DE2023278C3 - Nachrichtenübertragungsverfahren und Schaltungsanordnung zur Anpassung des Frequenzspektrums zu übertragender Signale an die Charakteristik eines Übertragungskanals - Google Patents

Description

sin (.-τ/2 Γ) t
(π/2Τ)ί

•cos 2.1 (/ο) ί

25

entspricht und die Elementarsignale der zweiten Art durch je eine zweite vorgegebene Impulsfolge von Signalkomponenten (y-₄, y_₃, y_₂, )'-i, y_t, >2> Λ> y*) gebildet werden, deren Summe angenähert einem anolagen Signa!

= q

sin U/2 T) t
(.t/2 T)t

sin 2.-7 (/₀)f

35

entspricht, wobei q und q' algebraische Koeffizienten und T₀ und Γ_ο orthogonale Signale sind, daß die aufeinanderfolgend gebildeten Elementarsignale der ersten und zweiten Art summiert werden und daß das so gebildete Summensignal nach der Übermittlung über den Übertragungskanal •uf der Empfangsseite mit einem Demodulator (Fig. 6a oder 6b) herkömmlicher Art ver- «rbeitet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Koeffizienten q und q' in folgender Beziehung zueinander stehen:

6. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ter-

sin χ -jj , sin χ

minus ersetzt wird durch -^- f(x) mit

f(x) als Funktion von x.

7. Verfahren nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch

COSaX

1 -

8. Verfahren nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch u = 0,5.

9. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das gebildete Sumraensignal dem Übertragungskanal über einen Tiefpaß (TP) zugeführt wird, der nur für die zur übertragung wesentlichen Spektralanteile durchlässig ist, sich bei der Signalbildung aber ergebende höhere Frequenzanteile oberhalb 3/2 Γ sperrt (Fig. 7).

10. Se-ndeseitige Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorgenannten Ansprüche, gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden Merkmale:

a) Die Folge aller zu übermittelnden Datenelemente (ABC .. ■) wird dem Eingang mindestens eines Schieberegisters (R) zugeführt.

b) Der Eingang und/oder ein-seitige und oder aus-seitige Ausgänge der Stellen (Tl ... 77) dieses Schieberegisters (i?)/dieser Schieberegister sind mit verschiedenwertigen Eingängen eines Analogaddierers (A.A) verbunden, an dessen Ausgang das zu bildende Summensignal zur Verfugung steht.

c) Der Ausgang des Analogaddierers (A.A) ist zum Eingang des Übertragungskanals geführt.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang des Analogaddierers (A.A) und dem Eingang des Übertragungskanals ein Tiefpaß (TP) eingefügt ist.

mit k = konstant.

3. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienten jeweils nur einen von zwei Werten annehmen (q - ± 1 und q' = ±1).

4. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Bildung der beiden Arten von Elementarsignalen zugrunde gelegte, in den beiden orthogonalen Gliedern enthaltene Frequenz /₀ = 1/2 T ist.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung der beiden Arten von Elementarsignalen in den beiden f>5

orthogonalen Gliedern eine Frequenz/₀ = —"
zugrunde gelegt wird.

4Γ

Die Erfindung betrifft ein Nachrichtenübertragungsverfahren und eine Schaltungsanordnung zur Anpassung des Frequenzspektrums zu übertragender Signale an die Charakteristik eines Ubertragungskanals, wobei die zu übertragenden Informationen mit einer vorgegebenen Bitgeschwindigkeit l/T einem Umschlüßler zugeführt werden, der für jedes Datenelement ein aus einer definierten Impulsfolge bestehendes Elementarsignal erzeugt.

Der Zweck der Erfindung ist die Nennung eines Verfahrens, mit dem die verfügbare Kanalbandbreite eines Ubertragungskanals optimal ausgenutzt wird. Solche Techniken setzen sich besonders auf dem Gebiet der Datenfernverarbeitung immer mehr durch, wobei es eines der Ziele ist, die Zahl der pro Zeiteinheit übertragbaren Daten zu vergrößern.

