DE2013556C3 - Adaptiver Entzerrer zur Entzerrung mehrstufiger PAM-Datensignale - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen adaptiven Entzerrer zur Entzerrung mehrstufiger PAM-Datensignale, bestehend aus einem Verzweigungsnetzwerk, das Verzögerungsglieder, Summierer und gesteuerte Einstellglieder enthält, und an dessen Ausgang eine Entscheidungsschaltung nachgeschaltet ist, deren Eingang und Ausgang den Eingängen eines Differenzverstärkers zugeführt sind.

Bei der Übertragung von digitalen Daten in Form von Mehrstufen-Puls-Amplituden-Modulation (Mehrstufen-PAM) über bandbegrenzte Kanäle treten bekanntlich lineare Verzerrungen auf, welche zu einer gewissen Fehlerrate des empfangenen Signals führen. Es ist deshalb erforderlich, dem verzerrenden Kanal ein entzerrendes Filter nachzuschalten, um die linearen Verzerrungen des Signals zu beseitigen, d.h. das empfangene Signal in eine Form zu bringen, die dem gesendeten Signal möglichst ähnlich ist Als Antwort auf einen gesendeten Rechteckimpuls tritt am Ausgang des verzerrenden Kanals eine verzerrte Impulsantwort auf. Die übertragenen Daten am Kanalausgang bestehen aus einer linearen Überlagerung zeitlich aufeinanderfolgender verzerrter Impulsantworten. Bei Mehrstufen-PAM ist jeder gesendete Rechteckimpuls mit einem bestimmten positiven oder negativen Amplitudenwert multipliziert. Dieser Amplitudenwert stellt die zu übertragende Information dar.

Um ein entzerrtes Ausgangssignal des Übertragungskanals zu erzielen, genügt es, die Impulsantwort des Kanais zu entzerren. Da eine Übertragung über verschiedenartige Kanäle mit verschiedenartigen Verzerrungseigenschaften möglich sein soll und da sich unter Umständen auch die Eigenschaften eines Übertragungskanals während der Übertragung ändern, ist es erforderlich, daß das nachgeschaltete Entzerrerfilter sich automatisch den jeweiligen Eigenschaften des Kanals anpaßt Solche automatischen Entzerrer nennt man bekanntlich adaptive Entzerrer. Es sind bereits eine Reihe unterschiedlicher Schaltungsarten solcher Entzerrer bekanntgeworden, die aber den Nachteil haben, daß sie einen verhältnismäßig großen schaltungstechnischen Aufwand insbesondere dann erfordern, wenn es darauf ankommt das verzerrte Signal möglichst ideal und möglichst schnell zu entzerren. Für die automatische Funktion einer solchen Entzerrerschaltung ist es wesentlich, daß die Steuerung der einzelnen Einstellglieder mit einem möglichst geringen schaltungstechnischen Aufwand erfolgen kann, um dadurch eine möglichst hohe Betriebssicherheit des gesamten Entzerrers zu erhalten.

In diesem Zusammenhang ist durch den Aufsatz »Techniques for Adaptive Equalization of Digital Communication Systems«, in der Zeitschrift »Beh System Technical Journal«, Band 45, Februar 19b6, Seiten 255 bis 286, bereits ein adaptiver Entzerrer bekanntgeworden, bei welchem die automaiische Einstellung der Einstellglieder aufgrund einer reinen Vorzeichenkorrelation erfolgt. Dieser Entzerrer weist ein relativ schlechtes Konvergenzverhalten auf, da nur ein Teil der tatsächlich vorhandenen Information, nämlich die Vorzeichen, zur Ableitung der Einstellgrößen ausgenutzt wird und da diese Vorzeicheninforma-

tion unter Benutzung von Schätzwerten für das richtige entzerrte Signal abgeleitet wird Es sind aber auch Verfahren bekanntgeworden, welche den in der übertragenen Information enthaltenen mittleren quadratischen Fehler minimieren und einen sehr großen Konvergenzbereich aufweisen. Ein derartiges Verfahren ist beispielsweise in der Veröffentlichung »An Automatic Equalizer for General-Purpose Coinmunication Channels«, in »Bell System Technical Journal«, Band *6, November 1967, Seiten 2179 bis 2208, beschrieben. Dieses Verfahren weist hingegen den Nachteil auf, daß analoge Größen miteinander multipliziert werden müssen, um die automatische Einstellung des Entzerrers zu gewährleisten, was einen verhältnismäßig großen schaltungstechnischen Aufwand erfor- _!5 dert In einem weiteren bekannten Entzerrer sind die vorgenannten Schwierigkeiten dadurch zumindest teilweise beseitigt, daß zur automatischen Einstellung der im Entzerrer enthaltenen Einstellglieder analoge Größen nur noch mit Vorzeichen multipliziert werden. Ein derartiger Entzerrer ist beispielsweise durch die Literaturstelle »1969 WESCON Technical Papers«, Session 11, Paper 2, bekanntgeworden. Dieses Verfahren weist allerdings den Nachteil auf, daß der Entzerrer eine solche Struktur haben muß, daß alle Einstellglieder ₂$ seinem ausgangsseitigen Summierer unmittelbar vorgeschaltet sein müssen, da nur dann eine unmittelbare Ermittlung der zur automatischen Einstellung des Entzerrers erforderlichen Größen möglich ist. Eine automatische Einstellung von Entzerrern, die aus allgemeineren, beispielsweise aus kanonischen Verzweigungsnetzwerken bestehen, welche nur eine minimale Anzahl von Verzögerungsgliedern enthalten, ist deshalb mit diesem Verfahren nicht möglich.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Schaltungsanordnungen für adaptive Entzerrer anzugeben, die bei einem möglichst geringen Aufwand an Schaltelementen eine möglichst hohe Qualität der erreichbaren Entzerrung zu erzielen gestatten und welche die automatische Einstellung von Entzerrern beliebiger Struktur ermöglichen.

