DE2237769B2

DE2237769B2 - Verfahren zur Versteilerung der Flanken von Videosignalen

Info

Publication number: DE2237769B2
Application number: DE19722237769
Authority: DE
Inventors: Reinhard 2400 Luebeck Ritter; Piero Dr.-Ing. 7900 Ulm Zamperoni
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Deutsche Thomson oHG
Priority date: 1970-08-22
Filing date: 1972-08-01
Publication date: 1980-03-20
Also published as: DE2237769C3; DE2237769A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Versteilerung der Flanken von Videosignalen, die über einen Kanal verhältnismäßig geringer Bandbreite übertragen worden sind, bei den solchen Videosignalen, deren zeitlicher Differentialquotient eine vorgegebene Grenze überschreitet, Korrektursignale hinzugefügt werden, die zusammen mit dem jeweiligen Signal näherungsweise eine Sprungfunktion bilden, wobei durch Bestimmung der Anstiegszeit der Videosignale eine Kenngröße gewonnen wird und nur dann, wenn die Anstiegszeit ein vorgegebenes Maß unterschreitet, ein Korrektursignal zum Videosignal hinzugefügt wird.

Eine der größten Schwierigkeiten bei der Übertragung von Videosignalen ist das Erfordernis großer Bandbreite für die Übertragungseinrichtung. Die Bandbreite wird bestimmt zum einen durch das geforderte Auflösungsvermögen, zum anderen durch die Notwendigkeit, Luminanzübergänge hinreichend scharf wiederzugeben. Bei den heutigen Fernsehsystemen wird im allgemeinen mit einer Bandbreite von 5 MHz oder — vereinzelt — darüber gearbeitet.

Wirtschaftliche Überlegungen lassen es erstrebensdiese erforderliche Bandbreite zu reduzieren, wobei dann zusätzliche Maßnahmen erforderlich werden, die den Verlust an Übertragungsqualität zumindest subjektiv ausgleichen. Die Verminderung des Auflösungsvermögens ist in diesem Zusammenhang als weniger gravierend anzusehen als die Verschleifung der Luminanzübergänge. Es ist bekannt, durch das sogenannte Crispening verschliffene Luminanzübergänge wieder zu verschärfen und somit die subjektiv empfundene Bildqualität zu verbessern. Nähere Einzelheiten über das Crispening sind z. B. dem Aufsatz von Peter, Goldmark, Hollywood, »A New Technique for Improving the Sharpness of Television Pictures«, Proc. !RE, Oktober 1951, Seite 1314 ff zu entnehmen. Es soll jedoch anhand der Fi g. 1 das grundsätzliche Prinzip des Crispening kurz erläutert werden.

Die Videosignale, die über einen Kanal begrenzter Bandbreite übertragen worden sind, seien mit χ bezeichnet Diese Signale werden zum einen einem Laufzeitglied 1, zum anderen einem Differenzierglied 2 zugeführt Das Laufzeitglied 1 dient im wesentlichen zum Ausgleich der unterschiedlichen Laufzeiten in den verschiedenen Schaltungszweigen. Das Differenzierglied 2 bildet den zeitlichen Differentialquotienten x. Die Größe χ wird einer als quasilinear zu bezeichnenden Verzerrung unterworfen, indem sie z. B. einer »Toten-Zone-Schaltung« 3 zugeführt werden, die eine Kennlinie aufweist, wie sie unterhalb des Bauelementes 3 in F i g. 1 angedeutet ist. In dem obenerwähnten Aufsatz ist eine derartige Tote-Zone-Schaltung dadurch realisiert, daß zwei antiparallel geschaltete Dioden jeweils auf ÄC-Glieder arbeiten. Die Wirkungsweise dieser Toten-Zone-Schaltung 3 ist derart, daß nur oberhalb vorgegebener Werte die Größe χ weitergeleitet wird. Die Ausgangsgröße des Bauelementes 3 sei mit η

J5 bezeichnet; nicht dargestellt ist eine gegebenenfalls erforderliche Verstärkung.

Die Funktion des Bauelementes 3 wird in diesem Zusammenhang deshalb als quasilinear bezeichnet, weil sie mit einer Einführung einer Schwelle vergleichbar ist, die der Rauschunterdrückung dient, und die für die Korrektur erwünschte Signalform Hefen. Die Größe η wird dem im Laufzeitglied 1 verzögerten Videosignal additiv überlagert und bildet mit ihr zusammen die Größe a.

