DE2506800A1

DE2506800A1 - Steuerung der bremskraft

Info

Publication number: DE2506800A1
Application number: DE19752506800
Authority: DE
Inventors: Allan Barr Plunkett
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1974-02-25
Filing date: 1975-02-18
Publication date: 1975-08-28
Also published as: US3899725A; CA1026819A; JPS50124117A; FR2262440A1; JPS5827756B2; FR2262440B1; DE2506800C2

Description

Steuerung der Bremskraft

Die Erfindung betrifft allgemein Schaltungen zur Regelung und Steuerung von Motoren und insbesondere die Regelung des ausgangsseitigen Drehmomentes eines elektrischen Bremssystems.

Elektrische Antriebsfahrzeuge, beispielsweise NahVerkehrswagen, besitzen typischerweise die folgenden Erfordernisse: eine Anfangsbeschleunigung mit maximaler Geschwindigkeit, einen Fährbetrieb über eine kurze Entfernung und dann eine Abbremsung mit einer maximalen Geschwindigkeit. Der mittlere Teil des Betriebszyklus wird am besten unterstützt durch eine Betriebsart mit konstanter Leistung, wobei dann die Motorspannung und der Motor-

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strom umgekehrt proportional zur Drehzahl oder Geschwindigkeit sind. Die Teile des Betriebszyklus für die Beschleunigung und die Abbremsung werden am günstigsten herbeigeführt durch Anwendung eines hohen Drehmomentes. Daher erfordert eine typische Leistungskurve für ein Fahrzeug, das aus dem Stillstand auf eine maximal zulässige Geschwindigkeit gebracht wird, ein maximales konstantes Drehmoment zu einer ersten Geschwindigkeit, die Zuführung einer konstanten Leistung bis zu einer zweiten Geschwindigkeit und dann das Verhalten eines Reihenmotors, bei dem die Leistung im umgekehrten Verhältnis zur Geschwindigkeit abfällt.

In einem durch Inverter oder Wechselrichter mit Leistung versorgten System können diese drei Betriebsarten dadurch erreicht werden, daß während der Betriebsart 1 die Spannung verändert wird, während der Betriebsart 2 der Motorschlupf verändert wird und während der Betriebsart 3 diese Größen konstant gehalten werden.

Während der Betriebsart 1 kann das Drehmoment auf einem hohen konstanten Wert durch Änderung der Motorspannung in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit geregelt werden.

In der Abbremsphase des Betriebes ist es erwünscht, einen möglichst großen Teil der erforderlichen Abbremsung durch elektrisches Abbremsen zu erreichen, und zwar entweder durch eine dynamische Abbremsung oder durch eine regenerative Abbremsung oder Nutzbremsung. Es ist weiterhin erwünscht, die maximale Bremskraft bei den höheren Geschwindigkeiten anzuwenden. Hierzu ist es notwendig, daß bei den höheren Geschwindigkeiten oder Drehzahlen größere Drehmomente erzeugt werden. Auf andere Weise ausgedrückt bedeutet dies, daß die Betriebskennlinie so verläuft, daß die Betriebsart mit konstantem Drehmoment weiter ausgedehnt wird zur Erzielung höherer Geschwindigkeiten als in den Fahrbetriebsarten. Dies wird teilweise gefördert durch Ausdehnung des Bereiches für die Impulsbreiten-Modulation auf höhere Drehzahlen, wie sie sich aus einer erhöhten Gleichspannung am Inverter ergibt, wie dies in der deutschen Patentanmeldung P 25 OO 725.4 der Anmelderin vom 10.1.1975 beschrieben ist. Diese Ausdehnung reicht jedoch nicht aus, um die erforderliche Bremskapazität zu schaffen.

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Weitere Problembereiche bei elektrischer Bremsung sind der übergang zwischen dynamischer Bremsung und Nutzbremsung und Schwankungen der Leitungsspannung. Wenn ein Übergang von dem dynamischen Bremsbetrieb zum Nutzbremsbetrieb oder umgekehrt vorgenommen wird, dann ändert sich die Spannung über dem Inverter und daher ändert sich das Drehmoment. Die Umschaltung zwischen einer Nutzbremsung und einer dynamischen Bremsung wird besonders schwerwiegend mit Verringerung der Drehzahl, da sich die Inverterspannung bei der Drehzahl Null etwa der Leitungsspannung bei Nutzbremsung annähert, bei dynamischer Bremsung sich jedoch bei der Drehzahl Null an den Wert Null Volt annähert. In ähnlicher Weise bewirkt eine Schwankung der Leitungsspannung eine Änderung des Wertes für das Drehmoment, das dann bei höheren oder niedrigeren Werten liegen kann im Vergleich zum erwünschten konstanten Drehmoment .

Es ist daher eine Aufgabe der Erfindung, ein konstantes Bremsdrehmoment in einem höheren Geschwindigkeitsbereich (Drehzahlbereich) zu schaffen.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung einer Bremsung mit konstantem Drehmoment im Rechteckwellenbetrieb eines Impulsbreiten-modulierten Invertersystems.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines Systems, das automatisch bei dem Übergang vom Betrieb mit Impulsbreiten-Modulation zum Rechteckwellenbetrieb in Gebrauch genommen wird.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Aufrechterhaltung einer erwünschten Bremskraft für die Nutzbremsung bei auftretenden Änderungen in der Leitungsspannung.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung glatter Übergänge beim Wechsel zwischen dynamischer Bremsung und Nutzbremsung.

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Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung einer Steuer- oder Regelschaltung, die wirtschaftlich in der Herstellung und wirksam in der Anwendung ist.

