DE2314194B2 - Verfahren und Anordnung zum Demodulieren phasenmodulierter Signale - Google Patents
Verfahren und Anordnung zum Demodulieren phasenmodulierter SignaleInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Anordnung zur Demodulation phasenmodulierter Signale
in Datenübcrtragungsiiiilagi'n, Nachrichtcnübcrtragungsanlagen
und dergleichen.
Phasenmodulationsverfahrcn werden heute ganz allgemein angewandt und es findet sich eine Heschrei
bung solcher Verfahren beispielsweise in dem Buch »Data Transmission« von William R. Bennet und James
R, Davey, Kapitel tO, welches 1965 bei McGraw-Hill in New York erschienen ist.
In Datenübertragungsanlagen, die mit Phasenmodu- s
lation arbeiten, werden die zu Obertragenden Daten dazu benutzt, die Phase einer Trägerfrequenz zu
modulieren, die dann über das Übertragungsmedium übertragen wird. Am empfangsseitigen Ende werden die
Daten als eine Funktion des Wertes der Phase des in aufgenommenen Signals decodiert Dies wird im
allgemeinen durch Vergleich der Phase des aufgenommenen Signals zu einem gegebenen Abtastzeitpunkt
entweder mit einer Bezugsphase oder aber mit der Phase des zum vorhergehenden Abtastzettpunkt aufge- ι s
nommenen Signals erreicht, je nachdem, ob kohärente Phasenmodulation oder differentielle Phasenmodulation
verwendet wird, wie sie in der obengenannten Veröffentlichung beschrieben ist
Theoretisch sollte dabei das Übertragungsmedium >o
vollkommen transparent sein, d. h. es sollte so ausgestaltet sein, daß die Ausgangssignale eine exakte
Wiedergabe der Eingangssignale sind. In der Praxis werden jedoch im Übertragungsmedium Störungen
eingeführt, die die am empfar.gsseitigen Ende auftreten- y,
den Signale beeinträchtigen.
Einer der Gründe dieser Störungen ist die sogenannte Frequenzverschiebung. Diese Erscheinung, die jedes
Signal beeinflussen kann, ob es moduliert ist oder nicht, tritt häufig in Datenübertragungsanlagen mit Frequenzmultiplexübertragung
auf und ist auf die Übertragung über die Übertragungsleitungen zurückzuführen und
kann von den Benutzern solcher Leitungen weder am sendeseitigen noch am empfangsseitigen Ende beeinflußt
werden, η
Ein weiterer Grund für solche Störungen liegt darin, daß an beiden Enden der Bandbreite des Übertragungskanals eine Differenz in der Phase einer Frequenz, und
der Phase, die diese Frequenz haben würde, auftritt, wenn der Übertragungskanal die zu übertragenden
Signale lediglich verzögert hätte, statt sie zu verzerren. Dies wird als Phasenverschiebung oder Phasenlaufzeit
bezeichnet.
Eine weitere Störung ist das sogenannte Phasenrauschen, das die Möglichkeit angibt, daß die aufgenomme- π
ne Phase einer gegebenen Frequenz unerwünschte Abweichungen von ihrem Mittelwert zeigt. Die Ursache
Für das Phasenrauschen ist of! in Spannungsschwankungen im Stromversorgungsneil von Frequenzmultiplexsystemen
zu suchen. -><>
Ein weiterer Störungsanteil ist das sogenannte weiße
Rauschen. Weißes Rauschen wird durch ein Frequenzspektrum mit im wesentlichen gleicher Amplitude und
gleichen Beiträgen für HIe Frequenzen gekennzeichnet, wobei die verschiedenen Frequenzen beliebige Phasen- v>
lagen aufweisen.
Diese Erscheinungen haben bei Datenübertragungsanlagen mit niedriger Übertragungsgeschwindigkeit
praktisch keine Wirkung, werden jedoch von Bedeutung, wenn die Übertragungsgeschwindigkeit erhöht mi
wird und insbesonder. dann, wenn Phasenmodulation
verwendet wird und wenn dabei die Anzahl der diskreten Werte, die das phasenmoduliert Signal
annehmen kann, heraufgesetzt wird. Diese Erscheinungen haben auf Phascnmodulalionssysteme unterschied- h.
liehe Wirkungen, je nachdem, ob eine kohärente Phasenmodulation oder i'ifferentiellc Phasenmodulation
benutzt wird. Hoi kohärenter Phasenmodulation
können Störungen durch Phasenverschiebung, Frequenzverschiebung und weißes Rauschen im allgemeinen
unbeachtet bleiben, jedoch sind Störungen durch das Phasenrauschen mit in die Überlegungen einzubeziehen.
Bei differentieller Phasenmodulation können die Wirkungen einer Frequenzverschiebung nicht außer
acht gelassen werden.
Wenige der bisher bekannten Phasendemodulatoren sind so ausgelegt, daß sie bei sehr hohen Übertragungsgeschwindigkeiten arbeiten, wenn insbesondere bei
Verwendung von Phasenmodulation eine größere Anzahl von diskreten Phasenwerten zur Übertagung
der Daten benutzt werden. Die bekannten Phasendemodulatoren sind so ausgelegt daß sie mit einer
bestimmten Art von Phasenmodulation arbeiten, wie z. B. kohärenter oder differentieller Phasenmodulation
und zusätzliche Schaltungen enthalten, die zur Beseitigung einer bestimmten Art von Störungen dienen.
