DE2501324A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur informationsuebertragung - Google Patents

Description

Böblingen, den 8. Januar 1975 ker/bs 2501324

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 10504

Amtliches Aktenzeichen: Neuanmeldung Aktenzeichen der Anmelderin: FR 973 013

Verfahren und Schaltungsanordnung zur Informationsübertragung

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Informationsübertragung entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Die verfügbaren Obertragun^gsnetzwerke sind bekannterweise sehr vielfältiger Art. Sie können ζ, B, Telefonleitungen umfassen, die Sender mit Empfängern verbinden, oder auch aufeinanderfolgende Abschnitte, zwischen denen Signalumsetzungen stattfinden, wenn z, B. eine Funkübertragungsstrecke eingeschaltet ist. Fast nie hat der Benutzer direkten Zugriff zum Übertragungsnetzwerk, das seinerseits an seinem Ausgang ein Signal gleicher Qualtität ausgeben soll wie das am Eingang eingegebene. - In vielen Fällen hat das über das Netzwerk übertragene und vom Empfänger ausgegebene Signal Verzerrungen gegenüber dem eingegebenen. Zu diesen Verzerrungen gehören z. B. Amplituden- und Phasenverzerrungen, Frequenzverschiebungen und Phasenflattern. Daher benötigen die Empfänger im allgemeinen zusätzlich zu den eigentlichen Empfangskreisen Schaltkreise zur Korrektur der Verzerrungen des empfangenen Signals.

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Je besser die Charakteristik des übertragenen Signals an die Netzwerkseigenschaften angepaßt ist_f umso geringere Verzerrungen treten auf. Daher ist es von Vorteil, das Frequenzspektrum des übertragenen Signals so gut wie möglich an den Durchlaßbereich des Übertragungsnetzwerkes anzupassen. Die Auswahl der Modulationsart des übertragenen Signals (Frequenz-, Amplituden- und/ oder Phasenmodulation) hängt von der Folgefrequenz der zu übertragenden Informationselemente und von der Art des verwendeten Netzwerkes ab.

Es wurden Bestrebungen verwirklicht, Signale zu erzeugen, die so gut wie möglich auf die Netzwerkseigenschaften Rücksicht nehmen; insbesondere werden Signale beliebiger Modulationsart erzeugt, deren Frequenzspektrum sich so eng wie möglich der gegebenen Informations folgefrequenz anpaßt„

Eine Möglichkeit, solche Signale im Sender zu erzeugen, besteht aus der Erzeugung sogenannter Signalelemente aus den zu übertragenden Informationselementen und aus der Kombination dieser Signalelemente zum eigentlichen durch den Sender auszugebenden Signal. Beispiele dieser Technik sollen nachstehend ins Gedächtnis gerufen werden.

Andererseits muß daran gedacht werden, daß diese Techniken, obwohl sie zwar gute Ergebnisse bezüglich der Bandbreitenausnutzung zeitigen, einige Probleme bei ihrer Anwendung aufwerfen.

Es wurde dabei im allgemeinen angestrebt, am Senderausgang ein Signal abzugeben, das einem durch herkömmliche Modulationstechniken wie z, B, Amplitudenmodulation, Restseitenbandmodulation, Phasenmodulation oder Frequenzmodulation erzeugten Signal entspricht. Dabei ist es möglich, im Empfänger bekannte Demodulationskreise zu verwenden.

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Die hauptsächlichen Schwächen solcher Verfahren treten bei der Amplituden- und/oder Phasenmodulation zu Tage, und zwar bezüglich der Kontinuität der übertragenen Signalträgerfrequenz als Bezugsmaß.

Beispiele der Erzeugung von übermittelten Signalen durch Kombination von Signalelementen sind in den nachstehenden Literaturstellen zu finden; DT-PS 1 292 167, DT-PS 1 943 185, DT-PS 2 278, DT-OS 2 146 752 und in der Arbeit von Choquet und Nussbaumer "Digital Modulation", die veröffentlicht wurde im IBM Journal, Band 15, September 1971.

In der DT-OS 2 146 752 und in der genannten Arbeit von Choquet und Nussbaumer wurden bereits Betrachtungen über die Kontinuität des Trägerfrequenzbezugsmaßes angesprochen,

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines Verfahrens, das keine Anforderungen bezüglich der Kontinuität des Bezugsträgers stellt; es soll ein zwangsweiser Zusammenhang zwischen Trägerfrequenz und Folgefrequenz der Informationselemente vermieden werden.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Jedem zu übermittelnden Informationselement wird ein Signalelement zugeordnet, dessen Amplituden- und/oder Phaseneigenschaft eine Funktion des zugehörigen Informationselementes ist. Die Phase und die Frequenz sind dabei unabhängig von der Folgefrequenz der Informationselemente. Auf der Empfangsseite wird das übertragene Signal mit einer Ableitung des übertragenen Signals kombiniert und dabei die momentane Amplitude und/oder Phase des empfangenen Signals bestimmt. Diese Werte entsprechen je einem übertragenen Informationselement und ergeben somit wieder die

