DE2334428B2 - Verfahren zur codierten Übertragung eines Nutzsignals - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs. Ein tierartiges Verfahren ist allgemein bekannt.

Es besteht oft der Wunsch und die Notwendigkeit, Nachrichten verschlüsselt zu übetragen, insbesondere dann, wenn für Außenstehende die Möglichkeit besteht, sich in den Nachrichtenkanal einzuschalten, wie dies z. B. im UKW-Bereich bei der drahtlosen Übertragung zwischen Ü-Wagen und den Empfangsstellen der Außenstudios der Rundfunkanstalten der Fall ist. Hier besteht die Möglichkeit, die im Ü-Wagen aufgenommenen Beiträge, politische Erklärungen usw. mit Hilfe von U KW-Empfangsgeräten abzuhören, auch dann, wenn sie noch nicht zur Veröffentlichung freigegeben sind.

Im Fernsprechdienst und anderen Nachrichtendiensten wird zur verschlüsselten Übertragung von Nachrichten bevorzugt die Puls-Code-Modulation angewendet, bei der das Nutzsignal mit einer Tastfrequenz F<2fp die größer als die höchste zu übertragende Frequenz f_g des Nutzsignals ist ausgetastet und die r> ausgetastete Folge von Analogisgnalen nach erfolgter Quantisierung und Digitalisierung, vorzugsweise binär codiert, übertragen wird. Bei diesem Verfahren können gute Übertragungsqualitäten erzielt werden, wenn die Anzahl der Digitalstufen und damit der Bit-Raten genügend groß gewählt wird. Es erfordert jedoch einen hohen apparativen Aufwand sowie eine große Kanalbreite zur Übertragung der Codewörter und findet aus diesem Grund nur im Fernsprechdienst Anwendung.

Eine Überlegung zur Ausbildung eines verbesserten 4^r> Verschlüsselungsverfahrens besteht darin, daß die Nachricht im Stereobetrieb übertragen wird, und zwar in der Weise, daß die Nutzinformation im oberen Stereofrequenzband (L-R) übertragen wird, während diefL+/^Information gleich Null ist. Letzteres wird dadurch erreicht, daß R und L gleiche Informationen besitzen und um 180° phasenverschoben sind. Durch Verwendung einer neuen Pilottonfrequenz arbeiten normale Stereoempfänger trotz anliegendem komplexen Signal weiter im Monobetrieb, so daß bei exakter « Symmetrierung keine Nutzinformation zu empfangen ist. Mit diesem Verfahren können bei Nachrichtensignalen mit einem Störabstand >60dB gute Übertragungsqualitäten erreicht weiden. Es erfordert jedoch eine große Bandbreite, von der nur ein geringer Teil zur wi Übertragung des Nutzsignals dient. Durch die Verwendung einer neuen Pilotfrequenz werden Eingriffe in den apparativen Aufbau sowohl der Stereocoder als auch der bereits vorhandenen Ballempfänger unerläßlich, was mit erheblichen Kosten verbunden ist

Bekannte Einseftenbandverfahren gewährleisten zwar eine Sicherheit gegen zufälliges Abhören, sind jedoch aufgrund ihrer begrenzten Übertragungsqualität für Rundfunkzwecke ungeeignet.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Einseitenbandverfahren der eingangs erwähnten Art dahingehend zu verbessern, daß unter Ausnutzung der damit erzielten Sicherheit gegen zufälliges Abhören die Übertragungsqualität ohne Bandbreitenvergrößerung erhöht wird.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs gelöst.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren liegt das übertragene Seitenband vollständig im Frequenzbereich des Nutzsignals, so daß die Übertragungsqualität und die benötigte Bandbreite die gleiche ist wie bei der nichtmodulierten Nutzsignalübertragung. Die aufgrund der Einseitenbandübertragung erzielte Sicherheit gegen zufälliges Abhörer, wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren noch dadurch erhöht, daß das im Nutzsignalband mitübertragene Synchronisiersignal bei zufälligem Abhören als störender Pfeifton wahrgenommen würde.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

A b b. 1 Zeitdiagramme für den Verlauf der Trägerfrequenz und des modulierten Nutzsignals <Λ,

A b b. 2 und 3 Blockschaltbilder von senderseitigen und empfängerseitigen Schaltungsanordnungen zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens.

