DE2008560A1

DE2008560A1 - Nachrichtenübertragungssystem mit Puls kompression

Info

Publication number: DE2008560A1
Application number: DE19702008560
Authority: DE
Inventors: Hans Dipl Ing 8000 Mun chen P Neustadt
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1970-02-24
Filing date: 1970-02-24
Publication date: 1971-09-09
Also published as: GB1315873A; DE2008560B2; DE2008560C3; NL7102464A

Description

Nachrichtenübertragungssystem rait Pulskompression

Bei der technischen Realisierung der Optimalfilter sind
zwei Verfahren möglich, die sich unter dem Oberbegriff der
Pulskompressionssysteme zusammenfassen lassen. Bei der
Puläcompression mit diskreten Teilsignalen (diskontinuierliche Modulationsfunktion) ist jedem Verzögerungsabschnitt ein
Filter für das zugehörige i'eilsignal nachgeschaltet. Zum
Koinzidenz-Zeitpunkt erscheint das Ausgangssignal mit der
um den Korapressionsfaktor erhöhten Amplitude. Belegen die
Toilsignale (ganz oder teilweise) einen gemeinsamen Frequenzbereich (z.B. bei Phasensprungcodierung), so entstehen sogenannte Nebenkoinzidenzen, die von der eingestellten Signalfolge abhängen. Die Signalfolge (Code) kann durch Einfügen einer Verbindungsmatrix oder durch direkte Beeinflussung der Filter beliebig und in einfacher Weise verändert werden. Der Kompressionsfaktor entspricht der Anzahl der Verzögerungsglieder, u-roi3e Codelängen führen deshalb zu entsprechend aufwendigen Realisierungen (Verzögerungsleitungen oder Schieberegister mit vielen Anzapfungen).

Dagegen beruht die Pulskompression mit kontinuierlicher Modulationsfunktion innerhalb des 3endesignals auf einer linearen Modulation, z.B. einer Frequenzmodulation innerhalb eines Impulses. Zur Kompression dient ein Filter mit zu dieser Modulationsfunktion inverser Übertragungscharakteristik. Die Teilsignale gehen hierbei gewissermaßen kontinuierlich ineinander über.
T)ae Optimalfilter (dispersive Verzögerungsleitung) weist eine homogene struktur auf, die eine Änderung der Übertragungsfunktion ("Oode"-Wechsel) praktisch ausschließt, weil die Möglichkeit, für jeden Signal ein eigenes Filter vorzusenen, beim jetzigen

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Stand der Technik für interessante Codemengen ausscheidet. dererseits ermöglicht die homogene Bauweise hohe Kompressinnsfaktoren mit geringen Verzerrungsverlusten.

In beiden Fällen entstent somit das eigentliche als Autokorrelationsfunktion des gesendeten Signale im ger. Diese Signaltransformation besorgt ein Optimalfilter >!ar. a-n die Struktur des zu empfangenden Signals angepaßt ist ("Matched Filter"). "Rntsprechend der verschiedenen SignalstrnV; tür ergeben sich demnach in den beiden Verfahren unterschiedliche Realisierungen dieses Filters, deren Vor- und Nachteil.:. z.T. auf verschiedenen Gebieten liegen. So bietet ein Filter W- mit diskreter Struktur die Möglichkeit, den eingestellten Cooe scnnell und mit geringem, zusätzlichem Auiwand zu wechseln; andererseits steigt der lirundaufwand in etwa proportional mit der Oodelänge und dem Kompressionsfaktor. Beim kontinuierlichen Filter ist die letztere Abhängigkeit nicht zwingend. Hohe Kompressionsfaktoren (K>100) sind erreichbar; die Oodelänge besitzt in der Regel keinen Einfluß auf die Baugröße. Die homogene Filterstruktur verhindert jedoch den gewünschten Signalwechsel, um die Nachahmbarkeit zu beschränk-en.