Der Stand der Technik kennt Übertragungstechniken, die relativ schmale Frequenzbänder optimal ausnutzen und welche sich mit der Umschlüsselung zu übertragender Daten befassen und den vorgenannten Anforderungen entsprechende Digitalsignale

erzeugen. Ein solches Verfahren und entsprechende Schaltungsanordnungen zu seiner sendeseitigen Durchführung sind bereits in der deutschen Patentschrift 12 92167 mit französischer Priorität vom 21. September 1966 beschrieben. Dieses Verfahren ist dadurch gekennzeichnet daß jedes zu übertragende Nachrichtenelement im Sender durch Gruppen von Impulsen, die einen Signalzug bilden, ersetzt wird, welche jede zu ihr gehörende Nachrichtengrundelement sowie Zr.satztlemente enthält, die zu den Grundelementen nach Größe und Phase so gewählt sind, daß das Frequenzspektrum der zu übertragenden Nachrichten an die Bandbreite des Ubertragrjigskanals angepaßt und die gegebene Bandbreite möglichst vollkommen ausgenutzt wird. Dabei sollte im Empfänger die Abtastung des übertragenen Signalzuges zu Zeiten erfolgen, zu denen die Grundelemente, aber keine Zusatzelemente empfangen werden. Im Empfänger werden dazu speziell ausgelegte Mittel zur Decodierung erforderlich, wie sie für diese übertragungstechnik in der Zeitschrift »Der Ingenieur der Deutschen Bundespost«, 1969, Heft 2. im Aufsatz »Neue Möglichkeiten der schnellen Datenübertragung«, ab S. 53, rechte Spalte, erläutert sind. Die Kosten und Schwierigkeiten solcher Decodierungsmittel sind nicht unerheblich; es gibt bereits einen Vorschlag, wie unter Verwendung einei Signalumschlüsselung der zu übertragenden Daten ein gegebener Kanal optimal ausgenutzt werden kann und dabei trotzdem auf der Empfangsstae die Möglichkeit des Einsatzes eines herkömmlichen Frcquenzdemodulators gegeben ist.

Ein in ähnlicher Weise fortschrittliches Verfahren für die empfangsseitige Anwendung herkömmlicher Phasendemodulatoren unter Vermeidung spezieller, aufwendiger Decodierungsmittel, wie sie oben erwähnt jind, ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung. Es ist ein übertragungsverfahren anzugeben, bei dem aus in digitaler Form gegebenen Komponenten den Ubertragungskanal optimal ausnutzende Signale zusammengesetzt werden und die so gewonnenen Signale empfangsseitig durch herkömmliche Phasendemodulatoren verarbeitet werden können.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß zwei Arten von Elementarsignalen aus zwei unterschiedliehen Impulsfolgen erzeugt werden und für jedes zu übertragende Datenelement abwechselnd entweder ein Elementarsignal der ersten Art oder ein Elementarsignal der zweiten Art übertragen wird, daß die Elementarsignale der ersten Art durch je eine erste vorgegebene Impulsfolge von Signalkomponenten gegebildet werden, deren Summe angenähert einem analogen Signal

^Γ° ⁼

sin (π/2 T)ί
"

ersten und zweiten Art summiert werden und daß das so gebildete Summensignal nach der Übermittlung über den Übertragungskanal auf der Empfangsseite mit einem Demodulator herkömmlicher Art verarbeitet wird.

In den Unteransprüchen sind Ausgestaitungsmöglichkeiten für dieses Verfahren sowie Schaltungsanordnungen zur Durchführung angegeben.

Die Erfindung wird an Hand eines Ausführungsosispiels mit Zeichnungen erläutert, in denen folgendes dargestellt ist:

Fig. la zeigt typische Elementarsignale, die für jeweils ein zu übertragendes Datenelement benutzt werden;

Fig. Ib zeigt die mögliche zeitliche Aufeinanderfolge mehrerer solcher Elementarsignale, die zu einer Nachricht gehören;

Fig. Ic zeigt eine andere Möglichkeit der Anordnung von Signalen einer Teilfolge gemäß Fig. lh;

Fig. 2a zeigt die Moglichkeil einer äquivalenten analogen Erzeugung der Signale gemäß 1-i g. Ib:

Fi ü. 2 h /eint dasselbe für das Beispiel uemäß Fig. "ic:

F ι g. 3 ist ähnlich der F ig. Ib. stellt aber eine größere Datenmenge dar:

F ι g. 4 erklärt schcmalisch einen Umsehlüßler nach der Erfindung und zeigt das Vorrücken der Signale in einem verwendeten Schieberegister:

F ι g. 5 zeigt eine Ausführungsschaltungsanordnung gemäß der Erfindung;

Fig. 6a und 6b zeigen Blockschaltbilder geeigneter Empfänger mit Phasendemodulation;

F i g. 7 zeigt schematisch das übertragene Hequenzspekirum;

F ι g. 8 gibt ein Betrachtungsbeispiel für eine andere Signalanordnung wieder.