Die meist vorgeschlagene Lösung für das Problem des Phasenrauschens in Demodulatoren für kohärente
Phasenmodulation besteht darin, d^& aufgenommene
Signal durch Wiedergewinnung der Ti ägerfrequenz
zusammen mit dem Phasenrauschen zu demodulieren, da gleiche und synchrone Phasenabweichungen bei ^llen
Frequenzen des Spektrums auftreten. Dieses Verfahren erfordert spezielle Schaltungen, um die Trägerfrequenz
zusammen mit dem Phasenrauschen wiederzugewinnen. Diese besonderen Schaltungen sind besonders kompliziert
aufgebaut und somit aufwendig, da sie nicht nur als schmalbandiges Bandpaßfilter zum Trennen der Trägerfrequenz
von den Spektrumfrequenzen wirken sollen, sondern auch das Phasenrauschen herausholen müssen.
Weiterhin ist ihre Wirksamkeit deswegen beschränkt, weil die Trägerfrequenz nicht notwendigerweise die
gleichen Abweichungen aufweist wie das Informationssignal.
So ist beispielsweise aus der DE-OS 1/66 343 ein Verfahren zum Beseitigen von Störkomponenten beim
Erfassen von Phasenschritten bei der Phasenmodulation bekannt, bei dem die Störkomponenten, deren Frequenz
unterhalb des Nutzfrequenzbandes liegen soll, bei Überschreiten eines bestimmten Schwellenwertes mittels
eines Tiefpaßfilters von dem demodulierten Signal abgetrennt, in ihrer Polarität umgekehrt Lind zur
Kompensation der den Phasenschritten entsprechenden Rauschkomponenten zu dem ursprünglichen Signal
hinzuaddiert werden.
Die bisher bekannten und allgemein angewandten Verfahren zur Ausschaltung der Frequenzverschiebung
in differentiellen Phaseiidemodulatoren gründen sich
auf die Eigenschafisn solcher Demodulatoren. Im allgemeinen bestehen bisher bekannte differentielle
Phasendemodulatoren aus einem phasenstarren Oszillator, dei durch die Phase des zu einem gegebenen
Abtastzeitpunkt aufgenommenen Signal mitgenommen wird und somit einen Vergleich dieser Phase mit der des
zum nächsten Abtastzeitpunkt aufgenommenen Signals gestattet. Das zur Kompensation der Wirkung der
Frequenzverschiebung benutzte Verfahren besteht darin, den phasenstarren Oszillator durch das aufgenommene
.Signa! /u steuern, das mit einer Frequenzverschiebung
behaftet ist, so daß dieser Oszillator bei einer diesem Signal entsprechenden Frequenz schwingt.
Die bisher beschriebenen bekannten Verfahren haben verschiedene Nachteil . Zunächst gelten die verschiedenen
Verfahren nur zusammen mit einer bestimmten Art von Phasendemodulation, nämlich kohärenter oder
differentieller Phasendemodulation.
Zweitens sind diese Verfahren und die dazu verwendeten Schaltungen nur für bestimmte Störungen
einsatzfähig und arbeiten daher nicht mit Übertragungsmedien, bei denen andere Arten von Störungen
auftreten. Außerdem ergibt sich aus den vorangegangenen Ausführungen, daß die bis jetzt erwähnten
Verfahren komplizierte und daher aufwendige Schaltungen erfordern.
\ufgabe der Erfindung ist es also, ein neues Phasendemodulationsverfahren anzugeben, durch das
die Wirkungen einer oder mehrerer dieser Störungen kompensiert werden können. Zur Kompensation einer
oder mehrerer dieser Störungen dient dabei ein Kompromiß zwischen kohärenten und differentiellen
Phasendemodulationsverfahren.
Dies wird erfindungsgemäB in einem Verfahren zur
Demodulation phasenmodulierter Signale dadurch prrpirht HaR auc rtpm aiifcrpnnmmpnpn Gianni rliirr>h
· ο —ο --·
Multiplikation mit einem ersten Koeffizienten -^L(M- Anzahl der möglichen Werte, die die Phase des
Signals annehmen kann) als Produkt die die Information enthaltenden Ausdrücke und als Teilprodukt die die
Störanteile enthaltenden Ausdrücke abgeleitet werden, daß ferner die Störausdrücke zur Bildung eines
Rückkopplungssignals mit einem zweiten Koeffizienten λ multipliziert werden und dieses Produkt integriert
wird und daß dieser so ermittelte Rückkopplungswert vor der Multiplikation des aufgenommenen Signals mit
dem ersten Koeffizienten von diesem Signal subtrahiert wird. Die Steuerung des Wertes des zweiten Koeffizienten
gestattet damit die Auswahl der Art der zu verwendenden Phasenmodulation unter besonderer
Berücksichtigung der verschiedenen möglichen Störungen, wie z. B. weißes Rauschen, Phasenrauschen.
Frequenzverschiebungen und dergleichen, und gestattet außerdem eine Art Kompromiß bei der Demodulation,
etwa zwischen kohärenter und differentieller Phasendemodulation oder aber eine besondere, hier superdifferentielle
Demodulation genannte Demodulation.
Die Erfindung wird nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen
näher beschrieben. Dabei zeigen
Fig. I und la ein Blockschaltbild eines Phasendemodulators
gemäß der Erfindung,
F i g. 2 eine äquivalente Schaltung zur Erläuterung der Erfindung,
F i g. 3 ein Diagramm zur Erläuterung der verschiedenen Störfilterfunktionen, die sich mit der Schaltung nach
F i g. 1 erzielen lassen,
Fig.4 ein Tiefpaßfilter, das in der Schaltung nach
F i g. 1 einsetzbar ist,
F i g. 5 ein Diagramm zur Darstellung der verschiedenen Störfilierfunktionen, die sich mit dem Phasendemodulator
unter Einsatz des in Fig.4 gezeigten Filters
erzielen lassen und
Fig. 6 eine Schaltung, die sich in dem Demodulator
der Fig. I zur Kompensation der Auswirkungen der
Frequen/verschiebung benutzen läßt.