Das erwähnte Crispening-Verfahren weist folgende Nachteile auf. Zum einen ist die die Korrektur bestimmende Kenngröße allein der Differentialquotient des Videosignals. Es wird also vorausgesetzt, daß Videosignale mit Differentialquotienten, die eine bestimmte Größe überschreiten, d. h. also Videosignale mit einer bestimmten Flankensteilheit, sämtlich durch die Bandbegrenzung aus Videosignalen mit an sich steileren Flanken hervorgegangen sind. Auf diese Weise werden auch solche Flanken innerhalb des Videosignals durch das Crispening versteilert, die gar nicht durch die Bandbreitebegrenzung hervorgerufen worden sind, es werden also in der Regel zu viele richtig übertragene Flanken mitversteilert. D.es führt dazu, daß ein »zu hartes« Bild entsteht, daß also relativ sanfte Luminanzübergänge als schroffe Übergänge wiedergegeben werden. Schmalbandige lange Flanken werden aufgrund des allein zugrunde gelegten Kriteriums des Differentialquotienten ebenfalls korrigiert, obwohl sie vom Tiefpaßkanal kaum verschliffen werden.

Ein weiterer Nachteil des bekannten Crispening-Verfahrens besteht darin, daß durch die Dimensionierung der Toten-Zone-Schaltung 3 Korrektursignale abgegewerden, die niehi die genaue Ergänzung zu einem

idealen Sprung liefern, so daß sich hieraus weitere Fehler ergeben.

Aus den offengelegten Unterlagen des Hauptpatents P 20 41 7985 ist eil. Verfahren bekannt, bei dem aus dem Videosignal mindestens eine Kenngröße abgeleitet wird, und bei dem die Korrektursignale unter Berücksichtigung dieser Kenngröße, jedoch nicht durch deren lineare oder quasilineare Verzerrung gebildet w erden. Die Kemgröße wird hier beispielsweise durch Bestimmung der Anstiegszeit der Videosignale gewonnen. Wenn die Anstiegszeit ein vorgegebenes Maß unterschreitet, wird als Korrektursignal ein Zeitabschnitt des Differentialquctieriten des Videosignals oder — nach entsprechender Verzögerung und Differenzbildung — des Differenzenquotienten aus dem Videosignal und dem verzögerten Videosignal dem Videosignal additiv direkt oder durch ein Formfilter verformt überlagert

Eine Variante der genannten Anmeldung sieht vor, das Korrektursignal durch zeitlich hälftige Aufteilung des Differentialquotienten und anschließende Invertierung der zeitlich ersten Hälfte zu gewinnen.

Diese letztgenannte Variante läßt sich noch verbessern. Der zeitliche Verlauf der Korrektursignale ist von der Form der Anstiegsflanken des zu korrigierenden Videosignals abhängig. Das hat zur Folge, daß nur Anstiegsflanken mit bestimmter Form so versteuert werden können, daß ein idealer Sprung daraus entsteht. Übertragungskanäle, die die für die Anwendung des Verfahrens optimale Sprungantwort haben, weisen keine praxisnahe Übertragungsfunktion auf, da diese eine Abfallcharakteristik nach der Funktion e-'besitzt.

Bei der Variante wurde außerdem beobachtet, daß alle Flanken in gleichem Maße versteuert werden. Um einen natürlichen Eindruck des korrigierten Bildes zu erwecken, wäre es jedoch wünschenswert, die steilsten Flanken des Hauptsignals, die etwa die kleinste vom Tiefpaßkanal erlaubte Anstiegszeit aufweisen, am stärksten zu versteuern. Flanken längerer Anstiegszeit sollten entsprechend weniger versteuert werden, damit das korrigierte Bild nicht unnatürlich wirkt; dasselbe gilt für Flanken geringerer Sprungamplitude, um Flächenbildung zu vermeiden.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ohne wesentlichen Mehraufwand die genannten Nachteile zu beseitigen. Die Verbesserungen werden durch die im Anspruch 1 genannte Erfindung erreicht, wobei der Vorteil insbesondere in der Verwendung des Quadrates des Differentialquotienten zur Korrektur des Videosignals zu sehen ist.

Die Ansprüche 2 und 3 geben zweckmäßige Schaltungsanordnungen zur Realisierung des genannten Verfahrens an, wobei sich Anspruch 2 auf die Signalspannung zur Steuerung des hierzu benutzten Umschalters und Anspruch 3 sich auf einen günstigen Umschalter für die quadrierten Korrektursignale bezieht.