Der E_rfindung liegt die .Aufgabe zugrunde, ein Nachrichtenübertragungssystem zu schaffen, das sowohl hohe Kompressionsk faktoren als auch einen großen Code-Vorrat liefert. Ausgehend von einem Nachrichtenübertragungssystem unter Verwendung von Puls-Oode-Modulation mit diskontinuierlicher Modulationsfunktion und empfangsseitiger Pulskompression, wobei zur zeitlichen Änderung der Codierung die Codes aus wechselnden Einzelelementen zusammengehet?, ι sind, wird dies dadurch erreicht, daß .jedes Ein.".elelement in sich zusätzlich eine weitere Modulation aufweist und daß empfangsseitig eine Kompression sowohl auf urund der zusätzlichen air auch auf urund der diskontinuierlichen Modulationsfunktion vorgenommen ist.

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Zur Erläuterung der Vorteile der Frfindung wird im folgender, von einem Beispiel ausgegangen, dem die nachstehenden Voraussetzungen zugrunde gelegt werden:

Korapressionsfaktor K = 100

Vorrat an unterschiedlichen Signalen (Codevorrat) U = 1 r-OC Y/oiterhin sei angenommen, daß die zusätzliche Modulation ptc-tig verläuft.

a) Für die Realisierung nur mit Kompressionsfiltern (d.h. Anwendung nur einer stetigen Modulationsfunktion) ist ein Aufwand von insgesamt 1 000 Stück erforderlich, die in einer Art Filterbank anzuordnen waren.

b) Bei Verwendung einer diskontinuierlichen Modulationsfunktion werden Filter mit mindestens 100 Stufen benötigt, um den angestrebten Kompressionsfaktor zu erreichen. Der hierfür benötigte Aufwand überschreitet die zur Codierung notwendige Stufenzahl um viele Größenordnungen. Der G-esamtcodevorrat ergibt sich aus der Stufenzahl M zu

H = 2»

27 Für N = 100 liegt der Codevorrat um den Faktor 10 über der angestrebten Di-mensionierung.

c) Die Realisierung des Übertragungssystems entsprechend der Lehre der Erfindung ermöglicht es, bei dem angestrebten "Jodevorrat von einer Stufenzahl des diskontinuierlichen Kompressionsfilters von M = 10 auszugehen. Da sich die Kompressionsfaletoren multiplizieren, genügt für das filter mit der stetigen Modulationsfunktion ein Kompressionsfaktor von ebenfalls K= 10. Im einzelnen ergibt sich folgender Vergleich:

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Das erfindungsgemäße Übertragungssystem kombiniert etwa. 1/1000 des Aufwandes der Lösung nach a) (1 Filter mit K = 10 gegenüber 1 000 Filtern mit K = 100) mit 1/10 Aufwand von b), um die gewünschten Eigenschaften au erreichen.

Weitere Einzelheiten sowie Ausfuhrungsbeispiele der Erfindung sind im folgenden anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Empfangseinrichtung

für die Decodierung von Empfangssignalen

fc Fig. ?A - 2D Signalverläufe an den Punkten A bis D der

Schaltung nach Fig. 1

Pig. 3 in Diagrammform eine weitere Möglichkeit für die Gestaltung der zusätzlichen Modulationsfunktion

Fig. 4 eine Abwandlung der zusätzlichen Modulationsfunktion nach Fig. 3

die Bei dem Schaltungsbeispiel nach Fig. 1 werden/dem Eingang A zugefuhrten Signale zwei Pulskompressionsfilter PFI und PFII zugeführt, denen Demodulatoren DI und DII nachgeschaltet sind. Die Ausgänge dieser Demodulatoren sind einer Subtraktionseinrichtung S zugeführt, die mit einem Verzögerungsglied Yd verbunden ist, das als Verzögerungsleitung oder als Schieberegister ausgebildet sein kann und eine Reihe von (im vorliegenden Beispiel sieben) Anzapfungen aufweist. Diesen Anzapfungen sind Überwachungsschaltungen USI bzw. USII nachgeschaltet, wobei für die Überwachungsschaltung USI der Wert "1", für die Überwachungsschaltung USII der Wert "-1" (Negation) vorgesehen ist. Für die Einstellung der Verteilung für die Werte "1" und "-1" int eine Gchaltersteuerung SU vorgesenen, die von einem Codegeber SG gesteuert wird. Die Empfangssignale gelangen nach den Überwachungsschaltungen USI bzw. USII zu einem Additionsnetzwerk AN und stehen in addierter Form an dem Ausgang D zur weiteren Verarbeitung an, wobei durch die Stufe SAU ein Schwellwert eingestellt werden kann.