Bei den Schaltungsanordnungen nach A b b. 2 und 3 wird zur Codierung eines tonfrequenten Nutzsignals U(f„ ■ t) als auch zu dessen Decodierung ein doppelsymmetrischer, mit der Schaltfrequenz F schaltender elektronischer Analogschalter 1 bzw. 16 verwendet, dessen Wirkungsweise darin besteht, daß er die theoretische Zeitfunktion eines idealen, mit der Trägerfrequenz F arbeitenden Gegentaktringmodulators realisiert. Diese ergibt sich daraus, daß, wie in der A b b. 1 dargestellt ist, die Nullphase des modulierenden, d. h. zu codierenden Nutzsignals U_s= Us\n ωί(ω-2πί) im Takte der Trägerfrequenz Fbzw. Ω = 2π /-"zwischen 0 und 180° geschaltet, d.h., mit der Trägerfrequenz F wiederkehrend jeweils für deren halbe Periodendauer 1 :2 F um 180° verdreht sind. Sie lautet allgemein, d. h. bei einem Nutzsignal U(£, ■ t)una bei einem Verstärkungsfaktor Jt des idealen Ringmodulators

U(t) = — · fcfsin Ul + -j sin 3Ut + *- sin 5Ui +Λ U(f„ t)

bzw. bei Vernachlässigung der Oberwellen

3.0, 5U, ... (2/1 - I)Ii
der Trägerfrequenz SJ

LT(I) = Ic-- ■ l/(/„ · I) sin...i

Sie ergibt einerseits bei dem in A b b. 1 dargestellten Nutzsign^l

U_s = U · sin >«t und mit A₁ = —

kl!

das Zweiseitenbandsignal mit unterdrücktem Träger
U₁(I) = 2A₁ sin-Of -sin...! (3)

= A₁ (cos (Ii - ..·) / - cos (SJ + ...) ι),

dessen unteres Seitenbandsignal 4-cos(ß —ω)/ die Nutzfrequenz ω = 2πί gut verschlüsselt enthält und daher als codiertes Nutzsignal verwendet wird.

Andererseits ergibt sich bei einem idealen, zur Demodulation des unteren Seitenbandsignals A\ cos(ß —ω)ΐ verwendeten Gegentaktringriodulator, wenn dieser synchron und konphas zur unterdrückten Trägerfrequenz F schaltet, ein Zweiseitenbandsignal, das analog dem von GI (3) und (4) lautet:

l/₂(i) = 2A₂ cosiJi -COS(JJ - i.»)i (5)

= A₁ (COSint - COS(IiJ - <„)l) (6)

dessen unteres Seitenbandsignal A₂cosu>t das decodierte Nutzsignal ist.

Im Gegensatz zu den herkömmlichen, aus induktiven Phasendrehgliedern aufgebauten und die in der Gl (1) angegebene ideale Zeitfunktion der 180°-Phasenschaltung des Nutzsignals nicht bzw. nur angenähert bei sehr tiefen Trägerfrequenzen F, z.B. < 100 Hz, erreichenden Gegentaktringmodulatoren stellt der erfindungsgemäß ausgelegte und schaltende, doppeltsymmetrische, elektronische Analogschalter den 180°-Phasenschaltwinkel und dessen sprunghafte Schaltung ohne induktive oder kapazitive Phasendrehglieder sowie unabhängig von der Schaltfrequenz Fund dem Nutzsignal dadurch her, daß einerseits seine beiden Eingänge um 180° gegeneinander verpolt sind und er dadurch bedingt, über seinen einen Schaltkanal das unverpolte Nutzsignal Us= Usin ωί und über seinen zweiten Schaltkanal das um 180° verpolte Nutzsignal

U,' = -U_s = -U sin .»I

überträgt. Andererseits ist er ein elektronischer Wechselschalter mit extrem kleinen, praktisch vernachlässigbaren Schaltzeiten von z. B. < 10 ns, der mit der Schaltfrequenz F wiederkehrend abwechselnd beide Eingänge bzw. Schaltkanäle auf den Ausgang durchschaltet und dadurch bedingt aus dem Nutzsignal

U_s = U ■ sin in ι

( A b b. 1) eine Folge von zeitlich unmittelbar aufeinanderfolgenden, in ihren Amplituden bzw. in ihrer Polarität abwechselnd vom unverpolten Nutzsignal LA, und von dem um 180° verpolten Nutzsignal LV = - ίΛ modulierten bzw. bestimmten Analogsignaien (Rechtecksignalen) austastet, deren Zeitfunktion die in der Gl (1) angegebene ideale Zeitfunktion eines Gegentakt-) ringmodulators erfüllt Wird gemäß einem Merkmal der Erfindung der empfangsseitige Analogschalter konphas und synchron zu dem sendeseitigen, als Coder verwendeten Analogschalter geschalttt, dann tastet er aus dem übertragenen unteren Seitenbandsignal

ίο A\ ■ cos(ß — ω)ί wieder das ursprüngliche Nutzsignal aus, d. h., er schaltet die wiederkehrenden 180°-Phasensprünge phasengerecht zurück.

