DE2327925C2

DE2327925C2 -

Info

Publication number: DE2327925C2
Application number: DE2327925A
Authority: DE
Inventors: Jerome Johnson Schenectady N.Y. Us Tiemann
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1972-06-02
Filing date: 1973-06-01
Publication date: 1989-07-06
Also published as: NL184137C; US3801883A; JPS5612022B2; DE2327925A1; NL184137B; JPS4951880A; NL7307771A

Description

Signalkorrelationsvorrichtungen eignen sich für viele Anwendungen, bei denen man feststellen möchte, ob ein Signal mit bekannten Eigenschaften in einer empfangenen Energieeinheit enthalten ist. Diese Anwendungen befassen sich insbesondere mit dem Wiedererkennen von Signalen geringen Pegels innerhalb von Rauschsignalen. Ein Beispiel für eine solche Anwendung ist die Identifikation von Radar- oder Sonar-Ortungsobjekten durch Analyse von zurückkommenden Signalen. Radar- und Sonar-Einrichtungen arbeiten ganz allgemein so, daß sie ein Energiepaket mit bekannten Eigenschaften an die Umgebung aussenden. Das Energiepaket bewegt sich von dem Sender mit einer Geschwindigkeit fort, die durch die Energieart und die Eigenschaften des Mediums, durch das es sich fortbewegt, bestimmt ist. Wenn das abgestrahlte Energiepaket irgend eine Diskontinuität in dem Fortpflanzungsmedium erreicht, beispielsweise ein Ortungsobjekt, dann wird ein Teil der auf dem Ortungsobjekt auftreffenden Energie reflektiert. Ein Teil der reflektierten Energie bewegt sich von dem Ortungsobjekt durch das Medium mit der gleichen Geschwindigkeit wie das übertragene Signal fort und wird von dem Empfänger der Radar- oder Sonar-Vorrichtung aufgenommen. Die Entfernung zwischen der Radar- oder Sonar-Vorrichtung und dem Ortungsobjekt läßt sich aus der Zeit zwischen dem Absenden der abgestrahlten Energie und der Aufnahme der Echoenergie, die von dem Ortungsobjekt zurückkehrt, und der bekannten Ausbreitungsgeschwindigkeit der Energie in dem Medium bestimmen. Außerdem werden gewöhnlich richtungsempfindliche Sende- oder Empfangsvorrichtungen verwendet, wodurch die Richtung der Einrichtung zu dem Ortungsobjekt bestimmbar ist. Die Richtung eines Ortungsobjekts und der Bereich eines Ortungsobjekts läßt sich mit Ausnahme geringer Ungenauigkeiten, die dadurch gegeben sind, daß die Vorderflanke eines Echosignals nicht genau feststellbar ist, aus dem aufgenommenen Echosignal bestimmen, ohne daß auf die inneren Eigenschaften des Echosignals eingegangen werden muß. Die ältesten gepulsten Radar- und Sonar-Vorrichtungen wurden so verwendet, daß sie nur eine Bereichs- und eine Teilwinkelinformation eines festgestellten Ortungsobjekts abgaben. Bei einer solchen Anwendung bringt das Rauschen gewöhnlich keine ernsthaften Schwierigkeiten mit sich. Man hat jedoch bald erkannt, daß zusätzliche Informationen aus den inneren Eigenschaften eines Echosignals abgeleitet werden können. Ein Beispiel für solch eine zusätzliche Information, die hier besonders von Interesse ist, ergibt sich daraus, daß die Gestalt eines Echosignals sowohl im Frequenzbereich als auch im Zeitbereich eine Funktion der Gestalt des abgesendeten Signals ist, das bereits bekannt ist, aber auch eine Funktion der geometrischen Eigenschaften und der Impedanzeigenschaften des Ortungsobjektes. Folglich enthält jedes Echosignal ein "kennzeichnendes" Merkmal des Ortungsobjektes, das zu seiner Identifizierung verwendet werden kann. Die Information, die das kennzeichnende Merkmal ausmacht, weist jedoch eine relativ geringe Amplitude auf. Das heißt, daß das Echosignal von einem Ortungsobjekt dem Echosignal eines anderen Ortungsobjekts sehr ähnlich ist und daß die Änderungen, die die kennzeichnenden Merkmale der Ortungsobjekte ausmachen, so gering sind, daß sie gewöhnlich in der Vorrichtung und im Umgebungsrauschen verloren gehen und folglich durch die bekannten oben beschriebenen Radar- oder Sonar-Einrichtungen nicht feststellbar sind.

Ein Verfahren, das verwendet worden ist, um kennzeichnende Informationen aus Echosignalen herauszuziehen, besteht darin, Kreuzkorrelationsprodukte zwischen den aufgenommenen Echosignalen und einem örtlich erzeugten Bezugssignal zu bilden, das das Echosignal darstellt und von einem besonderen erwarteten Ortungsobjekt empfangen worden wäre. Der Wert der errechneten Kreuzkorrelationsfunktion zeigt an, ob das Bezugskennzeichen in dem empfangenen Signal vorhanden ist oder nicht. Es kann eine Speichereinrichtung für diese Bezugssignale vorgesehen sein, und jedes empfangene Signal kann mit jedem Bezugssignal der Speichereinrichtung in Korrelation gesetzt werden. Die Identität des Bezugssignals, das den größten Wert beim Korrelationsprodukt mit dem empfangenen Signal ergibt, stellt eine Identifikation des Ortungsobjektes dar.

Signalkorrelationsvorrichtungen, die seit einiger Zeit verwendet werden, verwenden schnelle Fourier-Transformations (FFT)-Analysatoren und transversale Filterkorrelationsvorrichtungen. Die schnellen Fourier-Transformations-Analysatoren sind dem entsprechenden Zweck angepaßte digitale Rechner, und sie zeichnen sich dadurch aus, daß sie einerseits sehr vielseitig sind, andererseits teuer sind und relativ viel Raum beanspruchen. Transversale Filterkorrelationsvorrichtungen weisen üblicherweise eine mit mehreren Anzapfungen versehene lineare Verzögerungsleitung auf, die mehrere verschieden zu bewertende Anzapfungen enthält und ferner eine Sammelleitung, um die bewerteten Ausgangssignale an den Anzapfungen zu sammeln. Das zu analysierende Signal wird an dem einen Ende der Verzögerungsleitung eingespeist, und das Bezugswort wird durch eine entsprechende Bewertung der Anzapfungen dargestellt und längs der Verzögerungsleitung verteilt. Das Ausgangssignal der Addierleitung zeigt entsprechend die Korrelation zwischen dem Signal und dem Bezugswort an. Die Verzögerungsleitung kann beispielsweise akustisch, magnetostriktiv, piezoelektrisch oder optisch-akustisch ausgebildet sein. Das Signal wird dadurch in die Verzögerungsleitung eingeführt, und das Ausgangssignal wird dadurch an den Anzapfungen der Verzögerungsleitung abgenommen, indem geeignete Wandler verwendet werden. Eine Bewertung der Anzapfungen kann beispielsweise durch elektrische Widerstände mit veränderbaren Werten vorgenommen werden. Eine genauere Diskussion von transversalen Filterkorrelationsvorrichtungen ist in dem Aufsatz "Linear Signal Processing and Ultrasonic Transversal Filters" von W. D. Squire, H. J. Whitehouse und J. M. Alsop in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band MTT 17, Nr. 11, Seiten 1020-1040 gegeben.

