DE2228387A1 - Anordnung zur steuerung des zuendzeitpunkts einer zuendanlage - Google Patents

Anordnung zur steuerung des zuendzeitpunkts einer zuendanlage

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    • Y02T10/10—Internal combustion engine [ICE] based vehicles
    • Y02T10/40—Engine management systems

Description

E. 9 09
29.5.1972 Jo/Hn
Anlage zur
Patentanmeldung
ROBERT BOSCH GMBH, 7 Stuttgart 1
Anordnixnp: zur Steuerung des Zündzcit-punkts einer Zündanlage
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Steuerung des Zündzeitpunkts einer Zündanlage für eine ein- oder mehrzylindrige Brennkraftmaschine nach dem Otto-Prinzip, mit einem vorzugsweise kontaktlosen Drehzahlgeber, der je Umdrehung der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine mindestens einen Markierungsimpuls abgibt, mit einem Generator, der eine mit zunehmendem Kurbelwellen-Drehxirinkel proportional wachsende Spannung liefert, mit einer Spannungsquelle,die
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von wenigstens einer zur Beeinflussung des ZündZeitpunkts heranzuziehenden Einflußgröße steuerbar ist, und mit einem Komparator, durch den ein elektronischer Zündschalt-Verstärker steuerbar ist.
Der Zweck der vorliegenden Erfindung ist die Steuerung des ZündZeitpunkts einer Brennkraftmaschine nach dem Otto-Prinzip in Abhängigkeit einer beliebigen Anzahl' von Einflußgrössen, wie Drehzahl und Winkelstellung der Kurbelwelle sowie Belastung der Brennkraftmaschine, aber auch Einflußgrößen. aus der Umgebung der Brennkraftmaschine.
Es sind Anordnungen zur Steuerung des ZündZeitpunkts in Zündanlagen - Spulenzündanlagen oder Kondensatorzündanlagen bekanrt geworden, bei denen der Zündzeitpunkt auf mechanischem und/oder pneumatischem Wege verstellt wird. Die hauptsächlichen Nachteile derartiger Anordnungen bestehen in der großen Ungenauigkeit der Verstellung und der Beschränkung auf sehr wenige Einflußgrößen. V/i11 man beliebig viele Einflußgrößen berücksichtigen, so werden bevorzugt elektronische Verstellsysteme herangezogen.
In einer bekannten derartigen Vorrichtung wird die Drehzahl und damit die Winkelstellung der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine durch vorzugsweise kontaktlose Geber erfaßt, deren Ausgangssignale einem Generator zugeleitet v/erden; weitere Einflußgrößen steuern eine Spannungsquelle. Die Ausgangsspannungen des Generators und der Spannungsquelle werden in einem Komperator verglichen, dessen Ausgangssignal einer Zündschaltverstärker zugeleitet wird, der die einzelnen Zündvorgänge auslöst. Der Generator gemäß der bekannten Vorrichtung ent-
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hält eine monoctabile Kippstufe mit nachfolgendem Integrierglied. Eine derartige Anordnung liefert jedoch die zur exakten Bestimmung des ZündZeitpunkts erforderliche, genaue Winkelstellung äev Kurbelwelle mit einer nicht genügenden Genauigkeit, da der in dem Intcgrierglied enthaltene Analogspeicher in Form eines Kondensators naturgemäß anfällig ist gegen verschiedene äußere Störeinflüsse. Ein weiterer Nachteil bei der Verwendung einer monostabilen Kippstufe, besonders im Zusammenhang mit einer SpulenZündanlage, besteht darin, daß sich die Impulszeit, während der sich die monostabile Kippstufe im metastabilen Zustand befindet, nach der höchstmöglichen.Drehzahl der Brennkraftmaschine richten muß. Die Folge davon ist, daß bei niedriger Drehzahl der Brennkraftmaschine auf eine sehr kurze Stromunterbrechungszeit jeweils eine verhältnismäßig lange Stromflußseit durch die Zündspule folgt, wodurch eine übermäßige Erwärmung der Sündspule und eine hohe Belastung der elektrischen Versorgungseinrichtung der Brennkraftmaschine auftreten.
Der vorliegenden Erfindung liegt also die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zu schaffen, durch die.die beschriebenen Nachteile umgangen werden können. Das geschieht bei einer Anordnung der eingangs ,erwähnten Art dadurch, daß der Gene,-rator einen Binärzähler und einen Digital-Analog-Wandler aufweist.
Die Lösung der gestellten Aufgabe wird dadurch erleichtert, daß zwischen den Komparator und den Zündschalt-Verstärker eine erste bistabile Kippstufe geschaltet ist. Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung enthält der Generator zusätzlich einen Decoder, dessen Ausgang mit einem zweiten Eingang der ersten bistabilen Kippstufe verbunden ist.
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In Ausgestaltung der Erfindung weist die weiter oben erwähnte Spannungsquelle wenigstens einen Drehzahl-Spannungs-Wandler, einen Last-Spaiinungs-Wandler und einen Summierer auf, dessen Ausgangsspannung zusammen mit der Ausgangsspannung des Generators dem Komparator zugeführt ist.
In modifizierter Ausgestaltung der Erfindung weist die Spannungsquelle wenigstens einen Drehzahl-Spannungs-Wandler und einen Last-Spannungs-Wandler auf, und es ist ein Stromkomparator vorgesehen, dem Ausgangsströmo wenigstens des Drehzahl-Spannungs-Wandlers und des Last-Spannungs-Wandlers einerseits und ein Ausgangsstrom des Generators andererseits zugeführt sind.
In weiterer Ausgestaltung der Erfindung sind dem vorzugsweise kontaktlosen Drehzahl-Geber an einem ersten Ausgang Startimpulse und an einem zweiten Ausgang Zählimpulse entnehmbar. Weiterhin ist der erste Ausgang des Drehzahl-Gebers mit einem ersten Eingang einer zweiten bistabilen Kippstufe und der zweite Ausgang des Drehzahl-Gebers mit einem Zähleingang des BinärZählers sowie mit dem Drehzahl-Spannungs-Wandler verbunden.
Als besonders vorteilhaft hat sich herausgestellt, daß auf einen zweiten Eingang der zweiten bistabilen Kippstufe und einen ersten Eingang eines ODER-Gatters ein Ausgangssignal der ersten bistabilen Kippstufe geführt ist und daß ein Ausgangssignal der zweiten bistabilen Kippstufe auf einen zweiten Eingang des ODER-Gatters gegeben ist, dessen Ausgang seinerseits mit einem Nullsetz-Eingang des Binärzählers verbunden ist.
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Vorteilhafte Ausgestaltungen und zweckmäßige Weiterbildungen sind nachstehend anhand in der Zeichnung dargestelltem. Ausführungsbeispiele näher beschrieben und erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgeuiäßen Anordnung zur Steuerung des ZündZeitpunkts mittels Spannung svergleichs,
Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel für einen Binärzähler und einen Digital-Analog-Vandler,
Pig. 3 ein Ausführungsbeispiel für einen Last-Spannungs-Wandler,
Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eines Funktionsgenerators, Fig. 5 Kennlinien für einen Funktionsgenerator nach Fig.4,
Fig. 6 ein Ausführüngsbeispiel für einen Summierer zur Erzeugung einer Verstellcharakteristik für den Zündzeitpunkt,
Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Impulszeit-Spannungs-Wandlers als zweites Ausführungsbeispiel' eines Last-Spannungs-Wandlers ,
Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel für den Impulszeit-Spannungs-Wandler und
Fig. 9 ein. Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Steuerung des Zündzeitpunkts mittels Stromvergleichs.