In F i g. I wird der numerische Wert der Phase H. der
aus dem aufgenommenen Signal abgeleitet ist und als binärkodiert angenommen wird, dem oberen Pluseingang
einer binären Subtrahierstufe 1 zugeleitet, deren Ausgangssignal über eine Leitung 2 dem Eingang einer
binären Multiplizierstufe 3 zugeführt wird. Die Annahme, daß der numerische Wert der Phase θ binär codiert
sein soll, ist keinesfalls als Beschränkung der Erfindung aufzufassen. Die Anzahl der diskreten Werte, die das
phasenmodulierte Signal annehmen kann, kann auch 2n mit n= I, 2, 3 ... sein. Die andere Eingangsklemme der
Multiplizierstufe 3 ist über eine Leitung 4 mit dem Ausgang eines Speichers 5 verbunden, der beispielsweise
ein binäres Register oder noch einfacher eine vnrvprHraHtptp ^npipHprcr*haitiirtn coin Lann Hoc
— —r -..—.ρ ~~... ......... ^«^
Produkt aus dieser Multiplikation wird über Leitung 6
>o der Decodierschaltung 7 zugeführt, deren Ausgangssignal
die decodierten Daten X darstellt. Beispiele derartiger Decodierschaltungen sind in dem oben
angegebenen Buch beschrieben. Diese Schaltungen bewirken, daß die übertragenen Daten an die aufgenom-
>-> menen Phasen in Übereinstimmung mit dem Algorithmus
angepaßt werden, der sendeseitig benutzt ist.
Ein Teilergebnis der in der Multiplizierstufe 3 durchgeführten Multiplikation wird über eine Leitung 8
einem Eingang einer binären Multiplizierstufe 9
in zugeführt, deren anderer Eingang über eine Leitung 10
mit dem Ausgang eines Speichers II verbunden ist, der
ähnlich aufgebaut ist wie der Speicher 5.
Das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 9 wird über eine Leitung 12 an eine konventionelle Integrierstufe
1Ί oder einen digitalen Akkumulator 13 angelegt. In
diesem Fall besteht der Akkumulator 13 aus einer binären Addierstufe 14 und einer Verzögerungsschaltung
15, die eine Verzögerung = T liefert. Das Ausgangssignai des Akkumulators 13 liegt über eine
Leitung 16 an dem Minuseingang der Subtrahierstufe 1.
Die vorgenannten Addierstufen, Subtrahierstufen und Multiplizierstufen sind konventionelle binäre Schaltungen, wie man sie beispielsweise in dem Buch »Digital Computer Components and Circuits« von R. K.
Die vorgenannten Addierstufen, Subtrahierstufen und Multiplizierstufen sind konventionelle binäre Schaltungen, wie man sie beispielsweise in dem Buch »Digital Computer Components and Circuits« von R. K.
4-, Richards findet, das 1957 bei D. Van Nostrand Company
Ine, New York, veröffentlich wurde.
Die Arbeitsweise der in Fig. I gezeigten Schaltung wird nun näher erläutert. Wird zur Übertragung der
Daten Phasenmodulation benutzt, so stellt das aufge-
)(> nommene Signal eine Wellenform dar, dessen A: ,plitude
im wesentlichen konstant und dessen Phase zu aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten verschiedene
Werte annehmen kann.
Der Wert dieser Phase zum N-ten Abtastzeitpunkt
kann ausgedrückt werden als:
θ(η - T) =
Kn
M
6*0 + ΘΝ(ηΤ) + θ](ηΤ) + .-.s · nT
Dabei ist
T die Abtastperiode,
M die Anzahl der möglichen Werte, die die Phase
des Signals annehmen kann,
Kn eine ganze Zahl, die zwischen ο < Kn<, Mliegt
Kn eine ganze Zahl, die zwischen ο < Kn<, Mliegt
und den Wert der Phase zum Zeitpunkt der Sendeseite als Funktion der zu übertragenden
Daten definiert ist
θο eine unbekannte Konstante, die die durch das
θο eine unbekannte Konstante, die die durch das
Übertragungsmedium eingeführte Phasenver-Schiebung darstellt,
ΘΝ(π Tj den Beitrag des weißen Rauschens,
Qj(NT) den Beitrag des Phasenrauschens, und
Qj(NT) den Beitrag des Phasenrauschens, und
Abtastung darstellt, wie sie durch die eis- nT den Beitrag der Frequenzverschiebung.
Zusammengefaßt ist der Wert θ (ηΤ) die Summe eines Ausdrucks -^- ■ In, der die Information enthält,
und der Summe der verschiedenen Störanteile θο,
ΘΝ(ηΤ),θχηΤ)\ιηάωε ■ πΤ.
Der Einfachheit halber soll zunächst die Arbeitsweise
der Schaltung zu dem Zeitpunkt betrachtet werden, wenn die Phase θ (T) entsprechend dem ersten
Abtastzeitpunkt aufgenommen wird.
Die Gleichung für θ (T) ergibt sich aus Gleichung I mit n-1. Der binäre Wert der Phase θ (T), die aus dem
aufgenommenen Signal abgeleitet ist, wird dem Pluseingang der Subtrahierstufe 1 zugeführt. Die
Ableitung der Phase θ liegt außerhalb der vorliegenden Erfindung und kann beispielsweise durch einen digitalen
Phasendetektor erfolgen, wie er beispielsweise in der Patentanmeldung P 22 58 383.1 beschrieben ist.