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sendeseitig eingegebenen übermittelten Informationen.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 die schematische Anordnung eines Sendermodulators ,

Fig. 2 die Einwirkung eines Tiefpaßfilters auf einen

Impuls,

das Spektrum eines solchen Tiefpaßfilters,

das Prinzip eines Senders und Empfängers nach der vorliegenden Erfindung,

das Blockschaltbild eines Senders gemäß Fig. 4,

das Blockschaltbild eines entsprechenden Empfängers und

Fig. 7 die Zusammenstellung der beiden Figuren 5 und

Zur Definition der zu übermittelnden Signalform wird eine Zeitvariable t' verwendet. Zur Definition eines übermittelten Signals in bezug auf andere Signale wird als Bezugsmaß eine Zeitvariable t eingeführt. Wenn ein betrachteter Zeitpunkt des Signals auf einen Zeitpunkt t=Ti fällt, dann ist t'=t-Ti.

Zur Vermeidung von Mißverständnissen bezüglich der vorgenannten Definitionen soll ein einfaches, jedem Fachmann verständliches Beispiel gegeben werden.

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Die Bewegung eines mit gleichförmiger Geschwxndigkeit bewegten Körpers kann geschrieben werden:

X = Xo + Vt'.

V ist darin die Geschwindigkeit des Körpers und t¹ die verstrichene Zeit nach einem gegebenen Bezugszeitpunkt, zu dem der Körper eine Positions Xo durchlief.

Wenn mehrere Körper demselben Bewegungsgesetz unterliegen und deren Positionen zu einem bestimmten Zeitpunkt zu definieren sind, dann kann eine gemeinsame Ausgangszeit angenommen werden und des weiteren der Zeitpunkt angegeben werden, zu dem der Körper mit der Bezeichnung i eine Position Xo (i) bezüglich der angenommenen gemeinsamen Ausgangszeit durchläuft, Die Bewegungsgleichung für den Körper i kann folgendermaßen geschrieben werden :

X(i) = Xo (i) + V(i)'(t-Ti)

Figur 1 zeigt allgemein das Schema einer Sendeanordnung, die die herkömmliche Modulation eines Trägers mit Informationselementen Ak(I)Ai durchführt, unabhängig davon, ob diese Informationselemente digitale oder analoge Informationsabtastwerte beinhalten. Die Signale Ai sind Impulse, deren Amplitude durch den Faktor Ak(i) bestimmt wird, der seinerseits eine Funktion des Informationswertes sein kann (Amplitudenmodulation), Einem Modulator 2 wird laufend das Signal Ak(I)Ai nach Filterung in einem Tiefpaßfilter 1 mit dem Übertragungsgang G(ω) zugeführt» Dieses Filter begrenzt die Bandbreite des modulierenden Signals und somit auch des modulierten Signals, Das vom Modulator abgegebene Signal weist üblicherweise sekundäre Spektralanteile auf, die durch den tibertragungsgang H (ω) eines nachgeschalteten Bandpassfilters 3 unterdrückt werden, Dieses Bandpassfilter 3 wird häufig auch

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als Tiefpassfilter ausgebildet. Der Einfluß der übertragungsgänge G(ω) und H(ω) auf einen Impuls möge bezeichnet werden mit g(t') und h(t'). Das abgegebene Signal läßt sich dann wie folgt schreiben:

+00

e(t) = [ { I Ak(i) g(t-Ti) } · cos (ω^+φ)]@Μΐ) (1)

= I I (Ak(i) g(t-Ti) cos (o^t+φ)}! ©h(t) (2)

i=-oo

Das abgegebene Signal besteht somit aus aufeinanderfolgenden Produkten von cos (ω,Λ+φ) und der Werte Ak(i)g(t-Ti),

Auf der Empfangsseite wird eine herkömmliche Demodulation.angewendet, die das empfangene Signal mit der Trägerfrequenz Fc=2uu) vergleicht, die ihrerseits aus dem empfangenen Signal wiedergewonnen wird.

Die angegebene Gleichung (2) gilt auch für ein Phasenmodulationssignal f bei dem die Phase φ vom Wert des Informationselements abhängt. Dabei läßt man z, B, den Informationselementwert über eine Leitung 5 gemäß Figur 1 auf die Phase des durch die Quelle 4 gelieferten Trägers einwirken,

Anstelle der Gleichung (2) tritt dann;

^{z1 Z2}

e(t) = [Y { Ak(i)g(t-Ti) »cos (ω t+Φ k(i)) } ] (S) h(t) (3) i=-oo Signalelement

Hier hängt die Phase des Trägers vom Informationselementwert ab. Dafür gilt ein Trägerphasenbezugsmaß. Die Kontinuität des Träger-

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bezugsmaßes ist nunmehr abzusichern.