Zur Lösung dieser Aufgabe bestehen zwei Möglichkeiten.

Bei einem adaptiven Entzerrer zur Entzerrung mehrstufiger PAM-Datensignale, bescehend aus einem Verzweigungsnetzwerk, das Verzögerungsglieder, Summierer und gesteuerte Einstellglieder enthält, und an dessen Ausgang eine Entscheidungsschaltung nachgeschaltet ist, deren Eingang und Ausgang den Eingängen eines Differenzverstärkers zugeführt sind, besteht die erste Lösungsmöglichkeit erfindungsgemäß darin, daß dem Ausgang des Differenzverstärkers eine Verzögerungsleitung nachgeschaltet ist, deren Ausgang mit den ersten Eingängen mehrerer Multiplizierer verbunden ist, daß der Ausgang der Entscheidungsschaltung über einen Vorzeichenbewerter mit einem digitalen Schieberegister verbunden ist, das Abgriffe in Abständen entsprechend einer Verzögerungszeit T aufweist, daß diese Abgriffe mit den zweiten Eingängen der Multiplizierer verbunden sind, daß jedem Multiplizierer ein !ntegrierer nachgeschaltet ist, und daß der Ausgang eines jeden Integrierers mit einem ihm zugeordneten Einstellglied des Verzweigungsnetzwerkes verbunden ist.

Die zweite Lösungsmöglichkeit der genannten Aufgabe besteht erfindungsgemäß darin, daß dem Ausgang des Differenzverstärkers ein Vorzeichenbewerter nachgeschaltet ist, dessen Ausgang mit dem Eingang eines digitalen Schieberegisters verbunden ist, daß der Ausgang der Entscheidungsschaltung mit einer Verzögerungsleitung verbunden ist, die Abgriffe in Abständen entsprechend einer Verzögerungszeit T aufweist, daß diese Abgriffe mit den ersten Eingängen mehrerer Multiplizierer verbunden sind, daß der Ausgang des Schieberegisters mit den zweiten Eingängen der Multiplizierer verbunden ist, daß jedem Multiplizierer ein Integrierer nachgeschaltet ist, und daß der Ausgang eines jeden Integrierers mit einem ihm zugeordneten Einstellglied des Verzweigungsnetzwerkes verbunden ist.

Nachstehend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen noch näher erläutert Es zeigt in der Zeichnung

Fig. la ein Beispiel für eine verzerrte Rechteckimpulsantwort am Eingang des Entzerrers,

Fig. Ib ein Beispiel für eine verzerrte Impulsantwort am Entzerrerausgang,

Fig. Ic ein Beispiel für eine entzerrte Impulsantwort am Entzerrerausgang,

F i g. 2 den vollständigen Aufbau eines bekannten Entzerrers ohne die Einrichtung für die automatische Einstellung,

F i g. 3 eine erste Schallung zur automatischen Einstellung des in F i g. 2 dargestellten Entzerrers gemäß der Erfindung,

Fig.4 eine zweite Möglichkeit zur automatischen Einstellung des in F i g. 2 dargestellten Entzerrers gemäß der Erfindung,

F i {·,. 5 ein Beispiel für die Durchführung der Multiplikation bei Verwendung von digitalen Schieberegistern als Verzögerungsleitung bei Übertragung von PAM mit mehr als zwei Stufen.

Fig. la zeigt ein Beispiel für eine verzerrte Impulsantwort, wie sie am Ausgang eines bandbegrenzten Übertragungskanals auftreten kann. Diese Impulsantwort ist mit 1 bezeichnet. Im folgenden soll synchrone Datenübertragung vorausgesetzt werden. Das bedeutet, daß die Folgefrequenz der einzelnen nacheinander gesendeten Zeichen bekannt ist und daß die ankommende verzerrte Impulsantwort bzw. das durch die lineare Überlagerung vieler zeitlich nacheinander gesendeter Impulsantworten entstandene verzerrte Signal nur zu einzelnen bestimmten Zeitpunkten abgetastet wird. In Fig. 1 sind verschiedene solche Zeitpunkte angegeben, nämlich <^3 bis f+3- Der Abstand zweier aufeinanderfolgender betrachteter Zeitpunkte entspricht dem Abstand zweier aufeinanderfolgender gesendeter Zeichen. Dieser Abstand entspreche einer Zeitdauer T. Im folgenden sollen die auf der Empfangsseite ankommenden Signale nur zu diesen Abtastzeitpunkten betrachtet werden. Es können beispielsweise die Werte der ankommenden Signale zu diesen Abtastzeitpunkten in einem sogenannten Abtast-Halte-Kreis gespeichert werden bis zum jeweils nächsten Abtastzeitpunkt, so daß sich am Ausgang des Abtast-Halte-Kreises die in Fig. la dargestellte trep penförmige Kurve 2 ergibt, welche genau dieselbe Information enthält wie die kontinuierlich verlaufend« Impulsantwort 1. Die treppenförmige Impulsantwor gemäß Kurve 2 enthält Vorschwinger, welche beispiels weise mit /_2 und f.\ bezeichnet sind und Nachschwin jier, weiche mit /Ί und /2 bezeichnet sind. Bei de Übertragung mehrerer, aufeinanderfolgender Impuls« können sich die von verschiedenen Impulsen herrühren den Überschwinger derart ungünstig überlagern, dal beispielsweise zum Zeitpunkt ίο anstatt des Sollwerte

der mit gb bezeichnet sei. ein anderer Amplitudenwert /Ό erkannt wird. Dadurch wird die übertragene Information also verfälscht, und es ist notwendig, zur Beseitigung dieser linearen Verzerrungen dem Übertragungskanal ein Entzerrerfilter nachzuschalten.