Transversale Filterkorrelationsvorrichtungen sind kleiner und preiswerter als Fourier-Transformations-Korrelationsvorrichtungen, weisen jedoch nicht die Vielseitigkeit einer schnellen Fourier-Transformation- Korrelationsvorrichtung auf. Schwierigkeiten, die zu einer verminderten Vielseitigkeit der transversalen Filterkorrelationsvorrichtung führen, ergeben sich einmal daraus, daß die Signalenergie, die in die Verzögerungsleitung eingegeben ist, längs dieser Verzögerungsleitung mit einer für die Vorrichtung kennzeichnenden Geschwindigkeit fortschreitet, die durch die Vorrichtung nicht zu steuern ist. Dadurch ergibt sich ein Betrieb, bei dem während verhältnismäßig langer Zeitabschnitte keine Information am Ausgang abgegeben wird, wenn das Signal mit Bezugssignalen verglichen wird, mit denen keine Korrelation besteht, und bei dem während eines kurzen Zeitabschnitts das Ausgangssignal der Korrelationsvorrichtung Daten in schneller Folge aufweist, wenn das Signal und das Bezugssignal eine feststellbare Korrelation zueinander aufweisen. Dies führt zu einem unzureichenden Betriebsverhalten, da die Schaltungselemente, die sich an die Korrelationsvorrichtung anschließen, Daten mit der höchsten Geschwindigkeit verarbeiten müssen, mit der sie aufgenommen werden, und die folglich während großer Zeitabschnitte nicht ausgenutzt sind. Eine Lösung kann darin bestehen, daß ein Datenpufferspeicher zwischen den Ausgang der Korrelationsvorrichtung und die nachfolgenden Schaltungselemente geschaltet wird; eine bessere Lösung besteht jedoch darin, eine Korrelationsvorrichtung zu schaffen, mit der die Fortpflanzungsgeschwindigkeit oder Laufgeschwindigkeit des Signals durch die Vorrichtung steuerbar ist, so daß eine Fortpflanzung der Signale mit großer Geschwindigkeit möglich ist, wenn geringe Ausgangsdatenmengen von der Korrelationsvorrichtung abgegeben werden und daß die Fortpflanzungsgeschwindigkeit der Signale durch die Korrelationsvorrichtung verlangsamt werden kann, wenn viele Korrelationen festgestellt werden und wenn folglich eine große Datendichte am Ausgang der Korrelationsvorrichtung auftritt. Die Verwendung von transversalen Filterkorrelationsvorrichtungen bereitet zum anderen auch Schwierigkeiten, weil das Bezugswort mit Ausnahme bei einigen transversalen, opto-akustischen Filterkorrelationsvorrichtungen durch Schaltungselemente und entsprechende Anzapfungsstellungen definiert ist und deshalb nicht nach einem Programm direkt veränderbar ist. Folglich muß bei dem Entwurf der beschriebenen Vorrichtungen zwischen der Vielseitigkeit eines schnellen Fourier-Transformations-Analysators und den geringen Kosten einer transversalen Filterkorrelationsvorrichtung gewählt werden.

Es ist andererseits bereits ein Halbleiterbauelement zur Bestimmung der Korrelation zwischen einem in Zeitabständen abgetasteten Analogsignal und einem Digitalbezugswort der eingangs erwähnten Art bekannt (IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-6, No. 5, October 1971, Seiten 306 bis 313 insbesondere Fig. 4 auf Seite 309 und zugehörige Beschreibung), das neben einem Oberflächenladungstransistor auch ein Reihenschieberegister mit mehreren Oberflächenladungselementen in einer linearen Anordnung auf einem Halbleitersubstratkörper aufweist. Bei diesem bekannten Halbleiterbauelement werden durch das Reihenschieberegister die Ladungen in Richtung der Signalausbreitung übertragen. Über die Taktleitungen werden periodische Signale mit einem bestimmten Pegel oder Nullpegel zugeführt. Dieses bekannte Halbleiterbauelement arbeitet verhältnismäßig langsam, und das digitale Bezugswort läßt sich nicht ohne weiteres ändern.

Es sind auch bereits weitere Einzelheiten zu einem Oberflächenladungstransistor, wie er bei einem Halbleiterbauelement der eingangs erwähnten Art verwendet wird, bekannt (Electronics Design 26, 20. Dezember 1970, Seite 28). Dabei ist auch wieder ein Reihenschieberegister mit mehreren Oberflächenladungselementen in einer linearen Anordnung auf einem Halbleitersubstratkörper vorgesehen.

Schließlich ist es bereits bekannt, den Eingang von Halbleiterschaltungselementen durch eine diffundierte Zone zu bilden, die, da sie als Quelle für die Minoritäts-Ladungsträger im Substrat dient, vom entgegengesetzten Leitungstyp wie das Substrat ist. (IEEE Trans. on Electron Devices ED-18, No. 12, Dezember 1971, Seiten 1125-1136). Bei diesem bekannten Halbleiterbauelement wird auch schon ein analoges Eingangssignal in eine diesem Signal proportionale Ladung umgewandelt, die mittels einer Transfergate-Elektrode, an die ein digitales Steuersignal angelegt ist, zu einer plattenförmigen Ausgangs elektrode weitergeleitet wird. Es ist auch schon beschrieben, mit welcher Schaltung und in welcher Weise die Ladung ausgelesen werden kann.

Der Erfindung liegt demgegenüber die Aufgabe zugrunde, ein Halbleiterbauelement der eingangs erwähnten Art zu schaffen, bei dem auch bei geändertem digitalen Bezugswort rasch die Korrelation zu einem in Zeitabständen abgetasteten Analogsignal bestimmt werden kann.

Diese Aufgabe wird durch ein Halbleiterbauelement der eingangs erwähnten Art mit den Merkmalen des kennzeichnenden Teils des Anspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen sind durch die Unteransprüche gekennzeichnet.

Bei einem nach der Erfindung ausgebildeten Halbleiterbauelement werden elektrische Ladungen proportional zu einem abgetasteten Wert eines Analogsignals zwischen oberflächenbenachbarten Teilen eines Informationskanals in einen Halbleitersubstratkörper übertragen. Das Halbleiterbauelement nach der Erfindung überträgt Ladungen in zwei Richtungen. Die Richtung der Ladungsübertragung hängt von den Steuerspannungen ab, die den Elektroden zugeführt werden, die isoliert über dem Substratkörper angeordnet sind. Es sind mehrere Informationskanäle elektrisch parallel zu einem Generator zur Erzeugung von Analogsignalenergie geschaltet, und die Ausgangsvorrichtungen, die auf die Richtung der Ladungsübertragung ansprechen, bilden eine Korrelationsschaltung, wenn die Steuerspannungen den Bits eines digitalen Bezugsworts entsprechen, mit denen die Korrelation zu einem Analogsignal festgestellt werden soll. Ein Teil der elektrischen Ladung, der proportional einem Abtastwert des Analogsignals ist, wird in einen entsprechenden Informationskanal synchron mit dem zugehörigen Taktpuls eingesteuert, wenn die jeweils aufeinanderfolgenden Bits jedes digitalen Bezugsworts den Steuerelektroden zugeführt werden. Folglich ist die Größe einer einem Signal entsprechenden Ladung, die in einem ersten Teil der Informationskanäle vorhanden ist, proportional zur Korrelation des Analogsignals zu dem Bezugswort, und die Größe einer einem Signal entsprechenden Ladung, die in einem zweiten Teil der Informationskanäle vorhanden ist, ist proportional der Korrelation des Analogsignals mit dem Komplementärteil des Bezugswortes. Das erfindungsgemäße Halbleiterbauelement ermöglicht die Herstellung eines Korrelationsproduktes zwischen einem digitalen Bezugswort, einer Länge von einigen tausend Bit und einer stetigen Reihe von Abstastwerten eines Analogsignals.

Das Analogsignal wird bei der Korrelation im erfindungsgemäßen Halbleiterbauelement nicht verschlechtert. Bei dem erfindungsgemäßen Halbleiterbauelement zur Bestimmung der Korrelation läßt sich ferner die Geschwindigkeit der Signalfortpflanzung steuern. Es ist möglich, das Bezugswort ohne weiteres zu ändern.

Das Halbleiterbauelement ist einfach und preiswert herzustellen und läßt sich in integrierter Schaltungstechnik ausführen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine isometrische Ansicht eines Halbleiterbauelements gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 2 eine schematische Darstellung des Halbleiterbauelements nach Fig. 1,

Fig. 3 eine Ansicht eines Halbleiterbauelements gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung von oben,

Fig. 4 ein schematisches elektrisches Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines als Signalkorrelationsschaltung ausgebildeten Halbleiterelements gemäß der Erfindung,

Fig. 5 ein schematisches elektrisches Schaltbild einer Schieberegisterschaltung, die bei einer Signalkorrelationsschaltung nach Fig. 4 verwendet werden kann,

Fig. 6 ein Spannungs-Zeit-Diagramm, anhand dessen die Signalverläufe der Ausführungsbeispiele der Erfindung erkennbar sind und

Fig. 7 ein schematisches elektrisches Schaltbild einer Abtast- und Halteschaltung, die bei der Signalkorrelationsschaltung nach Fig. 4 zweckmäßig anwendbar ist.