Ein besseres Verständnis dieser Aufgaben und weiterer Gesichtspunkte und Vorteile ergibt sich aus der nachstehenden Beschreibung im Zusammenhang mit den Abbildungen.

Zusammengefaßt wird gemäß einem Aspekt der Erfindung das Stromstärke-Sollsignal, welches die erwünschte Motorstromstärke darstellt, im Rechteckwellenbetrieb so kompensiert, daß es die Änderungen der Drehzahl (Geschwindigkeit) und der Leitungsspannungen wiedergibt. Damit wird der Betriebsbereich für konstantes Drehmoment auf einen gewünschten höheren Wert während der Abbremsung erweitert und Änderungen der Inverterspannungen infolge des Überganges zwischen dynamischer Bremsung und Nutzbremsung und/oder infolge der Änderungen in der Leitungsspannung werden kompensiert.

Da die Spannungssteuerung im Rechteckwellenbetrieb nicht mehr aufrechterhalten bleibt, wird die Drehmomentsteuerung dadurch erreicht, daß das Stromstärke-Sollsignal um einen Faktor nachgestellt wird, der als Zähler die Geschwindigkeit des Fahrzeuges und als Nenner die Gleichspannung am Inverter besitzt. Zur automatischen Anwendung des Kompensationsfaktors bei dem Übergang auf Rechteckwellenbetrieb wird ein Vergleich der kompensierten und der unkompensierten Stromstärke-Sollsignale vorgenommen, wobei als zuzuführendes Signal lediglich das Signal mit dem höheren Wert benutzt wird. Daher kommt das kompensierte Signal lediglich während des Rechteckwellenbetriebes wirksam in Anwendung.

Während des Rechteckwellenbetriebes kann die Motorspannung nicht mehr proportional zur Geschwindigkeit oder Drehzahl verändert werden. Daher wird stattdessen die Motorstromstärke moduliert, um das erwünschte Verhalten mit konstantem Drehmoment zu erhalten. Auf diese Weise wird noch ein zusätzlicher Vorteil erhalten, der darin liegt, daß An—derungen der Gleichspannungen am Inverter, die durch Änderungen der Leitungsspannung und durch übergang zwi-

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sehen dynamischer Bremsung und Nutzbremsung verursacht werden, durch zugeordnete Änderungen der Motorstromstärke kompensiert werden.

In den nachstehend aufgeführten Abbildungen ist eine bevorzugte Ausführungsform dargestellt. Es können jedoch die verschiedensten Abwandlungen an derselben vorgenommen werden, ohne die Lehre und den Umfang der Erfindung zu verlassen.

Figur 1 zeigt einen Schaltplan der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.

Figur 2 zeigt eine Kurvendarstellung des erforderlichen Drehmomentes, abgetragen über der Geschwindigkeit während des Fahrbetriebes und des Bremsbetriebes eines Fahrzeuges,

Figur 3 zeigt eine Kurvendarstellung einer erwünschten Kennlinie des Systems für den Fahrbetrieb im gesamten Geschwindigkeitsbereich eines Fahrzeuges.

Figur H zeigt eine Kurvendarstellung einer typischen Systemkennlinie während der dynamischen Bremsung im gesamten Geschwindigkeit sbereich eines Fahrzeuges.

Figur 5 zeigt eine Kurvendarstellung für die Nutzbremsung.

Figur 6 ist eine Schaltzeichnung des Komparatorteils der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.

Figur 7 zeigt die typische Änderung von TC und die kompensierte Größe TC als Funktion der Geschwindigkeit für dynamische Bremsung.

Figur 1 zeigt ein Inverter-Steuersystem, bei dem ein Wechselstrominduktionsmotor 11 so geschaltet ist, daß er Wechselstromleistung aus einem Drei-Phasen-Inverter 12 während des Fahrbetriebes erhält und während der Perioden der elektrischen Abbrem-

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sung Wechselstromleistung an denselben abgibt. Der Inverter 12 ist über ein Tiefpaßfilter lh mit einer Gleichstromquelle 13 verbunden und umfaßt allgemein eine Schaltung zur Umwandlung von Gleichstromleistung in Wechselstromleistung; er kann eine der verschiedensten Bauformen besitzen, wie sie in dem Werk "Principles of Inverter Circuits" von Bedford und Hoft, Verlag John Wiley & Sons Inc., 1964, beschrieben werden. Bevorzugt wird jedoch ein Inverter des impulskommutierten Typs (McMurray).

Die Gleichstromleistungsquelle 13 ist typischerweise eine dritte Schiene, welche aus Teilstationen gespeist wird, die eine im wesentlichen konstante Gleichspannung mit variablen kurzzeitigen Spannungsänderungen liefern. Das Leitungsfilter 12 wird dazu benutzt, eine möglichst geringe Interferenz mit irgendeinem Signalsystem zu erhalten und die Blindleistung zuzuführen, welche für die Erregung eines Wechselstrom-Induktionsmotors erforderlich ist. Die elektrische Verzögerung wird durch dynamische Bremsung und/ oder Nutzbremsung erreicht, wobei die erstere durch die Bremswiderstände 16 und 18 und das Schütz 1? und die letztere durch den Reihenwiderstand 18 ausgeführt wird; beide werden in der deutschen Patentanmeldung P 25 OO 725·4 der Anmelderin vom 10.1. 1975 beschrieben.

Es ist zu beachten, daß diese Erfindung auch für Verwendung mit einem Zyklokonverter anwendbar ist, der aus einer Wechselspannungsquelle betrieben wird. Bei einer solchen Schaltung werden dann die Quelle 13 für Gleichstromleistung, das Filter 14 und der Inverter 12 durch eine Wechselspannungsquelle und einen Zyklokonverter ersetzt, wobei der verbleibende Teil der Schaltung praktisch in gleicher Weise arbeitet wie bei Verwendung des Inverters.

