im Vergleich zu derartigen Eisenkernen sind Ferritkerne billig. Das Ferritkernmaterial hat im Vergleich zu Eisenkernmaterial einen niedrigen magnetischen Widerstand pro Volumeneinheit, also eine hohe Permeabilität, die eine der wichtigen Faktoren zur Ermöglichung der Verkleinerung der Baugröße des

Transformators 30 für einen gegebenen Strombereich darstellt, über den eine lineare Transformatorwirkung gefordert wird. Nach dem Stand der Technik eignen sich Ferritkerntransformatoren jedoch nicht zur Verwendung für die Massenproduktion von Erdungsfehlerde- > tektoren ohne |ustierungen, da die Permeabilität ihrer Kerne über einen z.i weiten Toleranzbereich und mit der Temperatur fluktuiert. Die weiten Permeabilitätstoleranzen des Kernmaterials ergeben entsprechend weite Toleranzen der Primärwicklungsinduktivität L des Transformators. Wie erläutert wurde, sind solche weiten Variationen von L nicht zulässig. Eine Auswahl der Kerne zur Einengung der Toleranzen von L erhöht den Preis der Ferritkerne im Vergleich zu Eisenkernen und ist wirtschaftlich nicht gerechtfertigt. ι -,

F i g. 5 zeigt die Äquivalenlschaltung des Transformators 30, wenn dessen Sekundärwicklung 32 mit einer Kurzschlußbelastung 302" belastet ist, was eine Bedingung darstellt, die mit bestimmten Arten von Verstärkern gut angenähert werden kann. Da der :ii Transformator 310 eine sehr hohe Kopplung aufweist, stellt sich für die Primärwicklung 311 eine Impedanz in Höhe der l//?²fachen Belastung 302" dar, die im wesentlichen eine Kurzschlußbelastung ist. Die Primärwicklung 311 stellt also ebenfalls einen Kurzschluß dar :i und da der Einfluß der Streuinduktivität 313 im Vergleich zum Widerstand 312, der die Kupfer- und Eisenverluste darstellt, vernachlässigbar ist, fließt der Strom Iu im wesentlichen vollständig durch den die Elemente 313 und 311 enthaltenden Stromzweig und jo nicht durch den parallelen Stromzweig mit dem Widerstand 312.

Du der Strom Λ/als Primärstrom in der Wicklung 311 fließt und der Transformator 310 ein Windungszahlenverhältnis 1 : η hat, ist der in der Sekundärwicklung 32 j5 fließende Sekundärstrom Isec = lij/n und fließt durch die Kurzschlußbelastung 302". Das Verhältnis dieses Sekundärstroms Isec = /i/nzum Primärstrom Iuhängt nicht von der Induktivität des Transformators ab, so daß die Permeabilität des Kernmaterials nicht auf einen engen Wertebereich beschränkt sein muß und der Effekt von durch Temperaturänderungen bewirkten Fluktuationen vernachlässigbar ist.

Das Aufrechterhalten des Verhältnisses des in der Sekundärwicklung 32 fließenden Stroms Isec zum Fehlabgleichstrom in den Primärleitern auf einem gegebenen Wert von Herstellungseinheit zu Herstellungseinheit hängt nur von den folgenden Faktoren ab:

1. Das Windungszahlenverhältnis des Transformators 30 muß stets genau eingehalten werden, was auch bei der Massenherstellung keine erheblichen technologischen Probleme aufwirft;

2. Die Kopplung des Transformators 30 muß ausreichend hoch sein, was bei Toroidkernen von ausreichender Größe und hoher Permeabilität kein nennenswertes Problem bedeutet;

3. Die Steuinduktivität 313 des Transformators 30 muß im Vergleich zum äquivalenten Widerstand 312, der von den Kupferverlusten und Kern- oder »Eisen«-Verlusten dargestellt wird, niedrig sein und

4. Auch die Eingangsimpedanz des Detektor-Modul 40 zwischen seinen Eingangsklemmen 42 und 43 geteilt durch das Quadrat des Windungsverhältnis ses. muß ebenfalls im Vergleich zum äquivalentei Widerstand 312 niedrig sein.

Jeder dieser aufgeführten Faktoren kann im Verlaul der Massenfertigung leicht überwacht werden.