Die Subtrahierstufe I erzeugt den gleichen Wert, θ (T), da bis dahin an dem Minuseingang kein Signal
angelegt ist. Der Wert θ (T)wra an einem der Eingänge
der Multiplizierstufe 3 angelegt, die diesen Wert mit
dem Koeffizienten ~ multipliziert, der im Speicher 5
eingespeichert ist. Dies ergibt:
»(T) x ^- = (Ar- 2t + BO + θN(T) + θJ(T) +
<„s ■ τ) χ ~
2 π \ Μ / 2.τ
Θ(Τ) χ
2 π
Xl + (BO + BN[T) + Bj(T) + <„s T)* -¥~
Diese Multiplikation ergibt den Faktor K \, eine ganze Zahl, wie bereits erwähnt, und die Summe der
verschiedenen Teilstörungen multipliziert mit dem
Es sei angenommen, daß der Demodulator unter optimalen Bedingungen arbeitet, d. h. daß die Summe
der verschiedenen Störungen nicht ausreicht, daß eine Phase übersprungen wird Mit anderen Worten, es wird
angenommen, daß diese Summe gleich einem Betrag ist, der kleiner als die halbe Differenz zwischen zwei
aufeinanderfolgenden Werten ist, die die Phase des Signals annehmen kann.
Da Λ/die Gesamtzahl der diskreten Phasenwerte ist,
die das Signal annehmen kann, beträgt die Differenz
zwischen zwei aufeinanderfolgenden Werten
-^-.
Mit
In
dieser Hypothese erhält man dann
Produkt aus der Multiplikation von
(4)
(BO + BN(T) + Bj(T) + ms T)
2.7
25
Hf
in Gleichung 3 ist daher kleiner als 1, da er das Produkt
eines Ausdrucks ist, dessen Wert kleiner ist als das Das Ergebnis dieser Multiplikation kann daher in
einem ganzzahligen Teil K 1, der durch Abrunden des Ergebnisses auf die nächste ganze Zahl erreicht werden kann und die Information mit sich führt und einen Bruchteil aufgespalten werden, der zwischen —0,5 und
+0,5 Hegt und den Störausdruck darstellt.
Das Produkt wird über Leitung 6 den Decodierschaltungen 7 zugeführt, die das decodierte Ausgangssigna!
X liefern und das von der Art der verwendeten Modulation abhängt. Wird kohärente Phasenmodulation verwendet, dann stehen die decodierten Daten Kn
unmittelbar auf der Leitung 6 zur Verfügung. Wird differentielle Phasenmodulation benutzt, bei der die zu decodierenden Daten Xn die Differenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Werten darstellt, dann ist
Xn=Kn-K(n-l). Die Decodierschaltungen 7 sind in
üblicher Weise aufgebaut und enthalten eine Verzögerungsstufe Tund eine Subtrahierstufe zur Berechnung der Differenz Kn-K(n— 1), wie dies in F i g. 1 a gezeigt
ist.
Der Teil, der der Störausdruck ist, wird über die Leitung 8 der Multiplizierstufe 9 zugeführt und dort mit dem Koeffizienten λ · -£- multipliziert, der im Speicher
M
11 abgespeichert ist, wobei « ein noch zu definierender
Parameter ist
Diese Multiplikation nimmt die folgende Form an:
(βΟ + θN(T) + Bj(T) + "'ST)-^l x « --^] = «(00 + BN(T) + Bj(T) + r,sT)
Das durch die Multiplizierstufe 9 auf der Leitung 12 eo
erzeugte Ausgangssignal ist die Summe der verschiede nen Störungen, multipliziert mit dem Parameter oc Dieses Ausgangssignal wird dem Akkumulator 13 zugeführt
Wegen der Verwendung eines Verzögerungsele- es
ments IS im Akkumulator 13 tritt das Ergebnis der in
der Multiplizierstufe 9 durchgeführten Multiplikation
auf der Leitung 16 erst nach Ablauf eines Intervalls T
auf, dh. während der Wert der Phase zum zweiten
Abtastzeitpunkt analysiert wird
Bisher wurde die Arbeitsweise der Schaltung zum Zeitpunkt der Phase θ (T), entsprechend dem ersten
Abtastzeitpunkt empfangsseitig betrachtet Nunmehr sou die Arbeitsweise der Schaltung zum Zeitpunkt der
aufgenommenen Phase θ (nT) entsprechend dem N-tea
Abtastzehpunkt untersucht werden.
die Summe der Störanteile und diese Summe wird mit einem Koeffizienten
<% multipliziert und das Produkt wird dem Akkumulator zugeführt.
Das Ausgangssignal des Akkumulators wird wiederum dem Minuseingang der Subtrahierstufe 1 zugeführt,
um den Störbeitrag zu kompensieren, der im Wert der aufgenommenen Phase enthalten ist.
Es sei darauf hingewiesen, daß die relative Lage der Multiplizierstufe 9 und des Akkumulators 12 in Fig. 1
nicht kritisch ist, so daß sie vertauscht werden können.
Die Art und Weise wie diese Kompensation durchgeführt wird, wird besser verständlich im Zusammenhang mit der äquivalenten Schaltung in F i g. 2.
Diese äquivalente Schaltung enthält eine Subtrahierschaltung 2t, eine Multiplizierstufe 22 und einen
Akkumulator 23, der aus einer Addierstufe 24 und einem Verzögerungselement Γ25 besteht.
