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"Verfahren zur Versteilerung der Flanken von Videosignalen" Zusatz
zu Patent . .. ... (Patentanmeldung P 20 41 798.5) Die Erfindung bezieht sich auf
ein Verfahren zur Verschärfung von linminanzübergängen bei Fernsehbildern, deren
zugehörige elektrische Signale (Videosignale) über einen Kanal verhältnismäßig geringer
Bandbreite übertragen worden sind, bei dem solchen Videosignalen, deren zeitlicher
Differentialquotient eine vorgegebene Grenze überschreitet, Korrektursignale hinzugefügt
werden, die zusammen mit dem jeweiligen Signal näherungsweise eine Sprungfunktion
bilden, wobei aus dem Videosignal eine Kenngröße abgeleitet wird, und die Korrektursignale
unter Berücksichtigung dieser Kenngröße gebildet werden.
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Eine der größten Schwierigkeiten bei der Ubertragung von Videosignalen
ist das Erfordernis großer Bandbreite für die Vbertragungseinrichtung. Die Bandbreite
wird bestimmt zum einen durch das geforderte Auflösungsvermögen, zum anderen durch
die Notwendigkeit, Luminanzübergänge hinreichend scharf wiederzugeben. Bei den heutigen
Fernsehsystemen wird im allgemeinen mit einer Bandbreite von 5 z oder - vereinzelt
- darüber gearbeitet.
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Wirtschaftliche Uberlegungen lassen es erstrebenswert erscheinen,
diese erforderliche Bandbreite zu reduzieren, wobei dann zusätzliche Maßnahmen erforderlich
werden, die den Verlust an tlbertragungsqualität zumindest subjektiv ausgleichen.
Die Verminderung des Auflösungsvermögens ist in diesem Zusammenhang als weniger
gravierend anzusehen als die Verschleifung der Luminanzübergänge. Es ist bekannt,
durch das sogenannte Crispening verschliffene Luminanzübergänge wieder zu verschärfen
und somit die subjektiv empfundene Bildqualität zu verbessern. Nähere Einzelheiten
über das Crispening sind z. B dem Aufsatz von Peter, Goldmark, Hollywood, nA New
Technique for Improving the Sharpness of Television Pictures", Proc. IRE, Oktober
1951, Seite 1314 ff
zu entnehmen. Es soll jedoch anhand der Figur
1 das grundsätzliche Prinzip des Crispening kurz erläutert werden.
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Die Videosignale, die über einen Kanal begrenzter Bandbreite übertragen
worden sind, seien mit x bezeichnet Diese Signale werden zum einen einem Laufzeitglied
1 zum anderen einem Differenzierglied 2 zugeführt. Das Laufzeit glied 1 dient im
wesentlichen zum Ausgleich der unterschiedlichen Laufzeiten in den verschiedenen
Schaltungszweigen. Das Differenzierglied 2 bildet den zeitlichen Differentialquotienten
x Die Größe x wird einer als quasilinear zu bezeichnenden Verzerrung unterworfen,
indem sie z. B. einer "Toten-Zone-Schaltung" 3 zugeführt werden, die eine Kennlinie
aufweist, wie sie unterhalb des Bauelementes 3'in Figur 1 angedeutet ist, In dem
oben erwähnten Aufsatz ist eine derartige Tote-Zone-Schaltung dadurch realisiert9
daß zwei antiparallel geschaltete Dioden jeweils auf RC-Glieder arbeiten. Die Wirkungsweise
dieser Toten-Zone-Schaltung 3 ist-derart, daß nur oberhalb vorgegebener Werte die
Größe x weitergeleitet wird. Die Aus gangsgröBe des Bauelementes 3 sei mit n bezeichnet;
nicht dargestellt ist eine gegebenenfalls erforderliche Verstärkung.
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Die Funktion des Bauelementes 5 wird in diesem Zusamrnenhang deshalb
als quasi linear bezeichnet, weil sie mit einer Einführung einer Schwelle vergleichbar
ist, die der Rauschunterdrückung dient, und die für die Korrektur erwünschte Signalform
liefert. Die Größe n wird dem im Laufzeitglied 1 verzögerten Videosignal additiv
überlagert und bildet mit ihr zusammen die Größe a.
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Das erwähnte Crispening-Verfahren weist folgende Nachteile auf. Zum
einen ist die die Korrektur bestimmende Kenngröße allein der Differentialquotient
des Videosignals. Es wird also vorausgesetzt, daß Videosignale mit Differentialquotienten,
die eine bestimmte Größe überschreiten, d. h.