Die an den Klemmen 42, 43 an die Sekundärwicklung 32 angeschlossene niedrige Eingangsimpedanz für normale unbalancierte Strompegel während eines Erdungsfehlers wird, wie erwähnt, durch Anlegen von verhältnismäßig hohen Ruheströmen über die Vorspannungswiderstände52 und 53 an die Dioden 51.7 bzw. 61 i bewirkt, die die Dioden stark auf Durchlaß vorbelasten Hierdurch entsteht das Problem verhältnismäßig höhet Ruheströme, die von verhältnismäßig niedrigen Stromänderungen begleitet werden, welche in das unmittelbar gekoppelte Verstärker- und Detektorgerät eingeführt werden. Die ausgedehnte Anwendung unmittelbarei Kopplung ist in monolithischen integrierten Schaltungen notwendig, da weder Koppelkondensatoren nocli Transformatoren leicht integriert werden können und da die Anzahl der Klemmen, die praktisch für der Anschluß von nichtintegrierten Komponenten zur Verfügung gestellt werden, auf etwa 14 bis 24 begrenzi ist. Das Problem, daß die zur Erniedrigung der Eingangsimpedanzen an den Klemmen 42, 43 verwendeten hohen Ruheströme nicht in unerwünschter Weise den für die Signalvariationen nach der Verstärkung zui Verfügung stehenden Bereich verringern, wird dadurch gelöst, daß balancierte Variationen von Isec zugelasser werden und dann die gemeinsam erfolgende Sperrung der emittergekoppelten Differenzverstärker 75, 77 und 76, 78 im Synchrondemodulator 70 dazu ausgenützi wird, die hiermit vermischten Ruheströme zu unterdrükken.

Außerdem zeigen die Verstärker 50 und 60 mit der Dioden 51.-? bzw. 61,·; an ihren Eingangsklemmen sehi niedrige Eingangspoientialänderungen für sehr weite Eingangsstrombereiche, in der Praxis etwa 25 Millivolt Änderung für jede Verdoppelung des Stroms, was eine exponentiell Änderung mit zunehmendem Strom unc nicht eine lineare Antwortcharakteristik des Verstärkers mit linearen Eingangswiderständen darstellt. Die Verstärker 50 und 60 haben nichtlineare Kollektorbelastungen aufgrund der Diodenketten 53 bis 58 bzw. 63 bii 68, und sie zeigen in gleicher Weise recht niedrige Spannungsänderungen an sich für verhältnismäßig weite Ausgangsstrombereiche. Diese Potentialänderungen können jedoch hoch genug sein, um die Ströme durch die Differenzverstärker 75, 76 und 77, 78 irr Synchrondemodulator 70 über erhebliche Teile ihrei Bereiche zu modulieren. Die Verstärker 50 und 6C eignen sich also sehr gut dazu, die relativ hoher Ruheströme zu bewirken, die die auf die Gegentaktströme Isec von der Wicklung 32 reagierenden Änderunger begleiten.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