Bie erfindungsgemäße Anordnung zur Steuerung des Zündzeitpunkts weist gemäß Fig. 1 einen Drehzahl-Geber 10 mit einem ersten Ausgang 108 und einem zweiten Ausgang 109 auf. Derar-
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tige Drehzahl-Geber können nach den elektrodynamischen, dem fotoelektrißchen oder dom magnetischen Prinzip arbeiten und sind vorzugsweise direkt an der Kurbelwelle einer Brennkraftr.asciiine angebracht, oder sie werden über Antriebsmittel drehzahlsvnchron von der Kurbelwelle angetrieben. Der erste Ausgang 1OS des Drehzahl-Gebers 10 ist mit einem ersten Eingang einer zweiten bistabilen Kippstufe 12 verbunden. Ein Ausgang dieser bistabilen Kippstufe 12 ist auf einen Eingang eines ODER-Gatters 13 geführt, dessen Ausgang seinerseits an einem Nullsetz-Eingang 151 eines Binärzählers 15 liegt. Der zweite Ausgang 109 des Drehzahl-Gebers 10 ist an einen Zähleingang 152 des Binärzahlers 15 und an einen Drehzahl-Spannungs-Wandler 27 angeschlossen. Dem Binärzähler 15 ist ein Digital-Analog-Wandler 17 nachgeschaltet, und außerdem kann parallel dazu gegebenenfalls ein Decoder 19 vorgesehen sein. Der Binärzähler 15, der Digital-Analog-Wandler 17 und. gegebenenfalls der Decoder 19 bilden gemeinsam einen Winke1-spannungs-Genera tor 14·. Dem Digital-Analog-Vandler 17 ist an seinem Ausgang eine zur Winkelstellung der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine proportionale Spannung abnehmbar, die auf einen ersten Eingang eines Komparators 21 gegeben wird. Einem zweiten Eingang des Komparators 21 ist ein Ausgangssignal eines Summierers 35 zugeleitet, durch das eine zur Verstellung des Zündzeitpunkts erwünschte 'Verstellfunktion nachgebildet ist. Dem Summierer 35 ist über einen ersten Funktionsgenerator 29 der Drehzahl-Spannungs-Wandler 27 und über einen zweiten Funktionsgenerator 34- als Last-Spannungs-Wandler 31 beispielsweise ein Druck-Spannungs-Wandler vorgeschaltet. Durch diesen kann mittels des Unterdrucks im Saugrohr der Brennkraftmaschine die Belastung der Brennkraftmaschine ,zur Verstellung des Zündzeitpunkts herangezogen werden. Vom Summierer 35 kann über weitere SHinktionsgeneratoren eine beliebige Anzahl zusätzlicher Einflußgrößen erfaßt werden.
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Das Auscangssifjnal den Konparators 21 ist über ein· erstes Diffcrenzierglled 22 einen ersten Eingang einer ersten bistabilen Kippstufe 23 zugeführt. Ein zweiter Eingang der ersten "bistabilen Kippstufe 23 ist mit den Dekoder 19 oder bei fehlen dieses Dekoders 19 direkt mit einem Zählausgang des Binärzählers 15 verbunden. Die erste bistabile Kippstufe 23 erzeugt an einem ihrer Ausgange Zündimpulse, die einen Zündschalt-Verstärker 24 so*rie einen zweiten Differenzierglied 26 zugeleitet sind. Der Zündschalt-Verstärker 24 löst jeweils bei einem Zündinpuls einen Zündvorgang aus. Der Ausgang des zweiten Differenzierglieds 26 ist an einen zweiten Eingang des ODER-Gatters 13 und an einen zweiten Eingang der zweiten bistabilen Kippstufe 12 angeschlossen.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung arbeitet wie folgt: Der Drehzahl-Geber 10 liefert je Umdrehung der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine mindestens einen Startimpuls, der eine ganz bestimmte Winkelstellung der Kurbelwelle markiert. Durch diesen Startimpuls wird die zweite bistabile Kippstufe
12 in eine Startlage gekippt, wodurch über das ODER-Gatter
13 und den ITullsetz-Eingang 151 der Zählvorgang des Binärzählers 15 freigegeben x^ird. Der Startimpuls kann beispielsweise bei 60° vor dem oberen Totpunkt eines Zylinders erfolgen und liefert einen zeitlichen Bezugspunkt für die elektronische Verstellung des Zündzeitpunkts. Die gesamte Zündzeitpunkt-Verstellung für diesen Zylinder bezieht sich dann auf diesen Startimpuls. Bei einem Vierzylinder-Viertakt-Motor findet jeweils nach einer Umdrehung der Kurbelwelle um 180° ein Zündvorgang statt, d. h. -es müßte bei 180° nach Auftreten des ersten Startimpulses ein weiterer Startimpuls vom Drehzahl-Geber 10 abgegeben werden.
Der Drehzahl-Geber 10 gibt jedoch außer den Startimpulsen an seinem Ausgang 109 je Umdrehung der Kurbelwelle eine grössere Anzahl von Zahlimpulsen ab, beispielsweise einen Zählim-
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puls je Grad der Kurbelwellen-Drehung. Diese Zählimpulse v/erden dem Zähleingang 152 des Binärzählers 15 zugeleitet und von diesem gezählt. Durch das Ausstellen der Zählimpulse läßt sich der zweite und jeder weitere Startimpuls simulieren, so daß als Nullbezugspunkt für die Zündverstellung nur ein Startimpuls je Kurbelwellen-Umdrehung notwendig ist.
Der digit«"!ο Zählerstand des Binärzählers 15 wird in dem Digital-Analog-Wandler 17 beispielsweise über binärbewertete Widerstände in eine winkelproportionale Spannung umgewandelt und dem !Comparator 21 zugeführt. An dem anderen Komparatoreingang liegt eine Spannung, die einer gewünschten Verstellfunktion nachgebildet ist. Bei Gleichheit der.Spannungen an den Eingängen des !Comparators 21 gibt dieser ein Ausgangcsignal ab, durch das die erste bistabile Kippstufe 23 umgeschaltet und damit durch den nachgeschalteten Zündschalt-Verstärker 24 ein Zündvorgang ausgelöst wird.
