DE19857542A1 - Verfahren, Einrichtung, Telefon und Basisstation zur Bereitstellung eines effektiven Nachlaufregelungsleistungswandlers für variable Signale - Google Patents

Abstract

Ein Verfahren (300, 400), Einrichtung (100, 200), Telefon (200) und Basisstation (200) stellen einen effektiven Nachlaufregelungsleistungswandler für variable Signale bereit. Der Nachlaufregelungsleistungswandler enthält eine rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (120), die geschaltet ist, um ein Bezugssignal zu empfangen und um zumindest ein Rückkopplungssignal zu empfangen, und die zur Bestimmung eines optimalen Steuersignals gemäß einem vorbestimmten Schema verwendet wird, eine Impulsbreitenmodulationseinheit (116), die an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (120) geschaltet ist, und zur Modifizierung eines Tastverhältnisses verwendet wird, um ein Schaltsignal bereitzustellen, und einen Leistungswandler (102), der an die Impulbbreitenmodulationseinheit (116) und an eine Stromquelle geschaltet ist, und zur Bereitstellung des dynamischen variabalen Ausgangssignals verwendet wird.

Description

In Bezug genommene Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die folgende Anmeldung, die hierin durch Inbezugnahme eingeschlossen ist:
CR00183M, VERFAHREN, EINRICHTUNG, TELEFON UND BASISSTATION ZUR GEWÄHRLEISTUNG VON HÜLLKURVENFOLGEREGELUNG FÜR HOCHFREQUENZSIGNALE MIT VARIABLER HÜLLKURVE (METHOD, DEVICE, PHONE, AND BASE STATION FOR PROVIDING AN EFFECIENT TRACKING POWER CONVERTER FOR VARIABLE SIGNALS) von Pallab Midya, Lawrence Connell, Steve Gillig, John Grosspietsch, Andrew Merritt Khan, George Francis Opas und Robert Louis Palandech, die gleichzeitig angemeldet wurde und von Motorola, Inc. beansprucht.

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft Nachlaufregelungs­ leistungswandler und im besonderen Nachlaufregelungs­ leistungswandler zur Ansteuerung von RF-Leistungsverstärkern.

Hintergrund der Erfindung

Getaktete Leistungswandler werden vielfach verwendet, um zwischen einer DC- (Gleichstrom) Quelle und einer Last zu wandeln sowie um zwischen langsam schwingenden AC- (Wechselstrom) Eingängen und Ausgängen zu verbinden. Diese Anwendungen stellen einen Betriebsmodus der getakteten Leistungswandler dar. Für den Zweck der Verbesserung des Wirkungsgrads von RF- (Hochfrequenz) Leistungsverstärkern wird eine variable Stromversorgung verwendet, um den Verstär­ ker zu speisen. Der getaktete Leistungswandler, der die variable Stromversorgung darstellt, muß einen hohen Wirkungs­ grad, ein sehr geringes Schaltrauschen, eine hohe Bandbreite und Anstiegrate besitzen. Dies stellt für einen getakteten Leistungswandler einen anderen Betriebsmodus dar. Durch die Verwendung von konventionellen Steuerungsschemen, die im wesentlichen für Gleichstromquellen und Lasten entwickelt wurden, können diese Ziele nur durch das Schalten mit einer Rate eingehalten werden, die viel höher als die Hüllkurven­ bandbreite ist, was einen geringeren Wirkungsgrad und EMI- (Elektromagnetische Störung) Probleme zur Folge hat. Es sind ebenfalls frühere Versuche unternommen worden, um durch Verwendung eines Frequenzentzerrers die Bandbreite des getakteten Leistungswandlers zu erhöhen, um die Eingangs­ amplitude des Leistungswandlers zu erhöhen, wenn sich die Eingangsfrequenz erhöht und um dadurch die Hochfrequenz­ charakteristiken des Leistungswandlers zu verbessern. Es ist leider unmöglich, in großem Umfang eine ausreichend gute Anpassung zwischen den Frequenzcharakteristiken des Entzer­ rers und des Leistungswandlers herzustellen. Es werden ein Verfahren, Einrichtung, Telefon und Basisstation benötigt, speziell für die Nachlaufregelung eines dynamischen variablen Ausgangssignals, um die Bandbreite des getakteten Leistungs­ wandlers zu erhöhen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Stromlaufplan des Schemas der rückgekoppelten Vorwärtsregelungssteuerung für einen Vierpol-Zusatz­ wandler in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild einer Ausführung einer Einrichtung, die einen Nachlaufregelungsleistungs­ wandler hat, der eine effektive Leistungsverstärkung gewährleistet, während ein dynamisch variables Aus­ gangssignal in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung erzeugt wird.