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also Videosignale mit einer bestimmten Flankensteilheit, sämtlich
durch die Bandbegrenzung aus Videosignalen mit an sich steileren Flanken hervorgegangen
sind. Auf diese Weise werden auch solche Flanken innerhalb des Videosignals durch
das Crispening versteilert, die gar nicht durch die Bandbreitebegrenzung hervorgerufen
worden sind, es werden also in der Regel zu viele richtig übertragene Flanken mitversteilert.
Dies führt dazu, daß ein "zu hartes Bild entsteht, daß also relativ sanfte Luminanzübergänge
als schroffe tbergänge
wiedergegeben werden. Schmalbandige lange
Flanken werden aufgrund des allein zugrunde gelegten Kriterium des Differentialquotienten
ebenfalls korrigiert, obwohl sie vom Tiefpaßkanal kaum verschliffen werden.
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Ein weiterer Nachteil des bekannten Crispening-Verfahrens besteht
darin, daß durch die Dimensionierung der Toten-Zone-Schaltung 5 Korrektursignale
abgegeben werden, die nicht die genaue Ergänzung zu einem idealen Sprung liefern,
so daß sich hieraus weitere Fehler ergeben.
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Aus der Anmeldung P 20 41 798.5 ist ein Verfahren -bekannt, bei dem
aus dem Videosignal mindestens eine Kenngröße abgeleitet wird, und bei dem die Korrektursignale
unter Berücksichtigung dieser Kenngröße, jedoch nicht durch deren lineare oder quasilineare
Verzerrung gebildet werden. Die Kenngröße wird hier beispielsweise durch Bestimmung
der Anstiegszeit der Videosignale gewonnen. Wenn die Anstiegszeit ein vorgegebenes
Maß unterschreitet, wird als Korrektursignal
ein Zeitabschnitt
des Differentialquotienten des Videosignals oder - nach entsprechender Verzögerung
und Differenzbildung - des Differenzenquotienten aus dem Videosignal und dem verzögerten
Videosignal dem Videosignal additiv direkt oder durch ein Formeilter verformt überlagert.
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Eine Variante der genannten Anmeldung sieht vor, das Korrektursignal
durch zeitlich hälftige Aufteilung des Differentialquotienten und anschließende
Invertierung der zeitlich ersten Hälfte zu gewinnen.
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Diese letztgenannte Variante läßt sich noch verbessern.
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Der zeitliche Verlauf der Korrektursignale ist von der Form der Anstiegsflanken
des zu korrigierenden Videosignals abhängig. Das hat zur Folge, daß nur Anstiegsflanken
mit- bestimmter Form so versteilert werden können, daß ein idealer Sprung daraus
entsteht. Ubertragungskanäle die die für die Anwendung des Verfahrens optimale Sprungantwort
haben, weisen keine praxisnahe Ubertragungsfunktion auf, da diese eine Abfallcharakteristik
nach der Funktion e r besitzt.
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Bei der Variante wurde außerdem beobachtet, daß alle Flanken in gleichem
MaBe versteilert werden. Um einen natürlichen Eindruck des korrigierten Bildes zu-erwecken
wäre es jedoch wünschenswert, die steilsten Flanken des Hauptsignals, die etwa die
kleinste vom Tiefpaßkanal erlaubt Anstiegszeit aufweisen, am stärksten zu versteilern.
Flanken längerer Anstiegszeit sollten entsprechend weniger versteilert werden, damit
das korrigierte Bild nicht 1unnaturlich wirkt; dasselbe gilt für Flanken geringerer
Sprungamplitude, um Flächenbildung zu vermeiden0 Der vorliegenden Erfindung liegt
die Aufgabe zugrunde, ohne wesentlichen Mehraufwand die genannten Nachteile zu beseitigen.
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Die Verbesserungen werden durch die im Anspruch 1 genannte Erfindung
erreicht, wobei der Vorteil insbesondere in der Verwendung des Quadrates des Differentialquotienten
zur Korrektur des Videosignals zu sehen iste Die Ansprüche 2 und 3 geben zweckmäßige
Schaltungsanordnungen zur Realisierung des genannten Verfahrens Sn9 wobei sich Anspruch
2 auf die Signalspannung zur Steuerung des hierzu benutzen Umschalters und Anspruch
3 sich anf einen günstigen
Umschalter für die quadrierten Korrektursignale
bezieht.