Das in Fig. 1 dargestellte Halbleiterbauelement wird nachfolgend als Korrelations-Oberflächenladungstransistor bezeichnet.

Der Korrelations-Oberflächenladungstransistor der Fig. 1 enthält eine metallische Grundplatte 11, auf der ein Halbleitersubstratkörper 12 gehaltert ist. Es sei angenommen, daß bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel der Substratkörper 12 N-Dotierungsmittel enthalte und daß er beispielsweise als eine Platte aus N-dotiertem Silicium ausgebildet ist. Der Halbleitersubstratkörper 12 weist einen Bereich 13 aus P-leitendem Werkstoff auf. Der Bereich 13 bildet einen Eingang für Analogsignale, die dem Korrelations-Oberflächenladungstransistor zugeführt werden und er wird vorzugsweise nach einem Diffusionsverfahren hergestellt und ist der Einfachheit halber im folgenden als "Diffusionsbereich" bezeichnet. Über dem Halbleitersubstratkörper 12 befindet sich eine erste Isolierschicht 14. Über der Isolierschicht 14 sind drei Elektroden bzw. Leiterteile 15, 16 und 17 angeordnet, und es ist eine zweite Isolierschicht 18 über der Isolierschicht 14 und den Leiterteilen 15, 16 und 17 vorgesehen. Die Leiterteile 15, 16 und 17 weisen nicht gleichrichtende Anschlußkontakte 19, 20 und 21 auf, die durch die Isolierschicht 18 hindurchragen und die es ermöglichen, daß eine Potentialdifferenz zwischen den zugehörigen Leiterteilen und der Grundplatte 11, die sich auf Massepotential befindet, festgehalten wird. Die Leiterteile 15, 16 und 17 sind gewöhnlich parallel zueinander und parallel zum Substratkörper 12 angeordnet und sie sind durch einen kleinen Abstand zwischen ihren gegenüberliegenden parallelen Flächen voneinander getrennt, so daß bei Zuführung eines negativen Potentials zu den Leiterteilen 15, 16 und 17 über die Anschlußkontakte 19, 20 und 21 Trägerverarmungszonen 22, 23 und 24 gebildet werden, zwischen denen sich Trennzonen 25 und 26 befinden, die in dem Substratkörper 12 in oberflächennahen Bereichen gebildet sind.

Über einem Teil der Isolierschicht 18 liegt ein Leiterteil 28, das die Isolierschichten 14 und 18 durchdringt und das mit dem Diffusionsbereich 13 einen nicht gleichrichtenden Kontakt bildet. Über der Isolierschicht 18 liegt eine Übertragungsgateelektrode 29, die einen Teil des Leiterteils 15, einen Teil des Diffusionsbereichs 13 und eine dazwischenliegende Trennzone 30 isoliert überdeckt. Über der Isolierschicht 18 sind Leiterteile 31 und 32 angeordnet, die isoliert über der Trennzone 25 liegen und die sich gegenüber Teilen der Leiterteile 15 und 16 befinden. Über der Isolierschicht 18 sind isoliert Leiterteile 33 und 34 vorgesehen, die über der Trennzone 26 isoliert liegen und gegenüber von Teilen der Leiterteile 16 und 17 angeordnet sind. Die Leiterteile und die Isolierschichten können aus irgend einem geeigneten Werkstoff, der in dieser Technik bekannt ist, bestehen.

Das Analogsignal, dessen Korrelation zu einem digitalen Bezugswort festgestellt werden soll, wird dem Diffusionsbereich 13 über einen Anschluß 35 und dem Leiterteil 28 zugeführt. Die potentielle Energie der Minoritätsträger ist proportional zur Amplitude des Analogsignals am PN-Übergang zwischen dem Diffusionsbereich 13 und dem Substratkörper 12. Wenn die Trennzone 30 dadurch abgesenkt wird, daß der Übertragungsgateelektrode 29 ein negatives Potential zugeführt wird, dann wird das Potential der Verarmungszone 22 gleich dem Potential des Diffusionsbereichs. Wenn das negative Potential von der Übertragungsgateelektrode 29 entfernt wird, dann isoliert die Trennzone 30 den PN-Übergang von der Verarmungszone 22. Die Verarmungszone 22 speichert deshalb eine Ladungsmenge, die der Amplitude des Analogsignals während einer Abtastzeit proportional ist, während der die Trennzone 30 abgesenkt ist. In der nächsten Betriebsphase wird der Leiterteil 16 negativer gemacht als der Leiterteil 15, was zu einem negativeren Oberflächenpotential und einer tiefer liegenden Trägerverarmungszone 23 unter dem Leiterteil 16 führt als die Trägerverarmungszone 22 unter dem Leiterteil 15. Es wird dann ein negatives Potential einer Sammelgateelektrode 32 zugeführt, wodurch die Trennzone 25 abgesenkt wird und wodurch die an dem veränderbaren Signal proportionale Ladung von der weniger negativen Verarmungszone 22 abfließen kann. Das negative Potential wird dann von der Sammelgateelektrode 32 entfernt, wodurch die Verarmungszone 22 von der Verarmungszone 23 isoliert wird. Die den Anschlußkontakten 19, 20 und 21 in der nächsten Betriebsphase zugeführten Potentiale führen dazu, daß die Leiterteile 15 und 17 negativer sind als das Leiterteil 16, was dazu führt, daß die Verarmungszonen 22 und 24 tiefer liegen als die Verarmungszone 23. Die Anschlußkontakte 19 und 21 werden dann von der negativen Klemme der Spannungsquelle getrennt und die Leiterteile 15 und 17 sind elektrisch nicht festgelegt. Es wird dann entweder der Übertragungs gateelektrode 31 oder der Übertragungsgateelektrode 33 ein negatives Potential zugeführt, was davon abhängt, ob das Bit des digitalen Bezugswortes mit dem der abgetastete Wert des Analogsignals verglichen werden soll, eine eins oder eine null ist. Folglich wird in Abhängigkeit von dem Bezugsbit entweder die Trennzone 25 oder die Trennzone 26 abgesenkt, und es fließt Ladung entweder in die Verarmungszone 22 oder in die Verarmungszone 24. Es fällt nun das elektrische Potential der Leiterteile 15 oder 17 zu dem Massepotential hin um einen Betrag, der proportional der Gesamtladung ist, die zu den darunterliegenden Verarmungszonen übertragen wird. Folglich stellt das elektrische Potential, das an den Anschlußkontakten 19 und 21 vorhanden ist, die Korrelation zwischen dem abgetasteten Wert des Analogsignals und dem Bezugswort von einem Anschlußkontakt und die Korrelation zwischen dem abgetasteten Wert des Analogsignals und dem komplementären Teil des Bezugsworts an dem anderen Anschlußkontakt dar.

In der nächsten Betriebsphase oder in dem nächsten Betriebszustand werden die Potentiale, die die Verarmungszonen bilden, wiederum umgekehrt und in der oben beschriebenen Weise zugeführt und es wird den Sammelgateelektroden 32 und 34 ein negatives Potential zugeführt, das die Trennzonen 25 und 26 absenkt, wodurch die Ladung in der mittleren Verarmungszone 23 gesammelt wird.

