DE2351053A1 - Linearer verstaerker - Google Patents

Description

Linearer Verstärker

Priorität: 12. Oktober 1972 - Japan - 47-102228

Die Verstärkungs- und Phasencharakteristik eines negativen Widerstandsverstärkers kann durch Steuerung des Vorspannungsstroms des negativen WiderstandsVerstärkers in Übereinstimmung mit der Amplitude des Eingangssignals linearisiert werden, wobei eine Avalanche-Diode verwendet wird.

Die Erfindung betrifft einen linearen Verstärker und bezieht sich insbesondere auf einen negativen Widerstandsverstärker mit einer Avalanche-Diode, der lineare Verstärkungscharakteristik besitzt.

Bekannterweise zeigen die Eingangs/Ausgangs- und Phasen-Charakteristiken negativer Widerstandsverstärker, die eine Avalanche-Diode verwenden, nichtlineare Charakteristiken. Und aus diesem Grund wurde der Verstärker dieser Art als Trägersigna!verstärker für das Signal einer einzelnen Frequenz und einer konstanten Amplitude, jedoch nicht als Verstärker für das'Signal einer Amplitudenmodulation benutzt.

Es war ein wesentlicher Nachteil, daß das Ausgangssignal durch die nichtlineare Verstärkungscharakteristik verzerrt wurde, wenn der negative Widerstandsverstärker mit der Avalanche-Diode als

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Verstärker für ein amplitudenmoduliertes Signal eingesetzt wurde.

Der Erfindung liegt vor allen Dingen die Aufgabe zugrunde, einen linearen Verstärker zu schaffen, der lineare Verstärkungs- oder Phasen-Charakteristiken besitzt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine Signal-Detektorschaltung, welche einen Teil des Eingangssignals im negativen Widerstandsverstärker mit einer Avalanche-Diode erfaßt bzw. detektiert, und eine Schaltung zur Steuerung des Vorwärtsspannungsstroms in Obereinstimmung mit den Änderungen der detektieren Eingangs-Signal spannung vorgesehen sind, wobei der Vorspannungsstrom an die Avalanche-Diode geliefert wird.

Weitere Abwandlungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Im folgenden wird eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 den elektronischen Scheinleitwert der Avalanche-Diode

eines typischen Beispiels und die hochfrequente Spannungsamplitude, die der Avalanche-Diode eingeprägt wird,

Fig. 2 ein Beispiel einer Eingangs/Ausgangs-Charakteristik

und der Phasencharakteristik, welche aufgrund der Zuführung eines konstanten Vorspannungsstroms zur ' Avalanche-Diode in dem negativen Widerstandsverstärker erhalten wird,

Fig. 3

und 4 Darstellungen zur Veranschaulichung der Arbeitsweise

der Erfindung,

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Fig. 5 eine Anordnung eines Äusführungsbeispiels eines

erfindungsgemäßen linearen Verstärkers_s

Fig» 6 eine Anordnung eines praktischen Äusführungsbei-

spiels der Erfindung, und

Fig. 7

und 8 detaillierte Anordnungen eines Teiles der Schaltungen

der Fig. 5 und 6.

Fig. 1 zeigt das Verhältnis der elektronischen Admittanzder Avalanche-Diode eines typischen Beispiels und die der Avalanche-Diode eingeprägte hochfrequente Spannungsamplitude, Aus dieser Figur ist offensichtlich, daß der Wirkleitwert und der Blindleitwert der Avalanche-Diode nichtlineare Charakteristiken für die hochfrequente Spannungsamplitude zeigen, die der Avalanche-Diode eingeprägt wird. Die Leistungsverstärkung 6{ω, A) der Avalanche-Diode kann in nachstehender Weise ausgedrückt werden» wenn sie als negativerWiderstandsverstärker vom Reflexionstyp angesehen bzw. angenommen wird:

YL(_W) + YD(A)

In Gleichung (1) sind

ω die Frequenz

A die der Avalanche-Diode eingeprägte hochfrequente

Spannungsamplitude,

YL(td) die Ortskurve der Beiastungsadmittanz YD(A) die elektronische Adraittanz * die konjugiert-komplexe Zahl

.. ./4 409817/0834

Hierbei kann die elektronische Admittanz YD(A) der Avalanche-Diode durch nachstehende Gleichung ausgedrückt werden:

YD(A) = -GD(A) + jBD(A) · (2)

wobei GD(A) den Wirkleitwert und

BD(A) den Blindleitwert bzw. die Suszeptanz darstellen.