Da hier ausschließlich die Wirkungen der verschiedenen Störbeitrage betrachtet werden soiien, soii angenommen werden, daß die Summe θ'(ηΤ) der Störbeiträge, die den Wert der zum Zeitpunkt η aufgenommenen
Phase beeinträchtigt, dem Pluseingang der Subtrahierstufe 21 zugeführt wird, wobei diese Summe dargestellt
ist als
β'{ηΤ) = «0 + ΘΝ{ηΤ) + θ)(ηΤ) + »»s · nT
(6)
Der der Minusklemme der Subtrahierstufe 21 zugeführte Werte wird hier mit R'(nT) bezeichnet und jo
das Aiisgangssignal der Subtrahierstufe 21, das den Einfluß der verschiedenen Störbeiträge auf die decodierten Daten darstellt, wird mit A^n^bezeichnet.
Es sei daran erinnert, daß das sogenannte Verzögerungstheorem besagt, daß ein ankommendes Signal, das j·,
dem Eingang eines Verzögerungselements T zugeführt wird, ein Ausgangssignal am Ausgang des Verzögerungselementes zur Folge hat, das gleich dem Produkt
der Multiplikation des ankommenden Signals mit e->»T
entspiicht. Wendet man dieses Theorem auf die Werte θ'(ηΤ). R'(nT)und X'(nT)&n, so erhält man
R'(n T) =
R'(nT) =
θ'(ηΤ) = Χ1 (nT) + R'(nT)
Substituiert man den Wert von R'(nT) aus chung 8 in Gleichung 9 so erhält man
θ'(ηΤ) = X'(nT)
1 - e"
X'{nT) = θ'{ηΤ)
I -
1 -
(10)
(Π)
Χ'(ηΤ) = θ'{ηΤ)
- (12)
Es ist aber
(7)
(8)
(9) Glei
4-5
60
65
cos tu T — j sin id T
(13)
Substituiert man den Wert von e 'mT aus Gleichung (13) in Gleichung (12), so erhält man
X'(nT) = H'(nT)
(1 - <x) + γ - j-j cotg
(14)
und daraus
X'(nT)
θι(ηΤ)
K--*)'♦ (τ
(15)
20
25
Gleichung 15 stellt die existierende Beziehung zwischen der Summe θ'(ηΤ) der Störbeiträge, wie sie
der Schaltung zugeführt werden und dem Aiisgangssignal X'(nT) der Subtrahierstufe 2t dar, was die
Wirkungen der Störbeiträge auf die Daten am Ausgang der Schaltung repräsentiert
Gleichung 15 stellt außerdem die Filterfunktion der
Schaltung für die Störkor.iponenten dar.
Bevor die oben angegebenen Ergebnisse untersucht werden, wo λ verschiedene Werte annehmen kann, soll
kurz der Einfluß der verschiedenen Störkomponenten auf das Frequenzspektrum des aufgenommenen Signals
untersucht werden.
Weißes Rauschen weist bekanntlich ein gleichmäßiges Spektrum mit gleichen Beiträgen aller Frequenzen
auf.
Das Phasenrauschen ist gekennzeichnet durch ein auf niedrige Frequenzen beschränktes Frequenzspektrum,
die im allgemeinen unter 200 Hz liegen, jedoch ohne Gleichspannungskomponente.
Die Frequenzverschiebung ergibt eine Komponente,
die mit einem Wert=*<asT zwischen aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten linear zunimmt, wobei ωε=2πΑί
ist und Afd\e. Frequenzverschiebung darstellt
Die Phasenverschiebung θο ergibt eine Gleichstromkomponente. Wird nunmehr angenommen,daß α= 1 ist,
dann wird Gleichung 15 zu
θ'(ηΤ)
= 2 sin
(16)
1 - c
-JaT
Diese Funktion wird durch Kurve 1 in Fig.3
dargestellt, bei der die Abtastfrequenz willkürlich zu
1600 Hzgewähltist.d.h.bei der T= 1/1600 Hz ist
Man sieht, daß für eine Abtastfrequenz von 800 Hz
die Störleistung um 3 dB ansteigt Andererseits sind die Vorteile dieser Art von Demodulation klar aus F i g. 3 zu
erkennen, die zeigt, daß die Störungen bei tiefen Frequenzen beträchtlich gedämpft werden, wobei eine
Dämpfung von 14 dB erreicht wird für eine Abtastfrequenz von 50 Hz und eine unendlich hohe Dämpfung für
die Gleichstromkomponente. Tatsächlich sind diese Störungen auf die Frequenzverschiebung und das
Phasenrauschen zurückzufahren.
Diese Art der Modulation ergibt damit eine wirksame
Kompensation der Effekte der Phasenverschiebung und des Phasenrauschens, erhöht jedoch den Anteil des
weißen Rauschens. Außerdem wird die Freauenzver-
Il
Schiebung auf eine konstante Phasenverschiebung = üisTlcK, wie weiter unten erläutert wird, reduziert.
Man sieht, daß für <x=l die benutzte Demodulation eine differentielle Phasendemodulation ist, Oa sich aus
Gleichung 11 ergibt
A"(/iT) = θ'(ηΤ){\ - c "17J (17)
Gleichung 18 zeigt, daß die Störanteile oder Störkomporenten X'fnTJ, die die Daten beeinflussen,
gleich der Differenz zwischen den Störkomponenten ι > θ'(nT)und θ'((π—1)7?sind bei zwei aufeinanderfolgenden
Abtastzeitpunkten.
Zusammenfassend arbeitet die Schaltung also bei
ex= ί äiSuificFcmiciicF rniiäcFiucrriodümior.