Mit der Erfindung werden folgende Vorteile erzielt:

a) Nimmt n¹an an, daß in einer ruhigen Fläche des Bildes CUiß'sches Rauschen mit einem Effektivwert σι vorhanden ist, so hat das von der Korrekturschaltung ohne Quadrierer durch die Ableituni' zusätzlich eingeführte Rauschen einen EffektivWei t von a — ψΣ ■ o\. Durch den Quadrierer wird aus der Gaußverteilung eine Chi-Verteilung. Der ßffektivwert dieses Rauschens setzt sich aus einem Gleichstromanteil, der unwirksam ist, und aus einem Wechselstromanteil ο, = 2\/2 ■ 0\² zusammen. Eine Verbesserung gegenüber der Schaltung ohne Quadrierer ist praktisch immer vorhanden, da C_x < α ist, sobald o\ < als 0,7 ist, was einer Rauschabstandsverkesserung um mehr als 6 dB im Videosignal entspricht

b) Ermittelt man die Anstiegsflanke und die optimale Tiefpaßübertragungsfunktion für das Korrekturverfahren, so stellt sich dabei heraus, daß die optimale Übertragungsfunktion nach (sin f/f? verläuft Dieser Verlauf entspricht nahezu dem ίο praktisch vorkommenden Übertragungsfunktionen

realer Tiefpaßkanäle und ist daher besonders günstig.

Wenn die Amplitude des Ko.rrektursignals so eingestellt wird, daß bei minimaler Anstiegszeit und maximaler Sprungamplitude die versteuerte Flanke gerade ein noch zulässiges Überschwingen hat (« 5%), dann werden alle anderen vorkommenden Flanken weniger versteuert. Dabei bewirkt der Quadrierer, daß kleinere und langsamere Sprünge mit quadratischer Abhängigkeit entsprechend schwächer versteuert werden, gemäß der eingangs gestellten Aufgabe.

Die Erfindung wird nun anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 Blockschaltbild des bekannten Crispening-Verfahrens,

Fig.2 Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig.3 Blockschaltbild mit vereinfachter Steuersignalgewinnung gemäß der Erfindung,
F i g. 4 Signalverlauf mit Quadrierer,

F i g. 5 Schaltbild des elektronischen Schalters gemäß der Erfindung.

F i g. 1 wurde bereits bei der Erläuterung des Crispening-Verfahrens erläutert. Das Videosignal χ Vj wird zum einen einem Laufzeitglied 1, zum anderen einem Differenzierglied 2 zugeführt. Das Ausgangssignal χ des Differenziergliedes wird einer Toten-Zone-Schaltung 3 zugeführt und durch diese in das Korrektursignal η umgeformt. Im Addierglied werden Korrektursignale η und verzögertes Videosignal zum korrigierten Videosignal a summiert.

Fig. 2 zeigt das Korrekturverfahren gemäß Hauptpatent 20 41 798, jedoch mit Einfügung des Quadriergliedes. Das Quadrierglied 4 kann beispielsweise ein Analog-Multiplizierer sein. Es ist gemäß der Erfindung zur Bildung des Quadrates des Differentialquotienten χ des Videosignals ν am Ausgang des Differenziergliedes 2 angeschlossen. Die Ausgangsspannung (xf des Quadriergliedes 4 ist sowohl in normaler Polung als so auch durch die Phasenumkehrschaltung 5 in umgekehrter Polung an die Eingänge des Umschalters 6 angeschlossen. Die am Ausgang des Umschalters abtastbaren Signale k gelangen über den Abschwächer 7 an den einen Eingang des Addierers 8. An dem zweiten Eingang des Addierers 8 liegt das zu korrigierende Videosignal x. Als Summe steht am Ausgang des Addierers das korrigierte Videosignal a zur Verfügung.

Die Betätigung des Umschalters erfolgt in bekannter Weise durch eine Anordnung, die das differenzierte Videosignal im Doppelweg-Gleichrichter 9 beidphasig gleichrichtet und zum einen aus einer Stufenschaltung 10 mit nachgeschalteter Differenzierstufe 11 und nachgeschaltetem Einweg-GIeichrichter 12 und zum anderen aus einem Maximum-Detektor 13 Steuersigna-Ie für die bistabile Set-Reset-Kippstufe 14 erzeugt, wobei eines der Ausgangssignale der bistabilen Kippstufe zur Steuerung des elektronischen Umschalters 6 verwendet wird

Die Steuerung des Umschalters erfolgt derart, daß vom Korrektursignal durch den Umschalter 6 die erste Hälfte in umgekehrter Polung, die zweite Hälfte in normaler Polung dem Videosignal im Sinne einer Flankenversteilerung additiv hinzugefügt wird.

Die Verwendung des Maximum-Detektors in dieser Schaltung ist jedoch sehr aufwendig. Zur Reduzierung des Aufwandes und zur besseren Anpassung des Schalters an die Erfordernisse des Quadrierers wird in F i g. 3 die Steuerspannung zur Steuerung des Umschalters durch zweimalige Differentation des Videosignals χ in den hintereinander geschalteten Differenziergliedern 2 und 21 erzeugt. Da nur die positive Halbwelle der zweiten Ableitung für das Steuersignal geeignet ist, folgt dem zweiten Differenziergüed ein Komparator 22, dessen zweiter Eingang auf Masse liegt und dadurch bei positiven Signalen am ersten Eingang am Ausgang ein digitales Steuersignal für den Umschalter 6 erzeugt.