In Fig. la sind zu übertragene Datenelemente ABCD . .". dargestellt, die am Sendereingang mit einer Geschwindigkeit IT einlaufen. Eine Datenelementteilfolge ACE .. . möge dabei als Datenelementfolge in einem Kanal 1 und die Datenelemente BDF ... als Teilfolge in einem Kanal 2 betrachtet werden.

Ein digitales Signal des Typs, der in F i g. 11 stufenweise für den Kanal 1 dargestellt ist. sei da; Elementarsignal für jedes über den Kanal 1 zu über tragende Datenelement. Es ist eine digitale Näherung für ein Signal des Typs T₀:

l'_o = q —

sin !(.τ-2 Dt}

(VST)!

cos!(2.-r'2T)/}.

entspricht, und die Elementarsignale der zweiten Art durch je eine zweite vorgegebene Impulsfolge von Signalkomponenten gebildet werden, deren Sum.ne angenähert einem analogen Signal

q ist darin eine algebraische Zahl, die im Sonder fall (aber nicht ausschließlich) den Wert ± 1 anneh men kann, wenn die zu übermittelnden Datenele mente binär sind, und wobei die übertragenen Digi talsignale symmetrisch zur Zeitachse x'-x verlaufer

1 111 digitales Elementarsignal des Typs, der fii den Kanal 2 in F i g. I a dargestellt ist. wird jeden Datenelement im Kanal 2 zugeordnet. Dieses Sign;! ist eine digitale Näherung des Signals /;,:

entspricht, wobei q und q' algebraische Koeffizienten und T₀ und /¹O orthogonale Signale sind, daß die aufeinanderfolgend gebildeten Elementarsignale der

sin \(n 2T)i\ ""'"(7/2T)I

sin-:i2n/2T)/i

q' ist eine algebraische Zahl, die im Sonderfall (aber nicht ausschließlich) ebenfalls den Wert ± 1 annehmen kann, wenn die zu übermittelnden Datenelemente binär sind.

Das Digitalsignal Tür den Kanal 1 ergibt, über ein Netzwerk mit Tiefpaßcharakteristik geführt, eine sehr befriedigende Näherung an das Signal /'₀. Das entsprechende Signal Tür den Kanal 2 ergibt, ebenso behandelt, eine befriedigende Näherung an das Signal /q.

Es möge beachtet werden, daß jedem der zu sendenden Datenelemente ABCD ... für die nun folgende Erklärung der Binärwert 1 gegeben wurde; dies jedoch nur zum Zwecke der übersichtlichen Erklärung.

Bei einem gleichen Zeitmaßstab, der für die Fig. la bis Ic gilt, zeigt die Fig. Ib die Aufeinanderfolge der Datenelemente ABCD... auf den beiden Einzelkanälen und wie sie zeitlich zueinander stehen.

Eine analoge Summierung der Signale des Kanals 1 in einem Addierer 1 ergibt ein Digitalsignal des Typs, der nach der erwähnten Tiefpaßübertragung ein Signal darstellt, das praktisch das Signal S(t) —- .!'(/'), nämlich die Summe aus den einzelnen /'-Signalen, ist. Eine entsprechende analoge Summierung der Signale des Kanals 2 in einem Addierer 2 ergibt ein Signal des Typs, der nach einer ebensolchen Tiefpaßbehandlung ein Signal darstellt, das praktisch gleich dem Signal S'(f) = Σ(Γ') ist.