Das Ausgangsfilter 3 dient wiederum zur Unterdrückung sekundärer Modulationskomponenten. Auf die nützlichen Frequenzanteile des Signals gemäß (2) oder (3) hat es keine Einwirkung. Das Spektrum des übertragenen Signals wird durch das Spektrum der übertragenen Signalelemente definiert.

Wie sich im Ausdruck (3) erkennen läßt, kann das übertragene Signal durch Erzeugung und Abgabe aufeinanderfolgender Signalelemente im Sender erzeugt werden. Dafür sind Beispiele entsprechend dem anfangs der Beschreibung angegebenen Stand der Technik bereits bekannt.

Eine Möglichkeit zur Erzeugung der Signalelemente gemäß Ausdruck (3) besteht in der Erzeugung der einzelnen Komponenten ZT und Z2 getrennt voneinander und durch Bildung ihres Produkts.

Alle Komponenten Z2 bauen auf dem - Zeitbezugsmaß t=O auf, Das den Komponenten Zl entsprechende Signal ist durch eine Funktion Ak(i)g(t') definierbar mit Ti(t'=t-Ti) als Bezugsmaß, Die Funktionen Ak(i)g(t') sind der Zahl nach beschränkt, wenn Ak(i) auch nur in beschränkten Wertezahlen auftritt.

Eine andere mögliche Lösung bedient sich der blockweisen Erzeugung der Signalelemente für jedes einzelne Informationselement. Ti wird darin allein als Bezugsmaß verwendet. Der Ausdruck (3) definiert dabei exakt die einzelnen Signalelemente, wenn er in der folgenden neuen Form geschrieben wird:

Il {Ak(i) g(t-Ti). cos j> (t-Ti) + Φ k(i) + _ω TiJ }] ®h(t)(4)

¹—°° ν —_t

Signalelement

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Dieser Ausdruck (4) enthält wiederum die Werte der einzelnen Signalelemente, die sich wie folgt schreiben lassen:

Ak(i)g(f)-eos (ω t¹ + ψχ) (5)

Wie auch bei der vorangehenden Lösung ist in jedem Falle die Zahl der Werte Ak(i) grundsätzlich beschränkt. Da die Multiplikation mit einem algebraischen Faktor in allen Fällen sehr einfach ist, kann man sich auf die Erzeugung der Elemente g(t') cos (ω( t'+ψ i) beschränken.

Andererseits ist für jedes Signalelement die Phase ΨΜψχ= + ω Ti) nicht nur durch den Ausdruck ΦΜΙ) definiert, der vom Informationselementwert abhängt, sondern des weiteren auch durch den Ausdruck <»>_cTi, Auch dann_f wenn sich die Zeitpunkte Ti mit einem Periodenabstand T folgen (wobei gilt ω Ti= ω iT) und wenn <£k(i)

C C

nur eine begrenzte Zahl von Werten annehmen kann, kann ψ! doch eine unbegrenzte Wertezahl annehmen. Dann wäre die Erzeugung einer unbegrenzt großen Zahl von Signalelementtypen erforderlich.

Das Verfahren der blockweisen Erzeugung der einzelnen Signalelemente ist also nur möglich, wenn eine begrenzte Anzahl von Werten für ω Ti gegeben ist. Dies ist der Fall, wenn:

_WcTi = _WciT = ^ 2_π

P und Q sind darin ganze Zahlen, und wenn i ebenfalls ganzzahlig ist, kann gesagt werden:

^ωΤ _ P

21Γ ~ 2_π - *^ci " Q

Die Anzahl von Werten w^iT ist gleich dem Wert Q. Praktisch wird Q möglichst klein gewählt.

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Zur Erzielung eines übertragenen Signals mit kontinuierlichem Trägerbezugsmaß unter herkömmlicher Verarbeitung auf der Empfangsseite kann eine der beiden vorstehend angegebenen Lösungen benutzt werden. Deren erste läßt sich allgemein verwenden, erfordert jedoch einen komplizierteren Sender, auch bei digitaler Technik. Die zweite benötigt einen einfacheren Sender, hat jedoch nur ein begrenztes Anwendungsfeld,

Die vorliegende Erfindung bringt eine völlig neue Lösung dieser Probleme. Zumeist ist ein Sender mit einem Empfänger am gleichen Ort zusammengebaut. Dies ist wohl immer der Fall, wenn digitale Informationen auszutauschen sind.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine solche Kombi nation aus Sender und Empfänger, Dabei werden die zu übertragenden Signale im Sender durch Signalelemente erzeugt, die dem folgenden Ausdruck entsprechen;