In vorstehender Gleichung können die Frequenz Charakteristiken der Konduktanz und Suszeptanz ignoriert werden, da sie im Vergleich zu den Amplituden Charakteristiken klein sind und vernachläSigt werden können.

Die Konduktanz GD(A) und Suszeptanz BD(A), wie sie beispielsweise in Fig. 1 veranschaulicht sind, hängen im wesentlichen von der der Avalanche-Diode eingeprägten hochfrequenten Spannungsamplitude ab und zeigen abfallende bzw. ansteigende Charakteristik.

Nimmt man im Hinblick auf Fig. 1 an, daß die Konduktanz der Avalanche-Diode, die bei der ihr eingeprägten hochfrequenten Spannungsamplitude arbeitet, an dem Punkt Al Gl beträgt, so kann die Leitung Pl , die von der Avalanche-Diode erzeugt wird, durch nachstehende Gleichung ausgedrückt werden:

Pl = 1/2 Gl Al² (3)

Wenn die Eingangssignalleistung und die Ausgangssignalleistung des negativen Widerstandsverstärkers vom Reflexionstyp jeweils durch Pi und Po gegeben sind, können folgende Gleichungen aufgestellt werden:

Po *= G(ü>,A) . Pi (4)

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Po β-Pi + Pl

(5)

Aus den vorstehenden Gleichungen (3), (4) und (5) ergibt sich die Gleichung (6):

{G(iü.A) - 1} . Pi » 1/2 Gl Al'

(6)

Aus der Gleichung (6) ist offensichtlich, daß die der Avalanche-Diode eingeprägte hochfrequente Spannungsamplitude A mit dem Wert der Eingangs-Signalleistunp Pi variiert. Somit wird die Leistungsverstärkung G(ü>,A) genau in Abhängigkeit von der Eingangssignalleistung Pi geändert.

Die Phasendifferenz ψ zwischen dem Eingangs- und Ausgangssignal kann in nachstehender Weise erhalten werden. Da die elektronische Admittanz der Avalanche-Diode durch YD(A) = -GD(A) + jBD(A) und die Belastungsadmittanz mit YLU) = GLU) ⁺ JBLU) dargestellt wurden, wobei jedoch GLU) ^die Belastungskonduktanz und BL(u) die Belastungssuszeptanz darstellen - ergibt sich somit die Leistungsverstärkung GU, A) in nachstehenderweise:

G(a>, A)

YLU) - YD

YLU) + YD

#1

GLU)-JBLU? + GD(A) - JBD(A GLM +JBL(üJ - GD(A) + JBD(A

(GL(a>) + GD(A)) - J(BLU) + BD(A)) (GLM - GD(A)) + J(BLU) t BD(A))

Daher ergibt sich die Phasendifferenz zwischen dem Eingang und Ausgang zu

α α *_a« -¹ BLU) + BD(A) . -1 BLU) + BD(A)

Φ = Φ _rt - tan - tan - · ^T O ϋί(ω) + GD(A) GL(ü)) - GD(A)

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In der vorstehenden Gleichung stellt φ₀ die Anfangsphase dar. Mit vorstehender Gleichung kann nachgewiesen werden, daß die Phasendifferenz ψ zwischen dem Eingang und Ausgang ebenfalls mit den Werten der Eingangssignalleistung variiert.