Für den Inverter 12 werden Festkörperbauteile zur Erzeugung einer Drei-Phasen-Leistung variabler Frequenz und variabler Spannung aus der Gleieh3pannungsquelle verwendet, um eine Versorgungsleistung für den Motor 11 für den Betrieb mit variabler Drehzahl zu erhalten. Um die gewünschten ausgangsseitigen Drehmomentwerte zu erhalten und auch noch Änderungen der Leitungsspannung, der BeIa-

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stung und des Spannungsabfalls in den Kabeln', im Inverter und im Leitungsfilter zu kompensieren, ist es notwendig, die Spannungen, die Frequenzen oder beide zu ändern. Eine Steuerung des Inverters zur Erzeugung der erwünschten Frequenz und Spannung wird daher durch einen Wellenformengenerator 19 bewerkstelligt. Dieser erhält Eingangssignale für die gewünschte Frequenz f_stator aus einer Frequenzsteuerschaltung 21 und für die gewünschte Spannung V von der Spannungssteuerschaltung 22.

Eines der Eingangssignale zur Frequenzsteuerschaltung 21 und zur Spannungssteuerschaltung 22 ist das Stromstärke-Sollsignal I ,-,. Dieses Gleichspannungssignal ist repräsentativ für die gewünschte Motorstromstärke und daher für das am Motor erzeugte gewünschte Drehmoment. Es wird dadurch erhalten, daß ein Drehmoment-Sollwertsignal 23 in einer noch nachstehend im einzelnen beschriebenen Weise verändert wird. Das Signal I ,, ist beim Fahrbetrieb ein positives Signal und beim Bremsbetrieb ein negatives Signal.

Weitere Eingangssignale zur Frequenzsteuersehaltung enthalten ein Gleichspannungs-Rückkopplungssignal I_mo-t-_OI>» ^as ^e^-^{n vom} Motor angenommenes repräsentatives Signal ist, und ein Signal für die Wellenfrequenz fgh_af>_t> das von dem Motor über den Tachometer 24 zurückgekoppelt wird.

In der Frequenzsteuerschaltung 21 sind das Signal für die Sollstromstärke des Motors I_call und das Signal für die Iststromstärke des Motors I_motor Gleichspannungssignale, die in einem Addierteil 26 verglichen werden. Die Signaldifferenz wird dann über die Leitung 27 dem Integrationsteil 28 zugeführt. Der Integrator 28 besitzt einen Eingangswiderstand 29, einen Rechenverstärker 31 und als Rückkopplungselemente den Widerstand 32 und den Kondensator und stellt den Schlupf auf den .Wert nach, welcher für die gewünschte Motorstromatärke und damit das Drehmoment erforderlich ist. Die gewünschte Schlupffrequenz f_ali_p wird auf einer Leitung 34 im Fahrbetrieb als positives Signal und im Bremsbetrieb als negatives Signal aufgeprägt. In dem Integrator 28 besitzt die Schleifenkompensation die Form (S + W)/S. Die Polstelle am Ursprung er-

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gibt ein Regelabweichungssignal Null für den stationären Zustand und die Nullstelle für (S + W) gestattet eine größere Ansprechgeschwindigkeit der Schleife bei einem gegebenen Dämpfungsgrad.

Die Frequenz am Anschluß des Wechselstrom-Induktionsmotors wird durch das Addierteil J>6 eingestellt. Dieses Teil ist vorzugsweise ein Addierer des digitalen Typs und addiert die Eingangssignale für die gewünschte Schlupffrequenz ^₃₁-J₁₃ und die Istfrequenz der Welle f , _f., welche über die Leitung 37 aufgenommen wird. Das Signal f für die gewünschte Frequenz auf der Motorleitung wird auf diese Weise dadurch abgeleitet, daß die Wellendrehzahl abgelesen wird und die gewünschte Schlupffrequenz f ,. von der

sup

Wellenfrequenz ^f _siaaf_t für den Fahrbetrieb addiert und für den Bremsbetrieb subtrahiert wird. Wegen der hohen geforderten Genauigkeit wird diese Funktion digital ausgeführt. Das Frequenzsignal "^stator ^w^^{rd dann} über die Leitung 38 dem Wellenformengenerator zugeführt, dessen Ausgangssignal über die Leitung 39 zur Steuerung des Konverters 12 abgegeben wird.

Nach der Bildung eines Signals zur Steuerung der Frequenz der am Induktionsmotor zugeführten Leistung wird nunmehr die Spannungssteuerschaltung 22 betrachtet, deren Funktion darin besteht, ein entsprechendes Spannungssignal V für den Wellenformengenerator zur Steuerung der Leitungsspannung zum Motor zu erzeugen. Die Spannung wird bei geringen Geschwindigkeiten im allgemeinen durch Impulsbreitenmodulation entsprechend dem Ausgangssignal der Spannungssteuerschaltung 22 gesteuert. Die gewünschten Verhältnisse werden dadurch aufrechterhalten, daß die Spannung proportional zur Motorleitungsfrequenz fstator ^{3O ver}"ändert wird, daß ein konstanter Flußwert aufrechterhalten bleibt. Dabei werden Widerstandsverluste kompensiert.