Ak(i)g(t-Ti) ,cos [αϊ (t-Ti) + Φ^Ι) ] (6)

Dieser Ausdruck kann geschrieben werden als:

Ak(i),g(f) , cos iüit¹ + $k(i)] (7)

Ak(i) ist darin nur ein algebraischer Multiplikationsfaktor, Die Größe, die die einzelnen Signalelemente voneinander unterscheidet, ist in erster Linie die Variable $k(i), Daraus ergibt sich die Möglichkeit, eine Anzahl von verschiedenen Signalelementtypen zu erzeugen, die sich alle auf Variationen von $k(i) zurückführen lassen. Deren Anzahl ist bei Phasenmodulation mit diskreten Werten begrenzt.

Das erzeugte Signal aus Folgen solcher Signalelemente läßt sich angeben als:

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e(t) = I Σ AkU)g(t-Ti) . cos{<» (t-Ti) + Φ]ς(1) }] ® h(t) (8)

Diese Gleichung kann entsprechend (3) und (2) geschrieben werden als;

+00

e(t) = I Σ AkU)g(t-Ti) , cosiest + (ΦΜχ) - ω_σ Ti)}] <g)h(t)

Ein gut definierter Träger läßt sich dabei aus dem empfangenen Signal nicht ableiten. Wenn der einfache Fall der reinen Amplitudenmodulation betrachtet wird, dann ist "£k(i) = konstant = φ. Dann gilt;

AkU)gCt-Ti) ,cos Jw t + Φ - ω TiJ (1Q)

Der Ausdruck Ak(i)g(t-Ti) und damit Ak(i) können nicht wiedergewonnen werden, da eine Demodulation mit (cos ω t+φ) ergibt:

Ak(i)g(t-Ti) , cos (- co Ti) (11)

Der letzte Faktor hierin variiert mit dem Zeitpunkt Ti.

Auch bei einer reinen Phasenmodulation läßt sich der Träger nicht leicht bei einem gegebenen Phasenbezugsmaß wiedergewinnen. Eine Demodulation mit cos ω t ergibt <&k(i)- ω Ti, worin allerdings (ύ^Τί als Störglied enthalten ist.

Entsprechend der vorliegenden Erfindung läßt sich ein wichtiger

technischer Vorteil ausnutzen, da sich ein übertragenes Signal entsprechend dem Ausdruck (8) durch eine sehr eingeschränkte Zahl von durch diesen Ausdruck gegebenen Signalelementen erzeugen läßt, wenn ein Sender für solche Signalelemente mit einem entsprechenden Empfänger zusammengebaut wird, der die übertragenen Informationselemente durch Analyse des empfangenen Signals

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nach Amplitude und Phase wiedergewinnt.

Die sich dabei ergebensollenden Elemente und ein die entsprechende Analyse durchführender Empfänger sind zu definieren.

Zu jedem gegebenen Zeitpunkt Ti(bezogen auf Ti ) hat das Signal entsprechend (8) einen Wert, der der Summe aus dem Wert des dem Informationselement i entsprechenden Signalelements und Werten, die den Signalelementen i = j mit j Ψ i entstammen, gleicht. Dafür gilt die Gleichung (12):

e(Ti_o) = [Ak(i_o)g(Ti₀-Ti₀)cos ^₀(Ti₀-Ti₀) + 0k(i_Q)} ]® h(t) . J=CO

+ I Σ Ak(j) g(Ti -Tj) (cos {ω (Ti -Tj)+ fk(j) ]}]® h(t) j=- 00 (12)

Der Wert des Signals e(t) zu einem Zeitpunkt Ti unter vielen Zeitpunkten t. ist nur dann eine Funktion allein des Informationselementes i , wenn der Ausdruckll ,..] der vorstehenden Gleichung

= 0 ist. Dies wird leicht erreicht, wenn die Funktion g(t-Ti )=0 ist und zwar für alle Werte t=Tj bei J=i+i_Q. (13)

Unter dieser Bedingung für die Funktion von g hat ein einem gegebenen Informationselement entsprechendes Signalelement keinen ,-; Einfluß auf den Wert des sich ergebenden Signals zu den zu anderen Informationselementen gehörenden Zeitpunkten.

Wenn die Informationselemente in zusammengehörigen Schüben eingegeben werden, sind sie doch überlicherweise untereinander durch eine Zeit T₁ getrennt. Für die einzelnen eingegebenen Schübe gilt eine Periodenzeit T„, wobei T₃ = aT.. ist. α ist darin eine ganze Zahl. Dann sind die Zeitpunkte Ti nicht aufeinanderfolgende Vielfache von T₁. Die Bedingung (13) ist durch die folgende Wahl für

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g zu erfüllen:

g(t')=O für jedes t'=KT1, ausgenommen jedoch K=O.