Wenn die beiden Addierer 1 und 2 zu einem einzigen Addierer zusammengefaßt werden, dann wird gleichzeitig die analoge Summierung der Signale des Kanals 1 und des Kanals 2 bewirkt und ein Signal digitalen Typs gewonnen, das nach Tiefpaßbehandlung praktisch folgendes Signal ergibt:

sen

i'( η ■

Die vorstehend gegebenen Ausführungen gelten ebenfalls, wenn die Signale gemäß Kanal 1 in Fig. Ib und gemäß Kanal 2 in F i g. 1 c verwendet werden. Dann wird bei Zusammenfassung der beiden Addierer 1 und 2' zu einem gemeinsamen Analogaddierer ein Signal des digitalen Typs erzielt. der nach erklärter Filterung praktisch folgendem Signal entspricht:

nahmen zur Erzeugung des Signals /" und der Auleinanderfolge solcher Signale /" auf analoge Weise. (Hier nur für ß und D dargestellt.) Alle diese gezeigten Maßnahmen gelten auch für Signale, wie sie für die Kanäle 1 und 2 in Fig. Ib dargestellt sind.
Hierfür gilt die folgende Gleichung:

S(O + S"(r) = Σ(

Fig. 2a zeigt die notwendigen Maßnahmen zur Erzeugung des Signals Γ und einer Aufeinanderfolge solcher Signale Γ auf analoge Weise. (Hier sind nur die beiden Signale Γ für die Datenelemente A und C dargestellt) Diese Figur zeigt ebenfalls die MaßF i g. 2a läßt erkennen, daß sich das Signal Γ für das Datenelement A durch Modulation einer Trägerfrequenz /₀ == cos {(2η/2 T)t} mit dem Signal

sin {(«/2 T) Γ}

ergibt.

Für das Datenelemente ergibt sich die Modulation von /₀ mit

sin!(.V2T)(f-2T)l

(_Λ/2 T)(I-2 T)

und so fort für die weiteren Datenelemente des Kanals 1.

Bei binären Daten mit <j, = ± 1 ist somit

_c, , U sin

⁵⁽⁰ = Σ * -1

Entsprechend zeigt F i g. 2a unten, daß das Signal Γ für das Dater element ß hervorgeht aus einer Modulation der um .-r/2phasenverschobenen Trägerfrequenz/o (in den Zeichnungen ausgedrückt als /₀ - .7/2) durch das Signal

sin {(_π/2 T)f}

(»/2 Di ■

Für das Datenelement D wird (/„ - .τ/2) moduliert durch

. sin{(.V2D(f-2D}

(*/2T)(t-2T)

usw. für die nachfolgenden Datenelemente des Kanals 2.
Bei binärem q\ = ±1 ergibt sich somit:

Es ergibt sich durch eine Addition (s. F i g. 1 b) aller Signale der Kanäle 1 und 2 in einem gemeinsamen Analogaddierer, wie bereits genannt, ein Signal digitalen Typs, welches durch einfache Tiefpaßfilterung praktisch folgendes ergibt:

+ Σ

Mit verschiedenen Werten für q und q ergibt diese Gleichung verschiedene Typen miteinander kombinierter Orthogonalsignalc. Wenn q¹ + q'² = /r und k = konstant ist, dann liegt klassische Phasenmodulation vor. Im nachbetrachteten Fall sollen s i'usschüelMich q = ±1 und q' = ±1 gelten.

Ein solches Signal läßt sich aus digitalen Komponenten gewinnen. Es kann mit sich anschließenden einfachen Filtermethoden ein Signal gewonnen werden dessen Spektrum dem idealen theoretischen ι ο Frequenzspektrum sehr nahe kommt. Zur rein analogen Erzeugung solcher Signale wären Filter hoher Güte erforderlich. — Auf der Empfangsseite wird das aufgenommene Signal einem herkömmlichen Demodulator (Fig. 6a) zugeführt, der an seinem Ausgang die übermittelten Daten zu den Zeilpunkten I = IiT wiedergibt.

Ähnliches spielt-sich ab, wenn Signale des Kanals 1 gemäß Fig. Ib und Signale des Kanals 2 gemäß Fig. Ic zusammengeführt werden. Eine vergleichbare analoge Signalgewinnung ist in Fig. 2b dargestellt. Es tritt dabei dasselbe auf wie im zuerst betrachteten Fall. Auf der Empfangsseite wäre dann ein Demodulator entsprechend Fig. 6b einzusetzen, der die einzelnen Datenelemente zu den Zeitpunkten t = 2/T und f = 2i + 1) T abgibt.