Fig. 3 ist ein Ablaufdiagramm, das eine Ausführung von Schritten eines Verfahrens zur Bereitstellung eines Nachlaufregelungsleistungswandlers zeigt, der eine effektive Leistungsverstärkung gewährleistet, während ein dynamisches variables Ausgangssignal in Überein­ stimmung mit der vorliegenden Erfindung erzeugt wird.

Fig. 4 ist ein Ablaufdiagramm einer Ausführung von Schritten eines Verfahrens zur Bereitstellung eines effektiven linearen Leistungsverstärkers, der ein Hochfrequenz- RF Signal mit variabler Hüllkurve in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung erzeugt.

Fig. 5 ist eine graphische Darstellung, die die genäherte Quadratwurzelfunktion, die für die Abbildung Hüll­ kurve-Versorgungsspannung verwendet wird, mit der idealen Quadratwurzelfunktion vergleicht.

Fig. 6 ist eine graphische Darstellung, die das ideale Hüllkurvenspektrum für ein 25 kHz QPSK-Signal zeigt.

Fig. 7 ist eine graphische Darstellung, die das Spektrum der durch ein Polynom abgebildeten Funktion für das 25 kHz QPSK-Signal zeigt.

Fig. 8 zeigt eine graphische Darstellung der Abbildung Hüllkurve-Versorgungsspannung, die eine Spannungs­ begrenzung für einen Zusatzwandler und konstante Ver­ stärkung für den RF-Leistungsverstärker MHW920 bein­ haltet.

Fig. 9 zeigt eine graphische Darstellung der IM- (Intermodulation) Leistung des RF-Leistungsverstär­ kers MHW913 für ein 10 kHz Zweitonsignal mit Hüllkur­ venfolgeregelung in Übereinstimmung mit der vorlie­ genden Erfindung.

Fig. 10 zeigt eine graphische Darstellung der IM- (Intermodu­ lation) Leistung des RF-Leistungsverstärkers MHW913 für ein 10 kHz Zweitonsignal mit Hüllkurvenfolgerege­ lung bei einer unveränderlichen Versorgungsspannung.

Fig. 11 zeigt einen Stromlaufplan einer Ausführung eines Ausgleichswandlers mit einem Vierpolfilter in Über­ einstimmung mit der vorliegenden Erfindung.

Fig. 12 zeigt einen Stromlaufplan einer Ausführung eines Zusatzwandlers mit einem Vierpolfilter in Überein­ stimmung mit der vorliegenden Erfindung.

Fig. 13 zeigt einen Stromlaufplan eines konventionellen Impulsbreitenmodulator- PWM Wandlers wie in der Tech­ nik bekannt.

Fig. 14 zeigt einen Schaltplan eines Rückkopplungssystems in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.

Fig. 15 zeigt eine schematische Darstellung des Einflusses der Verwendung des in der Technik bekannten Anstieg­ kriteriums für das Steuersignal.

Fig. 16 zeigt eine graphische Darstellung der experimentellen Leistungsangaben für einen Abspann-Leistungswandler, der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung von einer Versorgungsspannung von 12V betrieben wird.