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Mit der Erfindung werden folgende Vorteile erzielt: a) nimmt man an,
daß in einer ruhigen Fläche des Bildes Gauß'sches Rauschen mit einem Effektivwert
vorhanden ist, so hat das von der Korrekturschaltung ohne Quadrierer durch die Ableitung
zusätzlich eingeführte Rauschen einen Effektivwert von
Durch den Quadrierer wird aus der Gaußverteilung eine Chi-Verteilung. Der Effektivwert
dieses Rauschens setzt sich aus einem Gleichstromanteil, der unwirksam ist, und
aus einem Wechselstromanteil
zusammen. Eine Verbesserung gegenüber der Schaltung ohne Quadrierer ist praktisch
immer vorhanden, da
ist, sobald Mm als 0,7 ist, was einer Rauschabstandsverbesserung um mehr als 6 dB
im Videosignal entspricht.
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b) Ermittelt man die Anstiegsflanke und die optimale Tiefpaß übertragungsfunktion
für das Korrekturverfahren, so stellt sich dabeiheraus, daß die optimale tbertragungsfunkton
nach (sin f/f)2 verläuft. Dieser Verlauf entspricht nahezu dem praktisch vorkommenden
Übertragunsfunktionen realer Tiefpaßkanäle und ist daher besonders günstig.
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Wenn die Amplitude des Korrektursignals so eingestellt wird, daß bei
minimaler Anstiegszeit und maximaler Sprungamplitude die versteilerte Flanke gerade
ein noch zulässiges trberschwingen hat (#5%), dann werden alle anderen vorkommenden
Flanken weniger versteilert . Dabei bewirkt der Quadrierer, daß kleinere und langsamere
Sprünge mit quadratischerAbhängigkeit entsprechend schwächer versteilert werden,
gemäß der Eingangs gestellten Aufgabe.
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Die Erfindung wird nun snhand-von Zeichnungen näher erläutert.
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Es zeit: Figur 1 Blockschaltbild des bekannten Crispen-ing-Verfahrens
Figur 2 Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Verfahrens Figur 3 Blockschaltbild
mit vereinfachter Steuersignalgewinnung gemäß der Erfindung Figur 4 Signalverlauf
mit Quadrierer Figur 5 Schaltbild des elektronischen Schalters gemäß der Erfindung.
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Figur 1 wurde bereits bei der Erläuterung des Crispening-Verfahrens
erläutert. Das Videosignal x wird zum einen einem Laufzeitglied 1, zum anderen einem
Differenzierglied 2 zugeführt.
Das Ausgangssignal x des Differenziergliedes
wird einer Toten-Zone-Schaltung 3 zugeführt und durch diese in das Korrektursignal
n umgeformt. Im Addierglied werden Korrektursignale n und verzögertes Videosignal
zum korrigierten Videosignal a summiert.
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Figur 2 zeigt das Korrekturverfahren gemäß der Anmeldung P 20 41 798.5,
jedoch mit Einfügung des Quadriergliedes.
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Das Quadrierglied 4 kann beispielsweise ein Analog-Multiplizierer
sein. Es ist gemäß der Erfindung zur Bildung des Quadrates des Differentialquotienten
x des Videosignals x am Ausgang des Differenziergliedes 2 angeschlossen. Die Ausgangsspannung
(i)2 des Quadriergliedes ist sowohl in normaler Polung als auch durch die Phasenumkehrschaltung
5 in umgekehrter Polung an die Eingänge des Umschalters 6 angeschlossen. Die am
Ausgang des Umschalters abtastbaren Signale k gelangen über den Abschwächer 7 an
den einen Eingang des Addierers 8. An dem zweiten Eingang des Addierers 8 liegt
das zu korrigierende Videosignal x. Als Summe steht am Ausgang des Addierers das
korrigierte Videosignal a zur Verfugung.
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Die Betätigung des Umschalters erfolgt in bekannter Weise durch eine
Anordnung, die das differenzierte Videosignal im Doppelweg-Gleichrichter 9 beidphasing
gleichrichtet und zum einen aus einer Stufenschaltung 10 mit nachgeschalteter Differenzierstufe
11 und nachgeschaltetem Einweg-Gleichrichter 12 und zum anderen aus einem Maximum-Detektor
13 Steuersignale für die bistabile Set-Reset-Eipstufe 14 erzeugt, wobei eines der
Ausgangssignale der bistabilen Kippstufe zur Steuerung des elektronischen Umschalters
6 verwendet wird Die Steuerung des Umschalters erfolg; derart, daß vom Korrektursignal
durch den Umschalter 6 die erste Hälfte in umgekehrter Polung, die zweite Hälfte
in normaler Polung dem Videosignal im Sinne einer Flankenversteilerung additiv hinzugefügt
wird.