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Das "bei A bei richtiger Codierung zugeführte Signal ist schematisch in Fig. 2A dargestellt. Es handelt sich um einen Code mit insgesamt sieben Stellen, dessen liesamtdauer ϊ beträgt. Ein Einzelelement dieses Codes habe die Dauer T'j wobei im allgemeinen vorausgesetzt ist, daß alle Einzelelemente gleich lang sind. Jedes dieser Einzelelemente ist einer zusätzlichen, im vorliegenden Beispiel kontinuierlichen Modulationsfunkticm unterworfen, die in der Fig. 2A durch eine gestrichelte ansteigende bzw. abfallende Linie dargestellt ist. Die nach rechts ansteigenden gestrichelten Linien sollen andeuten, daß die .Frequenz des Einzelelements mit zunehmender Zeit stetig größer wird, während die nach rechts abfallenden gestrichelten Linien andeuten sollen, daß die Frequenz-Modulationsfunktion mit zunehmender Zeit abnimmt. Ordnet man der ansteigenden Frequenz-Modulationsfunktion den Wert ^H+1", der abfallenden Modulationsfunktion dagegen den Wert "-1¹¹ zu, so hat der In Fig. 2A dargestellte Code nach der Decodierung der stetigen Frequenz-Modulationsfunktion die Verteilung:

+1, +1, +1, -1, -1, +1, -1

Das Pulskompressionsfilter PFI ist so ausgelegt, daii Frequenzen mit ansteigender Frequenz-Modulationsfunktion (entsprechend z.B. dem ersten Einzelelement nach Fig. 2A) kompressiv, solche mit abfallender Frequenz-Modulationsfunktion (entsprechend z.B. dem vierten Einzelelement nach Fig. 2A) dagegen dispersiv beeinflußt werden. Für derartige Pulskompressionsfilter gibt es eine Reihe von Ausführungsformen, wobei vor allem dispersive Verzögerungsleitungen angewandt werden, d.h. Einrichtungen, die eine frequenzabhängige Verzögerung von Signalen bewirken. Da somit von dem Pulskorapressionsfilter PFI nur die rignale mit ansteigender Frequenz-Modulationsfunktion (+1) kompressiv beeinflußt werden» ergeben sich am Ausgang des Demodulators BI, d.h. am Punkt B, die in Fig. 2B dargestellten S|pale. Überall dort, wo eine ansteigende Frequenz-Modulationsfunktlon bei Fig. 2A vorhanden war, ergibt sich ei» stark ausgeprägtes Maximum, während in den Zwischenbereichen, d.h. dort,

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wo eine abfallende Frequenz-Modulationsfunktion Vorhand fan war (-1), nur sehr kleine Nebenmaxima vorhanden sind. Es treten somit zunächst drei starke Signale auf, dann fehlen (bei -1) zwei Signale, es folgt ein weiteres starkes Signal (+1) und es fehlt wiederum ein Signal (-1).

Für dasi'ulskompressionsfilter Pu¹II, dessen Aufbau bezüglich der Frequenz-Modulationsfunktion invers zu dem des i-'ilter;- PFl gewählt ist, ergeben sich demgemäß stark ausgeprägte Maxim» bei abfallender Frequenz-Modulationsfunktion (-1) und nur geringe Nebenmaxima bzw. Lücken bei ansteigender Frequenzk modulationsfunktion (+1). Die zeitliche Verteilung dieser Maxima ergibt sich aus Fig. 20, wo sie unterhalb der Zeitachse als negative Signale dargestellt sind, weil sie in der Subtraktionsstufe S eine Vorzeichenumkehr erfahren haben. Die auf diese V/eise decodierten Signale entsprechen - abgesehen von den Nebenmaxima - einem einfachen aktiven Binärcode, d.h. einer "+1, -1 "Verteilung.