Nimmt man nun <x = 0 an, dann wird die Gleichung 15 >o
zu
X'(nT)
θ'(ηΤ)
wenn nicht
ι.· = 0
wenn nicht
ι.· = 0
K .τ
m = ——— ,
/
in welchem Fall
X'(nT)
X'(nT)
= 1
(18·)
»•{nT)
= 0
wird. Diese Funktion ist durch Kurve 2 in F i g. 3 dargestellt. Man sieht dabei, daß die Gleichstromkomponente,
d. h. die Wirkung der Phasenverschiebung 4ii
beseitigt ist, und daß die Frequenzverschiebung auf eine konstante Phasenverschiebung reduziert ist, und daß
alle anderen Störanteile unverändert bleiben, da Gleichung 18= i ist
Diese Art der Demodulation liefert daher eine 4-,
optimale Kompensation für weißes Rauschen, liefert aber keinen Schutz gegen das Phasenrauschen.
Man sieht, daß für «=0 die Schaltung als kohärenter
Phasendemodulator arbeitet da dieser Wert von at äquivalent einer Unterbrechung der Schleife des in ->o
F i g. 1 gezeigten Demodulators ist so daß die abgeleiteten Phasen θ(ηΤ)ά\ζ Daten X(nT)unmittelbar
liefern.
Obgleich die beiden Arten von Demodulation und ihre Wirkungen wohl bekannt sind, ist es doch
tatsächlich dem Aufbau der Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zu verdanken, daß man
Zwischenwerte der Demodulation einführen kann, indem man einfach den Wert von « ändert
Kurven 3 und 4 in Fig.3 zeigen zwei Beispiele bO
solcher dazwischenliegender Demodulationsverf ahren.
Kurve 3, die einen Kompromiß zwischen den Kurven
1 und 2 darstellt, wurden mit α=03 erhalten.
Wie man sieht, erhält man für eine Abtastfrequenz
von 50 Hz eine Dämpfung von 9 dB, die etwa in der bs
Mitte zwischen den bei <x=0 und <%=1 erzielbaren
Dämpfungen liegt, während der Anteil des weißen Rauschens nicht höher wird als \2 dB.
Sollte die durch differentielle Phasendemodulation für das Phasenrauschen erzielbare Dämpfung nicht
ausreichen, dann läßt sich die Komponente von 50 Hz noch weiter dämpfen, indem man α einen Wert größer
als 1 gibt, jedoch kleiner als 2, da sonst die Schaltung instabil werden würde. Kurve 4 zeigt beispielsweise die
bei λ = 1,5 erreichbare Demodulation.
Die Komponente bei 50 Hz ist dabei um 17 dB gedämpft, während der Beitrag des weißen Rauschens
sich auf 6 dB erhöht. Diese Art der Demodulation wird im folgenden als superdifferentielle Demodulation
bezeichnet.
Der Demodulator gemäß der vorliegenden Erfindung kann daher mit Übertragungsmedien eingesetzt werdon,
die verschiedene Störkomponenten einführen, und zwar dadurch, indem man nur den Wert eines einzige ι
Parameters ändert, um den Demodulator an ein vorgegebenes Übertragungsmedium anzupassen.
Wenn beispielsweise ein bestimmtes Übertragungsmedium
einen beträchtlichen Anteil von weißem Rauschen liefert, dann würde man den Wert von λ zu 0
wählen. Für den Fall, daß das Übertragungsmedium einen beträchtlichen Anteil von Phasenrauschen liefert,
würde man den Wert von λ beispielsweise zu 1 oder 1,5 wählen. In dazwischenliegenden Fällen würde man den
Wert von λ für eine optimale Kompensation einstellbar machen.
Die in Fig. 1 gezeigte Schaltung kann dadurch verbessert werden, daß man anstelle des in F i g. 1
gezeigten Akkumulators ein Tiefpaßfilter zweiter Ordnung einschaltet.
Ein Tiefpaßfilter zweiter Ordnung ist beispielsweise in Fig.4 gezeigt Gleiche Teile wie in Fig. 1 sind mit
den gleichen Bezugszeichen 12, 13 und 16 bezeichnet. Das Filter ist ein Beispiel eines konventionellen
Rekursivfilters und enthält eine Summierschaltung Σ, verschiedene Verzögerungselemente T und drei Multiplizierstufen,
die Multiplikationen mit den Filterkoeffizienten X 1, X 2 bzw. X 3 du-chführen.
Dieses Filter stellt kein unabhängiges Teil der vorliegenden Erfindung dar und wird im einzelnen nicht
beschrieben. Nähere Information findet man in »IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics«, Special
Issue on Digital Filtering, Band AU-18, Nr. 2, vom Juni
1970.
Die Ergebnisse der Schaltung nach F i g. 1 mit einem Filter gemäß F i g. 4 sind aus F i g. 5 zu ersehen.
Es wurde eine Abtastfrequenz von 1600Hz gewählt und es wurden verschiedene Werte für λ und für die
Koeffizienten X\— X3 gewählt woraus sich die Kurven 1 bis 4 ergaben. Die Werte wurden entsprechend
der folgenden Tabelle ausgewählt:
Kurve
12 3 4
a | 1.0 | +0.8125 | + 1.600 | +0.625 |
Xl | 0.0 | -0.3125 | -0.300 | -0.500 |
Xl | -1.0 | -1.750 | -1.750 | -1.875 |
X3 | 0.0 | +0.750 | +0.750 | +0 875 |
Man sieht daß die Verwendung eines solchen Filters eine Erhöhung der Dämpfung für sehr niedrige
Frequenzen im Bereich um 50 Hz zuläßt Zum Vergleich stellt Kurve 1 die Werte für eine differentielle
Demodulation mit «= 1 dar.