Der oben beschriebene Vorgang wird dann während der nachfolgenden Taktabschnitte wiederholt. Bei der bevorzugten Ausführungsform werden die Sammelgateelektroden 32 und 34 parallel angesteuert, da in den meisten Fällen ein Sammeln der Ladung in der mittleren Verarmungszone 23 entweder von der Verarmungszone 22 oder der Verarmungszone 24 her vorgenommen wird, was von dem Wert des vorhergehenden Bezugsbits abhängt. Man erkennt jedoch, daß die ursprüngliche Aufladung der Sammelgateelektrode 32 für den abgetasteten Wert des Signals allein wirksam ist, da die anfängliche Übertragung bekanntermaßen von der Verarmungszone 22 in die Verarmungszone 23 erfolgt. Man erkennt, daß, wie oben beschrieben, die Wirkungen der Sammelgateelektroden und der Übertragungsgateelektroden durch eine einzige, im Zeitmultiplex betriebene Gateelektrode, wenn es erforderlich ist, ausgeführt werden können.

Wenn der nächste abgetastete Wert des Analogsignals zur Bearbeitung ansteht, ist es notwendig, daß das gerade vorhergehende Bit des Bezugsworts einen solchen Wert aufweist, daß der Übertragungsgate elektrode 31 ein negatives Potential zugeführt wird, das die Trennzone 25 absenkt, jedoch die Trennzone 26 nicht absenkt, so daß die Ladung proportional dem vorhergehenden abgetasteten Wert des Signals von der Verarmungszone 23 in die Verarmungszone 22 übertragen wird. Wenn die Ladung in die Verarmungszone 22 übertragen worden ist, dann wird die Übertragungsgateelektrode 29 wiederum ins Negative ausgesteuert, wodurch die Trennzone 30 abgesenkt wird. Die Ladung fließt dann zwischen dem PN-Übergang und der Verarmungszone 22, bis wiederum ein Potentialgleichgewicht erreicht ist. Die Ladung kann dabei in beiden Richtungen fließen. Wenn somit die Amplitude des Analogsignals zu der Zeit, zu der der zweite Abtastwert aufgenommen wird, geringer ist als die Amplitude, zu der Zeit, zu der der erste Abtastwert aufgenommen wird, dann fließt eine Ladung von der Verarmungszone 22 zu dem PN-Übergang bis ein Gleichgewicht erreicht ist; wenn die Amplitude des Analogsignals größer ist, dann fließt eine Ladung von dem PN-Übergang in die Verarmungszone 22, bis das Gleichgewicht erreicht ist. Es wird dann das negative Potential von der Übertragungsgateelektrode 29 und der Trennzone 30 entfernt, wodurch eine weitere Ladungsübertragung verhindert wird. Deshalb weist die Verarmungszone 22 eine Ladung auf, die proportional zur Amplitude des zweiten Abtastwertes des Analogsignales ist und der Korrelationsvorgang wird, so wie es oben beschrieben ist, wiederholt.

Es kann auch ein zweiter Diffusionsbereich mit einem zugehörigen Leiterteil und einem Anschluß vorgesehen sein, und es kann ferner eine zweite Übertragungsgateelektrode isoliert über einer zweiten Trennzone angeordnet sein, wobei dann ein Teil des Leiterteils 17 so zu dem Leiterteil 17 und dem Substratkörper 12 angeordnet ist, daß eine bilaterale Symmetrie zu der Anordnung der entsprechenden Teile gegenüber dem Leiterteil 15 und dem Substratkörper 12 entsteht. Wenn beide Diffusionsbereiche mit dem Generator für die Analogsignale parallel verbunden sind und wenn beide Übertragungsgateelektroden parallel angesteuert werden, dann ist der Wert des letzten Bezugsbits, das der Aufnahme eines neuen analogen Abtastwertes vorangeht, unwesentlich. Bei dieser abgewandelten Ausführungsform wird der erste Abtastwert des Analogsignals dann aufgenommen, wenn beide Trennzonen tiefer liegen und er ist durch das Fließen von Ladung gekennzeichnet, die von jedem Diffusionsbereich in die entsprechende oberflächenbenachbarte Verarmungszone 22 und 24 fließt. Das Absinken der Trennzonen 25 und 26 entsprechend dem negativen Potential, das den Sammelgateelektroden 32 und 34 zugeführt wird, bewirkt, daß die Ladungen, die in den Verarmungszonen 22 und 24 enthalten sind, in die Verarmungszone 23, so wie es oben beschrieben ist, fließen. Die Trennzonen werden dann angehoben und die Ladung in der Verarmungszone 23 wird in die Verarmungszone 22 oder die Verarmungszone 24 entsprechend dem Wert des Bezugsbits übertragen und sie wird dann in der oben beschriebenen Weise gesammelt und wieder zurückübertragen. Wegen der bilateralen Symmetrie kann ein zweiter Abtastwert aufgeladen werden, ohne daß auf den Wert des letzten vorausgehenden Bezugsbits Bezug genommen wird. Wenn der nächste Abtastwert des Signals aufgeladen wird, dann befindet sich die Ladung, die dem davorliegenden Abtastwert entspricht, entweder in der Verarmungszone 22 oder in der Verarmungszone 24 und der Vorgang des Aufladens des zweiten Abtastwertes ist dadurch gekennzeichnet, daß Ladung in eine der Verarmungszonen 22 und 24 fließt und daß die Ladung wieder aus der anderen der Verarmungszone 22 und 24 herausfließt, wenn die Trennzonen wieder abgesenkt werden. Auf der einen Seite ist es nicht notwendig, einen geeigneten Bezugsbitwert vor dem Aufladen eines neuen Abtastwertes des Analogsignales auszuwählen und andererseits wird bei dieser abgewandelten Ausführungsform eine Signalverstärkung durch die Korrelationsvorrichtung erreicht, da das Signal, das der Ladung, die in der Verarmungszone 23 gesammelt ist, proportional ist und zu der Verarmungszone 22 oder 24 entsprechend dem Wert des nachfolgenden Bezugsbits übertragen wird, gleich der Summe der Ladungen ist, die von dem Diffusionsbereich in die Verarmungszonen 22 und 24 übertragen werden.

Der Teil des Substratkörpers 12, der unter den Leiterteilen 29, 15, 31, 32, 16, 33, 34 und 17 liegt, bildet einen Informationskanal, in dem die Informationsverarbeitung durch Ladungsübertragung, wie sie oben beschrieben ist, ausgeführt wird. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Substratkörper 12 wesentlich größer als der Teil, der in Fig. 1 dargestellt ist und es befinden sich darin mehrere Informationskanäle. Jeder Informationskanal ist dadurch gekennzeichnet, daß er relative dünne Isolierschichten 14 und 18 aufweist, die über dem Substratkörper 12 liegen und daß er Leiterteile aufweist, die den Leiterteilen 15, 16 und 17, der Übertragungsgateelektrode 29, den Übertragungsgateelektroden 31 und 33 und den Sammelgateelektroden 32 und 34 in Fig. 1 entsprechen. Die Isolierschichten 14 und 18 sind relativ dick über den Teilen des Substratkörpers 12 zwischen nebeneinanderliegenden Informationskanälen. Die Diffusionsbereiche in dem Substratkörper 12 erstrecken sich über den ganzen Substratkörper und sind allen darin gebildeten Informationskanälen gemeinsam.

Die in Fig. 1 dargestellten Verarmungszonen 22, 23 und 24 beschreiben nicht nur die Tiefe der Verarmungszonen in dem Halbleitersubstratkörper 12, sondern sie beschreiben auch die Oberflächenpotentiale an den Zwischenflächen zwischen dem Halbleitersubstratkörper 12 und der Isolierschicht 14, die unter den Leiterteilen 15, 16 und 17 liegen. Im vorliegenden Fall weist die Zwischenfläche zwischen dem Halbleitersubstratkörper 12 und der Isolierschicht 14 ein Potential von Null Volt gegenüber Masse auf und die jeweils tiefer liegenden Verarmungszonen 22, 23 und 24 weisen wachsend negative Potentiale gegenüber Masse auf. Wie man anhand von Fig. 1 erkennt, sind die Verarmungszonen 22, 23 und 24 genauer als bildlich dargestellte Oberflächenpotentiale anzusehen, weil die tatsächliche Tiefe der Verarmungszonen sich mit der veränderlichen Dotierungsdichte oder anderen solchen Inhomogenitäten in dem Halbleitersubstratkörper 12 ändert, wohingegen unabhängig von solchen Inhomogenitäten die Oberflächenpotentiale in dem Substratkörper 12 unter den Leiterteilen 15, 16 und 17, so wie es dargestellt ist, einheitlich ist.