Das Signal nach Fig. 2C gelangt zu dem Verzögerungsglied Vü, welches sieben, ,jeweils uraC zeitlich verschobene Anzapfungen aufweist. Dies bedeutet, daa die sieben Einzelsignale nach Fig. 2C alle gleichzeitig an den Anzapfungen anliegen (Serien-Parallelumwandlung). Wenn der vom Codegeber SC gelieferte und ) von der Schaltsteuerung SU entsprechend umgeformte Code die gleiche Codierung aufweist wie die Codierung des Signals nacn Fig. 2C, dann lassen die ersten drei sowie die sechste Umschalteinrichtung USI, welche mit "1" bezeichnet sind, Signale ohne Vorzeichen durch, während die vierte, fünfte und siebte Uraschalteinrichtung TJSII die Signale im Vorzeichen ändern. Die Signalverteilung nach Pig. 20 entspricht somit genau dem vom Oodegeber SC eingegebenen Code, und bei D, d.h. am Ausgang des Additionsnetzwerks AN tritt ein einzelner stark ausgeprägter Impuls "G- auf. Dieser in Fig. 2D dargestellte Impuls hat theoretisch die siebenfache liröße eines Maximalimpulses der Fig. 2B

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b:vw..?C, weil durch die umschalteinrichtungen USII (vierte,, fünfte, fiebte) die negativen Signalspitzen nach. Fig. 20 umgepolt werden. Die weiterhin auftretenden Nebenmaxiraa (dies gilt η ucii "für die Signale nach Pig. 2B und 2G) können zweckmäßig durch entsprechende Einrichtungen im Zusammenhang mit der Kompression verringert werden, so daI3 praktisch nur die maximalen Signalamplituden zur Verwertung zugelassen v^erden und Ncben-■iHxiraa der ersten bzw. zweiten Kompressionsstufe nicht störend in Ki'sohemung treten.

irifft ein "ignal ein, dessen Prequenz-Modulationsfunktion nicht die in Pig. 2A dargestellte Verteilung aufweist, so ergeben eich andere als die in den Fig. 2B und 2G dargestellten ,"ignalVerteilungen. So waren z.B., wenn der Code nach Fig, 2A-die Verteilung +1, +1, +1, -1, -1, -1,-1 hätte, bei B und in Kig. ?B mir drei maximale Signale vorhanden, während am Ausgang des Demodulators DII und in Fig. 2C vier maximale (negative) Signale auftreten wurden. Dies hätte zur Folge, daß für den bei TJSI und IJSII eingestellten Code die vorletzte ■ (sechste) Umsohalteinrichtung USI das falsche Abzeichen hätte und somit im Additionsnetzwerk AN niciit sieben gleiche Amplituden überlagert wurden, sondern nur sechs und eine negative. Das Summen-Signal Au nach Fig. 2D würde für das angenommene Beispiel nicht den durch die Schwelle SA(i· eingestellten Wert erreichen und damit zu einer Auswertung nicht zugelassen werden.

Weitere Möglichkeiten der zusätzlichen Modulation bestehen in einer Frequenzumtastung oder einer Phasensprungmodulation der Einzelelemente des Codes, die kompressiv ausgewertet wird.

In Fig. ^ ist in /Vbhängigkeit von der Zeit t als weiteres Beispiel für die zusätzliche Modulation die Momentanfrequenz einer Modulationsfunktion aufgetragen, wobeiT'=i ist, d.h. «jeden "Rinzelelement des Codes während der ganzen Codedauer ΐ orhariden ist und insgesamt die Bandbreite b benötigt wird. Der beim vorliegenden Beispiel verwendete Code hat wiederum

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die Verteilung

+1, +1, +1, -1, -1, +1, -1

wobei +1 jeweils zeitabhängig einem Frequenzanstieg, dagegen -1 zeitabhängig einem Frequenzabfall entspricht, PIe unterscneidung der Einzelelemente ist durcn'einen bestimmten ^1?requenzabstand b-,-, sichergestellt. Der Aufbau der Kotnpreeaion3-"inrichtung entspricht dem in Pig. 1 gezeigten ßoiöpi.·'], wc V^ die Kompressionsfilter PPI und PFII mindestens die .öandbreit··· ]^J. möglichst linear zu verarbeiten haben. Dementsprechend ergebeί ,sieh naon der Kompression "bei B Impulse der in Fig. 2B dargestellten Art, wahrend "bei C eine Verteilung nach Fig. 20 auftritt. Die weitere Verarbeitung erfolgt in der im Zusammenhang mit Fig. 1 erläuterten Weise.