Wie eingangs angegeben wurde, ist die Funktion G(ω) eine Filterfunktion, g(t') ist dann das Ausgangssignal für einen in das Filter mit dieser Funktion eingegebenen Impuls. Danach ergibt sich ein Zusammenhang zwischen dem Durchlaßbereich dieses Filters und dem kürzesten Abstand zwischen je zwei Informationselementen.

g ist somit eine Funktion, die entsprechend Fig. 1 bereits vor der Modulation wirkt. Die durch diese Funktion gegebenen Signaleigenschaften des übertragenen Signals hängen somit noch nicht von der Trägerfrequenz Fc ab. Es soll doch auch keine Vorschrift bezüglich des Zusammenhanges zwischen Trägerfrequenz Fc und Folgefrequenz der Informationselemente bestehen.

Dies läßt sich anhand eines Beispiels leicht nachweisen. Allgemein ist die Funktion g gegeben als Impulsübertragungsgang eines Tiefpaßfilters. Diese Funktion g ist mathematisch wie folgt gegeben:

a(t) = _ill (14)

^g{Z ' TTf /Tb ^U*'

Die Grenzfrequenz des betrachteten Tiefpaßfilters ist 1/2Tb. Diese Funktion ist Null für irt'/Tb=3iT . Dafür gilt:

ψτ- =ß, worin ß ganzzahlig ist. (15)

Figur 2 stellt die Funktion g(t') dar. Figur 3 zeigt die Filtercharakteristik des Tiefpaßfilters TPF gemäß Figur 1. Die Funktion der Gleichung (14) gilt von t¹ = -⁰⁰ ...+°° . Ein begrenzter Bereich dieser Funktion, der auch als Nutzbereich R bezeichnet werden möge, entspricht dem Filtergang gemäß Figur 3. Die Glei-

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chung (14) kann dann geschrieben werden als:

g(t') =- x (f) (14·)

X(t') steht für die Begrenzung entsprechend der Einschränkung auf den Teil R. Ohne Beschränkung ist X(t')=1.

Im vorbeschriebenen Fall, wenn z. B. die Zeitpunkte Ti gegeben sind durch i(T), kann die Gleichung (15) geschrieben werden:

ff- =3 (16)

Wenn K und β ganzzahlig sind, dann strebt

ipj— = η (ganzzahlig) zu Tb = ^- (17)

η ist darin 1, 2, .., .

Die Bedingung gibt die Werte an, die bei der gegebenen Filterbandbreite möglich sind; damit ist auch die Spektralbandbreite des übertragenen Signals begrenzt.

Nun soll die Charakteristik des übertragenen Signals entsprechend den Gleichungen (8) bzw, (12) bestimmt werden.

Unter Berücksichtigung der durch die Funktion g gegebenen Bedingungen entspricht zu jedem Zeitpunkt Ti der Wert des übertragenen Signals dem Signalelementwert, der durch den ersten Ausdruck gemäß Gleichung (12) gegeben ist. Es handelt sich dabei um:

Ak(i) g(0). cos #k(i) (18)

Wenn die Funktion g der Gleichung (14) entspricht, dann ist g(0)=1

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und der Ausdruck (18) wird:

Ak(i) · cos <&k(i) (19)

Wenn es sich bei der Modulation um eine reine Amplitudenmodulation handelt, dann gleicht $k(i) einem konstanten Φ, und die Abtastung des empfangenen Signals zum Zeitpunkt Ti ermöglicht eine leichte Wiedergewinnung des Wertes Ak(i).

Wenn es sich bei der Modulation um eine reine Phasenmodulation handelt, dannist der Faktor Ak(i) ein konstantes A, und die Abtastung des empfangenen Signals ermöglicht eine leichte Ableitung des Wertes von cos Φ

Wenn es sich bei der Modulation jedoch um eine gemischte Amplituden- und Phasenmodulation handelt, dann sollten im Empfänger die beiden Faktoren gemäß Ausdruck (19) getrennt behandelt werden.

In der Praxis kann ein Empfänger verwendet werden, mit dem die Auftrennung in die beiden Faktoren gemäß Ausdruck (19) auch möglich ist, wenn nur eine der beiden genannten Modulationen benutzt wird. Dann ist die Möglichkeit gegeben, das Signal auch zu verarbeiten, wenn es teilweisen Verzerrungen unterworfen worden ist, mit denen man bei den gegebenen Netzwerken mehr oder minder immer rechnen muß.