Fig. Ib zeigt die Impuisantwort h(t) am Ausgang eines solchen noch nicht richtig abgeglichenen Entzerrers. Diese Impuisantwort ist mit Γ bezeichnet und wird ebenfalls zu verschiedenen diskreten Zeitpunkten abgetastet, welche jeweils im Abstand raufeinanderfolgen. Durch Anwendung eines Abtast-Haltc-Kreises ergibt sich wieder eine in Fig. Ib mit 2' bezeichnete Treppenkurve, welche ebenfalls Vorschwinger und Nachschwingcr aufweist Als Beispiel sind, ähnlich wie in F ιg. la. auch in F ι g. Ib nur die dem Hauptwert Λο is unmittelbar benachbarten Vor- bzw. Nachschwinger mit h s Λ \ bzw. ih. Λ; kenntlich gemacht Im folgenden soll NOrausgescm werden, daß die Impuisantwort h(t) am Emzerrerau&gang so abgetastet wind, daß der Ab.asijeitpunM k> auf den Hauptwert, ά. h. aiso auf die jo Steile größter Amplitude der lir^Kshant^Ort. fallt, da hier wn vornherein der größte Signs^Stor-Abstand auftritt Der Zeitpunkt i,-. tst em geesgöe; gewihher

Die F sg. te reigt e;ne sdeak
wwt 2 bezeichnet ist usxs die besspte&ffeae «35 Ass esnes rvhtig- eingestellter; Efstüerrers Siäfu-ejess fcäanse. Diese Inipulsar.tww; »-eist dw SolSsupärtBäe. & £3? S<f enthält keine Vor- und \*chsci!wingeT sneiiir. sr»ä ecsc lineare Überlagerung solcher
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1«: te & für die richtigen übertragenen Signale a*. Bei Übertragung von nur zweistufiger PAM entscheidet diese Schaltung beispielsweise, daß jedem Signal am Punkt 4, welches größer als null Volt ist, ein Ausgangssignal am Punkt 6 mit der Amplitude +1 Volt zugeordnet werde, daß dagegen jedem Signal am Punkt 4. das kleiner als null Volt ist, am Punkt 6 ein Signal mit der Amplitude -1 Volt zugeordnet wird. Am Punkt 6 erscheinen also nur noch Signale mit zwei möglichen Amplitudenstufen und wenn die Verzerrungen des Signals am Entzerrerausgang nicht zu groß sind, dann wird am Punkt 6 die richtige, entzerrte Signalfolge erscheinen. Durch die Verzerrungen werden diese Entscheidungen natürlich gelegentlich verfälscht Diese Überlegung läßt sich analog auch auf PAM mit mehr als zwei Stufen erweitern. Am Ausgang der Entscheidungs schaltung können dann mehr als zwei verschiedene AmpUtudersstufen auftreten. Die Signale am Eingang der Entscheidungssehaltung seien mit y* bezeichnet, die Signale am Ausgang der Entscheidungsschaltung mit är, k is; wiederum eine Zählvariable. Die Werte £t stellen ScMtzwerte für die richtigen idealen Signale zu den Zntpaninen I= k+kTdzr. Der Eingang 4 und der Ausgang 6 der Entscheidungsschaltung sind mit den Eamgtege-n 8' und 8" eines Differenzverstärkers 7 vesiJSEsden and ergeben am Ausgang 8 des Differenzversarkers 7 Schätzwerte für die Fehler, die hier et geaasan «-erden und die durch die Differenz zwischen des isehr oder weniger verzerrten Signalen >i am Esizemerausgang 4 und den zugeordneten Schätzwer-es &, für die idealen Signale am Ausgang 6 gegeben isai Das in F i g. 2 dargestellte Entzerrerfilter, das unter -össus Namen Transversalfilter bekannt geworden ist Γ.εΙ5ϊ ?sur em Beispiel für mögliche Enucrrerstrukturen öet. Es können auch andere jrecigneic Emrcrrcrstrukturen veraerKlet werden, beisptelsw-etse sogenannte c^tSogoaafe FiUernetiwerke. die bei Erregung mit €3β«ώι Diraampuls an ihren Ausgängen orthogonale raira'isaraworten liefern, txier vngcnanntc kanonische Ye-TW'esgungsnctrw-crkc. wie stc beispielsweise in der VeroftemlJchsnvg »/ur sll^etiicmen Theorie der Verr»-?ipi;igsne«werke*. m vier /eit^vhnft v>AFlU. t968. HenS.Seiten361 bis3t>:.bovhncben\»v>rdensind

D?e is Fig.3 gerevjnc Schaltung ist geeignet die S^ rur «utomatisvhrn F.tnsteiUirut vtes m F i g. 2 Entit-rrei-s vornmchmen Fs ist deshalb iiv« aasr^pchet». o«Ö n<i Rciihsieniru; eines «daptiven fe^rerrens. der Schaltiinj; ««\"h l-'ig 2 άκ Schaltung fc F ig.3 nuwvrvlnett wt weshalb nisarsimengehöm F»g S mit den gkschen

w\Ftg ibeiwohnetwnd. Iss ^«Jsföhrtinir<beis^tel ^ter r t $. 3 »st <tem Aws^ng8 des Däferrort-mtirker* 7 eine Ver«^«rungsk«mtg 29