Die Spannungssteuerschaltung 22 wird nunmehr im einzelnen erläutert. Ein Summierungsteil Hl erhält die Sollwertsignale I _Ί1 für die Stromstärke von der Leitung 42 und die Sollwertsignale für die Schlupf frequenz f_sl;f_D über die Leitung *J3. Das Signal I auf der Leitung k2 wird gemäß einer Proportionalitätskonstante in

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Form eines Verstärkungsgradwiderstandes 44 abgewandelt, um die gewünschte lineare Beziehung zwischen f_sl^_D und I_call ^zu erhalten. Es wird ein Vergleich vorgenommen und das Differenzsignal wird über die Leitung 46 dem Integrator 47 zugeführt. Dieser besitzt einen Eingangswiderstand 48, einen Rechenverstärker 49 und eine Rückkopplungsschleife mit Kondensator 51. Für die Regelabweichung Null im stationären Zustand wird auch hier eine Schleifenkompensation der Form K/S verwendet. Dann wird über die Leitung 52 einem Multiplikator 53 ein Flußsignal zugeführt und dort mit der Leitungsfrequenz ^f _stator multipliziert, um das Motorspannungssignal V zu erhalten, das vom Wellenformgenerator 19 empfangen wird. Der Multiplikator 53 ist allgemein ein solcher Multiplikator einer bekannten Bauform, beispielsweise ein Zeitteiler oder Parabel-Multiplikator, wie sie in "Analog Computation" von Albert Jackson, Verlag McGraw Hill,196O, beschrieben werden. Bevorzugt wird ein "Querleitungsmultiplikator" (transconductance multiplier). Der Multiplikator 48 gestattet die Beibehaltung eines konstanten Schleifenverstärkungsgrades durch die Schaltung bei Änderung der Drehzahl. Dieser Bauteil ist nicht unbedingt für den Betrieb der Spannungsreglerschaltung erforderlich; er verbessert jedoch die Arbeitsweise derselben in beträchtlichem Maße.

Ein Teiler 5^Ü wird zur Steuerschleife für die Inverterspannung zugefügt, um eine sofortige Kompensation für Änderungen der Spannung an der Gleichstromleitung während des Betriebes mit Impulsbreitenmodulation (PWM) zu erhalten. Die am Motor zugeführte Wechselspannung ist das Produkt des Spannungssignals V und der Spannung auf der Gleichstromleitung. Daher wird der Teiler 54 zur Teilung des Spannungssteuersignals durch die Spannung auf der Gleichstromleitung benutzt, um die Wechselspannung am Motor konstant zu halten. Der Teiler kann entweder vor oder nach dem Multiplikator eingefügt werden. Der Teiler 54 besitzt einen standardmäßigen Aufbau und arbeitet nach den Prinzipien, wie sie in dem vorstehend angeführten Werk "Analog Computation" beschrieben werden.

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Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Figuren 2 und 3. Diese zeigen die Anforderungen an das Drehmoment zusammen mit der zugeordneten Spannung, Stromstärke und Schlupffrequenz für den Fährbetrieb. Hierbei wird während der ersten Betriebsweise (von einer Geschwindigkeit von O bis 40 km/h) (von 0 bis 25 Meilen pro Stunde) ein konstantes ausgangsseitiges Drehmoment dadurch aufrechterhalten, daß die Spannung direkt proportional zur Geschwindigkeit mit Hilfe der beschriebenen Spannungssteuerschaltung 22 moduliert wird. Während einer zweiten Stufe des Fahrbetriebes (typischerweise zwischen ¹IO und 80 km/h) (25 bis 50 Meilen pro Stunde) ist die Spannungsrückkopplungsschleife im Sättigungszustand und die Wechselspannung hat den Maximalwert entsprechend der Spannung auf der Gleichstromleitung erreicht und wird danach auf einem praktisch konstanten Wert gehalten (siehe Figur 3). Da es erwünscht ist, in diesem Bereich eine konstante mechanische Leistung zu erhalten, wird der Motorschlupf ^₃₁J- so moduliert, daß die Stromstärke auf einem konstanten Wert gehalten wird und hierdurch eine Kennlinie mit konstanter mechanischer Leistung aufrechterhalten bleibt. Während dieser Stufe des Betriebs ist die Größe f_sli proportional der Geschwindigkeit,und das Drehmoment ist umgekehrt proportional hierzu. In einer dritten Phase des Betriebes (zwischen etwa 80 und 130 km/h) (50 bis 80 Meilen pro Stunde) hat dann die Größe fg-i-i,, einen Punkt in der Nähe der "Außertrittfall-Frequenz" des Motors (motor pull-out frequency) erreicht und wird danach konstant gehalten. Die Stromstärke wird sich dann umgekehrt mit der Drehzahl verringern und das Drehmoment wird sich reziprok zum Quadrat der Drehzahl verringern.

Es wird erneut Bezug genommen auf die Figur 2, welche zeigt, daß die Anforderungen an das Drehmoment für das Bremsen größer sind als für den Fahrbetrieb. Einmal ist das Drehmoment größer und zum anderen ist auch der Bereich für den Betrieb mit konstantem Drehmoment beträchtlich erweitert (d. h. 80 km/h im Gegensatz zu 40 km pro Stunde) (d. h. 50 Meilen pro Stunde gegenüber 25 Meilen pro Stunde). Da die Kommutierungsfähigkeit eines Inverters beim Bremsen größer ist als im Fahrbetrieb, wird beim Bremsbetrieb der Bereich erweitert, in dem die Spannung moduliert werden kann, wie