Deshalb sollte eine übertragungsanlage entsprechend der vorliegenden Erfindung in Kombination enthalten:

Einerseits einen Sender zur Übermittlung von Signalelementen entsprechend der Gleichung (8). Jedem Informationselement entspricht dabei ein Signalelement, dessen Amplituden- und/oder Phaseneigenschaften vom Wert des besagten informationselemehtes abhängen, dessen Phasencharakteristik und Frequenzcharakteristik jedoch unabhängig ist von der Folgefrequenz der Informationselemente.

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Andererseits sollte der Empfänger Schaltkreise enthalten, mit deren Hilfe zu jedem Zeitpunkt, speziell zu den Zeitpunkten Ti, die momentane Phase und Amplitude des empfangenen Signals bestimmt werden kann. Der Empfänger enthält zusätzlich Taktgeberkreise, die auf bekannte Weise die Zeitpunkte Ti der einzelnen Informationselemente herausarbeiten, zu denen das empfangene Signal analysiert werden muß. Des weiteren können im Empfänger Entzerrerkreise für das empfangene Signal vorgesehen werden.

Was die Ausführung des Empfängers im einzelnen anbetrifft, müssen die Empfangskreise Einrichtungen zur Bestimmung der Werte des empfangenen Signals enthalten. Dies sind im wesentlichen die Werte Ak(i)*cos fk(i) zu den Zeitpunkten Ti.

Zur Gewinnung der Phasenfunktion wird das empfangene Signal einer Einrichtung zugeführt, die die Hilbert-Transformation des empfangenen Signals abgibt. Somit hat man einerseits den Wert Ak(i)*cos <£k(i) und kann dazu andererseits den Ausdruck Ak(i)«sin ΦΜΙ) erzeugen, woraus sich tg <&k(i) ermitteln läßt.

Eine Einrichtung zur Bestimmung der trigonometrischen Phasenfunktionen ist im einzelnen in der französisichen Patentanmeldung Nr, 71 47 850 beschrieben worden.

Figur 4 zeigt ein übertragungssystem nach der vorliegenden Erfindung mit einem Sender 10 und einem Empfänger 11. Ein Entzerrer und Taktgeberschaltkreise 13 sind in üblicher Weise vorgesehen. Die Ausführung des Empfängers 11 wäre, was die Reihenfolge der einzelnen Schaltungsblöcke anbetrifft, auch abwandelbar. Das grundsätzliche Vorhandensein und die Wirkungsweise der einzelnen Teile des Empfängers ist fast immer in gleicher Weise gegeben. Jeder einzelne vom Abtaster 14 unter Steuerung der Taktgeberkreise 13 zu Zeitpunkten Ti abgegebene Abtastwert wird in Speicherkreisen 15 festgehalten, wobei die Schaltkreise 16 entsprechende Phasen-

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funktionen ableiten. Von diesen Phasenfunktionen und den in 15 festgehaltenen Werten leiten Vergleicherkreise 17 die einzelnen Werte Ak(i) und <$k(i) ab, aus denen wiederum die Decoderkreise 18 die Informationselemente bereitstellen. Der Sender 10 erzeugt ein Signal e(t) entsprechend der Gleichung (8), Dem Sender werden dazu Informationselemente zugeführt, und logische Schaltkreise wählen für jedes zu übertragende Informationselement aus den gewinnbaren Signalelementen das Signalelement aus, welches jeweils dem zu übermittelnden Informationselement entspricht. Ein Informationselement kann dabei gegebenenfalls mehrere Binärdatenelemente umfassen. Das Signalelement wird in Form der Werte Ak und φk abgegeben, wobei die Frequenz Fc fest vorgegeben ist. Damit ist jedoch nicht ausgeschlossen, daß auch ein Sender mit variierbaren Frequenzen benutzt werden könnte.

Ein Ausführungsbeispiel dieses Aufbaues gemäß Figur 4 wird nachstehend im einzelnen erläutert. Dazu dienen die Figuren 5 und 6 und ihre Kombinationsanordnung gemäß Figur 7.

Wie bereits genannt wurde, sind Sender mit Blockverarbeitung von Signalelementen zur Erzeugung von Signalen entsprechend Ausdruck (4) bekannt. Damit ist jedoch nur eine begrenzte Möglichkeit zur Erzeugung von einzelnen Phasenwerten gegeben. Solche Sender sind zur Erzeugung von Signalen gemäß Gleichung (8) brauchbar f bei denen die Zahl von Phasenwerten der Zahl der möglichen Signalelemente entspricht und begrenzt ist. Entsprechend der vorliegenden Erfindung arbeiten die Sendekreise wie die vorbezeichneten; die Einführung von Korrekturgliedern ω Ti wird jedoch vermieden. Im Signal gemäß Gleichung (8) sind keine Korrekturglieder enthalten.