Fig. 17 zeigt eine graphische Darstellung einer Großsignal­ nachlaufregelung einer 80 kHz Sinuswelle, indem die Überschußenergiesteuerung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung verwendet wird.

Fig. 18 zeigt eine graphische Darstellung der Nachlaufrege­ lung eines 125 kHz Signals für einen Zusatzwandler, der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung bei 1 MHz schaltet.

Fig. 19 zeigt eine graphische Darstellung der Bezugsspannung und der Ausgangsspannung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung einer bevorzugten Ausführung

Fig. 1, Numerierung 100, ist ein Stromlaufplan des Schemas einer rückgekoppelten Vorwärtsregelungssteuerung für einen Vierpolzusatzleistungswandler (102). Der Schaltgeber ist in passiv (104) und passiv (106) gesteuerte Blöcke unterteilt worden. Die Stabilität des passiven Blocks ist gewährleistet. Wenn jeder Zustand dieses Blocks gesteuert wird, wird der gesamte Block gesteuert. Hier wird der Knoten, der den beiden Blöcken gemeinsam ist (V1; 108) gesteuert. Ein rückgekoppel­ ter Vorwärtsregelungssteuerblock (120) enthält einen Vor­ wärtsregelungssteuerblock (110) und einen Rückkopplungs­ steuerblock (112). Der Vorwärtsregelungssteuerblock (110) nimmt das Ausgangsspannungsbezugssignal auf und wandelt es in Bezugswerte für den aktiv gesteuerten Block um. Im Rückkopp­ lungssteuerblock (112) werden die Zwischenspannungen zusammen mit den Bezugsspannungen verwendet, um das Steuersignal zu erzeugen. Dieses Steuersignal gelangt zu einem konventionel­ len Impulsbreitenmodulations- (PWM; 116) Block, der das Schaltsignal (118) erzeugt. Die Steuerungstätigkeit treibt den Zwischenknoten V1 auf seinen Bezugswert.

Fig. 2, Numerierung 200, ist ein Blockschaltbild einer Ausführung einer Einrichtung (222), die einen Nachlaufrege­ lungsleistungswandler (210) besitzt, der eine effektive Leistungsverstärkung gewährleistet, während ein dynamisches variables Ausgangssignal erzeugt wird. Der Nachlaufleistungs­ wandler (210) enthält: A) eine rückgekoppelte Vorwärtsrege­ lungssteuereinheit (212), die geschaltet ist, um ein Bezugs­ signal zu empfangen und um zumindest ein Rückkopplungssignal zu empfangen, zur Bestimmung eines optimalen Steuersignals gemäß eines vorbestimmten Schemas; B) eine an die rückgekop­ pelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (212) geschaltete Impulsbreitenmodulationseinheit (214) zur Modifizierung eines Tastverhältnisses, um ein Schaltsignal bereitzustellen; und C) einen an die Impulsbreitenmodulationseinheit (214) und an eine Stromquelle (220) geschalteten Leistungswandler (216) zur Bereitstellung eines dynamischen variablen Ausgangs­ signals.

Eine Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (208) empfängt ein Basisbandsignal und liefert das Bezugssignal an den Nachlauf­ regelungsleistungswandler.

Im allgemeinen ist ein linearer RF-Leistungsverstärker, der typischerweise ein Verstärker der Klasse AB oder ein Verstär­ ker der Klasse B ist, geschaltet, um das dynamische variable Ausgangssignal zu empfangen.

Es wird im allgemeinen zumindest ein Rückkopplungssignal zur rückgekoppelten Vorwärtsregelungssteuereinheit (212) gesen­ det. Der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) kann ein Rückkopplungssignal bereitstellen und/oder ein an den Ausgang des linearen RF-Leistungsverstärkers (206) geschalteter Hüllkurvendetektor (218) kann ein Rückkopplungssignal an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (212) senden.

Wenn vorgesehen, enthält der Nachlaufregelungsleistungswand­ ler (210) ein Filter einer Ordnung größer 2 oder er kann ein Filter enthalten, das ein optimales Tiefpaßfilter einer Ordnung größer 2 ist.