In Fig. 2 ist ein Korrelations-Oberflächenladungstransistor schematisch dargestellt. Der einzige Informationskanal in dem Halbleitersubstratkörper ist als dicke Mittellinie 12′ dargestellt. Der Diffusionsbereich 13 ist schematisch durch den Schnittpunkt der Linie 12′ mit der Linie 28 dargestellt, wobei die Linie 28 dem Leiterteil 28 der Fig. 1 entspricht. Die Übertragungsgateelektrode 29 und die Übertragungsgateelektroden 31 und 33 sind schematisch auf einer Seite des Informationskanals 12′ dargestellt und die Leiterteile 15, 16 und 17 und die Sammelgateelektroden 32 und 34 sind schematisch auf der entgegengesetzten Seite des Informationskanals 12′ dargestellt.

In Fig. 3 ist eine Ansicht eines Korrelations-Oberflächenladungstransistors, wie er in Fig. 1 im Prinzip gezeigt ist, von oben dargestellt, wobei die Isolierschichten 14 und 18 der Fig. 1 zur klareren Darstellung weggelassen sind. Gemäß Fig. 3 weist der Halbleitersubstratkörper 12 einen Diffusionsbereich 13 auf und es sind ferner über ihm die Leiterteile 15, 16 und 17 angeordnet. Der Informationskanal 12′ ist derjenige Teil des Halbleitersubstratkörpers 12, der unter den Leiterteilen 15, 16 und 17 liegt. Die Übertragungsgateelektrode 29 ermöglicht die Überführung einer Ladung, die an dem PN-Übergang 13′ gebildet wird, in eine Verarmungszone in dem Halbleitersubstratkörper 12, die unter dem Leiterteil 15 liegt. Die Übertragungsgateelektroden 31 und 33 steuern die Übertragung von Ladungen zwischen den Verarmungszonen in dem Halbleitersubstratkörper 12, die unter den Leiterteilen 15 bzw. 16 liegen und der Verarmungszone in dem Halbleitersubstratkörper 12, die unter den Leiterteilen 16 und 17 liegen. Die Sammelgateelektroden 32 und 34 werden durch ein einziges Leiterteil gebildet und sie werden gleichzeitig angesteuert, so daß die Ladungen parallel zur Ladungsübertragung durch die Übertragungsgateelektroden 31 und 33 übertragen.

In Fig. 6 sind die Spannungs-Kurvenverläufe dargestellt, die bei dem beschriebenen Korrelations-Oberflächenladungstransistor auftreten. Die Kurvenverläufe 6 a, 6 b, 6 b′ und 6 c stellen Taktsignale dar, die für den Betrieb des Korrelations-Oberflächenladungstransistors nach den Fig. 1, 2 und 3, wie er weiter oben beschrieben ist, erforderlich sind. Der Kurvenverlauf 6 a stellt ein Taktsignal Φ₂ dar, das dem Leiterteil 16 in Fig. 1, 2 und 3 zugeführt wird, wodurch die mittlere Trägerverarmungszone oder Ladungsspeicherzone 23 nach Fig. 1 entsteht. Der Kurvenverlauf 6 b stellt ein Taktsignal Φ₁ dar, das den Leiterteilen 15 und 17 nach den Fig. 1, 2 und 3 parallel zugeführt wird, so daß die Trägerverarmungszonen oder Ladungsspeicherzonen 22 und 24 nach Fig. 1 entstehen. Der Kurvenverlauf 6 b′ stellt ein Schaltsteuersignal dar, das die Zuführung des Taktsignals Φ₁ zu den Leiterteilen 15 und 17 unterbricht, wodurch ihr elektrisches Potential frei veränderbar ist, so daß die Korrelationsdaten zugänglich sind. Die Taktsignale Φ₁ und Φ₂ sind komplementär zueinander und sie ändern sich in ihrer Amplitude zwischen -20 Volt und -10 Volt, wodurch sich die Tiefe der Verarmungszonen unter den Leiterteilen, denen sie zugeführt werden, steuern läßt. Während des Zeitabschnitts zwischen t₁ und t₃ hat das Taktsignal Φ₂ einen Wert von -20 Volt und das Taktsignal Φ₁ einen Wert von -10 Volt. Die Verarmungszone 23 liegt deshalb tiefer als die Verarmungszonen 22 und 24, wie man anhand von Fig. 1 erkennt. Folglich wird bei Absenken der Trennzonen 25 und 26 eine Ladung von den Verarmungszonen 22 und 24 in die Verarmungszone 23 fließen. Der Kurvenverlauf 6 c stellt ein Taktsignal Φ₂′ dar, das den Sammelgateelektroden 32 und 34 parallel zugeführt wird. Zu der Zeit t₁ ändert sich das Taktsignal Φ₂′ von 0 Volt auf -20 Volt, wodurch die Trennzonen 25 und 26 abgesenkt werden und wodurch ein Sammeln von Ladung der Verarmungszonen 22 und 24 in der Verarmungszone 23 möglich ist. Zu der Zeit t₂ ändert sich der Signalverlauf Φ₂′ wiederum auf 0 Volt und es fließt keine Ladung mehr zwischen den Verarmungszonen. Zu der Zeit t₃ ändert sich das Taktsignal Φ₂ auf -10 Volt und das Taktsignal Φ₁ stellt sich auf -20 Volt ein. Während des Zeitabschnitts von t₄ bis t₇ findet eine Ladungsübertragung bei Absenken der Trennzonen 25 und 26 zwischen den Verarmungszonen statt, die von der jetzt flacheren Verarmungszone 23 in die tieferen Verarmungszonen 22 und 24 gerichtet ist. Während des Zeitabschnitts zwischen t₄ und t₇ wird ein negativer Spannungsimpuls (nicht dargestellt) entweder der Übertragungsgateelektrode 31 oder der Übertragungsgateelektrode 33 zugeführt, was davon abhängt, ob der Wert des Bezugswortbits, der während des Zeitabschnitts t₄ bis t₇ vorliegt, 1 oder 0 ist, wodurch der Kurvenverlauf 6 b′ des Schaltsteuersignals das Potential an den Leiterteilen 15 und 17 sich frei ändern läßt. Dementsprechend wird entweder die Trennzone 25 oder die Trennzone 26 für die Dauer des Bezugsbits abgesenkt und es wird Ladung von der Verarmungszone 23 entweder zu der Verarmungszone 23 oder der Verarmungszone 24 übertragen. Die Taktsignale Φ₁ und Φ₂ ändern die Richtung der Ladungsübertragung, so daß sich die Ladung zu der Verarmungszone 23 hin oder von der Verarmungszone 23 wegbewegt, da jedoch weder das Taktsignal Φ₁ noch das Taktsignal Φ₂ jeweils positiver ist als -10 Volt, kann jede der Verarmungszonen 22, 23 und 24 Ladung zu jeder Zeit speichern. Andererseits ändert sich das Taktsignal Φ₂ und die Spannungsimpulse, die auf den Wert des Bezugswortbits ansprechen, zwischen 0 Volt und -20 Volt, wodurch die Trennzonen 25 und 26 vollständig zusammengedrückt werden. Aus der obigen Beschreibung ergibt sich, daß die Geschwindigkeit, mit der sich Signale durch ein den beschriebenen Korrelations-Oberflächenladungstransistor fortpflanzen, dadurch steuerbar ist, daß die Zeitabschnitte der Taktsignale Φ₁, Φ₂ und Φ₂′ verändert werden. Wenn man nun die Frequenz eines Taktgebers verwendet, von denen diese Taktsignale abgeleitet werden, und zwar umgekehrt proportional zu der Geschwindigkeit, mit der die Ausgangsdaten durch den Korrelations- Oberflächenladungstransistor vorgesehen werden, dann läßt sich erreichen, daß eine Signalverarbeitung rasch durchgeführt wird, wenn wenig Korrelation zwischen dem Analogsignal und dem Bezugswort festgestellt wird und daß die Verarbeitung in dem Korrelations-Oberflächenladungstransistor verlangsamt wird, wenn mehr Korrelation festgestellt wird. Dementsprechend gibt sich der Korrelations-Oberflächenladungstransistor selbst den Takt und es ist bei den folgenden Bauelementen weder eine überschüssige Kapazität, noch ist ein Datenpufferspeicher erforderlich.