1. Patentansprüche:

   !. Erdungsfehlerdetektor mit einem einen Kern aufweisenden Differenzstromtransformator, einer Mehrzahl von als Primärwicklungen mit dem Kern verketteten Leitern einer Leitung, die jeweils Wechselstrom zu einer Belastung führen, einer mit dem Kern verketteten Sekundärwicklung und mit einem Amplitudendetektor, der eine mit der Sekundärwicklung gekoppelte Eingangsschaltung und eine eine Anzeige aufgrund eines Erdungsfehlers abgebende Ausgangsschaltung enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der Amplitudendetektor (40) eine elektronische Eingangsverstärkerstufe (51, 61) mit derart niedriger Eingangsimpedanz enthält, daß die Sekundärwicklung (32) wie im Kurzschluß belastet ist und somit der Fehlerstrom, der in der Sekundärwicklung als Reaktion auf eine Unsymmetrie der Primärwicklungsströme fließt, allein durch das Windungsverhältnis des Transformators (30) bestimmt und praktisch unabhängig von der Permeabilität des Transformatorkerns ist, daß der Amplitudendetektor (40) ferner einen Produktdetektor (70) der über die Eingangsverstärkerstufe ein dem in der Sekundärwicklung induzierten Fehlerstrom entsprechendes Signal empfängt und es mit der Augenblicksspannung der Leiter (12,13) multipliziert, ferner eine mit dem Ausgang des Produktdetektors gekoppelte Integrationsschaltung (24) sowie einen auf Spannung ansprechenden ersten Schwellendetektor (114, 116; 113, 115, 117) enthält, der an seinem Eingang das integrierte Ausgangssignal des Produktdetektors empfängt und an seinem Ausgang eine Erdungsfehleranzeige liefert, wenn das integrierte Ausgangssignal des Produktdetektors einen vorbestimmten Wert übersteigt.
2. 2. Erdungsfehlerdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsverstärkerstufe eine Gegentaktverstärkerschaltung ist, deren jede Hälfte (51; 61) einen mit festem (geerdetem) Emitterpotential angeordneten und mit seiner Basis an jeweils ein gesondertes Ende der Sekundärwicklung (32) angeschlossenen Transistor (516; 616^ aufweist, daß jeder dieser beiden Transistoren als Kollektorlast eine Vielzahl η von hintereinandergeschalteten Dioden (53 bis 58; 63 bis 68) enthält und parallel zu seinem Basis-Emitter-Übergang eine weitere Diode {5\a;6\a)bau daß der Gegentaktverstärker zwischen den Kollektoren seiner emittergeerdeten Transistoren eine eindeutige Spannung abhängig vom Sekundärwicklungsstrom liefert und daß an jeder der den Basis-Emitter-Übergängen der emittergeerdeten Transistoren parallelgeschalteten Dioden eine gesonderte Durchlaßvorstromquelle (52; 62) liegt, die jeweils einen genügend hohen Durchlaßvorstrom liefert, um die niedrigen Impedanzen dieser Dioden gegenüber der Sekundärwicklung (32) aufrechtzuerhalten.
3. 3. Erdungsfehlerdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Produktdetektor (70) ein Paar emittergekoppelter Transistoren (75, 77) enthält, deren einer mit seinem Kollektor an den Eingang und dessen anderer mit seinem Kollektor an den Ausgang eines strominvertierenden Verstärkers (80) angeschlossen ist, um die GegentaktänderuiT'en der Kollektorströme dieser Transistoren in Eintaktforiii am Ausgang des strominvertierenden Verstärkers umzusetzen, daß die Emitter des besagten emittergekoppelten Transistorpaars mit dem Ausgang eines Stromspiegel Verstärkers (73)

   -, verbunden sind, daß ferner ein Gleichrichiungsnetzwerk (30, 34, 35, 71) vorgesehen ist, dessen Eingangskreis zwischen einem Paar (14, 16) der Leiter (14,16,17) liegt und dessen Ausgangskreis mit dem Eingang des Stromspiegelverstärkers verbun-

   Hi den ist, um ihn bei abwechselnden Halbwellen der zwischen dem besagten Leiterpaar auftretenden Spannung jeweils in die Leitfähigkeit vorzuspannen, und daß die Basiselektroden des emittergekoppelten Transistorpaars (75, 77) jeweils mit einer der

   H Kollektorelektroden der emittergeerdeten Transistoren (516,öltyin der Eingangsverstärkerstufe (70) verbunden sind.
4. 4. Erdungsfehlerdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Produktdetektor (70)

   in einen ersten und einen zweiten Stromspiegelverstärker (73, 74) enthält, einen ersten und einen zweiten Transistor (75, 77), die mit ihren Emittern an den Ausgang des ersten Stromspiegelverstärkers (73) angeschlossen sind, einen dritten und einen vierten

   2", Transistor (76, 78), die mit ihren Emittern an den Ausgang des zweiten Stromspiegel Verstärkers (74) angeschlossen sind, sowie einen strominvertierenden Verstärker (80), an dessen Eingang die Kollektoren des ersten und vierten Transistors (75,

   jo 78) angeschlossen sind und an dessen Ausgang die Kollektoren des zweiten und dritten Transistors (77, 76) angeschlossen sind, so daß dort ein kombiniertes Ausgangssignal erscheint, das die Kollektorströme der vier Transistoren (75 bis 78) in Eintaktform

   ji wiedergibt, daß eine erste und eine zweite Gleichrichtungsschaltung (30, 34„ 35, 71; 36, 37, 38, 72) vorgesehen ist, deren Ausgangskreise jeweils mit einem der Eingangskreise des ersten und zweiten Stroimpiegelverstärkers (73,74) verbunden sind und