Die digitale Signalerzeugung soll nunmehr ins einzelne gehtnd an Hand der Fig. Ib erklärt werden, wobei die gegebenen Möglichkeiten nicht etwa nur auf dieses der Erklärung dienende Ausführungsbeispiel beschränkt sind.

F i g. 3 gibt noch einmal die zeitliche Signalverteilung gemäß Fig. Ib wieder, jedoch mil einer größeren Zahl von Datenelementen. F i g. 3 soll aufzeigen, über welche Zeitdauer sich ein einem 3s einzigen Datenelement entsprechendes Digitalsignal auswirkt, und soll zur Bestimmung der Datenelemente dienen, die jeweils zu beliebigen Zeitpunkten zum Momentanwert des digitalen Summensignals gleichzeitig beitragen.

Es läßt sich erkennen, daß zur Zeit, zu der das Datenelement H als /i_₄ wirkt. F ebenfalls wirkt als /_₂, Ti als d,„ ß als h₃. Um die jeweils wirksamen Signalkomponenten genau zu bestimmen, müssen die Werte F, D -:nd B noch bekannt sein, wenn H über eine Eingangsleitung Da für die zu übermittelnden Datenelemente einläuft. Danach wirken dann gleichzeitig g ₂, e__x, c,, a₂, darauffolgend h_₃. /_,. d₂, b₂, dann E₀ usf.

Eine Anordnung, die im wesentlichen aus einem Schieberegister R und einem Analogaddierer A.A besteht, soll zur Signalkomposition dienen. Entsprechend F i g. 3 gibt F i g. 4 das zeitliche Einlaufen der einzeln Datenelemente zu übertragender Daten über die Leitung Da in die einzelnen Stufen (hier insgesamt 7) des Schieberegisters R und den weiteren Verlauf zum Eingang eines aachgeschalteten Tiefpasses TP wieder, der das Summensignal digitalen Typs zugeführt bekommt. F i g. 4 zeigt des weiteren ein Übertragungstaktsignal Cl. vier Torsignale Pl. Pl, P3 und PA zur Steuerung verwendeter UND- und ODER-Schaltungen, wobei diese Tcrsignaie durch einen Taktgeber TG aus dem Taktsignal Cl abgeleitet werden. Mit UND- und ODER-Schaltungen werden zu den richtigen Zeitpunkten und mit richtiger Länge aus den anzusprechenden Schieberegisterstellen und oder über die Dateneingangsleitung Da entsprechende Signalpegel abgewogen und im Analogaddierer A.A zu Summenpegeln vereinigt.

So läßt sich an Hand der F i g. 3 und 4 erkennen, daß beim Einlaufen des Datenelements H über die Datcneingangsleitung Da die Signalkomponcnten /i_4 + /_2 + (I₁ + b_} gleichzeitig über die Ausgangsleitung Da ausgegeben werden, und zwar jeweils in Intervallen von T/2 Länge, deren Dauer der Zeitdauer der Impulse des Torsignals Fl entspricht. Während des folgenden Zeitintervalls von 772 Länge erscheinen die Komponenten g_₂ + e_, + c, + a₂ auf der Ausgangsleitung D'α usf. Es ist ebenfalls dargestellt, daß beim Einlauf des Datenelements H die Datenelemente F₁ D, B und G, E. C. A in den Schieberegisterstellen Tl. 74, 76 und Tl, T3, T5, Tl stehen.

F i g. 5 zeigt ein mehr ins einzelne gehendes Ausführungsbeispiel des Schieberegisters R und des Analogaddierers A.A. Die Pegel, die den Komponenten X₀ ... χ,- und den Elementen y, entsprechen, sind bekannt. Es sind die Pegel, die den Signalen Γ und /" entsprechen. Im dargestellten Beispiel können die Komponenten X₀ ^un<3 x, für Kanal 1 sowie y, für Kanal 2 jeweils einen von zwei Werten annehmen, entweder ±|X₀|, ±1*.- °der ±|y,|. Dabei können die Summenpegel der Komponenten y, 16 mögliche Werte zwischen den beiden Extremwerten ± 1.329 und die Summenpegel der Komponenten x, neun mögliche Werte zwischen ± 1,4 annehmen.