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Entscheidungsschaltung 5 angeschaltet ist. Dem Vorzeichenbewerter 80 ist ein digitales Schieberegister nachgeschaltet, dessen einzelne Glieder mit den Bezugsziffern 10 bis 13 versehen sind. Die einzelnen Glieder bewirken dabei jeweils eine Verzögerungszeit 7 Die gestrichelte Linie 94' soll andeuten, daß noch weitere Glieder des digitalen Schieberegisters vorhanden sein können. An dem digitalen Schieberegister sind in Abständen entsprechend der Verzögerungszeit 7 jeweils die Abgriffe 90 bis 94 vorgesehen, die über die Leitungen 95 bis 99 mit den zweiten Eingängen der Multiplizierer verbunden sind. Im Ausführungsbeispiel sind nur die Leitungen 98 und 99 eingezeichnet, jedoch sind auch die Leitungen 95 bis 97 mit Einrichtungen verbunden, die ebenso ausgebildet sind wie die an die Leitungen 98 und 99 angeschlossenen Einrichtungen. Die vom Ausgang 36 der Verzögerungsleitung 29 kommenden Leitungen 38 sind über die Widerstände 21 mit dem Widerstandswert 2R jeweils mit dem invertierenden Eingang der Differenzverstärker 26 verbunden, der in der Figur durch ein Minuszeichen kenntlich gemacht ist. Der mit dem Pluszeichen kenntlich gemachte nicht invertierende Eingang der Differenzverstärker 26 liegt auf Bezugspotential. Die vom Umkehrverstärker 28 kommenden Leitungen 38' sind über die Widerstände 20 mit dem Widerstandswert R auf die Schrlter 980 bzw. 990 geführt, deren anderer Anschluß ebenfalls auf die invertierenden Eingänge der Differenzverstärker führt. Zusätzlich ist der invertierende Eingang der Differenzverstärker über eine Kapazität 24 unmittelbar mit dem Ausgang 63 bzw. 64 der Differenzverstärker verbunden. Auf die Schalter 980 und 990. die als elektronische Schalter ausgebildet sind und bekanntlich beispielsweise unter Zuhilfenahme von Feldeffekttransistoren realisiert werden können, wirken nun die von den Abgriffen des digitalen Schieberegisters kommenden Steuergrößen ein, die den Schaltern über die Leitungen 98 und 99 zugeführt werden. Den Ausgängen 63 und 64 der Differenzverstärker 26 schließen sich, wie dies durch die Ausgänge 60, 61, 62 und 65 gestrichelt angedeutet ist, weitere solche Ausgänge an. die unmittelbar auf die Einstellglieder 50 bis 55 (vgl. F i g. 2) einwirken, wie dies durch die Pfeile 60 bis 65 kenntlich gemacht ist. Es kann nun angenommen werden, daß beispielsweise der Ausgang 63 den Haupivvert über das F.instcllglied 53 auf den vorgeschriebenen Wert regelt, der Ausgang 64 mit Hilfe des Einstellgliedes 54 den ersten Nachschwinger auf näherungsweise Null regelt und ebenso die Ausgänge 62 und 65 die übrigen Vor- bzw. Nachschwinger näherungsweise auf den Wert Null regeln. Allgemein ausgedrückt bedeutet dies, daß jeweils die Einstellglieder Cj, c,₊ i, c,_i, c,₊ 2 usw. auf die jeweiligen Sollwerte über die einzelnen Multiplizier- und Integrierglieder eingestellt werden. Die gestrichelt umrahmte Schaltungseinheit 100 enthält somit alle erforderlichen Multipliziererund Iniegrierer.

Die Funktionsweise der Schaltung nach F i g. 3 in Verbindung mit der Schaltung nach Fig.2 läßt sich folgendermaßen erklären.

Die Impulsantwort 1 des zu entzerrenden Übertragungskanals allein ist in Fig. la dargestellt und heißt f(t/\ Die einzelnen Amplitudenwerte sind, bezogen auf den Hauptwort

f(t

f(t =>■ tn + T) = /,. f(t = /0 + jT) = f,

Wenn z. B. zu einem bestimmten Zeitpunkt f = to der Hauptwert fo der Impulsantwort am Abgriff 43 der Verzögerungsleitung 30 bis 34 des Transversalfilters steht, so erscheinen die einzelnen Amplitudenwerte an den entsprechenden Abgriffen, wenn nur diese eine Impulsantwort in das Transversalfilter eingelaufen ist. Dann steht am Ausgang 4 des Transversalfilters der Hauptwert /?o der in Fig. Ib dargestellten Impulsantwort h(t) von Kanal und Entzerrer. Der zeitliche Verlauf von h(t) habe z. B. die Form 2, wie in F i g. 1 a dargestellt. Die Datenübertragung sei synchron, d. h., T ist der Abstand zweier aufeinanderfolgender gesendeter Zeichen; ferner seien die Signale durch einen Abtast-Halte-Kreis vorgeformt, und j ist eine ganzzahlige Zählvariable.

Im allgemeinen werden nicht einzelne Impulse übertragen, sondern eine große Anzahl zeitlich aufeinanderfolgender, mit Faktoren a_n bewertete Impulse, wobei die a„ entsprechend der Mehrstufen-PAM die Information beinhalten. Die Impulsantworten überlagern sich entsprechend, so daß das Gesamtsignal x(t)am Bezugsabgriff des Transversalfilters sich zusammensetzt aus
xU) = _ί1(Ί ■ /(() + «, · fit - T) + O₂ ■ fit -27)+···

+ fl_,-/(f + 7) + a_₂f(t + 27)+· ·■

π ist eine ganzzahlige Zählvariable.

Wir betrachten die Signale x(t) nur zu der Abtastzeitpunkten t = ?₍i + jT(j = — 00 ... + 00):

x-, = X(I₀ + ./7) =Σ «„ · /(I₀ + ,7 - πT)

Analog setzt sich das Ausgangssignal y(t) de Entzerrers aus der Summe aufeinanderfolgender, mi Faktoren a„ bewerteter Impulsantworten h(t) zusam men:

oder

.Vj;= V(I₀ +./7)= Σ a_m ■/!,_,„; (4)

in =■ r

mist eine ganzzahlige Zählvariable.