Die Hüllkurvenabbildungseinheit (108) kann eine Polynomabbil­ dungsfunktion von I² plus Q² verwenden, die ein Quadrat der Hüllkurve des Basisbandsignals ist, um ein implizit bandbe­ grenztes Signal bereitzustellen.

Die Einrichtung (222) wird typischerweise in einem zellularen Telefon, einem Satellitentelefon, einem tragbaren Funkgerät, einem Funktelefon, einer Basisstation o. ä. verwendet.

Fig. 3, Numerierung 300, ist ein Ablaufdiagramm einer Ausführung von Schritten eines Verfahrens zur Bereitstellung eines effektiven linearen Leistungsverstärkers, der ein RF- Signal mit variabler Hüllkurve in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung erzeugt. Diese Schritte beinhalten: A) die Benutzung (302) einer effektiven Hüllkurvenfolgerege­ lungseinheit zur Ausgabe einer Versorgungsspannung gemäß einer variablen Hüllkurve eines Eingangsbasisbandsignals; B) die Bereitstellung (304) eines RF-Eingangssignals mit Anplituden- und Phaseninformationen, das auf dem Eingangs­ basisbandsignal basiert, durch einen RF-Signalgenerator an einen linearen RF-Leistungsverstärker; und C) Benutzung (306) eines an die effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit und an den RF-Signalgenerator geschalteten linearen RF-Leistungsver­ stärkers zur Ausgabe eines leistungsmäßig effektiven, verstärkten RF-Signals mit variabler Hüllkurve mit im wesentlichen den gleichen Amplituden- und Phaseninformationen wie das RF-Eingangssignal.

Wie in Fig. 4, Numerierung 400, gezeigt, enthält das Verfah­ ren in einer weiteren Ausführung des Verfahrens der vorlie­ genden Erfindung die folgenden Schritte: A) die Bestimmung (402) eines Signals der rückgekoppelten Vorwärtsregelungs­ steuereinheit gemäß einem vorbestimmten Schema, indem ein Bezugssignal und zumindest ein Rückkopplungssignal verwendet wird; B) Modifizierung (404) eines Tastverhältnisses, um ein Schaltsignal bereitzustellen; und C) die Bereitstellung (406) des dynamischen, variablen Ausgangssignals.

Das vorbestimmte Schema kann typischerweise eine auf dem Bezugssignal basierende Abschätzung eines Laststroms ein­ schließen, um das Signal der rückgekoppelten Vorwärtsrege­ lungssteuereinheit zu bestimmen, oder die Verwendung des Bezugssignals und Ableitungen des Bezugssignals, um das Signal der rückgekoppelten Vorwärtsregelungssteuereinheit zu bestimmen. Das Bezugssignal ist im allgemeinen in digitaler Form verfügbar, und die Ableitungen des Bezugssignals werden berechnet, indem digitale Hardware verwendet wird.

Das Rückkopplungssignal kann durch den Leistungswandler an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit bereitge­ stellt werden oder alternativ kann ein an den Ausgang des linearen RF-Leistungsverstärkers geschalteter Hüllkurven­ detektor ein Rückkopplungssignal an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit bereitstellen. In einer weiteren Ausführung können beide Rückkopplungssignale benutzt werden.

Wie für die Einrichtung dargelegt wurde, kann der Hüllkurven­ nachlaufregelungsleistungswandler in dem Verfahren typischer­ weise ein Filter mit einer Ordnung größer 2 enthalten.

Die Hüllkurvenfolgeregelung ist durch eine variable Versor­ gungsspannung für den linearen RF-Leistungsverstärker gekennzeichnet, und durch ein RF-Eingangssignal, das nicht modifiziert ist und sowohl Phasen- als auch Amplitudeninfor­ mationen enthält. Da die Versorgungsspannung die Ausgangs­ amplitude nicht direkt bestimmt, kann die Versorgungsspannung gewählt werden, um die Leistungsfähigkeit zu optimieren.