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dies aus den Figuren 4 und 5 ersicntlich ist. Trotzdem kann der Bereich nicht auf den erforderlichen Eckpunkt von 80 km/h (50 Meilen pro Stunde) ausgeweitet werden, wie dies in Figur 2 gezeigt ist. Die Ausdehnung der Kennlinie mit konstantem Drehmoment auf etwa 57 km/h (etwa 36 Meilen pro Stunde) beim dynamischen Bremsbetrieb (Figur 4) wird durch die Tatsache bewirkt, daß sich wegen des Bremswiderstandes 16 in der Schaltung die Gleichspannung des Inverters erhöht und damit die Ausdehnung des Bereichs der Impulsbreitenmodulation auf diese Geschwindigkeit gestattet. Aus der Figur 4 ist ersichtlich, daß in diesem Bereich der Wechselstrom auf der Leitung und die Schlupffrequenz des Motors konstant bleiben und die Phasenwechselspannung ihre lineare Beziehung zur Geschwindigkeit beibehält und hierdurch ein konstantes ausgangsseitiges Drehmoment ergibt. In ähnlicher Weise wird für den Fall der Nutzbremsung (Figur 5) der Bereich der Impulsbreitenmodulation auf etwa 63 km/h (40 Meilen pro Stunde) ausgedehnt und die Motorphasenspannung kann daher bis zu dieser Geschwindigkeit gesteuert werden, um ein Betriebsverhalten mit konstantem Drehmoment herbeizuführen. Der größere Bereich für die Betriebsart Nutzbremsung wird durch den Reihenwiderstand ermöglicht, welcher die Gleichspannung des Inverters anhebt.

Die Impulsbreitenmodulation und damit die direkte Steuerung der Leitungsspannung geht jedoch in den beiden Betriebsarten dynamische Bremsung und Nutzbremsung verloren und es muß eine andere Variable vorgesehen werden, um die Ausv/eitung des Betriebsverhaltens mit konstantem Drehmoment auf 80 km/h (50 Meilen pro Stunde) zu ermöglichen. Dies kann dadurch erreicht werden, daß das Stromstärke-Sollwertsignal I_call vergrößert wird, um den Verlust, ausgedrückt in Volt/Hz, zu kompensieren, wie dies noch nachstehend im einzelnen erläutert wird.

Es ist an sich bekannt, daß die Drehmoment-Drehzahl-Kurve für einen Induktionsmotor durch eine gerade Linie im normalen Betriebsbereich angenähert werden kann. Für alle Betriebsarten sind die folgenden Näherungsgleichungen gültig:

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- 12 = ^KT f ^fse

i ~ κ ^{( l )} f
¹I = ^KI f_e ^fse

Dabei bedeutet:

T = Drehmoment

i, = Leitungswechselstrom = I_call

Km = Konstante

Ky = Konstante

V₁ = Motorphasenspannung der Grundfrequenz f = Leitungsfrequenz

f_ae = Schlupffrequenz = f_glip

Durch Substitution erhält man:
K_T V₁

" ^KI ^fe ^λ

Wie aus den Figuren h und 5 ersichtlich, ist während des Rechteckwellenbetriebs die Motorphasenspannung V₁ proportional zur Gleichspannung Vj am Inverter.

Wenn man daher i, so kompensiert, daß gilt

K₁T f_e
¹I ⁼ ϊζ Vj ^{= 1}CaIl ,

dann kann der Betrieb mit konstantem Drehmoment auf den Betriebsbereich mit Rechteekwelle ausgedehnt werden. Da sich V₁ mit der Quadratwurzel der Drehzahl (Geschwindigkeit) erhöht, ist ersichtlich, daß sieh das Stromstärke-Sollwertsignal ¹Ca₁₁ ebenfalls mit diesem Faktor ändert.

Figur 1 zeigt eine Kompensationsschaltung 56, welche das Stromstärkesollsignal I_call während des Bremsbstriebes im Bereich für Impulsbreitenmodulation verändert. Ein Modul 57 für den Sollwert

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des Drehmomentes wird selektiv so eingestellt, daß es ein Drehmoment-Sollwertsignal 2 3 erzeugt, das repräsentativ ist für das erwünschte Motordrehmoment, das im Fährbetrieb oder Bremsbetrieb ausgeübt werden soll. Der Block 58 stellt eine Begrenzerschaltung gegen Ruckbewegungen dar und kann vorgesehen werden, um automatisch die Änderungsgeschwindigkeit des Drehmoment-Sollwertsignals auf einen Wert zu begrenzen, der mit der Bequemlichkeit der Rei-

2 senden verträglich ist (beispielsweise etwa 5 km/h s ) (beispiels-

weise 3 Meilen pro Stunde und Sek. ). Das abgewandelte Drehmoment-Sollwertsignal TC wird dann von der Kompensationsschaltung 56 aufgenommen und dort über zwei Leitungen 59 und 6l weitergeleitet. Die Leitungen führen zu einem Komparator 62 bzw. einem Multiplikator 63. In den Multiplikator 63 führt auch noch eine Ausgangsleitung 64 von einem Teiler 66, der als Eingangsgrößen die Wellenfrequenz f , », und die Gleichspannung des Inverters V, über Leitungen 67 bzw. 68 erhält. Der Multiplikator 63 und der Teiler 64 sind allgemein in einer bekannten Bauweise aufgeführt, wie sie beispielsweise in dem Werk "Analog Computation" von Albert Jackson, Verlag McGraw Hill, i960, gezeigt und beschrieben wird.

Im Betrieb wird das Signal i*_shaf_fc für die Wellenfrequenz durch das Signal Vy für die Invertergleichspannung geteilt und das Resultat wird durch den Multiplikator 63 auf das Drehmoment-Sollwertsignal TC angewendet. Das Produkt wird dann über die Leitung 69 dem Komparator 62 zugeführt, welcher das stärker negative der beiden Eingangssignale als Stromstärke-Sollwertsignal I ,, auswählt. Ein besseres Verständnis des Komparators 62 ergibt sich aus der Figur 6. Die Funktion dieser Schaltung besteht im Vergleich des negativen Drehmoment-Sollwertsignals von der Leitung mit dem kompensierten Signal

TC X f shaft

von der Leitung 69 während der Betriebsarten für Verzögerung, Während des Fährbetriebes ist die Schaltung effektiv herausgenommen und das positive Drehmoment-Sollwertsignal läuft ohne Kompensation als I_cai -,-Signal zur Leitung 42 durch.