Eine Korrelationsvorrichtung kann durch eine sogenannte lineare Oberflächenladungs-Verzögerungsleitung gebildet sein, die ein auf dem Oberflächenladungs-Prinzip arbeitendes Äquivalent zu der gutbekannten sogenannten "bucket-brigade"- Verzögerungsleitung darstellt und die in der folgenden Beschreibung als Verzögerungsleitung vom "bucket-brigade"-Typ bezeichnet ist.

Die Fortpflanzungsgeschwindigkeit eines Signals längs der Verzögerungsleitung vom "bucket-brigade"-Typ entspricht der Taktfrequenz, ähnlich wie bei dem beschriebenen Korrelations-Oberflächenladungstransistor. Bei einer Korrelationsanordnung vom "bucket-brigade"-Typ treten jedoch bei langen Signalen Verluste und Verminderungen auf. Bei den bekannten Verzögerungsleitungen nach dem "bucket-brigade"-Typ wird bei dem Ladungsübertragungsvorgang die Ladung zwischen oberflächennahen Verarmungszonen nicht vollständig übertragen. Insbesondere verbleibt etwa 1% der Ladung einer bestimmten Verarmungszone in dieser Verarmungszone, woraufhin eine Übertragung der Ladung in die nächste Verarmungszone stattfindet. Beispielsweise enthält die Verarmungszone 23 nach Fig. 1 eine Ladungsmenge, die von den äußeren Verarmungszonen übertragen worden ist und sie enthält eine Ladungsmenge, die durch die Zone 23 b dargestellt ist, die in die äußeren Verarmungszonen zu einem späteren Zeitabschnitt des Taktpulses zurückübertragen wird und sie enthält eine Ladungsmenge, die durch die Zone 23 a dargestellt ist, die in der Verarmungszone 23 verbleibt, da der Ladungsübertragungsvorgang unvollständig ist. Die Verarmungszonen 22 und 24 enthalten Ladungsmengen, die durch die Zonen 22 a und 24 a dargestellt sind, die den Restladungen entsprechen, die bei dem vorhergehenden Sammelvorgang, wie er oben beschrieben ist, nicht übertragen worden sind. Man erkennt, daß die Größe der Ladungen, die durch die Zonen 22 a, 23 a und 24 a dargestellt sind, in den Zeichnungen stark übertrieben sind, damit eine klarere Darstellung möglich ist, wobei diese Zonen tatsächlich nur 1% der Ladungsspeicherfähigkeit der Verarmungszonen ausmachen. Das Phänomen der nichtübertragenen Ladungsreste ist bei Anwendungen, die nur einige Stufen mit Ladungsübertragung aufweisen, ohne besondere Bedeutung, jedoch addiert sich die Wirkung der nicht vollständigen Ladungsübertragung längs einer Verzögerungsleitung auf und sie wird sehr entscheidend, wenn die Anzahl der Übertragungsstufen etwa 1000 beträgt. Da bei Anwendungen der Korrelation auf dem Gebiet der Radartechnik oder der Sonartechnik gewöhnlich ein Bezugswort mit einer Länge von einigen 1000 Bit mit einer entsprechenden Anzahl von Abtastwerten eines Analogsignals verglichen werden soll, dann würde eine Korrelationsanordnung, die eine Verzögerungsleitung vom "bucket-brigade"-Typ verwendet, nicht verwendbar sein, ohne daß Vorrichtungen vorgesehen sind, die das Signal längs der Verzögerungsleitung periodisch regenerieren. Bei dem beschriebenen Korrelations-Oberflächenladungstransistor wird jedoch keine beträchtliche Signalverschlechterung als Folge einer unvollständigen Ladungsübertragung auftreten. Jeder Signalabtastwert wird in einem zugehörigen Signalinformationskanal gehalten und es bleibt beispielsweise der Restwert einer dem Signal proportionalen Ladung bei einem Übertragungsvorgang, beispielsweise aus der Zone 22 a in Fig. 1 in einer Verarmungszone zurück, in der er mit dem verbleibenden Teil der dem Signal porportionalen Ladung zu einem späteren Betriebszeitpunkt zusammengesetzt wird. Deshalb wird durch den beschriebenen Korrelations-Oberflächenladungstransistor ein Signal irgendeiner beliebigen Länge um einen Wert verschlechtert, der die Verschlechterung nicht übersteigt, die bei zwei Ladungsübertragungsstufen auftritt und die unbedeutend ist.

In Fig. 4 ist ein schematisches elektrisches Schaltbild von fünf Stufen der beschriebenen Korrelations-Oberflächenladungstransistoren dargestellt. Die Unterbrechung, die zwischen der vierten und der fünften Stufe in Fig. 4 vorgesehen ist, weist darauf hin, daß etwa 1000 zusätzliche ähnliche Stufen in einer wirklichen Korrelationsschaltung, die in einer Radar- oder Sonaranordnung verwendet werden soll, vorgesehen sein können. Die Korrelationsschaltung enthält mehrere Korrelations-Oberflächenladungstransistoren 51, 52, 53, 54 und 55, deren Diffusionsbereiche elektrisch parallel zu einem Leiter 56 geschaltet sind, der das analoge Radar- oder Sonarrücklaufsignal aufweist, das analysiert werden soll. Als Eingangsabtastvorrichtung 60 wird ein Taktgenerator verwendet, dessen Ausgangssignal längs einer Reihe von Schieberegistern weitergegeben wird, die die Schieberegister 61, 62, 63, 64 und 65 enthält. Das Schieberegister 61 gibt ein Ausgangssignal an die Übertragungsgateelektrode des Korrelations- Oberflächenladungstransistors 51 und ein Ausgangssignal an das Schieberegister 62 ab. Das Schieberegister 62 gibt ein Ausgangssignal an die Übertragungsgateelektrode an den Korrelations- Oberflächenladungstransistor 52 und ein Ausgangssignal an das Schieberegister 63 ab, usw. Jedes der Schieberegister 61 bis 65 gibt einen negativen Ausgangsimpuls an die Übertragungsgateelektrode des zugehörigen Korrelations-Oberflächenladungstransistors der Reihe nach ab, und zwar entsprechend den Fortschritten eines Führungsbits der Eingangsabtastvorrichtung 60 durch die einzelnen Schieberegister. Der negative Impuls, der jedem der Übertragungsgateelektroden zugeführt wird, senkt die Trennzone, die darunter isoliert vorgesehen ist, ab und ermöglicht, daß eine Ladungsmenge, die proportional dem Augenblickswert des Analogsignals auf der Leitung 56 ist, in den Informationskanal des zugehörigen Korrelations-Oberflächenladungstransistors überführt wird. Mehrere zweite Schieberegister 71, 72, 73, 74 und 75 nehmen die Bits des Bezugswortes der Reihe nach gesteuert durch einen Bezugstaktgeber 70 auf und speichern sie.

Jedes der Schieberegister 71 bis 75 weist einen invertierenden und einen nicht invertierenden Ausgang auf. Die Ausgänge sind entsprechend mit den Übertragungsgateelektroden der Korrelations- Oberflächenladungstransistoren verbunden. Beispielsweise können die ersten beiden Bits eines Bezugswortes 1 und 0 sein. Bei dem ersten Impuls des Bezugstaktgebers 70 wird ein Bit mit dem Wert 1 in das Schieberegister 71 eingegeben. Entsprechend dem eingegebenen Bitwert 1 gibt das Schieberegister 71 ein Ausgangssignal von -20 Volt auf einer Leitung 41 und ein Ausgangssignal von 0 Volt auf einer Leitung 42 ab. Bei dem nächsten Impuls des Bezugstaktgebers 70 wird das Bit des Werts 1 von dem Schieberegister 71 in das Schieberegister 72 übertragen und das nächste Bit des Bezugsworts des Wertes 0 wird in das Schieberegister 71 eingegeben. Entsprechend den Werten der eingespeicherten Bits gibt das Schieberegister 71 ein Ausgangssignal von 0 Volt auf der Leitung 41 und ein Ausgangssignal von -20 Volt auf der Leitung 42 ab und das Schieberegister 72 gibt ein Ausgangssignal von -20 Volt auf einer Leitung 43 und ein Ausgangssignal von 0 Volt auf einer Leitung 44 ab. Dieser Vorgang wiederholt sich bei weiteren Impulsen des Bezugstaktgebers 70, bis das gesamte Bezugswort eingegeben worden ist, wobei sich jeweils ein Bit in jedem Schieberegister befindet.