Ferner ist, wenn für ein Filter entsprechend Fig.
eine Verzögerungsleitung mit einer Länge entspr
chend einer Verzögerungszeit 2NT angenommen wi
und der Bezugsabgriff C₀ in der Mitte liegt:

oder .no = Σ ^ci · *" - ^/7">

wobei 2Λ/ + 1 die Anzahl der Abgriffe der Verzöf
rungsleitung und / eine ganzzahlige Zählvariable sii

9 10

Wenn nur ein Impuls übertragen wird, ist oder

Für kleine Verzerrungen sind die //-ι klein für

ν. = O_nYc₁ ■ j · ,(= h, für O₀ = 1) (7) /-/ * O gegen /₀ = 1. Daher ergeben sich nur für/ = /

Ti^ \ wesentliche Werte für den Differentialquotienten:

(Impulsantwort am Entzerrerausgang). io ' > ~ 0 für j =£ /

Im folgenden wird daher nur noch die Abweichung de, (18)

der Impulsantwort von der idealen Impulsantwort 3r sgn 1/ι_;· Für j = I

betrachtet:

ί hj, j φ 0 (/"ο = 1 ist als Normierung angenommen).

Ift. =J (8) is Es gilt damit für Db <1

¹ U-Kj = O

die Amplitude der idealen Impulsantwort sei auf den —-—L- % sgn \h_} (19)

Wert +1 normiert. Dann wird mit Gleichung (4) ^öci

ν Υ a ■ lli + α (9) Der Fehler 4Λ, wird daher im wesentlichen nur durch

L=-" ^J"^{m J}" Cjbeeinflußt C₁ -kann so geregelt werden, daß, Ahj-* 0

χ geht. Dies kann gleichzeitig an allen Abgriffen

yj-itj - e_i ι= Σ ^am ' -"¹J-BI- Π0) geschehen, so daß alle IdAyI-* 0 für-N<j<+W.

™= ⁷ 25 Es gilt mit Gleichung (10):

Solange die durch den Übertragungskanal bewirkte _ß . _sgn y _|Λ. . _fl . _{sen (20)}

maximale Verzerrung ^J - ^ ^J '" ^m " ^

D₀ = .-L Σ 1/^ ' d) ³° Unter der Annahme, daß Zufallstext übertragen wird

Vo ; = ·/ ^J und daß die einzelnen a_m nach Betrag und Vorzeichen

i * η statistisch voneinander unabhängig sind für m Φ 0, gilt ist, gilt, daß die Maximale Verzerrung

_i5 E(a_m sgn O₀) = E(aJ ■ E(sgn O₀) = O für ·?ι ^ O.

D = T^ ΣΙ'^Ι <¹²) "" ^(21ΐ

am Entzerrerausgang, unter der Voraussetzung H₀ = 1, wobei E(x) den Erwartungswert, d.h. den linearer

minimal wird für diejenigen Einstellungen der 2N Zeitlichen Mittelwert, von .χ darstellt.

verschiedenen c_ß welche gleichzeitig ΙΛ,Ί = 0 erzwin- ₄o Damit wird

sen für alle I/Ί < N,/^ 0. Dieser Zusammenhang ist in _.

de? Veröffentlichung »Automatic Equalization für ^E(cJ' ^sgⁿ ^) = % " ^£^ ^s§" *1

Digital Communication« in der Zeitschrift »Bell System _

Technical Journal«. Band 44, April 1965, Seiten 547 ois ~ "¹J"

588, nachgewiesen. 45 und somit

Ferner ist für D₀ < 1 und Λ_ο = 1 die Funktion P eine

konvexe Funktion der 2Λ/Variablen Cj, d.h., sie weist nur \h. = E(e,- · sgn O₀)

ein einziges Minimum auf. Die Bedingung A₀ = 1 wird ^J E(Ia₀I)

durch zusätzliche Regelung von C₀ erfüllt, oder es wird

C₀ » 1 gewählt und A₀ = 1 durch eine Regelung ₅o E(Io₀I) ist der lineare zeitliche Mittelwert von \a_k außerhalb des Transversalfilters erzwungen.

Es werden also einfach alle IdA/l auf Null geregelt κ

Gemäß obiger Aussagen ergibt sich eine eindeutige E(Ia₀I) % ψΣ\^ύ

Endeinstellung der c> ^Kk = ι

Mit Gleichung (7) ist 55

_n z.B. ist bei Vierstufen-PAM

^hj = Σ ^ci -fi-< <^I3>

I - -N

Σ c,-fj-, für J=M (H) 6o

'⁼ "^V £(k|) = -j Wr Zufallstext. (25)

1 fur J = O (15) ^We^^en

⁶⁵ 1 * 1

E(Cj ■ sgn O₀) * ~£ e_k ■ sgn α_έ.,« - Σ e* · sgn y_k. . (16) ^Λι = ι ^Λ

ergibi sich ein Schätzwert h_s für It₁ zu

(27)

Hierbei ist Sk ein Schätzwert für e*-: et = yA — ä* . ä* ist ein Schätzwert für a* und wird aus dem Ausgangssignal yic des Entzerrers mit Hilfe der Entscheidungsschaltung 5 gebildet. ι ο

Die durch Gleichung (27) beschriebene Größe kann zur adaptiven Entzerrereinstellung verwendet werden, und es ergibt sich insofern ein wesentlicher Vorteil für die Realisierung der Schaltung, als die Multiplikation mit sgn äk-j-N sehr einfach wird. Allerdings muß et analog um NT verzögert werden, wenn auch N Vorschwinger entzerrt werden sollen.

Gleichung (19) zeigt, daß Ah₁ bei nicht zu großen Verzerrungen im wesentlichen nur durch c, beeinflußt wird, d. h., die mittels Gleichung (27) gewonnene Größe kann daher zur Einstellung von c, benutzt werden. Bei gleichzeitiger Einstellung aller c„ wird die maximale Verzerrung nach Gleichung (12) minimiert.