F i g. 6 zeigt eine Schaltung, die in Verbindung mit den zuvor beschriebenen Demodulatoren einsetzbar ist
wenn der Betrag der Frequenzverschiebung durch das
Übertragungsmedium beträchtlich ist
Man erinnere sich, daß die mathematische Analyse der Störkomponenten in bezug auf die äquivalente
Schaltung in F i g. 2 Gleichung 9 ergab:
θ'{ηΤ) = X'(nT) + R'(nT)
(9)
Dann ist der Wert von R'(nT% bestimmt aus der
äquivalenten Schaltung der F i g. 2, —
R'(nT) = R'(n - I) T) + λ
- 1) T)
19 in Gleichung 9, so erhält man
θ·(ηΤ) = X'inT) + a'((n - 1) T) + Ä'((n -I)T)
Betrachtet man den N-Ι"» Abtastzeitpunkt, läßt sich
Gleichung 9 auch ausdrucken als
θ'((« - 1) Γ) = X'{{n -I)T) + Ä'((n -I)T)
(19)
Subtrahiert man Gleichung 21 von Gleichung 20, so
Substituiert man den Wert von R'(nT) aus Gleichung 15 erhält man
θ'(ηΤ) - θ'((η -I)T) = X'(nT) + (* - 1) X'((n -I)T)
(22)
θ'ίπΤ) - β'((β - ί)T) = ΘΝ(ηΤ) - ΘΝ({η - 1)T) + θ}{ηΤ) - Θ/((β -I)T) + tasT + sT [23)
Ist die durch das Übertragungsmedium eingeführte Frequenzverschiebung beträchtlich, dann können die
Beiträge des weißen Rauschens und des Phasenrauschens in Gleichung 23 unbeachtet bleiben. Daraus
ergibt sich
θ'(ηΤ) - θ'((η - I)T) = u,sT
(24)
Subtraktion wird dann der Multiplizierstufe 63 zugeführt, die eine Multiplikation mit dem Koeffizienten
~ durchführt, der im Speicher 64 eingespeichert ist
Da hier nur die Störkomponenten oder Störbeiträge
betrachtet werden sollen, wird nur ein Teil des Produkts
der obengenannten Multiplikation benötigt
jo Wie zuvor wird dieser Teil mit dem Koeffizienten
X'{nT)
Wenn der Wert der Störkomponenten X'(nT) und X'((n-X)TX die Daten beeinflussend zunimmt, dann ist
der Wert von X'<*> gegeben durch die Lösung der
Gleichung 26, indem man X(nT) und X((n- \)T) gegen
unendlich gehen läßt Damit wird
X'oo =
In ifT
Für den Fall einer Frequenzverschiebung von 10 Hz und einer Abtastfrequenz von 1600 Hz wird der
Störbeitrag dann
X'oo =
2.24°
Ist <x -1, dann ergibt sich hier ein ernsthaftes Problem
und es wird notwendig sein, den Beitrag der Frequenzverschiebung separat abzuleiten.
Eine Schaltung, die zu diesem Zweck benutzt werden kann, ist beispielsweise in F i ;g. 6 gezeigt. Der Wert der
aus dem aufgenommenen Signal abgeleiteten Phase θ wird der in F i g. 6 gezeigten Schaltung zugeführt und
der durch diese Schaltung abgegebene Wert Θ" wird dann dem oben beschriebenen Demodulator zugeführt.
Der durch Frequenzverschiebung gelieferte Beitrag wird dadurch isoliert, daß die Differenz zwischen zwei
aufeinanderfolgenden Werten der aufgenommenen Phase bestimmt wird, wie dies Gleichung 24 zeigt. Dies
wird durch das Verzögerungselement T61 und die Subtrahierstufe 62 erreicht. Das Ergebnis dieser
(2S) Ausgangssignal der Multiplizierstufe 65 wird dem
Fall ein Digital-Rekursiv-Filter erster Ordnung ist, das
eine Addierstufe 67, ein Verzögerungselement 65 und eine Multiplizierstufe 69 enthält Das Tiefpaßfilter 66
liefert einen ersten Mittelwert der verschiedenen Störkomponenten über eine bestimmte Zeit Das
Ausgangssignal des Filters 66 wird dann einem üblichen Integrator oder digitalen Akkumulator 70, bestehend
aus einer Addierschaltung 71 und einem Verzögerungselement 72 zugeführt Die so isolierte Frequenzverschiebung wird dem Minuseingang der Subtrahierstufe
73 zugeführt, an dessen Pluseingang der Wert der extrahierten Phase θ liegt
Der Wert Θ" aus der Subtrahierstufe 73 enthält eine gedämpfte Frequenzverschiebungskomponente, die
durch den Demodulator gemäß F i g. 1 bis 5 kompen·
w siertwird.
Man sieht, daß die Übertragungsfunktion der in F i g. 6 gezeigten Schaltung genau der Übertragungsfunktion der in Fig. 1 gezeigten Schaltung entspricht
Da jedoch das Phasenrauschen im Vsrzögerungsele
ment 61 und Subtrahierstufe 62 einen zusätzlichen
Beitrag liefert, was eine Anzahl beliebiger Fehler im
Ausgang der Multiplizierstufe 63 zur Folge haben kann
iit es notwendig, den Wert von λ sehr klein zu halten um wiche Störbeiträge oder Störkomponenten zu
μ dämpfen, in welchem Fall die Schaltung gemäß Fig.e
Für das. allgemeine Ausfiltern von Störgeräuschen keine
Wirkung hat.
Die Verbindung zwischen den einzelnen Teilen der Blockschaltbilder sind zwar durch jeweils einzelne
Linien dargestellt. Tatsächlich sind das eine Anzahl vor Leitungen, insbesondere dann, wenn die Daten paralle
übertragen werden, d. h. wenn die verschiedenen Werte in der Form paralleler binärer Worte vorliegen.