Der am Ausgang der ersten bistabilen Kippstufe 23 auftretende Zündimpuls wird in dem zweiten Differenzierglied 26 umgeformt und als kurzzeitiger Impuls dem ODER-Gatter 13 und damit" dem Nullsetz-Eingang I5I des Binärzählers 15 zugeleitet, wcdurch dieser kurzzeitig auf Null gesetzt wird. Anschließend zählt der Binärzähler 15 wieder die vom Drehzahl-Geber 10 einlaufenden Zählimpulse. Der neue Zählvorgang wird nun durch den Decoder 19 ausgewertet, so daß bei Erreichen eines vorher festgelegten Zählerstands die erste bistabile Kippstufe 23 durch das Ausgangssignal des Decoders 19 rückgesetzt wird. Der Decoder 19 ist u. U. entbehrlich, wenn bestimmte, besonders einfache Binärzahlen des Binärzählers 15 zum Rücksetzen der ersten bistabilen Kippstufe 23 verwendet werden' können. Das Rücksetzen der ersten bistabilen Kippstufe 23 führt über das zweite Differenzierglied 26 zum Rücksetzen der z\feiten bistabilen
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Kippstufe 12, die dann in der neuen Stellung über das ODER-Gatter 13 und den Nullsetz-Eingang 151 den Binärzahler 15 nullsetzt und in der Nullstellung hält, bis ein neuer Startimpuls die zweite bistabile Kippstufe 12 erneut umschaltet.
Durch den doppelten Zählvorganp r"es Binärzählers 15 werden ein zweiter Zähler und die zugehörigen logischen Verknüpfungen entbehrlich. Außerdem muß das Ende des einzelnen Zündvorgangs nicht durch einen weiteren Steuerimpuls herbeigeführt werden, der in einer bekannten, eingangs bereits gewürdigten Anordnung zusätzlich von dem Drehzahl-Geber erzeugt werden muß, weshalb ein solcher Geber erheblich aufwendiger und teurer als der hier verwendete Drehzahl-Geber 10 ist.
In Fig. 2 ist mit der Bezugszahl 15 ein 8-bit-Binärzähler dargestellt, der beispielsweise aus zwei handelsüblichen 4-bit-Binärzählern aufgebaut sein kann. Dieser Binärzähler 15 liegt zur Versorgung an einer ersten Versorgungsleitung 91 und an einer Masseleitung 90. Er weist, wie schon bei Figur 1 beschrieben, einen Nullset z-Eingang 151 und einen Zähleingang 152 auf, außerdem acht Ausgänge Q1 bis Q8.Diese Ausgange sind über je einen Vorwiderstand I70 dem eigentlichen Digital-Analog-Wandler 17 zugeführt und stellen zugleich Zählerausgänge für die Schließwinkel-Bestimmung dar. Jedem der Vorwiderstände I70 Ist die Basis je eines npn-Schalttransistors nachgeschaltet. Die Schalttransistoren I7I sind acht Spannungsteilern 181 bis 188 zugeordnet, die an einer zweiten Versorgungsleitung 92 laid an der Masseleitung 90 liegen; diese Spannungsteiler sowie ein weiterer Spannungsteiler 180 bestehen jeweils aus zwei gleichen Teilerwiderständen 172. Die Kollektoren der Schalttransistoren I71 sind
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jeweils an den Verbindungspunkt der beiden Teilerwider-* stände 172 eines jeden der Spannungsteiler 181 bis 1.88 angeschlossen und liegen mit ihrem Emitter an der Masseleitung 90. Von den Verbindungspunkten aller Spannungsteiler 180 bis 188 zweigt jeweils ein Koppelwiderstand 173 ab.' Die Koppelwiderstände 173 führen zu einer Kette von neun Eingangs-Teilwiderständen 17/4> die zusammen einen Eingangswiderstand für einen Operationsverstärker 175 bilden. Der Koppelwiderstand 173, der an den Verbindungspunkt des Spannungsteilers 180 angeschlossen ist, liegt in Reihe mit dem ersten Eingangs-Teilwiderstand 17^, während die übrigen Koppelwiderstände 173 jeweils an einem Verbindungspunkt zweier Eingangs-Teilwiderstände 17^ lie-' gen. Der Operationsverstärker 175 ist als Proportionalverstärker geschaltet. Der Analogausgang A des Operationsverstärkers 175 liegt über einen Ausgangswiderstand 177 an-der zweiten Versorgungsleitung 92 und ist über einen Rückführwiderstand 176 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 175 und damit an den aus der Kette von neun Eingangs-Teilwiderständen 17^- gebildeten Eingangswiderstand angeschlossen. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 175 ist festgelegt durch den Abgriff eines aus zwei Teilerwiderständen 178 und 179 gebildeten Spannungsteilers, der seinerseits die zweite Versorgungsleitung 92 und die Masseleitung 90 verbindet.
In Fig. 3 ist als Bestandteil einer Druck-Meßeinrichtung ein induktiver Übertrager 310 dargestellt, dessen Kern beweglich gelagert und mit einer Druck-Iießdose verbunden ist, die in das Saugrohr der Brennkraftmaschine mündet. Druck-Meßdose und Saugrohr sind in der Zeichnung nicht abgebildet. Der induktive Übertrager 310 dient als eine Rückkopplung für eine astabile Kippstufe, die als Verstärkerelement zwei npn-Transistoren 311 und 312 enthält. Eine Wicklung des induktiven Übertra-
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gers 310 liegt in Reihe geschaltet mit einem Kolliektorwiderntand 313 im Kollektorzweig des einen npn-Trans is to rs 311, während die andere Wicklung einerseits am Basis-Spannungsteiler des anderen npn-Transistors 312 und andererseits an einem Spannungsteiler aus zwei Widerständen 321 und 322 angeschlossen ist. Der Basis-Spannungsteiler des npn-Transistors 312 besteht aus einem Widerstand 315 j einer Diode «, 318 und einem weiteren Widerstand 320. Der Widerstand 316 liegt, ebenso wie der Widerstand 321 und der Kollektorwiderstand 313» einerseits an der aweiten Versorgungsleitung 92 und andererseits an der Anode der Diode 318 und an der Rückkopplungs-Wicklung des induktiven "Übertragers 310. Der v/eitere Widerstand 320 liegt einerseits, ebenso wie der Widerstand 322, an der Masseleitung 90 und andererseits an der Basis des Transistors 312 und dem Kollektor der Diode 318. Die Emitter der beiden Transistoren 311 und 312 liegen unmittelbar an der Kasseleitung 90. Der Kollektor des npn-Transistors 312 liegt über einen Kollektorwiderstand 314 ebenfalls an der zweiten Versorgungsleitung 92 und bildet zugleich den Ausgang der astabilen Kippstufe; er ist außerdem mit ei- ■ nem als zweite Rückkopplung der astabilen Kippstufe dienenden Kondensator 323 verbunden, der andererseits an einen Basis-Spannungsteiler des npn-Transistors 311 angeschlossen ist. Dieser Basis-Spannungsteiler ist genauso aufgebaut wie der Basis-Spannungsteiler des npn-Transistors 312 und besteht aus einem Widerstand 315» einer Diode 317 und einem weiteren Widerstand 319· Auch hier liegt das Rückkopplungsglied, der Kondensator 323, an der Anode der Diode 317·
Dem Kollektor des npn-Transistors 312 als Ausgang der astabilen Kippstufe ist über einen Basiswiderstand 324 die Basis eines npn-Transistors 325 nachgeschaltet, dessen Emitter direkt an der Masseleitung 90 und dessen Kollektor über einen
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Kollektorwidei^ntand 326 an der zweiten Versorgungsleitung 92 liegt. Mit dom Kollektor dieses npn-Transistors 325 ist außerdem über ein RC-Netzwerk 327 bis 329, 331 bis 333 ein erster Operationsverstärker 330 verbunden. Die aus den Bauteilen 327 bis 333 bestehende Schaltung arbeitet wie ein Tieipaß. Der nichtinverliierende Eingang des Operationsverstärkers .330 ist mit dem Kollektor des npn-Transistors 325 über eine Reihenschaltung zweier Teilerwiderstände 3275 328 sowie mit der Hasseleitung 90 über einen Kondensator 329 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 330, der zugleich den Ausgang der Tiefpaß-Schaltung bildet,' ist über einen Rückführ-Kcndensator 331 an den Verbindungspunkt der beiden Teilerwiderstände 327, 328 sowie über einen Rückführ-Widerstand 332 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 33O angeschlossen. Weiterhin liegt der Ausgang des Operationsverstärkers 330 über einen Ausgangswiderstand 333 an der zweiten Versorgungsleitung 92. Schließlich ist der Ausgang des Operationsverstärkers 330 über einen Eingangswiderstand 33^ mit dein invertierenden Eingang eines zweiten Operationsverstärkers 335 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 335 ist festgelegt durch einen Spannungsteiler 35s, 339, der zwischen der zweiten Versorgungsleitung 92 und der Masseleitung 90 angeordnet ist. Der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 335, der zugleich Ausgang des Druck-Spannungs-Vandlers 31 ist, ist über einen Rückführ-Viderstand 336 an den invertierenden Eirgang des zweiten Operationsverstärkers 335 angeschlossen, sowie über einen Ausgangswiderstand 337 an die zweite Versorgungsleitung" 92.