Zur konphasen und synchronen Steuerung der Decodierung des in der beschriebenen Weise codierten

η Nutzsignals wird in weiterer Ausgestaltung der Erfindung zusammen mit dem codierten Nutzsignal, d. h. mit dem aus dem Nutzsignal erzeugten unteren Seitenbandsignal (F- f„), eine phasenstarr mit der sendeseitigen Schaltfrequenz F gekoppelte und aus dieser vorteilhafterweise, z. B. durch digitale Frequenzteilung abgeleitete Synchronisierfrequenz F₅ übertragen, mit der am Empfangsort, nach erfolgter Aussiebung aus dem zu decodierenden Nutzsignal, in bekannter Weise die Schaltfrequenz des empfangsseitigen Anaiog-

r> schalters oder deren Muttergenerator, z. B. ein Quarzoszillator, konphas und synchron zur sendeseitigen Schaltfrequenz F gesteuert wird. Um sicherzustellen, daß einerseits das Seitenfrequenzspektrum (F-Q des codierten Nutzsignals (unteren Seitenbandsignals) ganz

jo im Frequenzbereich f„ des Nutzsignals und dessen Übertragungsleitung liegt und andererseits das Nutzfrequenzband des decodierten Nutzsignals nicht nennenswert durch die Synchronisierfrequenz Fi eingeengt wird, wird vorzugsweise die Schaltfrequenz F an die obere

r> Grenze f« des Nutzfrequenzbandes f„ des zu codierenden Nutzsignals und die Synchronisierfrequenz F. an die untere Grenze (F- /ö) des unteren Seitenfrequenzspektrums (F-f„) des codierten Nutzsignals gelegt. Beispielsweise hat bei einer Trägerfrequenz F= 16 kHz und

4(i bei einer Synchronisierfrequenz Fi= 1 kHz die höchste übertragene und decodierte Nutzfrequenz f max. die Größe

/max. ^F-F,= 15 kHz

bzw. sie liegt bei 13 kHz, wenn man die Flankensteilheiten der anhand der A b b. 2 und 3 erläuterten Hoch- und Tiefpässe berücksichtigt, die sendeseitig zur Unterdrükkung des oberen Seitenbandsignals (F+f_n) und emp-

-,0 fangsseitig zur Aussiebung der Synchronisierfrequenz F₁ und des unteren Seitenbandsignais (F- f„) aus dem übertragenen Signal verwendet bzw. benötigt werden.

Die in der A b b. 2 schematisch dargestellte Schaltungsanordnung zur Durchführung des beschriebenen

γ, Codierungsverfahrens besteht im wesentlichen aus einem doppeltsymmetrischen, z. B. mit der Schaltfrequenz F= 16 kHz schaltenden, elektronischen Analogschalter 1 mit zwei symmetrischen, um 180° gegeneinander verpolten Eingängen und aus einem die

Mi Schaltfrequenz F liefernden Quarzoszillator 2, dessen Oszillatorfrequenz F₀= 128 kHz aus wirtschaftlichen und aus Stabilitätsgründen gleich dem /?=8fachen der Schaltfrequenz F= 16 kHz bemessen ist. Aus der G^zillatorfrequenz Fo wird mit Hilfe eines vorzugsweise

b^r, digitalen 1 :8-Frequenzteilers 3 die Schaltfrequenz F=16kHz sowie über diesen und einen weiteren digitalen 1 :16-Frequenzteiler 4 die Synchronisierfrequenz F₅= 1 kHz abgeleitet, wobei die digitalen

Frequenzteiler 3 und 4 eine phasenstarre Kopplung der Synchronisierfrequenz F,= IkHz mit der Schaltfrequenz F= 16 kHz und der Oszillatorfrequenz Fo= 128 kHz herstellen und gewährleisten. Das in der beschriebenen Weise aus der Oszillatorfrequenz F₀= 128 kHz bzw. aus der Schaltfrequenz F= 16 kHz abgeleitete und phasenstarr mit beiden Frequenzen gekoppelte Synchronisiersignal F₅=I kHz wird nach Passieren des Bandpasses 5 dem Verstärker 6 zur Einstellung seiner Amplitude und über diesen parallel zwei Addierstufen 7 und 8 zugeführt, die über je einen Hochpaß 9 und 10 den beiden Ausgängen des Analogschalters 1 nachgeschaltet sowie über je einen Tiefpaß 11 und 12 einem als Symmetrieverstärker ausgelegten Ausgangsverstärker 13 vorgeschaltet sind und in denen das Synchronisiersignal additiv dem codierten Nutzsignal überlagert wird. Die beiden Hochpässe 9 und 10 sind so ausgelegt, daß sie die in der Nähe der Synchronisierfrequenz F, liegenden Frequenzanteile des codierten Nutzsignals (Ausgangssignals) unterdrücken und damit eine gute Synchronisation des empfangsseitigen Analogschalters 16 gewährleisten. Die beiden Tiefpässe 11 und 12 dienen zur Unterdrükkung des oberen Seitenbandsignals (F+ Q des vom Analogschalter 1 erzeugten Zweiseitenbandsignals (F+Q, so daß das am Ausgang des Ausgangsverstärkers anliegende codierte Nutzsignal sich aus dem unteren Seitenbandsignal U ((F- Q t) und dem Synchronisiersignal F, zusammensetzt.