Hicmi 2 Blatt Zcichiiiinccn
Claims (12)
1. Verfahren zum Demodulieren phasenmodulierter Signale, bet welchem die Wirkungen der
Störbeiträge auf den Wert der empfangsseitig abgeleiteten Phase kompensiert werden, dadurch
gekennzeichnet,
daß aus dem aufgenommenen Signal durch Multiplikation mit einem ersten Koeffizienten -~ (M=An-
zahl der möglichen Werte, die die Phase des Signals annehmen kann) als Produkt die die Information
enthaltenden Ausdrücke und als Teilprodukt die die
Störanteile enthaltenden Ausdrücke abgeleitet is werden,
daß ferner die Störausdrücke zur Bildung eines Rückkopplungssignals mit einem zweiten Koeffizienten
« multipliziert werden und dieses Produkt integriert wird und >n
daß dieser so ermittelte Rückkopplungswert vor der
Multiplikation des aufgenommenen Signals mit dem ersten Koeffizienten von diesem Signal subtrahiert
wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn- >-,
zeichnet, daß der Rückkopplungswert vom Wert der aus dem aufgenommenen Signal abgeleiteten Phase
abgezogen wird, daß die die Information führenden Ausdrücke und die die Störbeiträge führenden
Ausdrücke, die beide das Resultat dieser Subtraktion so enthalten, voneinander getrennt werden, daß die
Störausdrücke integriert und anschließend mit einem Faktor <x multipliziert verden, wobei das
Produkt aus dieser Multiplikation als Rückkopplungswert dient. r>
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß nach der Subtraktion deren
Ergebnis mit -ii multipliziert wird, wobei M die
Anzahl diskreter Werte ist, die die Phase des aufgenommenen Signals annehmen kann, und daß
das Produkt dieser Multiplikation die die Information führenden Ausdrücke liefert, daß ferner ein Teil
dieses Produkts mit Vr multipliziert wird, wobei
dieses Produkt die die Störbeiträge führenden Ausdrücke liefert.
4. Verfahren nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Multiplikation mit dem
Faktor« · -~ vorgenommen wird. '"
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle
der Integration eine Filterung mittels eines Tiefpaßfilters vorgenommen wird. -,-,
6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der auf eine Frequenzverschiebung zurückzuführende Slöriinteil abgeleitet, gewichtet
und in einem Tiefpaßfilter gefiltert und damit integriert wird und daß dieser Wert vom Wert der w>
aus dem aufgenommenen Signal abgeleiteten Phase subtrahiert wird bevor dieser Wert der weiteren
Verarbeitung zugeführt wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß von einem gegebenen Wert der aus h~>
dem aufgenommenen Signal abgeleiteten Phase der nächstfolgende Wert dieser Phase abgezogen, das
Ergebnis mit /V//2.T multipliziert und nur ein Teil
dieses Produkts bei der weiteren Verarbeitung berücksichtigt wird,
8r Phasendemodulator zur Durchführung des
Verfahrens nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eingangsseitig eine erste
Subtrahierstufe (1) vorgesehen ist, an deren erstem Eingang (+) die aus dem aufgenommen Signal
abgeleitete Phase (Θ) und an deren zweitem Eingang der Rückkopplungswert liegt, daß eine erste
Multiplizierstufe (3) auf die Subtrahierstufe (1) folgt und mit ihrem zweiten Eingang an einem Koeffizientenspeicher
(5) angeschlossen ist und an zwei Ausgängen das ganze Produkt und ein Teilprodukt
liefert, daß ferner eine zweite Multiplizierstufe (9) mit ihrem ersten Eingang am Teilproduktausgang
der ersten Multiplizierstufe (3) und mit ihrem zweiten Eingang an einem zweiten Koeffizientenspeicher
für λ (11) angeschlossen ist und daß schließlich der Ausgang der zweiten Multiplizierstufe
(9) über eine Integrierschaltung (13) mit dem zweiten Eingang (—) der Subtrahierstufe (1)
verbunden ist
9. Phasendemodulator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Koeffizientenspeicher
den Wert« · =£- gespeichert enthält.
10. Phasendemodulator nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß als Integrierschaltung
ein Tiefpaßfilter dient.
11. Phasendemodulatorschaltung nach Anspruch
8, dadurch gekennzeichnet, daß die aus dem Eingangssignal abgeleitete Phase einmal unmittelbar
an einer Eingangsklemme ( + ) einer Subtrahierstufe (62) und einmal über ein Verzögerungsglied (61) am
zweiten Eingang (—) dieser S'ufe anliegt, daß eine
dritte Multiplizierstufe (63) eingangsseitig mit der Subtrahierstufe (62) und einem Koeffizientenspeicher
(64) verbünde., ist und ein Teilprodukt liefert, daß eine vierte Multiplizierslufe (65) eingangsseitig
mit dem Ausgang der dritten MuYii|iiizierstufe (63)
und einem Koeffizientenspeicher für« · Vr verbun-
den ist und ausgangsseitig auf ein Tiefpaßfilter (66)
arbeitet, an dessen Ausgang eine Integrierschaltung (70) angeschlossen ist und daß eine zweite
Subtrahierstufe (73) vorgesehen ist, an deren Eingängen einmal die aus dem aufgenommenen
Signal abgeleitete Phase (Θ) unmittelbar und das Ausgangssignal der Integricrschaltung liegt.
12. Phasendemodulator nach Anspruch II, dadurch
gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter (66) aus einer Addierstufe (67) besteht, deren einer Eingang
ain Ausgang der vierten Multiplizierstufe (65) angeschlossen und deren zweiler Eingang über ein
an ihrem Ausgang angeschlossenes Verzögerungsglied (68) und eine fünfte Multiplizierstufe (69)
rückgekoppelt ist, an der der Koeffizient (I -<x) anliegt.
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