Zu diesem Zeitpunkt kann, wenn man es wünscht, der Ausgang des letzten Schieberegisters mit dem Eingang des ersten Schieberegisters verbunden werden, so daß das Bezugswort fortlaufend durch die Anordnung kreist, bis ein neues Bezugswort eingegeben werden soll. Der Wert jedes Bits des Bezugsworts steuert die Richtung der Ladungsübertragung von den mittleren Speicherzonen zu den äußeren Speicherzonen jedes Informationskanals der Korrelations-Oberflächenladungstransistoren 51 bis 55.

Den äußeren Leiterteilen, die isoliert über jedem der Informationskanäle liegen, werden die Taktsignale Φ₁, die in Fig. 6 dargestellt sind, parallel zugeführt, wobei eine periodische Unterbrechung durch Öffnung der Schalter 47 und 48 entsprechend dem Signalverlauf 6 b′ vorgenommen wird. Die Schalter 47 und 48 sind schematisch dargestellt und es können irgendwelche geeignete Schalter verwendet werden, wobei jedoch Anreicherungs-Isolierschicht-Feldeffekttransistoren vorgezogen werden. Jedes der mittleren Leiterteile, das über jeweils einem Informationskanal liegt, erhält, so wie es in Fig. 6 dargestellt ist, parallel das Taktsignal Φ₂. Das Taktsignal Φ₂′ wird, so wie es in Fig. 6 dargestellt ist, jeder der Sammelgateelektroden der Korrelations- Oberflächenladungstransistoren 51 bis 55 parallel zugeführt. Folglich wird eine Ladung, die einem Abtastwert des Analogsignals zu einer bestimmten Teilzeit proportional ist, in jedem Korrelations-Oberflächenladungstransistor 51 bis 55 gespeichert und sie wird zwischen den drei Ladungsspeicher-Verarmungszonen in diesen Transistoren übertragen, um das Taktsignal Φ₂′ wieder zu erhalten und es wird der Wert des Bezugswortbits in den Schieberegistern 71 bis 75 gespeichert. Das Korrelationsausgangssignal wird zwischen Leitungen Φ _1(A) und Φ _1(B) beispielsweise an Anschlußklemmen 45 und 46 abgenommen und es wird ein Potential gegenüber Masse dargestellt, das gleich dem Potential zur Vorspannung ist, das die äußeren Verarmungszonen bildet, wobei das Oberflächenpotential abgezogen werden muß, das dadurch entsteht, daß ein Signal proportional zur Ladung in den äußeren Verarmungszonen, so wie es oben erläutert worden ist, vorhanden ist.

Die Korrelations-Ausgangssignalverläufe, die an den Leitungen Φ _1(A) und Φ _1(B) der Fig. 4 feststellbar sind, sind in Fig. 6 bei 6 e dargestellt. Der Zeitabschnitt zwischen t₁ und t₃ ist ein Sammelzeitabschnitt, wie es bereits weiter oben erläutert worden ist, und die Ausgangssignale auf den Leitungen Φ _{1(A, B)} betragen unter Einfluß des Taktimpulses Φ₁ -10 Volt. Während des Zeitabschnitts von t₃ bis t₄ kehren die Taktimpulse Φ₁ und Φ₂ ihre Ausgangswerte um und zu der Zeit t₄ beträgt der Ausgangswert auf den Leitungen Φ _{1(A, B)} -20 Volt. Durch Öffnen der Schalter 47 und 48 kann dann das Potential auf den Leitungen Φ _{1(A, B)} elektrisch frei veränderbar sein. Es beginnt dann eine Ladungsübertragung von der mittleren Speicherzone jedes Informationskanals zu einer oder der anderen äußeren Speicherzone entsprechend dem Wert des Bezugsbits, das die Übertragungsgateelektroden steuert, und wenn die Ladung übertragen wird, dann wächst das Potential auf der Leitung Φ _1(A) oder Φ _1(B) in Abhängigkeit von dem Wert des Bezugsbits von -20 Volt auf einen Wert zwischen -20 Volt und -10 Volt proportional dem Abtastwert des Analogsignals an. Das Potential auf der anderen der Leitungen Φ _1(A) und Φ _1(B) bleibt natürlich auf -20 Volt. Zu einer Zeit t₅ ist der Ladungsübertragungsvorgang im wesentlichen abgeschlossen und das Potential auf den Leitungen Φ _{1(A, B)} hat einen stetigen Wert erreicht. Zu diesem Zeitpunkt wird ein periodisches Taktsignal Φ₃ das in Fig. 6 bei 6 d dargestellt ist, dazu verwendet, eine Datenimpulsauswertung zur Abtastung der Potentialwerte auf den Leitungen Φ _{1(A, B)} vorzusehen, wodurch das Datenausgangssignal gebildet wird, das in Fig. 6 dargestellt ist. Ein zweiter Datenauswertungsimpuls und ein zweiter Datenabtastwert ist in dem Zeitabschnitt zwischen t ₁₀ und t ₁₁ dargestellt.

Die Schieberegister 71 bis 75 können beispielsweise duale bistabile JK-Kippschaltungen vom Typ 7473N sein, die von Texas Instruments, Inc. hergestellt sind und die Verstärker speisen, um die erforderlichen Steuerimpulse von -20 Volt zu erreichen. Die Schieberegister 61 bis 65 können beispielsweise, so wie es in Fig. 5 dargestellt ist, aufgebaut sein, wobei ein Bezugs- oder Leitbit der Eingangsabtastvorrichtung von der Gateelektrode eines Feldeffekttransistors 81 aufgenommen wird, wodurch dieser Transistor 81 nicht leitend wird und ein Punkt 82 auf -20 Volt abgesenkt wird. Der Punkt 82 ist mit einer Anschlußklemme 86 verbunden, um eine Übertragungsgateelektrode eines Korrelations- Oberflächenladungstransistors anzusteuern und um eine Ladungsmenge proportional zu dem augenblicklichen Wert des Analogsignals dem Informationskanal zuzuführen. Ein Taktpuls Φ ₁₂ gleicht dem Taktpuls Φ₁′ der bei 6 b in Fig. 6 dargestellt ist, wobei jedoch die Spannungswerte des Taktpulses Φ ₁₂ zwischen 0 Volt und -20 Volt sich ändern. Folglich wird zu einem geeigneten Zeitpunkt des Taktpulses Φ ₁₂ ein Feldeffekttransistor 83 leitend und es wird der Spannungswert von -20 Volt, der an einem Punkt 82 anliegt, dazu verwendet, einen Feldeffekttransistor 85 anzusteuern.

Die zweite Hälfte des Schieberegisters nach Fig. 5 arbeitet in ähnlicher Weise und wird durch einen Taktpuls Φ ₂₂ angesteuert, der dem Taktpuls Φ₂ gleicht, der bei 6 a in Fig. 6 dargestellt ist, wobei jedoch der Unterschied besteht, daß die Spannungswerte des Taktpulses Φ ₂₂ sich zwischen -20 Volt und 0 Volt ändern.