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Die Schaltung umfaßt die Differenz-Rechenverstärker 71, 72 und 73, wobei die letzteren beiden Verstärker in der Betriebsart "cf" als Inverter geschaltet sind. Der Rechenverstärker 71 erhält als Eingangssignal von der Leitung 59 das Drehmoment-Sollwertsignal und sein Ausgang ist mit der Kathode einer Diode 74 verbunden, welche die Verbindung zum Anschluß 76 und der Leitung 42 herstellt, über einen Widerstand 77 wird dem Anschluß 76 ein Gleichspannungspotential +15 V zugeführt. Auf der Eingangsseite des Verstärkers 71 führt eine Leitung 78 das Drenmoment-Sollwertsignal von der Leitung 59 zum Eingang des Rechenverstärkers 72, welcher Rückkopplungswiderstände 79 und 87 und einen Ausgangswiderstand 8l besitzt. Die Widerstände 79 und 87 ergeben eine Hysterese für den Vergleichsverstärker 72, um die Anregung von Schwingungen zu verhindern. Der Verstärker 72 erhält ein Fahrsignal (positiv) auf der Leitung 59· Eine Diode 82 und ein V/iderstand 8l sind zwischen den Ausgang des Verstärkers 72 und den Eingang des Verstärkers 73 geschaltet. Die Punktion der Diode besteht in der Trennung des Verstärkers 72 für das positive Signal von dem Verstärker 73 und darin, nur im ßremsbetrieb die Aufnahme des Signals von der Leitung 69 (negativ auf der Leitung 59) zuzulassen. Die Diode 82 und der Widerstand 8l liefern ein großes negatives Signal, wenn die Leitung 59 positiv ist (Fährbetrieb), zum Verstärker 73, um das Eingangssignal auf der Leitung 69 zu überspielen und zu bewirken, daß der Ausgang des Verstärkers 73 in positiver Richtung gesättigt und die Diode 86 gesperrt wird.

Mit dem Eingang des Verstärkers 73 ist auch noch eine Leitung 69 verbunden, welche das kompensierte Signal TC X f shaft führt.

^Vl

Der nicht-umkehrende Eingang des Verstärkers 73 ist über den Widerstand 83 geerdet und besitzt einen Rückkopplungswiderstand Sein Ausgang ist mit der Kathode einer Diode 86 verbunden, deren Anode mit dem Anschluß 76 verbunden ist.

Im Betrieb bewirken die Dioden 74 und 86 die Zuführung des stärker negativen Signals aus den beiden Signalen von den Verstärkern 71 und 73 zum Anschluß 76. Während des Fahrbetriebes wird das

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positive Signal von der Leitung 59 im Verstärker 72 umgekehrt und dem Verstärker 73 mit einem hohen Verstärkungsgrad durch eine Diode 92 zugeführt₅ so daß die Diode 86 das Signal sperrt und den Kompensationsteil der Schaltung herausnimmt. Das positive Drehmoment-Sollwertsignal wird dann zum ^_eaiη-Signal durch den Verstärker 72 und die Diode JH. Während des Bremsens ist die Leitung 59 negativ, der Ausgang am Verstärker 72 ist positiv und bewirkt dadurch eine Sperrung der Diode 82. Wenn die Leitung 69 stärker positiv ist als die Leitung 59 negativ ist, dann wird die Diode 86 den Durchlaßzustand einnehmen und damit das kompensierte Signal mit dem Ausgang I_call auf der Leitung 42 verbinden. Ein glatter Übergang zwischen Impulsbreitenmodulation und Rechteckwellenbetrieb wird daher stets auftreten, da an diesem Punkt beide Signale nahezu den gleichen Wert besitzen werden. Der übergang ist stets gewährleistet wegen der Verwendung der Inverter-Gleichspannung anstelle der Wechselspannung in der Kompensationsschaltung. Da im Betrieb mit Impulsbreitenmodulation die Wechselspannung stets kleiner wird als die äquivalente Gleichspannung, wird das Ausgangssignal der Kompensationsschaltung für den Betrieb mit Impulsbreitenmodulation (PWM) kleiner sein als das TC-Signäl (Drehmoment-Sollwert signal). Die Figur 7 zeigt die Änderung des Signals TC und des kompensierten Signals TC als Punktion der Geschwindigkeit oder Drehzahl. Der Schnittpunkt (Umschaltpunkt) ist die Grenze zwischen dem Betrieb mit Impulsbreitenmodulation und dem Rechteckwellen-Inverterbetrieb. Daher ist es in der Schaltung nicht erforderlich, daß man unmittelbar Kenntnis darüber erhält, ob Rechteckwellenbetrieb oder Impulsbreitenmodulationsbetrieb vorliegt, da das Drehmoment pro Ampere Stromstärke des Motors im Impulsbreitenmodulationsbetrieb stets ein Maximum sein wird. Das Stromstärke-Sollwertsignal I ,, wird daher so eingestellt, daß es nur während des Bremsens das nominelle Sollwertsignal überspielt.