Der erste Schritt bei der Erzeugung der Steuerspannung für den Leistungswandler besteht darin, das Hüllkurvensignal aus den Basisbandsignalen (I,Q) zu erzeugen. Die ideale Hüllkurve ist einfach √I²+Q². Dies ist ein Signal mit einer extrem großen, schmalen Signalbandbreite. Die Berechnung der Quadratwurzelfunktion ist außerdem rechentechnisch aufwendig. Deswegen werden alternative Verfahren benötigt, um das Hüllkurvensignal zu erzeugen.

In Fig. 5, Numerierung 500, wird eine genäherte Quadratwurzel (504), die für die Abbildung Hüllkurve-Versorgungsspannung verwendet wird, mit der idealen Quadratwurzelfunktion (502) verglichen. Der folgende Abschnitt zeigt eine Analyse einer Polynomabbildungsfunktion, die die ideale Quadratwurzelfunk­ tion auf die genäherte Quadratwurzel abbildet.

Die Hüllkurve wird in Form der Basisbandsignale (I, Q) definiert.

Hüllkurve = √(I²+Q²) = x (1).

Es wird definiert, daß die Versorgungsspannung des RF- Leistungsverstärkers y sei. Die Berechnung einer Quadratwur­ zel ist eine rechentechnisch aufwendige Operation. Aus diesem Grund kann die Versorgungsspannung als eine Funktion der quadrierten Hüllkurve berechnet werden.

Versorgungsspannung = y = f(x²) (2).

Es wird eine Polynomabbildungsfunktion der vierten Ordnung der quadrierten Hüllkurve betrachtet. Da die Basisband- (I,Q) Signale auf F_Kanal bandbegrenzt sind, würde in diesem Fall die Bandbreite der Versorgungsspannung auf 8(F_Kanal) begrenzt sein.

y = a₀ + a₂x² + a₄x⁴ + a₆x⁶ + a₈x⁸ (3)

Das Polynom nähert sich sehr eng an die Quadratwurzel an. Die kleine Differenz zwischen den zwei Signalen resultiert jedoch aus einer großen Differenz in der Bandbreite der Signale. Diese Differenz wird in den graphischen Darstellungen der idealen Hüllkurve und der polynom abgebildeten Spektren (602) in Fig. 6, Numerierung 600, bzw. Fig. 7, Numerierung 700, deutlich gezeigt. Das hier verwendete Signal ist ein 25 ksps QPSK-Signal, das in einer Telefonanwendung bei satellitenge­ stützten Teilnehmern benutzt wird.

Hier ist die Potenz des Fehlers minimiert worden. Andere Funktionen können durch Verwendung des gleichen Algorithmus minimiert werden. Dies würde offensichtlich andere Polynom­ koeffizienten zur Folge haben. Der hier gelehrte Algorithmus kann jedoch ohne Änderungen verwendet werden. Es ist interes­ sant anzumerken, daß der zur Hüllkurve proportionale lineare Term vollständig eliminiert worden ist. Dies ist eine wesentliche Abweichung vom gesamten Stand der Technik, der diesen linearen Term nur für die Versorgungsspannungs- und Vorspannungsmodulation verwendet.

Bestimmte Leistungswandler sind im Bereich der Ausgangsspan­ nungen, die sie erzeugen können, eingeschränkt. Ein Zusatz­ wandler kann zum Beispiel nur Spannungen erzeugen, die größer als die Eingangsspannung sind. Deswegen muß die Abbildung Hüllkurve-Versorgungsspannung eine untere Begrenzung haben, die gleich der Eingangsspannung ist. Wenn ein wesentlich tieferer Grenzwert bei den abgebildeten Ausgängen angelegt wird, werden im Ausgang der Abbildung Hüllkurve-Versorgungs­ spannung schroffe Übergänge erzeugt. Dies hat unerwünschte Hochfrequenzkomponenten zur Folge.