Die Wirkung der beiden Hochpässe 9 und 10 kann durch zwei den beiden Eingängen des Analogschalters 1 vorgeschaltete Tiefpässe 14 und 15 ergänzt oder ersetzt werden, wenn diese so ausgelegt werden, daß sie in dem ihnen zugeführten Nutzsignal LJ(f„ · f^die in der Nähe der Schaltfrequenz F= 16 kHz liegenden Nutzfrequenzen f„ unterdrücken, d. h. exakt ausgedrückt, diejenigen Nutzfrequenzen f„ unterdrücken, die größer als der Unterschiedsbetrag (F- FJ von Schalt- und Synchronisierfrequenz F- Fi sind.

Bei dem in A b b. 3 schematisch dargestellter Ausführungsbeispiel einer Anordnung zur Decodierung ι des codierten Nutzsignals U -((F-Qt) wird die Schaltfrequenz F= 16 kHz des sowohl in seinem Aufbat als in seiner Schaltfrequenz F mit dem sendeseitiger Analogschalter 1 ( A b b. 2) identischen Analogschalters 16 ebenfalls durch einen digitalen 1 :8-Frequenzteilet

κι 17 aus der Oszillatorfrequenz Fo= 128 kHz eines Nachziehoszillators 18 abgeleitet. Zur Herstellung des Synchronismus zwischen dem empfangsseitigen Analogschalter 16 und dem sendeseitigen Analogschalter 1 ( A b b. 1) dient eine an sich bekannte Phasenvergleichs-

r> schaltung 19, die die Phase der empfangsseitiger Sehalifrequenz F mit der Phase der mittels eine: Bandpasses 20 aus dem übertragenen, codierter Nutzsignal U- ((F-Qt) ausgesiebten Synchronisier frequenz F₅ vergleicht und bei Abweichung beider

2i) Phasen den Nachziehoszillator 18 nachsteuert. Wie bereits beschrieben, tastet der empfangsseitige, konphas zur übertragenen Synchronisierfrequenz F₅ schaltende Analogschalter 16 aus dem übertragenen und mittels der Hochpässe 21 und 22 von der Synchronisierfrequenz

2j F, befreiten, codierten Nutzsignal, d. h. aus dem übertragenen, unteren Seitenbandsignal U ((F-Qt) ein aus dem ursprünglichen Nutzsignal U ■ (f_n ■ t) und dem oberen Seitenbandsignal (Gl (5)) bestehendes Signal aus, dessen oberes Seitenbandsignal (2F— Q mil

jo Hilfe der beiden dem symmetrischen Ausgang des Analogschalters 16 nachgeschalteten Tiefpässen 23 und 24 unterdrückt wird. Der den beiden Tiefpässen 23 und 24 nachgeschaltete und als Symmetrieverstärker ausgelegte Ausgangsverstärker 25 dient wiederum zur Einstellung des Pegels des decodierten Nutzsignals U(f„ ■ t).

Hierzu 3 Blatt Zeichiiurmcn

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Verfahren zur codierten Übertragung eines Nutzsignals, insbesondere eines Tonfrequenzsignals, mittels Einseitenbandübertragung, bei dem zur empfängerseitigen Synchronisation des Demodulators dem Seitenband ein Synchronisiersignal überlagert wird, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Erzeugung des Seitenbandsignals benutzte Schaltsignalfrequenz F so bemessen wird, daß die

   10 von ihr mit den Nutzsignalfrequenzen f„ gebildeten Differenzfrequenzen F-/„ganz im Frequenzbereich des Nutzsignals bzw. seiner Übertragungsleitung liegen und daß die Frequenz F_s des Synchronisiersignals so bemessen wird, daß sie am unteren Ende des Differenzfrequenzbandes F- /„ des unteren Seitenbandsignals liegt