Das Korrektursignal wird aus dem Ausgangssignal des Differenziergliedes 2 durch dessen Quadrieren im Quadrierglied 4 und geeignetes Umschalten durch den Umschalter 6 erzeugt. Hierzu ist die Ausgangsspannung (xf des Quadriergliedes sowohl in normaler als auch durch die Phasenumkehrstufe 5 in umgekehrter Polung an die Eingänge des Umschalters 6 angeschlossen. Die am Ausgang des Umschalters abtastbaren Signale k gelangen über den Abschwächer 7 in geeigneter Größe an den einen Eingang des Addierers 8. An dessen zweiten Eingang liegt das zu korrigierende durch die Verzögerungsleitung 1 in geeignetem Maße verzögerte Videosignal x. Als Summe steht am Ausgang des Addierers 8 das korrigierte Videosignal a zur Verfügung.

In Fig.4 ist gezeigt, wie die Korrektursignale sich zusammensetzen.

Das oberste Diagramm zeigt als Beispiel ein durch

g. j austuiii ituiici

einen Kanal verhältnismäßig geringer Bandbreite verschliffenes Videosignal x. Durch das erste Differenzieren entsteht das darunter wiedergegebene Signal x. Die zweite Differentation liefert das Signal x, aus dem durch den Komparator das Steuersignal s für den Umschalter erzeugt wird. Unter der Darstellung für das Steuersignal s ist das durch den Quadrierer aus dem Signal λ- erzeugte Signal (xf wiedergegeben.

Immer dann, wenn s größer als 0, wird (xjp invertiert ίο zum Videosignal χ addiert, anderenfalls normal. Durch die Funktion des Umschalters entsteht das Korrektursignal k und durch die Addition das korrigierte Videosignal a (ausgezogen) aus dem ursprünglichen Videosignal Ar(bei a gestrichelt beigefügt).

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dargestellt. Diese Schaltung stellt für diese Anwendung eine besonders einfache Lösung dar und ist den hohen Schnelligkeitsanforderungen gewachsen. Der Umschalter besteht aus zwei Transistorstufen mit den Transistoren Γι und Tj in Kollektorschaltung, in der die Widerstände R\, R-i und Ri in bekannter Weise zur Einstellung des Arbeitspunktes dienen. An dem Eingang der ersten Transistorstufe wird das Quadrat des ersten Differentialquotienten mit positiver, an den Eingang der zweiten Transistorstufe mittels der Phasenumkehrstufe 5 mit negativer Polarität angelegt. Die Emitter sind durch einen Feldeffekt-Transistor Ts verbunden, der vom digitalen Steuersignal s gesteuert wird. Wenn s gleich 0 ist, dann ist Ts gesperrt, und am Emitter des Transistors 2, der das Ausgangssignal des Umschalters liefert, erscheint das negativ gepolte Signal von Tz. Ist s gleich 1, die Steuerspannung also so groß, daß Tj durchgeschaltet ist, so ist Transistor Ti gesperrt, und das positiv gepolte Korrektursignal vom Transistor T\ liegt am Ausgang.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Versteilerung der Ranken von Videosignalen, die Ober einen Kanal verhältnismäßig geringer Bandbreite übertragen worden sind, bei den solchen Videosignalen, deren zeitlicher Differentialquotient eine vorgegebene Grenze überschreitet, Korrektursignale hinzugefügt werden, die zusammen mit dem jeweiligen Signal näherungsweise eine Sprungfunktion bilden, wobei durch Bestimmung der Anstiegszeit der Videosignale eine Kenngröße gewonnen wird und nur dann, wenn die Anstiegszeit ein vorgegebenes Maß unterschreitet, ein Korrektursignal zum Videosignal hinzugefügt wird, nach Patent 2041 798, dadurch gekennzeichnet, daß das Korrektursignal (k) durch Bildung des Quadrates (Quadrierglied 4) des Differentialquotienten und anschließende Invertierung der zeitlich ersten Hälfte gewonnen wird.

2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannung zur Steuerung der zeitlich hälftigen Aufteilung des Quadrates des Differentialquotienten aus der zweiten Ableitung des Videosignals gewonnen wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Umschalter zur zeitlich hälftigen Aufteilung des Quadrates des Differentialquotienten aus zwei Transistorstufen in Kollektorschaltung besteht, daß an der Basiselektrode der ersten Stufe das Quadrat des Differentialquotienten und an der Basiselektrode der zweiten Stufe das invertierte Quadrat des Differentialquotienten zugeführt wird, daß zwischen den beiden Emittern der Transistorstufen ein Feldeffekttransistor geschaltet ist, der vom Steuersignal, das aus der zweiten Ableitung des Videosignals gewonnen wird, gesteuert wird, und daß das Korrektursignal dem Emitter der zweiten Transistorstufe entnommen wird.