Der Drehzahl-Spannungs-Wandler 27 besteht in bekannter V/eise aus einer monostabilen Kippstufe mit nachgeschaltetem Tiefpaß. Die darin erzeugte drehzahlproportionale Spannung so\irie die von
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dem Druck-Spannungs-Vanlder 31 erzeugte druckproportionalo Spannung wird von einem ersten Funktionsgenerator 29 bzw. von einem zweiten Funktionsgenerator 3^ umgeformt. Der prinzipielle Aufbau dieser beiden Funktionsgeneratoren ist gleich.·
Nachfolgend ist ein in Fig. 4- dargestelltes Ausführungsbeispiel des ersten Funktionsgenerators 29 unter Heranziehung der Kennlinien gemäß Fig. 5 beschrieben. Eine Eingangsgröße Ue gelangt über einen Eingangswiderstand 29? zu einem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 290. Dieser invertierende Eingang ist vorgespannt, ii\j3.em er über einen vea^stellbaren Widerstand 294 mit der zweiten Versorgungsleitung 92 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 290 ist festgelegt durch einen Spannungsteiler aus den Teilerwiderständen 291, 292 die zwischen die zweite Versorgungsleitung 92 und die Hasseleitung 90 geschaltet sind. Der Ausgang des Operationsverstärkers 290 ist verbunden mit der Anode einer Eückführ-Diode 297»' der Basis eines pnp-Transistors sowie einem zu der zweiten Versorgungsleitung 92 führenden Ausgangswiderstand 296 und weiterhin mit dem Emitter eines npn-Rückführ-Transistors 303· Die Kathode der Eückführ-Diode 297 liegt, ebenso wie der Kollektor des npn-Rückführ-Transistors 3O3» am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 29O. Der Emitter des pnp-Transistors 298 ist festgelegt durch einen zwischen der zweiten Versorgungsleitung 92 und Masseleitung 90 angeordneten Spannungsteiler 300, 301 und ist über einen verstellbaren Eückführ-Widerstand 299 ebenfalls verbunden mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 290. Der Kollektor des pnp-Transistors 298 liegt an der Masseleitung 90. Der Emitter des pnp-Transistors
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und damit der Abgriff des Spannungsteilers 300, 301 stellt zugleich den Ausgang des Punktionsgenerators dar. Die Basis des npn-Rückführ-Transistors 303 ist angeschlossen an einen Basis-Spannungsteiler 304, 305, der die zweite Versorgungsleitung 92 und die Masseleitung 90 miteinander verbindet. Ebenso ist zwischen der zweiten Versorgurgsleitung 92 und der Masseleitung 90 ein weiterer Spannungsteiler 291, 292 angeordnet, durch dessen Abgriff der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 290 festgelegt ist.
Ein Funktionsgenerator gemäß Pig. 4 funktioniert wie folgt: Am Eingangswiderstand 293 des Punktionsgenerators liegt eine Spannung Ue an, die proportional ist zu der Drehzahl der Kurbelwelle bzw. dem Druck im Saugrohr der Brennkraftmaschine, ebensogut aber auch zu einer beliebigen anderen Einflußgröße der Brennkraftmaschine eier ihrer Umgebung proportional sein kann. Der Verlauf dieser Spannung ist in Pig. 5 ici ersten Teildiagramm angedeutet. Liegt diese Spannung Ue unterhalb einer mit dem verstellbaren Widerstand 294 einstellbaren Schwelle, so wird durch den Operationsverstärker 290 die Anode der Rückführ-Diode 297 auf ein Potential gebracht, das um den Spannungsabfall über dieser Diode 297 höher liegt als die Spannung über den Teilerwiderstand 292 und damit am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 290. Wenn die Werte der Teilerwiderstände 291 und ^00 und die Werte der Teilerwiderstände 292 und 301 Jeweils einander gleich sind, dann liegt der Emitter des pnp-Transistors 298 auf gleicher Spannung wie der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 290, und da die Basis des pnp-Transistors 298, wie soeben gezeigt, positiver ist, sperrt der pnp-Transistors 298. Erreicht die Spannung Ue bei 306 die durch den verstellbaren Widerstand eingestellte Schwelle, so senkt der Operationsverstärker 290 die Basisspannung des pnp-Transistors 298 ab, bis der pnp-Tran- sistor 298 leitend wird und den Abgriff des Spannungsteilers
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300, 301, an dem die Ausgangεspannung Ua des Punktionsgenerators wirksam ist, in Richtung auf das Potential der Macseleitung 90 zieht. Sobald jedoch die Ausgangsspannung Ua negativer wird als die Spannung über dem Teilerwiderstand 292 und damit am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 290, so setzt über den verstellbaren Rückführ-Widerstand 299 die Verstärker-Rückkopplung ein. Je nach Tanstellung des verstellbaren Rückführ-Widerstands 299 wird eine Änderung der Eingangsspannung Ue eine schwache oder starke Änderung der Ausgangs spannung Ua bewirken, die somit später oder früher bei 307 zum Erreichen des Endwerts der Ausgangsspannung Ua führt. Der Verlauf der Ausgangsspannung Ua in Abhängigkeit von der betreffenden Einflußgröße und damit von der Eingangsspannung Ue des Funktionsgenerators ist in Fig. 5 im zweiten Teildiagrr>Jiim aufgetragen. Der Endwert der Ausgangsspannung Ua jenseits der Stelle 307 ist festgelegt durch den Basis-Spannungsteiler 30A-, 305 und den npn-Rückführ-Transistor 303· Dieser Endwert der Ausgangsspannung Ua erfährt auch bei .weiterer Erhöhung der Eingangsspannung Ue keine \\Teitere Änderung mehr.
Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel für einen Summierer 35 zur Erzeugung einer Verstellcharakteristik für den Zündzeitpunkt. Ein solcher Summierer weist zwei Eingänge 351» 352 auf, wobei der erste Eingang 351 für Größen vorgesehen ist, die den Zündseitpunkt vorverstellen sollen, und wobei der zweite Eingang 352 vorgesehen ist für Größen, die den Zündzeitpunkt nachverstellen sollen. Die Eingänge 351 j 352 sind öe ^i"fc &em Ausgang eines zuvor beschriebenen Funktionsgenerators verbunden. Der Summierer enthält als zentrale Baueinheit zwei Operationsverstärker 355? 356 de-. ren invertierende Eingänge als Sucnierpunkte ausgebildet
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sind. An den invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers 355 ist über einen ersten Eingangsw: derstand 353 der erste Eingang 351 und an den invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers 355 über einen zv:eiten Eingangswiderstahd 3 5^- der zweite Eingang 352 angeschlossen. Weiterhin liegt die zweite. Versorgungsleitung 92 über einen ersten Widerstand 357 an invertierorden Eingang des ersten Operationsverstärkers 355 und über einen zweiten Widerstand 358 am invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers 356. Schließlich wird das Ausgangssignal des ersten Operationsverstärkers 355 über einen ersten Rückführ-Widerstand 359- auf den invertierenden Eingang dieses ersten Verstärkers geführt und ebenso das· Ausgangssignal des zweiten Operationsverstärkers 356 über einen zweiten Rückfuhr-Widerstand 360 auf den invertierenden Eingang cieses zweiten Verstärkers. Der nichtinvertierende Eingang des ersten Operationsverstärkers 355 ist festgelegt durch einen Spannungsteiler 363, 365, der nichtinvertierende Eingang des zweiten Operationsverstärkers 356 durch einen Spannungsteiler 364-, 366. Die Spannungsteiler 363, 365 und 364, 366 sind zwischen die zweite Versorgungsleitung 92 und die Masseleitung 90 geschaltet. Der Ausgang des ersten Operationsverstärkers 355 ist über einen ersten Ausgangswiderstand 361 mit der zweiten Versorgungsleitung 92 und über einen Koppelwiderstand 367 mit dem invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers 356 verbunden. Der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 356, der zugleich den Ausgang 368 des Summierers 35 darstellt, liegt über einen zweiten Ausgangswiderstand 362 ebenfalls an der zweiten Versorgungsleitung 92.
Alle bisher in den Figuren 2, 3? ·'+ und 6 dargestellten Operationsverstärker liegen zu ihrer Versorgung an der zweiten Versorgungsleitung 92 und an der Masseleitung 90.
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Der Summierer 35 arbeitet in der nachfolgend beschriebenen V/eise: Liegt an keinem der beiden Eingänge 351 » 352 des Summierers 35 irgendeine Spannung an, d. h. werden diese beiden Eingänge in Leerlauf betrieben, so stellt sich am Ausgang des ersten Operationsverstärkers 355 infolge der Beschaltung des invertierenden Eingangs dieses "Verstärkers mit-dem ersten Widerstand 357 sowie dem ersten Rückführ-Widerstand 359 ein niedriges Potential ein. Über den Koppelwiderstand 367» den zweiten Rückführ-Widerstand 360 und mittels des zweiten Widerstands 358, der als verstellbarer Widerstand ausgebildet sein kann, kann am Ausgang 368 des Summierers 35 ein beliebiger Spannungs-Grundwert eingestellt werden. Wird nun der erste Eingang 351 an einen Funktionsgenerator gemäß Pig. 4- angeschlossen und wird somit über den ersten Eingangswiderstand, 353 ein Strom Iw eingespeist, wie er in Fig. 5 -iß dritten Teildiagramm in Abhängigkeit einer Eingangsgröße-des Funktionsgenerators aufgetragen ist, so erhöht sich das Ausgangspotential des ersten Operationsverstärkers 355» ei· h. der Strom Iv; wird über den ersten Rückführ-Widerstand 359 kompensiert. Das erhöhte Ausgangspotential des ersten Operationsverstärkers 355 führt zu einer Absenkung des Potentials am Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 356 und damit am Ausgang 368 des Summierers 35· Diese Absenkung des Potentials am Ausgang 368 ist gleichbedeutend mit einer Vorverstellung des ZündZeitpunkts.
Ist nun der zweite Eingang 352 des Summierers 35 ebenfalls mit einem -Funktionsgenerator gemäß Fig. 4- beschaltet, von dem gleichfalls ein Strom Iv/ gemäß dem dritten Teildiagramm von Fig. 5 verursacht wird, so stellt sich am Ausgang 368 des Summierers 35 und damit des zweiten Operationsverstärkers 356 wiederum ein höheres Potential ein, wodurch dieser
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Strom Iw gleichfalls kompensiert wird. Die Erhöhung des Potentials am Ausgang 363 wiederum ist gleichbedeutend mit einer Kachvers teilung des; 7'ind Zeitpunkts, d. h. der Zündzeitpunkt wird zeitlich verzögert.
An die invertierenden Eingänge der Operationsverstärker 355» 356 können über v/eitere Eingangswiderstände in beliebiger Anzahl zusätzliche Funktiorsgeneratoren gemäß Fig. 4 angeschlossen werden, sofern weitere Einflußgrössen zur Verstellung des ZündZeitpunkts herangezogen werden sollen.
Als Alternative zur Schaltung gemäß Fig. 3 zeigt Fig. 7 in einem Blockschaltbild eine v/eitere Möglichkeit zur Erzeugung einer lastabhängigen Spannung. Diese lastabhängige Spannung wird beispielsweise "in Verbindung mit elektronischen Benzin-Einspritzanlagen hergeleitet aus Einspritzimpulsen, deren zeitliche Länge und zeitlicher Abstand ein Maß für die Belastung der Brennkraftmaschine sind, ähnlich dem Saugrohr-Unterdruck der Brennkraftmaschine, der Grundlage für die von dem Druck-Spannungs-Wandler gemäß Fig. erzeugte lastabhängige Spannung ist. Das in Fig. 7 dargestellte Ausführungsbeispiel eines Impulszeit-Spannungs-Wandlers weist einen Integrator 41, eine Umspeicher-Schaltung 42, eine Übernahme-Schaltung 43 sowie einen Speicher 44 auf. Fig. 8 zeigt ausführlich das Ausführungsbeispiel des Impulszeit-Spannungs-Wandlers gemäß Fig. 7·
Die einzelnen Einspritzimpulse der zeitlichen Länge ti gelangen von einer nicht dargestellten elektronischen Einspritzschaltung über einen Basiswiderstand 410 zur Basis eines ersten npn-Transistors 411, an einen Eingang eines
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ODER-Gatters 422 sowie au einer monostabilen Kippstufe 423. Das ODEE-Gatter 422 und die monostabile Kippstufe 423, deren Ausgang mit den zweiten Eingang des ODER-Gatters 422 verbundon ist, bilden die Umspeicher-Schaltung i\2 gemäß Fig. ?. ·
Der Eiüitter des arcs ten npn-Transistors 411 liegt direkt ■an der Hasseleitung 90. Der Kollektor dieses 'Transistors 4^1 ist über einen Eingangs-Widerstand 412 einerseits "it dem invertierenden Eingang eines ersten Operationsverstärkers 415 und andererseits über einen. Entladevjiderstand 414 mit dem Kollektor eines ersten pnp-Transistors 413 verbunden. Der Emitter dieses pnp-Transistors 413 liegt an der zweiten Versorgungsleitung 92, und die Basis ist an den Ausgang des ΟΠΕϊϊ-G-atters 422 angeschlossen. Der nichtinvertierende Eingang des ersten Operationsverstärkers 415 ist festgelegt durch einen zwischen die zweite Versorgungsleitung 92 uiid die Masseleitung 90 geschalteten 'Spannungsteiler 420, 421. Der Ausgang des ersten Operationsverstärkers 415 hat über einen ersten Ausgangswiderstand 419 Verbindung mit der zweiten Versorgungsleitung 92 und ist über einen Integrations-Kondensator 416 an den invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers 415 angeschlossen. Zu den Integrations-Kondensator 416 parallelgeschaltet ist die Reihenschaltung einer Zener-Diode 417 und einer ersten Diode 418, wobei-die Anoden der beiden Dioden miteinander verbunden sind und die erste Diode am Ausgang des ersten Operationsverstärkers 415 liegt. Die mit den Bezugszahlen 410 bis 421 bezeichneten Bauteile bilden den Integrator 41 gemäß Fig.