Figur 5 zeigt einen Sender mit einem Nur-Lese-Speicher zur Durchführung einer Differentialphasenmodulation. In diesem Falle ist die Phase §k(±) jeweils gegeben durch <j,k(i)=<$k(i-1)+A<i> k(i) . Schaltkreise 45 nehmen einzelne Datenelemente auf und bilden

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daraus Informationselemente. Diese Informationselemente werden Schaltkreisen 46 zugeführt, die daraus die Werte Ak(i) und *k(i) bestimmen. Von einer Steuerlogik 48 wird den Schaltkreisen 46 der jeweils vorangegangene Phasenwert $k(i-1) mitgeteilt. Der Speicher 47 enthält in seinen einzelnen Speicherbereichen codierte Abbildungen des Nutzbereiches Rk des jeweiligen Signalelements Sk, das durch die Funktion Akg(t').cos (^ω t¹+ $k) gegeben ist. k variiert dabei von 1 bis z_f wenn ζ mögliche Werte für jedes Informationselement gegeben sind. Mit den Werten Ak(i) und $k(i), die für die einzelnen Informationselemente i seitens der Schaltkreise verwendet werden, bestimmt die Logik 48 eine entsprechende Funktion Rk für das Informationselement i. Die Logik 48 steuert die Adressierung der einzelnen Worte im Speicher 47 und das Auslesen der Folgeelemente der einzelnen codierten Signalbilder, Schaltkreise 49 stellen die ausgelesenen Signalbildelemente zu den einzelnen Zeitpunkten τ zusammen. Weitere nachgeschaltete Schaltkreise 50 enthalten einen Digital-Analogwandler, der ein analog geformtes Summensignal abgibt. Praktisch übernimmt das bereits anhand von Figur 1 gezeigte Bandpaßfilter 3 die Ausfilterung sekundärer Spektralanteile des übertragenen Signals und die Wandlung.

In der DT-OS 2 146 752 wurden die Funktionen einer solchen Anordnung bereits angesprochen. Der Unterschied der vorliegenden Erfindung der älteren Ausführung gegenüber liegt darin begründet, daß der Sender gemäß Figur 5 weder die Korrekturglieder ω IT, noch Funktionseinschränkungen, die auf diesen Korrekturgliedern beruhen, zu berücksichtigen hat.

Entsprechend Figur 6 wird das über das Telefonnetz empfangene Signal über die Leitung 21 einem Block 20 zugeführt, der damit eine Hilbert-Transformation durchführt. Aus dem empfangenen Signal S wird dabei das um 90° phasengedrehte Signal S gebildet. Ober Leitungen 24 und 23 wird das empfangene Signal und sein Orthogonalsignal zwei Schaltern S1 und S2 zugeführt, die die beiden Signale jeweils gleichzeitig abtasten. Zu Zeitpunkten Ti

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gelangen die Abtastwerte zu je einem Kondensator 22 und 25. In dieser Form ist eine Abtast- und Speichereinrichtung gegeben. Die so gewonnenen Abtastwerte s und § werden zu je einem Analog/ Digitalkonverter 26 und 27 weitergeführt. Die Konverter speisen ümsetzereinrichtungen 30 und 31, die aus Nur-Lese-Speichern bestehen. Diese Speicher werden mit digitalen Ausgangscodesignalen von 26 und 27 über die Leitungen 28 und 29 adressiert. Die Ausgangssignale seien bezeichnet als jsj und J §j . Die Speicher geben daraus Signale log |s j und log [S ι ab,

s = Ak(i)*cos ΦΜΙ); §= Ak(i) , sin φΜΙ) und log \6\ - log |s| = log |tg φ^χ) j = L

Die letztgenannte Subtraktionsoperation wird mittels eines Addieres 34 durchgeführt, der entsprechende Ausgangssignale zum Speicher 35 weiterführt. Darin wird eine Umformung nach folgendem Zusammenhang durchgeführt;

et = arctg e = arctg |tg fk(i) j

Der wirkliche Wert von ^k(i) wird aus dem Wert $ abgeleitet, in dem zwei einfache arithmetische Operationen durchgeführt werden, die das Vorzeichnen von s und ü berücksichtigen. Dies wird mittels einer Logik 36 durchgeführt, die über eine Leitung 37 den Wert φΜΙ) abgibt.

Eine ins einzelne gehende Beschreibung solcher Phasendetektorkreise ist u, a_T in der DT-OS 2 258 383 beschrieben.