Es wird erneut Bezug genommen auf die Figur 4. Die Motorkennlinie zeigt eine dynamische Bremsung mit einer konstanten Größe V/Hz bis zu einer Geschwindigkeit von etwa 57 km/h (36 Meilen pro Stunde). An diesem Punkt geht dann die Spannungssteuerung verloren und die Wechselstromamplitude folgt der Form der Inverter-

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wechselspannung. Innerhalb dieses Bereiches muß der Schlupf f und daher der Leitungsstrom mit der Geschwindigkeit vergrößert werden, um das konstante Drehmoment aufrechtzuerhalten. Bei etwa 80 km/h (50 Meilen pro Stunde) wird die Spannungsamplitude konstant geregelt und es beginnt ein Betrieb mit konstanter Leistung, wobei die Schlupffrequenz schließlich den Wert erreicht, welcher dem Zusammenbrechen (breakdown) des Drehmomentes bei etwa 130 km pro Stunde (80 Meilen pro Stunde) entspricht. Da die Erfordernisse der Leistungsabführung in Form von Wärme für die Bremswiderstände 16 sich linear auf Null bei der Geschwindigkeit Null vermindern, sinkt die Inverter-Gleichspannung linear auf Null mit einem Kennlinienverlauf entsprechend der Quadratwurzel ab. .Infolge der Schwierigkeiten der Inverterkommutierung ist es ersichtlich, daß die dynamische Bremsung nicht unterhalb einer Mindestgeschwindigkeit möglich ist (beispielsweise unterhalb etwa 24 km/h) (beispielsweise 15 Meilen pro Stunde). Die theoretischen Kurven sind durch gestrichelte Linien auf den Wert Null extrapoliert.

In ähnlicher Weise zeigt die Figur 5 die Kennlinie des Motors bei der Nutzbremsung, bei der ein Betrieb mit konstantem Verhältnis Volt/Hz von Null bis etwa 64 km/h (0 bis 40 Meilen pro Stunde) auftritt. Oberhalb etwa 64 km/h arbeitet der Inverter erneut im Rechteekwellenbetrieb und die Gleichspannungsamplitude folgt der Kennlinie für die Inverter-Gleichspannung.

Typischerweise wird das System das Bremsen im Nutzbremsbetrieb mit einer oberen Grenze für die Leitungsspannung auslösen. Wenn die Aufnahmefähigkeit der Leitung gering ist, dann wird eine Reibungsbremsung beigemischt, um die Leitungsgleichspannung auf dem maximal zulässigen Wert zu halten. Wenn der erwünschte Anteil der Reibungsbrernsung an der Brems geschwindigkeit überschritten wird, dann wird das System in die dynamische Bremsung umschalten. Wenn anschließend die untere Geschwindigkeitsgrenze (etwa 24 km/h) (etwa 15 Meilen pro Stunde) für die dynamische Abbremsung erreicht wird, dann wird das System sum endgültigen Anhalten in den Nutzbremsbetrieb zurückkehren.

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Wenn während der Nutzbremsung Änderungen in den Leitungsspannungen (Gleichspannungsquelle) auftreten und wenn sich die Motorspannungen plötzlich während der übergänge zwischen dynamischer Bremsung und Nutzbremsung ändern, dann wird die Stromstärke automatisch in entgegengesetzter Richtung verändert, um das gewünschte Bremsdrehmoment aufrechtzuerhalten.

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Claims

- 13 Patentansprüche

1. j Verbesserte Inverter-Steuerschaltung des Typs mit einem In- /' verter zur Verbindung einer Gleichstrom-Leistungsquelle und eines Wechselstrommotors, wobei der Wechselstrommotor zur Lieferung von Leistung an den Inverter !fahrend der Perioden mit elektrischer Bremsung eingerichtet ist, dadurch gekennzeichnet , daß sie umfaßt:

a) eine Einrichtung (62) zur Erzeugung eines Stromstärke-Sollwertsignals (I .J entsprechend der gewünschten Motor-Stromstärke,

b) eine Einrichtung (36) zur Modulation des Stromstärke-Sollwertsignals gemäß der Drehzahl des Motors und

c) eine Inverter-Steuerschaltung (19) zur Steuerung des Ausgangsstroms des Motors gemäß dem modulierten Stromstärke-Sollwertsignal.

2. Verbesserte Inverter-Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Inverter (12) mit Rechteckwellenbetrieb oberhalb einer ersten vorgegebenen Motordrehzahl besitzt und weiterhin Einrichtungen (22) zur Modulation des Stromstärke-Sollwertsignals entsprechend den Änderungen in der Motorspannung zur Aufrechterhaltung eines konstanten ausgangsseitigen Drehmomentes oberhalb dieser ersten vorbestimmten Motordrehzahl enthält.

3. Verbesserte Inverter-Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Einrichtung zur Erhöhung des Stromstärke-Sollwertsignals gemäß der Quadratwurzel der Motordrehzahl enthält.

H. Verbesserte Inverter-Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Modulation des Stromstärke-Sollwertsignals umfaßt:

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a) eine Einrichtung (63, 66) zur Kompensation des Stromstärke-Sollwertsignals um einen Paktor proportional zur Motor-Statorfrequenz und umgekehrt proportional zur Wechselspannung des Motors und

b) Einrichtungen (62) zur Auswahl des größeren Signals aus dem Sollwertsignal und dem kompensierten Signal zur Verwendung als moduliertes Stromstärke-Sollwertsignal.

5. Verbesserte Inverter-Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung (66) einen Signaleingang für ein Signal entsprechend der Gleichspannung des Inverters und für ein Signal proportional zur Wechselspannung des Motors enthält.

6. Verbesserte Inverter-Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung (66) Einrichtungen zum Empfang eines Eingangssignals gemäß der Rotordrehzahl und proportional zur Motor-Statorfrequenz besitzt.

7. Verbesserte Inverter-Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Inverter des Typs mit Inpulsbreitenmodulation enthält und weiterhin das Kompensationssignal nur dann größer ist als das Sollwertsignal, wenn der Inverter im Rechteckwellenbetrieb arbeitet.