Alle diese Signalkomponenten können auch zwischen 0 (gesetzt für —1.4) und einem Maximalpegel 2,8 (gesetzt für +1.4) dargestellt werden. Die Schaltungsanordnung gemäß F i g. 5 ist nach diesem Konzept entworfen.

Je nachdem, ob positive oder negative Signalkomponenten X₀. X;. ν,- einem betrachteten Datenelement entsprechen, wird entweder der obere »Ein«- Ausgang oder der untere »Aus«-Ausgang der einzelnen Schieberegisterstellen Tl bis Tl benutzt, in denen sich die entsprechenden Datenelemente gerade befinden. Zum Beispiel wird gemäß F i g. 4 zur übertragung von g_₂ + ^e-i + ^c\ + ^ai das Torsignal P2 mehreren UND-Schaltungen zugeführt, an deren anderem Eingang jeweils die Ausgangssignale der Schieberegisterstellen Tl, T3, TS und Tl anliegen. Wenn bei einer gegebenen Datenfolge GECA die Signalkomponenten g_₂. e_,, C₁ und a₂ übertragen werden müssen, die alle negativ sind, dann muß ein geringstmöglicher Pegel über den Ausgang ExI und gleichzeitig über den Ausgang Ex 2 durchgegeben werden. Die Torsignale Pl und P 3 sind dabei aus. Im umgekehrten Falle (bei positiven Signalkomponenten) wä.re über den Ausgang £x 1 der Maximalpegel durchzugeben.

Die Komponenten h_₄ + /_₂ + d_t + b₃ werden unter Steuerung durch das Torsignal Pl abgegeben. Wenn bei gegebenen Datenelementen HFDB alle Signalkomponenten h_₄. /__:, U₁, b₃ negativ sind, dann ist der minimalste Summenpegel —1,329 abzugeben, d. h. mit der Anordnung mit ins Positive verschobenen Pegeln der Pegelwert +0,071. Dieser Pegel wird erzeugt, wenn sich alle Leitungen am Ausgang Ex 2 auf ihrem unteren Pegel und ebenso alle durch die Torimpulse P2 und P4 gesteuerten Leitungen am Ausgang Ex 1 auf ihrem unteren Pegel befinden. Wenn für die Datenelemente auf dem Kanal 1 die Ausgänge ExI und Ex 2 beide ganz tief sind, dann ist der abzugebende Pegel 0. Eine gewisse

Korrektur auf Grund der Datenelemente auf dem Kanal 2 ist erforderlich; dazu wird ein Pegel (im betrachteten Falle 0,071) addiert, was unter Steuerung des Taktimpulses C1 direkt durchgeführt wird.

F i g. 5 zeigt Tür das gewählte Ausführungsbeispiel ebenfalls die Einzelheiten eines Schalters SW, wie er zur Ausführung aller Funktionen des Analogaddierers A.A benutzt wird. Wenn z. B. der abzugebende Pegel tief (hier 0,071) sein soll, dann wird der Widerstand R'e über einen ersten Transistor geerdet. Im umgekehrten Falle wird R'e über einen zweiten Transistor mit der Referenzspannung Vr verbunden. Die Referenzspannung Vr und eine Anordnung von Widerständen R'e und Re sind so gewählt, daß sich mit den möglichen Schaltvariationen die erforderlichen Pegel herstellen lassen.

Die Erfindung ist bis hierher im einzelnen Tür einen Fall beschrieben worden, bei dem die Signale durch die Gleichung I gegeben sind. Es ist darauf hinzuweisen, daß diese Gleichung 1 ein Spezialfall eines allgemeinen Modulationsfalles ist, der anzugeben ist durch:

sin(.T/2T)(t-2iT)

(Π) Von einer weitergehenden Beschreibung wird an dieser Stelle abgesehen, da das Verfahren ähnlich dem vorbeschriebenen ist. Ein oder auch mehrere Register können verwendet werden, deren Stellenzahl und Ausgangsschaltung von der Gesamtdauer der gewählten Elementarsignale abhängt.