Wenn die punktiert dargestellten Schaltkreise zugefügt werden, dann ist ein Empfänger 11 gemäß Figur 4 komplett. Der.Block 38 kann einen durch ^k(i) addressierten Speicher enthalten und Ig von cos ΦΜΙ) ausgeben. Dieser Logarithmus wird im Block 39 vom Logarithmus von Ak(i).cos φΜΙ) abgezogen und bildet daraus den Logarithmus von Ak(i), mit dem wiederum ein Speicher 40

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addressiert wird, der den Wert Ak(i) abgibt. Der Decoder 41 leitet aus Ak(i) und ΦΜΙ) die ursprünglichen Inforraationselemente ab.

Eine wichtige Bemerkung zum Abschluß der vorliegenden Beschreibung soll noch gemacht werden. Wenn das verwendete Telefonnetz Verzerrungen in Form eines konstanten Phasenversatzes und weißes Rauschen, Phasenflattern und zusätzlichen Frequenzversatz verursacht, dann muß das Signal gemäß Gleichung (8) in Gleichung (9) folgendermaßen geschrieben werden:
i⁼+ oo
I Ak(i) g(t-Ti) *cos

Zum Zeitpunkt t=Ti ist der Phasenausdruck gegeben durch; cos ψ. mit

φ' + G_wtTi) + 0.(Ti) + ω,,

* ι * ■

weißes Rauschen I Frequenzversatz Phasenflattern

Diese Verzerrungen lassen sich durch spezielle Entzerrerkreise korrigieren. Wenn vor der Eingangsleitung 21 des Empfängers gemäß Figur 6 keine Signalentzerrung durchgeführt wird, dann ist der entsprechende Wert in Form von ψ. auf Leitung 37 vorhanden. Eine zusätzliche Vorkehrung, die in der Leitung 37 angebracht werden kann, wurde in der DT-OS 2 314 194 beschrieben. Diese Einrichtung gestattet eine ausreichende Korrektur der Verzerrun gen.

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Anhand der vorstehenden Beschreibung wurde erläutert, wie bei einem übertragungssystem, das Signale entsprechend Gleichung (8) übermitteln soll, ein Sender und Empfänger zweckmäßig kombiniert aufgebaut werden können.

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Claims (5)

1. PATENTANSPRÜCHE

   \1y Verfahren zur Informationsübertragung, bei dem das zu übertragende Signal im Sender aus aufeinanderfolgenden Signalelementen zusammengesetzt wird, die nach Amplitude, Frequenz und Phase durch

   A « g(t') ' cos (oit' + φ ) mit w = 2ir Fc definierbar sind, .

   dadurch gekennzeichnet, daß jedem zu übermittelnden Informationselement ein Signalelement zugeordnet wird, dessen Amplituden- und/oder Phaseneigenschaften zumindest jeweils eine Funktion des zugehörigen Informationselements sind,

   wobei die Frequenz- und Phaseneigenschaften unabhängig von der Folgefrequenz der Informationselemente sind, und daß auf der Empfangsseite die taktweise Analyse des empfangenen Signals zur Bestimmung seiner die übermittelten Informationselemente beinhaltenden Amplituden und/oder Phasen mittels Schaltkreisen durchgeführt wird, die gleichzeitig auch zur Erzeugung in Rückrichtung zu übermittelnder Signale verwendet werden.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zeitliche Dauer der für jedes einzelne Signalelement abgegebenen Signalfunktion g(t') so beschnitten ist, daß kein Signalelement ein anderes störend beeinflussen kann.
3. 3. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, welches auf der Empfangsseite durch die folgenden Verfahrensschritte gekennzeichnet ist:

   a) Aus dem empfangenen Signal (S) wird ein um 90° phasengedrehtes Orthogonalsignal (S) mit Hilfe einer Hilbert-Transformierung erzeugt.

   FR 973 013

   509833/0570

   b) Abtastung des empfangenen Signals (S) und seines Orthogonalsignals (S) zu den einzelnen Informationselementen zugehörigen Zeitpunkten (Ti) und Ableitung einer trigonometrischen Funktion (tg $k(i)) der jeweiligen Signalphasenlage aus paarweise zueinandergehörigen Abtastwerten (s und S), wobei aus dieser Funktion in Verbindung mit den beiden zugehörigen Abtastamplituden die Phase und Amplitude jedes sendeseitig ausgegebenen Informationselements wiedergewinnbar ist.
4. 4. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die verwendete Signalfunktion

   , χα») ist

   nt'

   und dem Impulsübertragungsgang (Fig,3) eines Tiefpaßfilters (1) entspricht, dessen Grenzfrequenz 1/2Tb gleicht.
5. 5. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sende- und der Empfangsseite Nur-Lese-Speicher (47; 3O_f 31) vorgesehen sind, die bei aufeinanderfolgender digitaler Adressierung quasi-analoge Signalverlaufe Je(t) j bzw, S(t) und S(t)] an ihren Ausgängen abnehmbar machen.

   FR 973 013

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