   ■to deren Eingangskreise jeweils mit einem Paar (14,16; 14, 17) der Leiter verbunden sind, um den ersten Stromspiegelverstärker (73) während abwechselnder Perioden der Leiterwechselspannung in die Leitfähigkeit zu tasten und um den zweiten Stromspiegelverstärker (74) während der dazwischenliegenden abwechselnden Perioden der Leiterwechselspannung in die Leitfähigkeit zu tasten, daß die Basiselektroden des ersten und dritten Transistors (75, 76) mit dem Kollektor eines (5ib) der

   so emittergeerdeten Transistoren in der Eingangsverstärkerstufe verbunden sind und daß die Basiselektroden des zweiten und vierten Transistors (77, 78) mit dem Kollektor des anderen (616,1 der emittergeerdeten Transistoren in der Eingangsverstärker-

   ■-,-> stufe verbunden sind.
5. 5. Erdungsfehlerdetektor nach einem der Ansprüche 1, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationsschaltung anders als nur ein Tiefpaßfilter ein echter Integrator ist und einen Kondensator

   bo (24) enthält, dessen eine Seite mit einem Schaltungsknoten (49) verbunden ist, der eine dem ersten Schwellendetektor (114, 116; 113, 115, 117) als Bezug dienende Bezugsspannung führt, und dessen andere Seite mit dem Ausgangsanschluß des

   h) Schwellendetektors verbunden ist, eine mit der zweiten Seite des Kondensators verbundene erste Stromquelle (102, 104, 106, 112; 101, 103, 105, 111), eine ebenfalls mit der zweiten Seite des Kondensa-

   tors verbundene zweite Stromquelle (101, 103, 105, 111: 102, 104, 106, 112), deren Strom eine entgegengesetzte Polarität gegenüber dem von der ersten Stromquelle gelieferten Strom hat und eine ausreichende Amplitude aufweist, um der Amplitude des von der ersten Stromquelle gelieferten Stroms entgegenzuwirken, soweit ihr nicht der Ausgangsstrom des Produktdetektors entgegenwirkt, daß die zweite Stromquelle einen Transistor (101; 102) enthält, dessen Basis mit dem besagten Bezugsspan- iu nungspunkt (49) und dessen Emitter mit einem für eine Durchlaßvorspannung seines Basis-Emitter-Obergangs sorgenden Konstantstromgenerator (103, 105; 104, 106) und dessen Kollektor mit dem zweiten Ende des Kondensators über eine Diode (111; 112) verbunden ist, die so gepolt ist, daß sie vom Kollektorstrom dieses Transistors in Durchlaßrichtung gespannt wird.
6. 6. Erdungsfehlerdetektor nach einem Jer Ansprüche 1, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationsschaltung anders als nur ein Tiefpaßfilter ein c-chter Integrator ist und einen Kondensator (24) enthält, der mit seiner ersten Seite an einem Schaltungspunkt (49) angeschlossen ist, der eine dem Schwellendetektor (114, 116; 113, 115, 117) als Bezugsgröße dienende Bezugsspannung führt, und dessen zweite Seite mit dem Ausgangsanschiuß des Schwellendetektors verbunden ist, einen PNP-Transistor (101), dessen Basis an den Bezugsspannungspunkt (49) angeschlossen ist und dessen Emitter an jo einen für eine Durchlaßvorspannung seines Basis-Emitter-Übergangs sorgenden Konstantstromgenerator (103, 105) angeschlossen ist und dessen Kollektor mit der zweiten Seite des Kondensators über eine Diode (111) verbunden ist, die so gepolt ist, is daß sie durch den Kollektorstrom des PNP-Transistors (101) in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, einen NPN-Transistor (102), dessen Basis mit dem Bezugsspannungspunkt (49) verbunden ist und dessen Emitter an einen für eine Durchlaßvorspannung seines Basis-Emitter-Übergangs sorgenden Konstantstromgenerator (104, 106) angeschlossen ist und dessen Kollektor mit der zweiten Seite des Kondensators über eine Diode (112) verbunden ist, die so gepolt ist, daß sie durch den Kollektorstrom dieses Transistors in Durchlaßrichtung vorgespannt wird.
7. 7. Erdungslehlerdetektor nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch einen zweiten spannungsempfindlichen Schwellendetektor (113, 115, 117; 114, 116), dessen Bezugsgröße ebenfalls die Spannung am besagten Bezugsspannungspunkt (49) darstellt und dessen Eingang mit der zweiten Seite des Kondensators (24) verbunden ist und dessen Schwellenspannung entgegengesetzte Polarität gegenüber derjenigen des ersten Schwellendetektors hat und dessen Ausgang mit dem Ausgang des eisten Schwellendetektors verbunden ist.