8. Verbesserte Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß die Wahleinrichtung (62) ein Paar paralleler Eingangsdioden enthält (74, 86), welche mit einem gemeinsamen Ausgangsanschluß (76) verbunden sind.

9. Verbesserte Drehmoment-Steuerschaltung des Typs mit Wechselstrommotor, einer Gleichstrom-Leistungsquelle, einem Inverter und einer Inverter-Steuerschaltung, welche auf ein Stromstärke-Sollwertsignal anspricht, das repräsentativ ist für den erwünschten Motor-Statorstrom, dadurch

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gekennzeichnet , daß sie umfaßt:

a) eine Einrichtung (57) zur Erzeugung eines Sollwertsignals für die Antriebskraft,

b) eine Einrichtung (63, 66) zur Kompensation des Sollwertsignals um einen Paktor proportional zur Motor-Statorfrequenz und umgekehrt proportional zur Motor-Wechselspannung,

c) eine Einrichtung (62) zur Auswahl des größeren Signals aus dem Sollwertsignal und dem Kompensationssignal zur Verwendung als Stromstärke-Sollwertsignal.

10. Verbesserte Steuerschaltung nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet , daß der Inverter (12) Einrichtungen zum Betrieb in dem Rechteckwellenbetrieb oberhalb einer ersten vorgegebenen Motordrehzahl und weiterhin Einrichtungen zur Erhöhung des Stromstärke-Sollwertsignals für Motordrehzahlen oberhalb der ersten vorgegebenen Motordrehzahl zur Aufrechterhaltung eines konstanten ausgangsseitigen Drehmomentes enthält.

11. Verbesserte Steuerschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß sie Einrichtungen zur Vergrößerung des Stromstärke-Sollwertsignals als Punktion der Quadratwurzel der Motordrehzahl enthält.

12. Verbesserte Steuerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet , daß die Kompensationseinrichtung (63) Einrichtungen zum Empfang eines Eingangssignals besitzt, welches repräsentativ für die Inverter-Gleichspannung und proportional zur Motor-Wechselspannung ist.

13. Verbesserte Steuerschaltung nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet , daß sie Einrichtungen zum Empfang eines Eingangssignals durch die Kompensationseinrichtung besitzt, das repräsentativ für die Rotorfrequenz und proportional zur Motor-Statorfrequenz ist.

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14. Verbesserte Steuerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet , daß sie einen Inverter des Typs mit Impulsbreitenmodulation besitzt und weiterhin das kompensierte Signal nur dann größer als das Sollwertsignal ist, wenn der Inverter im Rechteckwellenbetrieb arbeitet.

15. Verbesserte Steuerschaltung nach Anspruch Q_t dadurch gekennzeichnet , daß die Auswahleinrichtung (62) ein Paar paralleler Eingangsdioden (7¹I, 86) umfaßt, die mit einem Ausgangsanschluß (76) verbunden sind.

16. Verbesserte Leistungsschaltung des Typs mit einem Inverter zur Verbindung einer Gleichstrom-Leistungsquelle und eines Wechselstrommotors, wobei der Wechselstrommotor zur Lieferung von Leistung an den Inverter während der Perioden der elektrischen Abbremsung eingerichtet ist, dadurch gekennzeichnet , daß sie umfaßt:

a) Einrichtungen (57) zur Erzeugung eines Sollwertsignals für die Bremskraft, welches repräsentativ ist für das erwünschte, am Motor zuzuführende Bremsdrehmoment,

b) Einrichtungen (66) zur Kompensation des Sollwertsignals um einen Faktor proportional zur Motor-Statorfrequenz und umgekehrt proportional zur Motor-tfechselspannung,

c) Einrichtungen (62) zur Auswahl des größeren Signals aus dem Sollwertsi^nal und dem kompensierten Signal zur Erzeugung eines Stromstärke-Sollwertsignals, welches repräsentativ ist für den gewünschten Motorstrom, und

d) eine Inverter-Steuerschaltung (19) zur Steuerung des Inverters und damit des ausgangsseitigen Drehmomentes des Motors gemäß dem Strornstärke-Sollwertsignal.

17. Verbesserte Leistungsschaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß sie Einrichtungen zur Aufrechterhaltung eines konstanten Ausgangsdrehmomentes des Motors bis zu einer vorbestimmten Drehzahl durch Modulation des Stromstärke-Sollxvertsignals und damit des Motorstroms enthält.

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18. Verbesserte Leistungsschaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Modulationseinrichtung zur Erhöhung des Stromstärke-Sollwertsignals gemäß der Quadratwurzel der Motordrehzahl enthält.

19. Verbesserte Leistungsschaltung nach Anspruch l6, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung zum Empfang eines Eingangssignals eingerichtet ist, welches repräsentativ für die Rotorfrequenz und proportional zur Statorfrequenz ist.

20. Verbesserte Leistungsschaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung (66) zum Empfang eines Eingangssignals eingerichtet ist, welches repräsentativ für die Inverter-Gleichspannung und proportional zur Motor-Wechselspannung ist.

21. Verbesserte Steuerschaltung nach Anspruch l6, dadurch gekennzeichnet , daß der Inverter (12) ein Inverter für Betrieb mit Impulsbreitenmodulation bis zu einer ersten vorbestimmten Motordrehzahl und zum Rechteckwellenbetrieb oberhalb dieser Drehzahl ist und weiterhin das kompensierte Signal nur dann größer ist als das Sollwertsignal, wenn der Inverter im Rechteckwellenbetrieb arbeitet.

22. Verbesserte Leistungsschaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Wahleinrichtung (62) ein Paar paralleler Eingangsdioden (7¹I, 86) umfaßt, die mit einem gemeinsamen Ausgangsanschluß (76) verbunden sind.

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