Bei der in Fig. 4 dargestellten Abwandlung dieses Prinzips der zusätzlichen Modulation sind *? und ΐ ungleich gewählt, d.h. die zusätzliche Modulation ist nicht während der ganzen Zeitdauer ΐ eines Codes wirksam. Dabei ist allerdings noch vorausgesetzt, daß die einzelnen zusätzlichen Modulationsfunktionen zeitlich nacheinander beginnen und enden, so daß eine Art Zeitmultiplex entsteht.

Die Frfmdung ist von besonderem Vorteil dort anwendbar, wo große Oodemengen benötigt werden, um durch einen raschen Codewechsel gezielten Störungen und Nachahmungen zu entgehen. Hierzu gehört neben dem uebiet des geheimen wachrichtenverkehrs vor allem die Kennsysteme, insbesondere die Freund-Feind-Identifizierung im Zusammenhang mit Sekundärradargeraten.

A Figuren
1? Patentansprüche

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Claims

—■ Q _".""■ P a t e η t a η s ρ r ü c he

1. Machrichtenübertragungssystem unter Verwendung von PuIs-Oode-Modulation rait diskontinuierlicher Bodulationsfunk eion und empfangsseitiger Pulskompression, wobei zur zaitlionor. Änderung der Codierung die Codes aus wechselnd en Finsel-.' ^lementen zusammengesetzt sind, d a d u r c Iv g e k &· η η-K e i c h η e t , daß jedes Einzelelement, ir/sieh zusätzlich eine weitere Modulation aufweist und daß empfangsseitig eine Kompression sowohl auf G-rund der zusätzlichen als auch, aiii' arund ders diskontinuierlichen Modulationsfunktion vorgenommen ist. ■

2. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 1 -, dadurch gekennzeichnet , daß die für jedes Einzeleleraent vorgesehene zusätzliche Modulationsfunktion eine Funktion der Frequenz ist..

"5. Nachrichtenübertragungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprache, dadurch gekennzeichnet, da υ. die für die Unterscheidung der Einzelelemente vorgesehenen Modulationsfunktionen durch binäre Funktionen gebildet sind,

4. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 3 ,dadurch g e k e η η ζ e i c h η e t , daß bei binärer Codierung' die eine zusatzliche Modulationsfunktion durch zeitabhängig ansteigende bzw. zeitabhängig abfallende Modulationsfrequenzen dargestellt ist. ·

5. Nachrichtenübertragungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig in einer"ersten Verarbeitungsstufe die

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Kiηζ elelemente demoduliert bzw. decodiert sind und erst in einer zwieten Verarbeitungsstufe die Becodiex-ung der Codes vorgenommen ist.

6. Nachrichtenübertragungssystem nach einem der vorhergehe·_i~ den Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, da;3 die Kompression der Einzelelemente vor der DemoduLa Li on

. vorgenommen ist.

7. iiaenrichtenübertragungssysteia nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch g e k e η η ζ e i c h r. c (., daß die zusätzliche Modulationsfunktion durch eine stetige

Funktion gebildet ist.

8. iJacnrichtenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch ' gekennzeichnet , daß die zusätzliche Modulationsfunktion unstetig ist und insbesondere in einer Frequenz- oder Phasenumtastung besteht.

9. Nachrichtenübertragungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Anwendung bei Kennsystemen, insbesondere zuz- Freund-Feind-Kennung bei Sekundärrdargeräten.

10. Nachrichtenübertragungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einzelelemente eine zusätzliche Modulation aufweisen, deren Frequenzspektren jeweils um einen bestimmten Wert (b-p) entsprechend der Stellung des Einzelelements im Code variiert sind (Fig. 3).

11. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , da.i die zusätzliche Modulation während der G-e samt dauer (ΐ) eines Codes anhält.

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