In Fig. 7 ist ein schematisches elektrisches Schaltbild einer Abtast- und Halteschaltung dargestellt, die einen Feldeffekttransistor 91 und einen Kondensator 92 aufweist. Bei der beschriebenen Korrelationsschaltung werden zwei solche Abtast- und Halteschaltungen verwendet. Eine Anschlußklemme 93 der Abtast- und Halteschaltung ist mit der Leitung Φ _1(A) der Korrelationsschaltung nach Fig. 4 verbunden und die Anschlußklemme 93 der anderen Abtast- und Halteschaltung ist mit der Leitung Φ _1(B) verbunden. Die Anschlußklemmen 93 verbinden die Korrelationsausgangssignale auf den Leitungen Φ _{1(A, B)} mit den Sourceelektroden des Feldeffekttransistors 91. Der Datenauswertsignalverlauf Φ₃ der bei 6 d in Fig. 6 dargestellt ist, wird den Gateelektroden der Feldeffekttransistoren 91 parallel zugeführt, wodurch sie während der Dauer der Datenauswertimpulse gleiten. Dementsprechend werden die Kondensatoren 92 entsprechend den Datenausgangswerten, die bei 6 f in Fig. 6 dargestellt sind, aufgeladen und sie halten diese Werte, bis diese durch einen neuen Wert ersetzt werden, wenn der nächste Datenauswertimpuls den Feldeffekttransistor 91 wieder leitend macht.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden die Ausgangssignale der Abtast- und Halteschaltungen mit einer hohen Impedanz aufweisenden Eingangsanschlußklemmen eines Differentialverstärkers verbunden, dessen Ausgangsspannung proportional dem Ausmaß der Korrelation zwischen dem Analogsignal und den digitalen Bezugsworteingangssignalen ist, die der Korrelationsschaltung zugeführt werden. Andererseits kann das Ausgangssignal einer der Abtast- und Halteschaltungen nach Fig. 7 direkt ausgenutzt werden.

Claims

1. Halbleiterbauelement zur Bestimmung der Korrelation zwischen einem in Zeitabständen abgetasteten Analogsignal und einem digitalen Bezugswort mit mehreren Bits, mit einem Substratkörper aus Halbleitermaterial eines ersten Leitfähigkeitstyps mit einem darin befindlichen Bereich eines zweiten Leitfähigkeitstyps, mit einer Isolierschicht auf dem Substratkörper, auf der Elektroden so angeordnet sind, daß sie in dem Substratkörper durch Trennzonen voneinander getrennte Trägerverarmungszonen bilden, mit Übertragungsgateelektroden zur Steuerung der Trennzonen zwischen den Verarmungszonen und zur Steuerung einer zwischen dem Bereich des zweiten Leitfähigkeitstyps und einer Verarmungszone angeordneten Trennzone, und mit Einrichtungen zum Zuführen von Spannungen zu den Elektroden und den Übertragungsgateelektroden, gekennzeichnet durch
eine erste Isolierschicht (14) über dem Substratkörper (12), die mehrere dünne Informationskanäle im Substratkörper bestimmende Isolierungsbereiche aufweist, die von dicken Isolierungsbereichen umgeben sind,
erste (15), zweite (16) und dritte (17) Elektroden über jedem der dünnen Isolierungsbereiche zur Bildung von ersten (22), zweiten (23) und dritten (24) Trägerverarmungszonen, zwischen denen im Substratkörper erste (25) und zweite (26) Trennzonen vorhanden sind, während die erste Trägerverarmungszone (22) und der Bereich (13) des zweiten Leitfähigkeitstyps eine dritte (30) Trennzone zwischen sich bestimmen,
eine zweite Isolierschicht (18) über der ersten Isolierschicht (14) und den Elektroden (15, 16, 17),
eine erste Übertragungsgateelektrode (29), die über jedem der dünnen Isolierungsbereiche und der zweiten Isolierschicht liegt und die über der dritten Trennzone zu deren Steuerung isoliert angeordnet ist,
eine Einrichtung (35, 28) zur Zuführung des Analogsignals zum Bereich (13) des zweiten Leitfähigkeitstyps,
Einrichtungen (60 bis 65) zum Zuführen einer Taktspannung zur ersten Übertragungsgateelektrode, durch die eine der Amplitude des Analogsignals entsprechende Ladungsmenge von dem Bereich (13) des zweiten Leitfähigkeitstyps zur ersten Trägerverarmungszone (22) übergeführt wird,
eine zweite Übertragungsgateelektrode (31) über jedem der dünnen Isolierungsbereiche und der zweiten Isolierschicht (18), die isoliert über der ersten Trennzone (25) zu deren Steuerung angeordnet ist,
eine dritte Übertragungsgateelektrode (33) über jedem der dünnen Isolierungsbereiche und der zweiten Isolierschicht (18), die isoliert über der zweiten Trennzone (26) zu deren Steuerung angeordnet ist,
eine Einrichtung (70 bis 75), die Bits des digitalen Bezugsworts der Reihe nach aufnimmt und dem Wert der Bits entsprechende Spannungswerte an die zweite (31) und die dritte (33) Übertragungsgateelektrode abgibt,
Einrichtungen (19, 20, 21, 47, 48) zum Zuführen von Spannungen zu der ersten (15), zweiten (16) und dritten (17) Elektrode und zur zweiten (31) und dritten (33) Übertragungsgateelektrode, durch die die der Amplitude des Analogsignals entsprechende Ladungsmenge in der ersten (22) Verarmungszone zur zweiten (23) und dritten (24) Verarmungszone und zurück so übertragen wird, daß die in der ersten (22) Verarmungszone angesammelte Ladungsmenge proportional zur Korrelation zwischen dem Analogsignal und dem digitalen Bezugswort ist, und durch
eine Einrichtung (91, 92) zur Aufnahme des elektrischen Potentials, das proportional zu der Ladungsmenge ist, die in der ersten Verarmungszone enthalten ist.

2. Halbleiterbauelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung zur Aufnahme des elektrischen Potentials vorgesehen ist, das proportional zur Ladungsmenge ist, die sich in der dritten Verarmungszone (24) befindet und daß Einrichtungen mit den beiden Einrichtungen (91, 92; . . .) zur Aufnahme des elektrischen Potentials verbunden sind, damit die Differenz der Amplitude zwischen den elektrischen Potentialen berechnet werden kann.

3. Halbleiterbauelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (35, 28) zur Zuführung des Analogsignals zu dem Bereich (13) des zweiten Leitfähigkeitstyps einen nicht gleichrichtenden Kontakt an dem Bereich (13) des zweiten Leitfähigkeitstyps aufweist.

4. Halbleiterbauelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (60 bis 65) zur aufeinanderfolgenden Zuführung einer Taktspannung zu der ersten Übertragungsgateelektrode (29) einen Generator (60) zur periodischen Erzeugung von Spannungsimpulsen aufweist und ferner ein Schieberegister (61 bis 65) zur Aufnahme der Spannungsimpulse und zur aufeinanderfolgenden Zufuhr dieser Spannungsimpulse zu der ersten Übertragungsgateelektrode (29).

5. Halbleiterbauelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (70 bis 75), die die Bits des digitalen Bezugsworts der Reihe nach aufnimmt und Spannungswerte abgibt, die den Werten der Bits entsprechen, mehrere in Reihe geschaltete Schieberegister (71 bis 75) aufweist.

6. Halbleiterbauelement nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Schieberegister der mehreren in Reihe geschalteten Schieberegister (71 bis 75) einen Ausgang für invertierte Signale und einen Ausgang für nicht invertierte Signale aufweist und daß jedes invertierte Ausgangssignal mit einer der dritten Übertragungsgateelektroden (33) verbunden ist und daß ferner jedes nicht invertierte Ausgangssignal mit einer der zweiten Übertragungsgateelektrode (31) verbunden ist.

7. Halbleiterbauelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (91, 92) zur Aufnahme des elektrischen Potentials eine Abtast- und Halteschaltung aufweist, die einen Kondensator (92) enthält, der zwei leitende Platten aufweist, die durch eine Schicht aus Isoliermaterial voneinander getrennt sind, wobei eine der leitenden Platten elektrisch mit Masse verbunden ist, und die eine Schalteinrichtung (91) aufweist, die mit der anderen leitenden Platte verbunden ist, wodurch die andere leitende Platte mit der ersten leitenden Platte periodisch verbunden wird.

8. Halbleiterbauelement nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Berechnung der Differenz in der Amplitude zwischen den elektrischen Potentialen einen Differentialverstärker aufweist.