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Der Ausgang des ersten Operationsverstärkers 415 und damit des Integrators 41 ist über einen ersten Vorwidorstand 4-30 an den nichtinvertierenden Eingang eines zweiten Operationsverstärkers 4-31 angeschlossen. Dieser zweite Operationsverstärker 431 bildet die zentrale Einheit der Übernahme-Schaltung 43. Die beiden Operationsverstärker 415 u.
431 liegen zu ihrer Versorgung an der zweiten Versorgungsleitung 92 und an der Fasseleitung 90. Der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 431 liegt über eine zweite Diode
432 am invertierenden Eingang dieses Operationsverstärkers 431, wobei die Kathode der zweiten Diode 432 mit dessen Ausgang verbunden ist. Von diesem Ausgang zweigt ein zweiter Ausgangs-Widerstand 433 zur zweiten Versorgungsleitung 92 ab sowie ein erster Koppelwiderstand 434 in Reihe mit einer dritten Diode 435 und ein zweiter Koppelwiderstand 436. An dem von dem Ausgang des z\ireiten Operationsverstärkers 431 abgewandten Ende des zweiten Koppelwiderstands 436 liegt der Kollektor eines zweiten pnp-Transistors 437? dessen Emitter mit der zweiten Versorgungsleitung 92 verbunden ist. An die Basis des zweiten pnp-Transistors 437 ist über einen zweiten Basis-Widerstand 424 der Ausgang der monostabilen'Kippstufe 423 und damit der Umspeicher-Schaltung 42 angeschlossen. Zwischen dem vom Ausgang des zweiten Operationsverstärkers abgewandten Ende des zweiten Koppelwiderstands 436 und der Kathode der dritten Diode 435 liegt eine vierte Diode 438. Die Kathode der dritten Diode 435 und die Anode der vierten Diode 438 bilden zusammen den Ausgang der Übemahne-Schaltung 43 und sind angeschlossen an die Basis eines zweiten npn-Transistors 441. Von der Basis des zweiten npn-Transistors 441 führt ein Speicherkondensator 440 zur Masseleitung 90. Der Kollektor des zweiten npri-Transistors 441 liegt unmittelbar an der zweiten Versorgungsleitung 92 und der Emitter über
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einen Emitterwiderstand 442 ebenfalls an der Masseleitung 90. Der Emitter des zv/eiten npn-!Transistors 441 bildet zugleich den Ausgang 443 des Inpulszeit-Spannungs- ■ Wandlers und ist'über einen zweiten Vorwiderstand 439 mit dem invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers 431 verbunden.
Der Impulszeit-Spannungs-Wandler funktioniert wie folgt: Bei Eintreffen eines Einspritzimpulses der Dauer ti \tfird über den ersten Basiswiders band 410 der erste npn-Transistor 411 leitend und gleichzeitig über das ODEB-Gatter 422 der erste pnp-Transistor 413 gesperrt." Bestimmt durch die Werte des Eingarigswiderstands 412 und des Integrations-Kondensators 416, durch die der erste Operationsverstärker 415 zu einem Integrations-Verstärker wird, beginnt ein Integrationsvorgang. Am Ende der Dauer ti eines Einspritzimpulses ist die Ausgangsspannung des ersten Operationsverstärkers 415 und damit des Integrators 41 proportional zu ti, und es wird durch die Abschaltflanke des Einspritzimpulses die monostabile Kippstufe 423 gesetzt, die für eine Impulszeit tm in ihrem metastabilen Zustand verbleibt. Während der Impulszeit tm bleibt der erste pnp-Transistor 413 infolge der Beschaltung durch das ODER-Gatter 422 xreiterhin gesperrt, und da der erste npn-Transistor 411 nach Verschwinden des Einspritzimpulses der Dauer ti ebenfalls wieder gesperrt ist, wird die am Ausgang des ersten Operationsverstärkers 415 zuletzt erreichte Integratorspannung bis zum Ablauf von tm gespeichert.
Die Integratorspannung am Ausgang des ersten Operationsverstärkers 415 wird über den ersten Vorwiderstand 430 vom zweiten Operationsverstärker 431 abgetastet und mit der vom Ausgang 443 des Impulszeit-Spannungs-Wandlers über den zweiten Vorwiderstand 439 rückgemeldeten Ausgangsspannung verglichen.
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Solange die rückgemeldete Ausgangsspannung ihrem Wert nach geringer ist als die IntegratorSpannung, so wird vom zweiten Operationsverstärker 431 über den ersten Koppelwiderstand M-JA- und die dritte Diode 435 der Speicherkondensator 440 aufgeladen, bis sich an den Eingängen des zweiten Operationsverstärkers 4351 Spannungsgleichheit eingestellt hat. Überschreitet während der Impulszeit tn die Ausgangsspannimr; des Inpulszeit-Spannungs-Wandlers die Integratorspannung, so wird über den zweiten Vorwiderstand 439 eine Absenkung der Ausgangsspannung des zweiten Operationsverstärkers 431 ausgelöst, so daß über die vierte Diode 438 und den· zweiten Koppelwiderstand 4 35 der Speicherkondensator 440 solange entladen wird, bis sich wieder Spannungsgleichheit an den Eingängen des zweiten Operationsverstärkers 431 eingestellt hat.