Die Verzögerung von ik erfolgt in der Schaltung nach Fig.3 mit Hilfe der Verzögerungsleitung 29. Das Vorzeichen sgn ä* des Idealsignals i/t wird mit Hilfe des Vorzeichenbewerters 80 gebildet, und mit Hilfe der Verzögerungsleitung 10 bis 13 werden die in Gleichung (27) benötigten Größen sgn äk-j-si gebildet. Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 3 wird die Multiplikation gemäß Gleichung (27) auf einfache Weise mit Hilfe der elektronischen Schalter 980 bzw. 990 bewirkt. Der Multiplizierer und der Integrierer sind hier jeweils in einer Einheit zusammengefaßt. Der mit Hilfe der Kapazität 24 gegengekoppelte Operationsverstärker 26 3$ wirkt als Integrator, denn alle über die Widerstände 20 bzw. 21 fließenden Ströme werden auf dieser Kapazität aufsummiert und ergeben eine entsprechende Ausgangsspannung des Verstärkers. Wenn am Punkt 36 in F i g. 3 die Spannung + U anliegt und die Schalter 980 bzw. 990 geöffnet sind, so fließt auf die Kapazität ein Strom der Größe U/2 R. Wegen des Umkehrverstärkers 28 liegt an den Leitungen 38' die Spannung - U. Wenn die Schalter 980 bzw. 990 geschlossen sind, so fließt über die Widerstände 20 jeweils ein Strom - UIR, so daß als Summenstrom auf die Kapazität 24 ein Strom - UI2R fließt, d. h„ bei leitendem Schalter kehrt der Strom, welcher innerhalb einer festen Zeiteinheit auf die Integrationskapazität 24 fließt, genau die Richtung um. Hierdurch wird eine Multiplikation mit dem entsprechenden Vorzeichen von ik-j-N bewirkt Die anhand von F i g. 3 beschriebene Schaltung hat den Vorteil, daß mit zunehmendem Abgleich des Entzerrers die Fehleramplituden Sk-N gegen Null gehen, so daß in Gleichung (27) jedes einzelne Summenglied für sich gegen Null geht, was einen besonders genauen Endabgleich des Entzerrers gewährleistet

Im AusführungsbeLpiel nach der Fig.3 sind, wie bereits erläutert, in der Schaltungseinheit 100 die Multiplizierer und Integrierer zusammengefaßt Dies ermöglicht eine einfache und wirtschaftliche Realisierung. An sich ist es auch möglich, den Umkehrverstärker 28 wegzulassen und bekannte Verfahren für die Multiplikation und anschließende separate Integration anzuwenden.

In Fig.4 ist eine weitere Möglichkeit zum Aufbau einer Schaltung gezeigt mit deren Hilfe ein Entzerrer adaptiv eingestellt werden kann. Zur einfacheren Darstellung ist dabei davon auszugehen, daß anstelle der Schaltung nach F i g. 3 die Schaltung nach F i g. 4 mit dem in F i g. 2 dargestellten adaptiven Entzerrer zusammenarbeitet.

Beim Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 wird dem Ausgang 8 des Differenzverstärkers 7 ein Vorzeichenbewerter 80' nachgeschaltet, dessen Ausgang mit dem Eingang eines digitalen Schieberegisters 29' verbunden ist. Das digitale Schieberegister 29' bewirkt ebenfalls eine Verzögerung der ankommenden Signale um die Zeit NT, wobei N die Anzahl der zu entzerrenden Vorschwinger bedeutet. Der Ausgang des digitalen Schieberegisters 29' ist mit 36' bezeichnet. Der Ausgang 6 der Entscheidungsschaltung 5 ist mit einer Verzögerungsleitung verbunden, deren einzelne Abschnitte mit 10' bis 13' bezeichnet sind, und es sind an dieser Verzögerungsleitung entsprechend einer Verzögerungszeit Fdie Abgriffe 90' bis 93' vorgesehen, die über die Leitungen 135 bis 138 mit den ersten Eingängen mehrerer Multiplizierer verbunden sind. Der Ausgang des Schieberegisters 29' ist mit den zweiten Eingängen 36' der Multiplizierer verbunden, und es ist jedem Multiplizierer ein Integrierer nachgeschaltet. Die Ausgänge 60 bis 65 eines jeden Integrierers sind wiederum derart mit den ihnen jeweils zugeordneten Einstellgliedern 50 bis 55 des Verzweigungsnetzwerkes verbunden, daß eine adaptive Einstellung des Entzerrers erfolgt. Im Ausführungsbeispiel der F i g. 4 enthält die gestrichelt umrahmte Schaltung 100' an sich die gleichen Schaltungsbestandteile wie die gestrichelt umrahmte Schaltung 100 im Ausführungsbeispiel nach F i g. 3, weshalb in F i g. 3 wirkungsgleiche Elemente mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind, so daß eine nochmalige Erläuterung dieser Bauteile an dieser Stelle nicht nötig ist. Unterschiedlich zur Schaltung nach F i g. 3 ist lediglich die Verwendung des Umkehrvc. stärkers 28' insofern, als nämlich in der Schaltung nach F i g. 4 jedem der Abgriffe 90' bis 93' ein Umkehrverstärker zugeordnet sein muß. Auch in der Schaltung nach F i g. 4 sind die Vorgänge des Multiplizierens und Integrierens miteinander verbunden. Es können gegebenenfalls wiederum für jeden einzelnen Vorgang getrennte Bauelemente nach an sich bekannten Methoden vorgesehen sein.

Die Funktion der Schaltung läßt sich folgendermaßen erklären:

Es gilt die Beziehung

- Vo '⁰O-.

(28)

(29)

Durch Ändern der 2N Einstellglieder c/ können im wesentlichen nur die 2N Überschwinger Ah_N bis Ah- ν verändert werden. Der Hauptwert der Impulsantwort bzw. Aho wird mittels Cb geregelt Es genügt daher, die Gleichung

■■+ G₀ %+·■ + a_N\h__N =

(30)

zu betrachten.