Die Eingangs-/Ausgangscharakteristik und die Phasencharakteristik, die erhalten werden, wenn ein konstanter Vorspannungsstrom an die Diode des negativen Widerstandsverstärkers angelegt wird, der in der gleichen Weise wie zuvor benützt wird, sind in Fig. 2 veranschaulicht. Wie in dieser Figur gezeigt ist, zeigt die Eingangs-/Ausgangscharakteristik Po nichtlineare Sättigungscharakteristik und die Phasencharakteristik ebenfalls eine nichtlineare Charakteristik in ihrem Bereich hoher Eingangsleistung. Außerdem ist die nichtlineare Charakteristik offensichtlich, wenn man sie mit der erwünschten linearen Charakteristik L mit 45° des linearen Verstärkers vergleicht und der Steigungs-Winkel ist reduziert. Wenn die Avalanche-Diode eine derartige nichtlineare Eingangs-/Ausgangscharakteristik besitzt und als AM-Linearverstärker benützt wird oder eine derartige Avalanche-Diode, die eine solche Phasencharakteristik besitzt, als FM-Linearverstärker benützt wird, so kann daher keine zufriedenstellende Linearität erreicht werden.

Nachstehend wird das Prinzip und eine Ausführungsform der Erfindung näher beschrieben.

Die Eingangs-/Ausgangscharakteristik und Phasencharakteristik in Fig. 2 ändern sich stark, wenn sich der Betriebsstrom mit den Änderungen des der Diode eingeprägten VorsρannungsStroms ändert. Mit anderen Worten bedeutet dies, daß die Eingangs-/ Ausgangscharakteristik und die Phasencharakteristik wie Po-Ij ~ I4 und φ-Ι^~I-variieren, da sie sich parallel in entgegengesetzter Richtung zu der oberen und unteren Seite bewegen, wenn die Betriebsströme 1^- I^ als die Parameter

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eingezeichnet vferden. Nimmt man an, daß die Ausgangsleistungen an dem Punkten dem die gerade Linie L¹ mit einer konstanten Verstärkung parallel zur Linie L, die den Steigungswinkel von 45° besitzt, die Eingangs-ZAusgangscharakteristik Po-I^"I^ schneiden, PqJ-Pq₄ sind, dann sind die Eingangsleistungen zu dieser Zeit Ρ-ι'Ρ-λ und die diesen Eingangsleistungen entsprechenden Phasen a~d; die Änderungen der Phase werden ° wie in Fig. 3 gezeigt-sehr klein. Wird eine Charakteristik, wie sie in Fig. 4 gezeigt ist, beispielsweise für den Betriebsstrom I der Diode gegenüber der Eingangsleistung P^ geschaffen, so. fällt daher die Charakteristik mit der durch die Aufzeichnung der Punkte ^pni~^P02"^03~^04 *ⁿ ^* ^{3 er}^^a^^tenen Charakteristik, d.h. der Linie L' mit konstanter Verstärkung, zusammen. An diesem Zeitpunkt kann die Phasencharakteristik mit extrem kleinen Änderungen, die durch die Punkte a, b, c, und d aufgezeichnet ist, erhalten werden, wodurch eine optimale Charakteristik für den linearen Verstärker geliefert wird.

Vorstehende Erläuta-ung bezieht sich hauptsächlich auf einen AM- Linearverstärker. Jedoch ist es in der gleichen Weise ebenfalls möglich, einem FM-Verstärker eine lineare Phasencharakteristik zu geben.

Fig. 5 zeigt die Gestaltung einer Ausführungsform der Erfindung, die auf vorstehendem Prinzip basiert.