Während der Impulszeit tm ist der zweite pnp—Transistor
437 infolge der Verbindung seiner Basis mit der monostabilen Kippstufe 423 über den zweiten Basiswiderstand 424 gesperrt. Nach Ablauf der Impulszeit tm wird der zweite pnp-Transistor 437 leitend. Dadurch wird die vierte Diode
438 gesperrt, und es kann vor einem neuen Setzvorgang der monostabilen Kippstufe 423 keine weitere Entladung des Speicherkondensators 440 mehr stattfinden. Gleichzeitig wird mit dem Zurückkippen der monostabilen Kippstufe 423 am Ende der Impulszeit tm der erste pnp-Transistor 413 leitend, und es findet ein Entladevorgang des Integrationskondensators 416 über den Entladewiderstand 414 sowie den ersten pnp-Transistor 413 statt, indem zugleich der Ausgang des ersten Operationsverstärkers 415 auf ein
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geringeres' Spannungsniveau absinkt. Die dem Integrationskondensator 416 parallel geschaltete BückkoTypelschaltung aus der Zener-Diode 417 u-£Ld der ersten Diode 418 verhindert ein Absinken der Ausgangsspannung>des ersten Operationsverstärkers 415 unter eine'bestimmte Schwelle. Diese Schnelle dient für den nächsten Integrationsvorgang, der mit Auftreten eines nächsten Einsprit'/impulse s e'er Dauer ti beginnt, als Anfang swert für die Integration.
In der zuletzt beschriebenen Phase kann es vorkommen, daß über den ersten Vorwiderstand 430 am nichtinvertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers 431 ein geringeres Spannungsniveau auftritt,, als vom Ausgang 443 des Impulszeit-Spannungs-Wandlers her über den zweiten Vorwiderstand 439 am invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers 431. Um nun den zweiten Operationsverstärker 431 dennoch im aktiven Bereich zu halten, d· h. um in der Verstärker-Eingangsschaltung Speicher-.effekte durch Umladevorgänge und damit Verzögerungszeiten bei einer erneuten Spannungs-Übernahme vom Integrator zu vermeiden, ist zur Überbrückung des zweiten Operationsverstärkers 431 die zweite Diode 432 vorgesehen, über die vom invertierenden Verstärkereingang genau so viel Strom abfließt, wie über den zweiten Vorwiderstand 439 andererseits zufließt.
Die soeben beschriebene Möglichkeit zur Erzeugung einer lastabhängigen Spannung ist besonders im Zusammenhang mit» einer Zentralelektronik für eine Brennkraftmaschine von Bedeutung, da hier ein lastabhängiges Signal für verschiedene Punktionen nötig wird.
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Nachfolgend wird ein. Verfahren zur Zündzeitpunkt-Verstellung beschrieben, das auf dem Vergleich von Strömen anstelle eines Spannungsvergleichs beruht. Zu diesem Zweck kann man sich die Bauteile 17, 21 und 35 aus Fig. 1 ersetzt denken durch eine Alternativschaltung gemäß Fig. 9· Diese .Alternativschaltung enthält einen Digital-Analog-Vandler 57 sowie einen Stroinkonparator 65, der an die Stelle des Sumnierers 35 und des Focroarators 21 tritt. Der Digit&l-Analog-Wandler ist hier angedeutet durch drei vom Binärzähler 15 anzusteuernde Schaltstufen mit npn-Schalttransistoren 571 als Schaltern und mit binärbewerteten Widerständen 572, 573, 574·· Diese binärbewerteten Widerstände sind den Kollektoren der Schalttransistoren 571 nachgeschaltet. Die von den Schalttransistoren 57^ abgewandten Anschlüsse der binärbewerteten Widerstände 572 bis 57y+ sind zusammengefaßt und gemeinsam zu dem invertierenden Eingang eines ersten Operationsverstärkers 655 geführt. Der Digital-Analog-Wandler 57 weist in einem, bevorzugten Ausführungsbeispiel der hier gezeigten Art so viele Schaltstufen auf, daß ein zur Zündzeitpunkt-Versteilung ausreichender Kurbelwellen-Drehwinkel erfaßt werden kann. Es ist ebensogut denkbar, das dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 175 vorgeschaltete V/iderstandsnetzwerk des in I1Ig. 2 dargestellten Digital-Analog-Wandlers 17 an-'stelle der hier in Fig. 9 angedeuteten Schaltstufen zu verwenden.
Der StromkoEiparator 65 weist, wie auch der Summierer 35 > einen ersten Eingang 65I sowie einen zweiten Eingang auf. Sollen weitere Einflußgrößen zur Beeinflußung des Zündzeitpunkts herangezogen werden, co können anstelle je eines einzelnen ersten Eingangs 651 bzw. eines einzelnen zweiten Eingangs 652 jeweils weitere Eingänge vorhan-
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den sein. Jedem dieser Eingänge ist ein Eingangswiderstaiid nachgeschaltet, hier dem ersten Eingang 651 ein erster Eingangswiderstand 653 und dem zxireiten Eingang 652 ein zweiter Eingangswiderstand 654-. Der erste Eingangswiderstand 653 bzw. die Eingangswiderstände der ersten Eingangsgrpppe sind weiterhin an den als Stromsummenpunkt ausgebildeten invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers 655 angeschlossen, ebenso wie die Schaltstufen des Digital-Analog-Vandlers 57 bzw. ein Widerstandsnetzwerk gemäß Pig. 2. Ein verstellbarer Widerstand 657 verbindet den invertierenden Eingang des ersten Ope:rationsverstärkers 655 niit der zweiten Versorgungsleitung 92,. Der nichtinvertierende Eingang des ersten Operationsverstärkers 655 ist in seinem Spannungsniveau festgelegt durch einen zwischen die zweite "Versorgungsleitung 92 und die Masseleitung 90 geschalteten 'Spannungsteiler, bestehend aus einem ersten Teilerwiderstand 663 und einem dritten Teilerwiderstand 665· Der Ausgang des ersten Operationsverstärkers 655 dient zugleich als Ausgang 668 des Stromkomparators 65.
Der zweite Eingang 652 ist übe'r den zweiten Eingangswiderstand 654- mit dem invertierenden Eingang eines zweiten Operationsverstärkers 656 verbunden. Wie zuvor beim ersten Operationsverstärker 655 angedeutet, können auch hier v/eitere Eingänge über weitere Eingangswiderstände in der gleichen Weise auf den zweiten Operationsverstärker 656 einwirken. Der nichtinvertierende Eingang des zweiten Operationsverstärkers 656.ist in seinem Spannungsniveau ebenfalls festgelegt durch einen zwischen die zweite Versorgungsleitung .92 und die Masseleitung 90 geschalteten Spannungsteiler, bestehend aus einem zweiten Teilerwiderstand 664- und einem vierten Teilerwiderstand 666. Der Aus-
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gang des zweiten Operationsverstärkers 656 ist über einen Kickführwiderstand 660 an dessen invertierenden Eingan0: und über einen Ausgangswiderstand 662 an dem invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers 655 und damit an den Stromsummenpunkt angeschlossen.