J,- i(Vf Jf

Ferner gilt mit

nach Gleichung (9)

\e_t\ = e_k · sgn e_k d\e_k\ _ de_k

Fm₁ ⁼ τη*: ■^{sgn e}"

und mit

de, δ \h:

κ sr*

L I

(31) (32)

(33)

(34)

Hierbei ist wieder e* ein Schätzwert für e* und äk ein Schätzwert für a*.

Gleichung (34) beschreibt eine Komponente des Gradienten des mittleren Fehlerbetrags, allerdings nicht in Abhängigkeit vom einzustellenden Koeffizienten cj, sondern vom Fehler Ah₁ in der Impulsantwort h(i). Dieser Gradient kann benutzt werden, um die Größe

-Σ

(35)

und damit ajle Fehler in der Impulsantwort zu minimieren. IeJ stellt den linearen Mittelwert von e* dar. Der Wert C₁ wird so eingestellt, daß die in Gleichung (34) beschriebene Größe gegen Null geht.

Wie ein Vergleich der Gleichungen (27) und (34) zeigt, wird das Kriterium für die automatische Einstellung des adaptiven Entzerrers in beiden Fällen aus einer Summierung von Produkten einer analogen Größe mit einer Vorzeichengröße abgeleitet. Es sind in den beiden Fällen lediglich die analoge Größe und die Größe von der das Vorzeichen gebildet wird, vertauscht.

Während das in Fig. 3 dargestellte Ausführungsbeispiel einen besonders genauen Endabgleich des Entzerrers ermöglicht, läßt sich das in F i g. 4 dargestellte Ausführungsbeispiel besonders günstig instrumentieren. Die Verzögerungsleitung 29' kann hier nämlich ebenfalls rein digital realisiert weraen, da die Vorzeicheninformation sgn 6k nur zwei verschiedene Werte annehmen kann. Da auch die Schätzwerte äk für die richtigen idealen PAM-Signale a* nur endlich viele verschiedene diskrete Werte annehmen können, ist es möglich, auch die Verzögerungsleitung 10' bis 13' in digitaler Form auszuführen, nämlich durch mehrere parallel digitale Schieberegister zu ersetzen. Beispielsweise können acht verschiedene Amplitudenstufen mit Hilfe dreier paralleler Schieberegister verzögert werden, da sich acht verschiedene Amplitudenstufen durch drei ßinärziffern darstellen lassen. Es ist dann, bevor die Multiplikation erfolgt, an jedem Abgriff 90' bis 93' der Verzögerungsleitung eine geeignete Decodierung erforderlich. Diese kann beispielsweise mit Hilfe von Digital-Analog-Wandlern erfolgen.

Ein Beispiel für die Decodierung eines vierstufigei PAM-Signals ist in Fig. 5 dargestellt, die einer Ausschnitt aus einer in digitaler Form realisierter Verzögerungsleitung zeigt Die Verzögerungsleitung besteht aus zwei parallelen Schieberegistern, von denei das eine die Verzögeomgsglieder 11" und 12" enthäl und das andere die Verzögerungsglieder 11'" und 12'" Die binär codierte Information über die Amplitude de; Signals i* kann parallel an den Abgriffen 137' und 137'

ίο des Schieberegisters abgenommen werden. Über die Leitungen 212 und 213 werden zwei konstante Hilfsspannungen U und 2U an den Digital-Analog Wandler gelegt. Diese Hilfsspannungen sind für alle Digital-Analog-Wandler in der Schaltung gleichzeitig verwendbar. Sie werden einerseits den Widerständer 203 bzw. 204 direkt und andererseits den Widerständer

201 bzw. 202 über Umkehrverstärker 210 bzw. 211 zugeführt Die Widerstände 203 bzw. 204 liegen in Seri« mit Schaltern 936 und 937, welche durch die Signale aul den Leitungen 137' bzw. 137" betätigt werden. Wenr auf der Leitung 137' eine Null erscheint, sollen die Schalter 936 bzw. 937 nicht leiten; wenn dagegen eine Eins erscheint sollen die Schalter 936 bzw. 937 leiten Die Schalter 936 und 937 sowie die Widerstände 201 unc

202 sind mit dem invertierenden Eingang 221 eine; Operationsverstärkers 222 verbunden, dessen nichlin vertierender Eingang auf Bezugspotential liegt Dei Ausgang 223 des Verstärkers 222 ist über der Widerstand 220 auf den invertierenden Eingang 221 rückgekoppelt.

Es läßt sich zeigen, daß je nach der Art der an der Punkten 137' und 137" ankommenden Signale, d. h. alsc je nach der Stellung der Schalter 936 bzw. 937, air Ausgang 223 des Digital-Analog-Wandlers eine Span nung entsteht, welche vier verschiedene mögliche Werte annehmen kann. Damit ist also eine Decodierung der parallel über das Schieberegister laufender Information möglich, und am Punkt 223 steht wieder die analoge Größe a*. ,zur Verfügung. Diese Größe kann ir bereits erläuterter Weise auf den jeweils zugeordneten Multiplizierer und Integrierer gegeben werden. Ir Fig. 5 ist der gesamte Digital-Analog-Wandler in dem gestrichelt umrahmten Schaltungsabschnitt 300 enthalten.

Wie im Zusammenhang mit Fig.* schon erwähnt läßt sich die Verzögerungsleitung 10' bis 13' in Form mehrerer digitaler Schieberegister ausführen. Da die Idealsignale £*_, bereits parallel in digitaler Form an den entsprechenden Abgriffen 90' bis 93' des Schieberegisters angeliefert werden, kann auch die Multiplikation mit sgn 6k η in bekannter Weise mit rein digitalen Mitteln vorgenommen werden und ebenso die Integration beispielsweise mit Hilfe eines Zählers. Der in dem Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 4 dargestellte Einstellmechanismus für den adaptiven Entzerrer läßt sich also völlig in rein digitaler Form realisieren.