Dieses Problem kann durch die folgende Verwendung der Polynomabbildung gelöst werden. Es wird eine idealisiert lineare Abbildung der Hüllkurve auf die Versorgungsspannung gewählt. Die untere Begrenzung wird dann in diese Abbildungs­ funktion eingesetzt. Dies hat eine stückweise lineare Funktion zur Folge. Ein Fehlerquadratabschätzer wird verwen­ det, um die stückweise lineare Funktion durch ein gerades Polynom der Basisbandhüllkurve anzunähern. So erhält man ein Polynom von (I²+Q²).

Dieses Verfahren gestattet die Verwendung von Zusatzwandlern für Anwendungen der Hüllkurvenfolgeregelung. Es hat bei zellularen Telefonen und anderen tragbaren Datenübertragungs­ systemen eine Hinwendung zu geringeren Batteriespannungen gegeben. In Zukunft wird eine weitere Verminderung dieser Spannung erwartet, weil ein Einzelzellenbatteriesystem angestrebt wird. In diesem Zusammenhang ist die Möglichkeit, einen einfachen Zusatzwandler für die Hüllkurvenfolgeregelung zu verwenden, von beträchtlichem Vorteil. Der RF-Leistungs­ verstärker könnte dann bei einer höheren Versorgungsspannung als der Batteriespannung betrieben werden. Dies würde die Verwendung von RF-Leistungsverstärkern mit höherer Spannung gestatten, die geringere Kosten verursachen und einen höheren Wirkungsgrad haben und die momentan leicht verfügbar sind.

Die Linearität eines linearen RF-Leistungsverstärkers kann durch seine Verstärkungs- und Phasenabweichung in Reaktion auf Amplitudenabweichungen gekennzeichnet werden. Wenn demzufolge ein Verstärker eine geringe Verstärkungs- und Phasenabweichung in Reaktion auf den gesamten Bereich der angelegten Amplituden besitzt, hat er eine hohe Linearität. Dies hat ein Spektrum zur Folge, das geringe Störungen auf benachbarte Kanäle besitzt. In den meisten Funksystemen gibt es strenge Begrenzungen des Betrags der Nachbarkanalstörungen mit benachbarten Kanälen, was strenge Begrenzungen der Verstärkungs- und Phasenabweichungen zur Folge hat, die in einem RF-Leistungsverstärker erlaubt sind.

Für jeden RF-Leistungsverstärker ist die Linearität ein kritisches Problem. Wenn die Modulation einmal ausgewählt worden ist, besteht der Weg zur Verbesserung der Linearität in der Verbesserung des RF-Leistungsverstärkers. Alternative Verfahren zur Verbesserung der Linearität schließen die Vorverzerrungs- und Rückkopplungslinearisierung ein. Leider erhöhen alle diese Verfahren den Energieverbrauch und vermindern den Wirkungsgrad. Im Zusammenhang mit einem Hüllkurvenfolgeregelungssystem kann die Wahl der Abbildung Hüllkurve-Versorgungsspannung den Betrag der Verstärkungs- und Phasenabweichung beeinflussen. Die Phasenabweichung erhöht sich zum Beispiel dramatisch, wenn die Versorgungs­ spannung nahe Null ist. Wenn die Versorgungsspannung zur Hüllkurve einfach proportional wäre, würde dies große Phasenabweichungen zur Folge haben. Das würde wiederum wesentliche Nichtlinearitäten und Nachbarkanalstörungen nach sich ziehen. Um diese Folgeerscheinungen zu vermeiden, sind Null-Vermeidungstechniken entwickelt worden, die verhindern, daß sich die RF-Hüllkurve der Null annähert. Dies löst das Linearitätsproblem auf Kosten einer wesentlichen Erhöhung der Systemkomplexität.