Es ist überdies zu erwähnen, daß ein optimales Spektrum (ausgezogene Linie in Fig. 7) bei verständlicherweise begrenzter Signalkomponentenzahl pro Datenelement erreicht werden kann, indem den einzelnen impulsweise erzeugten Grundkomponenlen ein Korrekturkoeffizient f(x) zugeordnet wird, wie z.B.

Darin kann /₀ andere Werte annehmen, als für Gleichung I spezifiziert ist. Das was für q und q' in bezug auf die Gleichung I genannt wurde, soll auch für den Ausdruck II gelten, wovon die Gleichung 1 nur ein Sonderfall ist, wie bereits genannt wurde.

Es wäre ohne weiteres möglich, die zu bildenden Digitalsignale auf eine Weise zu erzeugen, die anderen Sonderfällen des Ausdruckes II entspricht. So wäre es z. B. möglich, das Digitalsignal nach folgender Regel zu erzeugen:

sin{(.T/2T)(!-2iT)}

^cos

sir. |(.-,/2T)(f- 2iT)}

f- 2iT)} . /

-Ύϊτ)- ·^sin V^2:T

2n - 1

F i g. 8 entspricht einem solchen anderen Sonderfall mit η = 2, für den die gleichen Datenelemente wie in Fig. Ib benutzt werden.

π ist darin eine algebraische Zahl. Mit n = 0.5 ergibt sich

sin η/2 T cos .τ t/4 T

~7 t/l T ' T^ (i/2 T)² '

Weiterhin ist zu beachten, daß bei allen Ausdrücken ein Elementarsignal mit den Koeffizienten i/, bzw. q\ in Abhängigkeit von den Werten der Dalen-

:s elemente unterstellt wurde. Im Falle binärer Datenelemente kann jeder dieser Koeffizienten nur zwei mögliche Werte, nämlich ±1, annehmen. In solchen Fällen, bei denen diese Koeffizienten q_t oder q\ auch andere Werte annehmen, muß diese Verschiedenartigkeit zu allen einzelnen Signalzeitpunkten beachtet werden. Ein Verfahren mit Elementarsignalen nach den Regeln der vorliegenden Erfindung ist auch dann anwendbar. Die Grundsätze bleiben unverändert: den einzelnen abzuwägenden Signalkomponenten müssen dann den Datenelementen proportionale Größen zugeordnet werden. Dabei wird die mögliche Pegelzahl des zu übertragenden Summensignals zwar größer, aber die Grundzüge des beschriebenen Verfahrens bleiben unverändert. In solchen Fällen, in denen q und q mehr als zwei Werte annehmen, wird eine Mehrpegelmodulation erreicht. Mit q² + q'² = k² und ic = konstant liegt auch eine klassische Phasenmodulation vor. Andere Kombinationen sind ebenfalls möglich, welche dann abweichende Modulationstypen ergeben.

Schließlich ist darauf hinzuweisen, daß die vorbeschriebenen Schaltkreise nur als erklärende Ausführungsbeispiele zu betrachten sind und daß die gewählten numerischen Pegel lediglich Näherungs-

werte darstellen. Auch ist hinzuzufügen, daß — ir gewissen Grenzen — die Funktion eines nachgeschalteten Tiefpasses TP bereits durch den Frequenzgang der übertragungsleitung selbst erfüllt werden kann

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   i/^Nachrichtenübertragungsverfahren zur AnpaSsung des Frequenzspektrums zu übertragender Signale an die Charakteristik eines Übertragungskanals, wobei die zu übertragenden Informationen mit einer vorgegebenen Bitgeschwindigkeit l/T einem Umschlüßler zugeführt werden, der für jedes Datenelement ein aus einer definierten Impulsfolge bestehendes Elementarsigna] erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Arten von Elementarsignalen aus zwei unterschiedlicheß Impulsfolgen erzeugt werden und für jedes zu übertragende Datenelement (ABCDEFGH...) abwechselnd entweder ein Elementarsignal der ersten Art oder ein Elementarsignal der zweiten Art übertragen wird, daß die Elementarsignale der ersten Art durch je eine erste vorgegebene Impulsfolge von Signalkomponenten (x_₂, x__l5 X₀, X₁, x₂) gebildet werden, deren Summe angenähert einem analogen Signal