In Fig. 5 v/ird das Eingangssignal, das vom Eingangsanschluß angelegt wird, an einen Anschluß 12 eines Zirkulators über einen Richtkoppler 2 angelegt. Andererseits wird ein Teil des Eingangssignals vom Richtkoppler 2 über den Anschluß an einen Detektor 4 angelegt. Der Detektorausgang, der von dem Detektor 4 detektiert bzw. erfaßt wurde, wird mittels eines Verstärkers 5 verstärkt und über einen Anschluß 6

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einem Addierglied 7 eingeprägt. Am Addierglied 7 wird das vom Anschluß 6 gelieferte Eingangssignal einer Gleich-Vorspannung überlagert, die über einen Anschluß 15 geliefert wird; der Ausgang der Addierschaltung 7 wird nacheinander über den Anschluß 8 als Vorspannung des negativen WiderstandsVerstärkers geliefert» welcher die Avalanche-Diode benützt. Das Eingangs-Signal, das vom Anschluß 10 des Zirkulators 12 angelegt wird, ist ein Eingangssignal zu dem negativen Widerstandsverstärker vom Reflexionstyp vom Anschluß 11, das verstärkte Ausgangssignal wird vom Anschluß 11 über den Zirkulator 12 an den Anschluß 13 geliefert. Mit 14 ist ein nichtreflektierender Abschlußwiderstand bezeichnet, der mit dem anderen Anschluß des Richtkoppiers 2 verbunden ist.

Fig. 6 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, wobei die Bezugszeichen die gleichen Teile angeben, wie diejenigen gemäß Fig. 5. Fig. 6 zeigt eine Schaltungsanordnung, in der das Eingangssignal von dem Anschluß 15 über den Richtkoppler 2 an einen Frequenzwandler 18 zur Herauf- und Herabsetzung bzw. Wandlung angelegt wird; das Signal, das der Frequenzwandlung unterlegen hat, wird an einen Anschluß eines Zirkulators 12 angelegt. Mit 16 ist ein Oberlagerungsoszillator bezeichnet, dessen Oszillatorausgangssignal über den Anschluß 17 an den Frequenzwandler 18 angelegt ist. Die Ausgänge des Frequenzwandlers 18 stellen Signale der Frequenz fj + fg oder fj * f2 dar, wobei die Frequenz des Eingangssignals, das dem Anschluß 15 aufgeprägt wird, fj beträgt und das dem Anschluß 17 aufgegebene Signal die Frequenz f2 besitzt. Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 6 entspricht genau derjenigen in Fig. 5. Da die Steuerspannung, die an den Addierer 7 in Fig.'6 angelegt wird, vom Eingangssignal vor dessen Eingang in den Frequenzwandler 18 extrahiert wird, ist die Leistung der Steuer-SDannung, die extrahiert wird, größer als diejenige,

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die im Falle einer Steuerspannung vom Eingangssignal extrahiert wird, welches den Frequenzwandler 18 durchlaufen hat. Dies stellt einen wesentlichen Vorteil der vorliegenden Erfindung dar.

Fig. 7 zeigt einen Teil der Schaltungen gemäß Fig. 5 und 6 in detaillierter Darstellung, wobei jeweils die gleichen Teile mit gleichen Ziffern - wie in Fig. 5 und 6 - bezeichnet sind. Fig. zeigt nur eine Anordnung, die einen Detektor und einen Addierer gemäß Fig. 6 veranschaulicht, wobei der Verstärker 5 weggelassen ist.

In Fig. 7 geTängt ein Teil des Eingangssignals, das von dem Anschluß 3 geliefert wird, über einen Gleichstrom-Sperr- bzw. Kopplungskondensator, wobei dieser Teil des Eingangssignals durch die Diode Dl erfaßt wird und stellt einen Eingang an die Basis eines Transistors TRl dar. Da die Gleichstrom-Vorspannung vom Anschluß 15 an die Basis des Transistors TRl angelegt wird, ändert sich der Emitterstrom des Transistors TRl mit der erfaßten Spannung der Diode Dl. Außerdem stellen Ll und L2 hochfrequente Sperr- bzw. Kopplungsspulen dar, Rl, R2 und R5 Vorwiderstände der Diode Dl, R3, R4 und R5 Vorwiderstände des Transistors TRl; mit 15 ist ein GTeichspannungs-Vorspannungseingangsanschluß, mit 8 ein mit der Avalanche-Diode des negativen Widerstandverstärkers vom Reflexionstyp verbundener Anschluß bezeichnet.