Die Schaltung gemäß Fig. 9 arbeitet vde folgt: Der erste Operationsverstärker 655» dessen nichtinvertierender Eingang und der als Stromsummenpunkt dienende invertierende Eingang auf einem durch die Teilerwiderstände 663, 665 bestimmten Potential liegen, dient dazu festzustellen, ob der über den verstellbaren Widerstand 657 und den Ausgangswiderstand 662 auf den Stromsummenpunkt zufließende Strom größer oder kleiner ist als der über die Schaltstufen beziehungsv/eise das Widerstands-Netzwerk des Digital-Analog-Wandlers 57 und den Eingangswiderstand 653 bzw. weitere abzweigende Eingangcwiderstände abfließende Strom. Zunächst fließt über den verstellbaren Widerstand 657 ein vorbestimmter Strom auf den Summenpunkt zu. Fließt über die soeben genannten Wege kein Strom ab, so übernimmt der erste Operationsverstärker 655 diesen Strom , was dazu führt, daß an dessen Ausgang und damit am Ausgang 663 des Stromkomparators 65 annähernd das Potential der Masseleitung 90 wirksam ist. Sobald der Drehzahl-Geber 10 einen Startimpuls abgegeben hat und der Binärzähler 15 die einlaufenden Zählimpulse abzählt,, fließt über den Digital-Analog-Wandler ^7 ein -mchsender Strom vom Stromsummenpunkt her ab, bis schließlich der abfließende Strom überwiegt. In diesem Augenblick schaltet der erste Operationsverstärker 655 um, so daß der Ausgang 66S ein positives Potential annimmt. Dieser Umschaltvorgang bewirkt einen Setzvorgang der ersten bistabilen Kippstufe 23.
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Wie bereits angedeutet, kann außer dem über den Digital-Analog-Wandler 57 abfließende Strom, auch üben'1 den Eingangswider-stand 653 und den Eingang 651 bzw. weitere Eingangswiderstände und weitere Eingänge, die mit Funktionsgeneratoren gemäß Fig. 4 zur Vorverstellung des Zün'dZeitpunkts verbunden sind, Strom abfließen. Dieser zusätzliche Strom bewirkt, daß das zuvor geschilderte Stromgleichgewicht, das zum Umschalten des ersten Operationsverstärkers 655 und damit zum Setzen der ersten bistabilen Kippstufe 23 führt, zeitlich eher erreicht wird. Für die Nachverstellung des Zündzeitpunkts wird als TJm- kehrverstärker der zweite Operationsverstärker 656 benutzt. Die über den zweiten Eingangswiderstand 654- und den zweiten Eingang 652 bzw. weitere gleichartig geschaltete Eingänge abfließenden Ströme, die von Funktionsgeneratoren gemäß Fig. 4 in Abhängigkeit von Einflußgrößen zur Nachverstellung des ZündZeitpunkts gesteuert werden, bewirken, daß über den Ausgangswiderstand 662 dem Stromsummenpunkt zusätzlich Strom zufließt. Dieser Strom addiert sich zu dem über den verstellbaren Widerstand 657 gelieferten Strom, so daß zur Kompensation dieser beiden zufließenden Ströme ein höherer' Zählerstand des Binärzählers 15 erforderlich ist, wodurch das Umschalten des ersten Operationsverstärkers 655 und damit der Zündzeitpunkt verzögert wird.
Ein weiteres Verfahren zur Ermittlung einer lastprdportionalen Spannung bzw. eines lastproportionalen Stroms ist die Erfassung des Luftdurchsatzes ^e Arbeitshub der Brennkraftmaschine. Dazu ist es erforderlich, eine elektronische Division durchzuführen. Als Ergebnis läßt sich eine Größe erzielen, die wiederum zur Ansteuerung eines Funktionsgenerators gemäß Fig. 4 herangezogen werden kann.
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Abschließend εοί erwähnt, daß es inabesondere bei Brennkraftmaschinen mit höherer Zylinderzahl zweckmäßig sein kann, nicht für jeden einzelnen Zylinder den Zündzeitpunkt zu bestimmen. Es ist in einem solchen Fall zwecüijrüßig, nur für einen repräsentativen Zylinder bzw. nur für wenige repräsentative Zylinder den Zündzeitpunkt, d. h. die Stromunterbrechuiip; und den Wiedereinschalt-Zeitpunkt des Zündstroms exakt zu "bestimmen und diese Zeitpunkte für die anderen Zylinder durch Auszählen der Zählimpulse jeweils neu festzulegen.
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Claims (9)

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    Ansprüche
    1Λ Anordnung zur Steuerung des Zündzeitpunkts einer Zündanlage für eine ein- oder mehrzylindrige Brennkraftmaschine nacih dem Otto-Prinzip, mit einem vorzugsweise kontaktlosen Drehzahl-Geber, der je Umdrehung der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine mindestens einen Harkierungsimpuls abgibt, mit einem Generator, der eine mit zunehmendem Kurbelwellen-Drehwinkel proportional wachsende Spannung liefert, mit einer Spannungsquelle, die von wenigstens einer zur Beeinflußung des ZündZeitpunkts heranzuziehenden Einflußgröße steuerbar ist, und mit einem Komparator, durch den ein elektronischer Züridschalt-Verstärker steuerbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (14-) einen Bihärzähler (15) und einen Digital-Analog-Wandler (17; 57) aufweist.
  2. 2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Komparator (21; 65) und den Zündschalt-Verstärker (24) eine erste bistabile Kippstufe (23) geschaltet ist.
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  3. 3. Anordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (14-) zusätzlich einen Decoder (19) enthält, dessen Ausgang init einen z\^eiten Ein-' gang der ersten bistabilen Kippstufe (23) verbunden ist.
  4. 4·. Anordnung nach einen der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Spann.ungsquelle wenigstens einen Drehzahl-Spannungs-Vandler (27), einen Last-Spannungs-Wandler (31) und einen Summierer (35) aufweist, dessen Ausgangsspannung zusammen mit der Ausgangsspannung des Generators (14) dem Komparator (21) zugeführt ist.
  5. 5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3j dadurch ge kennzeichnet, daß die Spannungsquelle wenigstens einen Drehzahl-Spannungs-Wandler (27) und einen Last-Spannungs-Wandler (31) aufweist und daß ein Stromkomparator (65) vorgesehen ist, dem Ausgangsströme wenigstens des Drehzahl-Spannungs-Vandlers (27) und des Last-Spannungs-Wandlers (31) einerseits und ein Ausgangsstrom des Generators (14-) andererseits zugeführt sind.
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  6. 6. Anordnung nach einem der Anspi'üche 1 bis 5? dadurch .· gekennzeichnet, daß dem vorzugsweise kontaktlosen Drehzahlgeber (1O) an einem ersten Ausgang (108) Startimpulse und an einem zweiten Ausgang. (109) Zählimpulse entnehmbar sind.
  7. 7· Anordnung nach einem der Ansprüche 4 oder 5 und Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Ausgang (108) des Drehzahl-Gebers (10) mit einem ersten Eingang einer zweiten bistabilen Kippstufe (12) und der zweite Ausgang (109) des Drehzahl-Gebers (10) mit einen Zähleingang (152) des Binärzählers (15) sowie mit dem Drehzahl-Spannungs-Vandler (27) verbunden ist.
  8. 8. Anordnung nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß auf einen zweiten Eingang der zweiten bistabilen Kippstufe (12) und einen ersten Eingang eines ODER-Gatters (13) ein Ausgangssignal der ersten bistabilen Kippstufe (25) zugeführt ist und daß ein Ausgangssignal der zweiten bistabilen Kippstufe (12) auf einen zweiten Eingang des ODER-Gatters (15) gegeben ist, dessen Ausgang seinerseits mit einem Nullsetz-Eingang (151) des Binärzahlers (15) verbunden ist.
  9. 309851/0242
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