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Die Verwendung de
| Maximum-Detek ors/ |
| K e iS di es er |
Schaltung ist jedoch sehr aufwendig. Zur Reduzierung des Aufwandes und zur besseren
Anpassung des Schalters an die Erfordernisse des Quadrierers wird in-Figur 3 die
Steuerspannung zur Steuerung des Umschalters durch zweimalige Differentation des
Videosignals x
in den hintereinander geschalteten Differenziergliedern
2 und 21 erzeugt. Da nur die positive Halbwelle der zweiten Ableitung für das Steuersignal
geeignet ist, folgt dem zweiten Differenzierglied ein Komparator 22, dessen zweiter
Eingang auf Masse liegt und dadurch bei positiven Signalen am Ausgang am ersten
Eingang/n di-lZFales Steuersignal für den Umschalter 6 erzeugt.
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Das Korrektursignal wird aus dem Ausgangssignal des Differenziergliedes
2 durch dessen Quadrieren im Quadrierglied 4 und geeignetes Umschalten durch den
Umschalter 6 erzeugt.
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Hierzu ist die Ausgangsspannung (x)² des Quadriergliedes sowohl in
normaler als auch durch die Phasenumkehrstufe 5 in umgekehrter Polung an die Eingänge
des Umschalters 6 angeschlossen. Die am Ausgang des Umschalters abtastbaren Signale
k gelangen über den Abschwächer 7 in geeigneter Größe an den einen Eingang des Addierers
8. An dessen zweitem Eingang liegt das zu korrigierende durch die Verzögerungsleitung
1 in geeignetem Maße verzögerte Videosignal x. Als Summe steht am Ausgang des Addierers
das korrigierte Videosignal a zur Verfügung.
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In Figur 4 ist gezeigt, wie die Korrektursignale sich zusammensetzen.
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las oberste Diagramm zeigt als Beispiel ein durch einen Kanal verhältnismäßig
geringer Bandbreite verschliffenes Videosignal x. Durch das erste Differenzieren
efltsteh-t das darunter wiedergegebene Signal x. Die zweite Differentation liefert
das Signal x , aus dem durch den Komparator das Steuersignal s für den Umschalter
erzeugt wird.
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Unter der Darstellung für das Steuersignal s ist das durch den Quadrierer
aus dem Signal x erzeugte Signal (x) wiedergegeben.
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Immer dann, wenn s größer O, wird (x)² invertiert zum Videosignal
x addiert, anderenfalls normal. Durch die Funktion des Umschalters entsteht das
Korrektursignal k und durch die Addition das korrigierte Videosignal a (ausgezogen)
aus dem ursprünglichen Videosignal x (bei a gestrichelt beigefügt).
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In Figur 5 ist der Umschalter aus Figur 3 ausführlicher dargestellt.
Diese Schaltung stellt für diese Anwendung eine besonders einfache Lösung dar und
ist den hohen Schnelligkeitsanforderungen gewachsen. Der Umschalter besteht aus
zwei Transistorstufen mit den Transistoren und T2 in Kollektor chaltung, in der
die Widerztände und h und E2 in bekannter Weise zur Einstellung des hrbeitspunktes
dienen. in dem Eingang der ersten Transistorstufe wird das Quadrat des ersten Differentialquotienten
mit positiver, an den Eingang der zweiten Transistorstufe mittels der Phasenuskehrstufe
5 mit negativer Polarität angelegt. Die Emitter sind durch einen Feldeffekt-Transfstor
T3 verbunden, der vom digitalen Steuersignal 8 gesteuert wird.
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Wenn s gleich 0 ist, dann ist T3 gesperrt und am Emitter des transistors
2, der das Lusgangssignal des Umschalters liefert, erscheint das negativ gepolt.
Signal von h. Ist 5 gleich 1, die Steuerspannung also so groß, daß T3 durchgeschaltet
ist, so ist Transistor T2 gesperrt und das positiv gepolte Korrektursignal von Transistor
T1 liegt am iusgang.