Fig. 8 zeigt eine Anordnung eines negativen Widerstandsverstärkers vom Reflexionstyp. In dieser Zeichnung gibt die Ziffer 20 einen Hohlleiter, die Ziffer 21 einen variablen Abschlußwiderstand, 22 einen Leiter innerhalb des Koaxialkabels, 23 ein Sperrfilter, 24 einen Widerstand zur Spannungseinstellung, 25 eine Schraube für die Widerstandsanpassung, 26 den Flansch des Hohlleiters 20, 27 eine Ava-

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lanche-Diode und 28 die Leiteraußenseite des Koaxialkabels an .

In Fig.8 wird ein hochfrequentes Signal des Zirkulators als Eingang an das rechte Ende des Hohlleiters angelegt, verstärkt,am Befestigungsabschnitt der Avalanche-Diode 27 reflektiert und nacheinander ' an den Zirkulator wieder vom rechten Ende des Hohlleiters 20 angelegt. Die Vorspannung der Avalanche-Diode 27 wird vom Leiter 22 innerhalb des Koaxialkabels abgegeben. Mit anderen Worten bedeutet dies, daß der Emitterstrom-Ausgangs-Anschluß 8 des Transistors TRl in Fig. 7 mit dem Leiter 22 innerhalb des Koaxialkabels gemäß Fig. 8 verbunden ist.

Wie vorstehend erläutert wurde, wird die Eingangs-/Ausgangscharakteristik linear und ein negativer Widerstandsverstärker, der eine Avalanche-Diode mit einer konstanten Verstärkung benützt, kann durch Anwendung der Erfindung realisiert werden.

Außerdem ist zu beachten, daß die Phasendifferenz zwischen dem Eingangs- und Ausgangssignal reduziert werden kann; die Nebensprechmodulation, die durch die AM-FM-Umwandlung hervorgerufen wird, kann ebenfalls reduziert werden und die Charakteristik in der Verstärkung des Amplitudenmodulationssignals kann beispielsweise enorm verbessert werden.

Bei den vorstehenden Ausführungsformen wurden Erläuterungen fur einen AM-Verstarker von der Art eines negativen Widerstandsverstärkers vom Reflexionstyp gegeben, der eine Avalanche-Diode benützt; jedoch kann die Erfindung auch auf negative Widerstandsverstärker vom Transparenttyp angewandt werden. Außerdem kann die Erfindung auch auf einen FM-Verstärker in der zuvor erwähnten Weise angewandt werden. Die Erfindung kann weiterhin auf einen Frequenzwandler bezogen werden, der beispielsweise eine Varaktordiode oder eine Mischdiode mit nichtlinearer Eigenschaft für den Eingangspegel anstelle einer Avalanche-Diode benützt.

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Claims (5)

1. Patentansprüche

   (lyLinearer Verstärker eines negativen Widerstandsverstärkers mit einer Avalanche-Diode, dadurch gekennzeichnet, daß eine Signal-Detektorschaltung, weiche einen Teil des Eingangssignals erfaßt, und eine Schaltung zur Steuerung des durch die Vorspannung erzeugten Stromes in Übereinstimmung mit den Änderungen der erfaßten Eingangs-Signalspannung vorgesehen sind, wobei der durch die Vorspannung erzeugte Strom an die Avalanche-Diode geliefert wird.
2. 2. Linearer Verstärker nach Anspruch I₉ dadurch gekennzeiehnet, daß er vom Reflexionstyp ist.
3. 3. Linearer Verstärker nach Anspruch I₉ dadurch gekennzeichnet, daß er vom Transparenttyp ist.
4. 4. Linearer Verstärker nach Anspruch I₉ dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal ein amplitudenmoduliertes Signal ist.
5. 5. Linearer Verstärker nach Anspruch I₉ dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal ein frequenzmoduliertes Signal ist.

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