Die vorstehend beschriebenen Möglichkeiten zur automatischen Einstellung eines Entzerrers für synchrone Datenübertragung weisen gegenüber bekannten

_(io Verfahren den Vorteil auf, daß zur Gewinnung des Einstellkriteriums nur Multiplikationen von analogen Größen mit Vorzeichengrößen erforderlich sind. Diese Multiplikationen lassen sich verhältnismäßig einfach und genau durchführen. Ferner läßt sich in der beschriebenen Weise jedes geeignete Verzweigungsnetzwerk, alsio etwa auch ein kanonisches Verzweigungsnetzwerk mit einer rekursiven Struktur und einer minimalen Anzahl von Verzögerungsgliedern, adaptiv

einstellen. Die genannten Kriterien liefern einen schnelleren und genaueren Endabgleich des Entzerrers als bei Anwendung einer reinen Multiplikation von Vorzeichen zur Gewinnung des Abgleichkriteriums unter der Voraussetzung gleicher, konstanter Integrationszeiten für die Integratoren, da die für die Steuerung der Einstellglieder 50 bis 55 gebildeten Größen jeweils abhängig von der Größe des Fehlers sind. Bei starken Verzerrungen nimmt nämlich der in Gleichung (34) beschriebene Mittelwert des Differeiitialquotienten einen großen Wert an. Wenn dann durch den automatischen Einstellvorgang die Verzerrungen geringer werden, wird auch dieser Mittelwert kleiner, so daß

sich ein schneller G robabgleich und ein um so genauerer Feinabgleich ergibt. Entsprechendes gilt auch für das in Gleichung (23) bzw. Gleichung (27) abgeleitete Einstellkriterium, da die Verzerrungen um so kleiner sind, je kleiner die Amplituden der unerwünschten Uberschwinger Ah, sind. Die Verwendung dieses Einstellkriteriums hat zudem noch den Vorteil, daß mit verbessertem Abgleich der Fehler selbst gegen Null geht, so daß ir Gleichung (27) jedes Summenglied einzeln gegen NuI! geht, was einen genauen Endabgleich des Entzerrers ermöglicht, ohne daß große Anforderungen an die Genauigkeit der Instrumentierung des Einstellmechanismus gestellt werden müssen.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

709 607/1!

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Adaptiver Entzerrer zur Entzerrung mehrstufiger PAM-Datensignale, bestehend aus einem Verzweigungsnetzwerk, das Verzögerungsglieder, Summierer und gesteuerte Einstellglieder enthält, und an dessen Ausgang eine Entscheidungsschaltung nachgeschaltet ist, deren Eingang und Ausgang den Eingängen eines Differenzverstärker!» zugeführt ι ο sind, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ausgang (8) des Differenzverstärkers (7) eine Verzögerungsleitung (29) nachgeschaltet ist, deren Ausgang (36) mit den ersten Eingängen (38) mehrerer Multiplizierer verbanden ist, daß der Ausgang (6) der Entscheidungsschaltung (5) über einen Vorzeichenbewerter (80) mit einem digitalen Schieberegister (10 bis 13) verbunden ist, das Abgriffe (90 bis 94) in Abständen entsprechend einer Verzögerungszeit T aufweist, daß diese Abgriffe (90 bis 94) mit den zweiten Eingängen (95 bis 99) der Multiplizierer verbunden sind, daß jedem Multiplizierer ein Integrierer nachgeschaltet ist, und daß der Ausgang eines jeden Integrierers (60 bis 65) mit einem ihm zugeordneten Einstellglied (50 bis 55) des Verzweigungsnetzwerkes verbunden ist (F i g. 2,3).

2. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (36) der Verzögerungsleitung (29) einerseits direkt und andererseits über einen Umkehrverstärker (28) mit den ersten Eingängen (38,38') der Multiplizierer verbunden ist.

3. Adaptiver Entzerrer zur Entzerrung mehrstufiger PAM-Datensignale, bestehend aus einem Verzweigungsnetzwerk, das Verzögerungsglieder, Summierer und gesteuerte Einstellglieder enthält, und an dessen Ausgang eine Entscheidungsschaltung nachgeschaltet ist, deren Eingang und Ausgang den Eingängen eines Differenzverstärkers zugeführt ist, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ausgang (8) des Differenzverstärkers (7) ein Vorzeichenbewerter (80') nachgeschaltet ist, dessen Ausgang mit dem Eingang eines digitalen Schieberegisters (29') verbunden ist, daß der Ausgang (6) der Entscheidungsschaltung (5) mit einer Verzögerungsleitung (10' bis 13') verbunden ist, die Abgriffe (90' bis 93') in Abständen entsprechend einer Verzögerungszeit Γ aufweist, daß diese Abgriffe (90' bis 93') mit den ersten Eingängen (135 bis 138) mehrerer Multiplizierer verbunden sind, daß der Ausgang des Schieberegisters (29') mit den zweiten Eingängen (36') der _so Multiplizierer verbunden ist, daß jedem Multiplizierer ein Integrierer nachgeschaltet ist, und daß der Ausgang eines jeden Integrierers (60 bis 65) mit einem ihm zugeordneten Einstellglied (50 bis 35) des Verzweigungsnetzwerkes verbunden ist (F i g. 1,4).

4. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Abgriffe (135 bis 138) des zweiten Schieberegisters (10' bis 13') einerseits direkt (138) und andererseits über einen Umkehrverstärker (28') mit den ersten Eingängen der _h0 Multiplizierer verbunden sind (F ig. 1,4).

5. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung (10' bis 13') aus mehreren digitalen Schieberegistern (H", 11'", 12", 12"') in Verbindung mit _(l5 Digital-Analog-Waridlern (300) besteht.

6. Adaptiver Entzerrer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung aus mehreren digitalen Schieberegistern besteht und daß die Multiplikation und die Integration in rein digitalen Schaltungen ausgeführt sind (F i g. 2,3).