Die oben für einen Zusatzwandler beschriebene verbesserte Abbildung Hüllkurve-Versorgungsspannung kann ohne Veränderung der Hüllkurve des RF-Signals die Null-Vermeidung verwenden. Hier wird der Hüllkurve des RF-Signals gestattet, auf Null zu gehen, aber die Versorgungsspannung wird daran gehindert, auf Null zu gehen. Dies ist tatsächlich eine Null-Vermeidungs­ strategie für Hüllkurvenfolgeregelungssysteme. Es gibt eine vernachlässigbare Differenz im Energieverbrauch durch den RF- Leistungsverstärker, die mit der Null-Vermeidung zusammen­ hängt. Deswegen erfolgt die erreichte Linearitätsverbesserung nicht auf Kosten des Energieverbrauchs.

Es ist ebenfalls möglich, die Verstärkungsabweichungen zu begrenzen, indem andere geeignete Abbildungen Hüllkurve- Versorgungsspannung verwendet werden. Die Verstärkung des RF- Leistungsverstärkers ist eine Funktion der RF-Eingangssignal­ hüllkurve und der Versorgungsspannung. Es wird ein Cartesisches Koordinatensystem mit der Signalhüllkurve und der Versorgungsspannung als Achsen betrachtet. In dieser Ebene wird die Ortskurve von Punkten für konstante Verstär­ kung gezeichnet. Dieser Verlauf kann als eine stückweise lineare Funktion für die Abb. Versorgungsspannung- Hüllkurve interpretiert werden. Diese stückweise lineare Funktion kann wiederum als ein Polynom der quadrierten Hüllkurve angenähert werden.

In einer Ausführung kann die Einrichtung der vorliegenden Erfindung in einem Mehrfachmodus-Funktelefon verwendet werden, das ein System zur Gewährleistung eines effektiven linearen Leistungsverstärkers hat, der zumindest ein RF- Signal mit variabler Hüllkurve erzeugt. Dieses System enthält: A) eine effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202), die geschaltet ist, um ein Basisbandsignal zu empfan­ gen, um eine Versorgungsspannung entweder gemäß einer variablen Hüllkurve des Basisbandsignals oder gemäß einer konstanten Hüllkurve des Basisbandsignals aus zugeben; B) einen RF-Signalgenerator (204), der geschaltet ist, um das Basisbandsignal und ein RF-Trägersignal zu empfangen, zur Bereitstellung eines RF-Eingangssignals mit Amplituden- und Phaseninformationen an einen linearen RF-Leistungsverstärker; und C) den linearen RF-Leistungsverstärker (206), der an die effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202) und an den RF-Signalgenerator (204) geschaltet ist, um aus zugeben: entweder ein leistungsmäßig effektives, verstärktes RF-Signal mit variabler Hüllkurve mit im wesentlichen den gleichen Amplituden- und Phaseninformationen wie das RF-Eingangssignal gemäß der variablen Hüllkurve des Basisbandsignals oder ein leistungsmäßig effektives, verstärktes RF-Signal mit konstan­ ter Hüllkurve mit im wesentlichen den gleichen Amplituden- und Phaseninformationen wie das RF-Eingangssignal gemäß der konstanten Hüllkurve des Basisbandsignals. Klar ausgedrückt, diese Ausführung der Erfindung gewährleistet eine Flexibili­ tät zur Benutzung des Mehrfachmodus-Funktelefons in jedem aus einer Vielzahl von Modi, in Abhängigkeit von der Wahl des Nutzers. Die Wahl kann auf der Grundlage der Verfügbarkeit eines bestimmten Modus getroffen werden oder alternativ auf der Grundlage eines Preisunterschieds bei der Wahl der Modi.

In Fig. 8, Numerierung 800, wird die Abb. Versorgungs­ spannung-Hüllkurve (802), die eine Spannungsbegrenzung für einen Zusatzwandler und konstante Verstärkung für den RF- Leistungsverstärker MHW913 enthält, graphisch dargestellt. Die Abbildung wird als eine Kurve erhalten, die mit Daten­ punkten konstanter Verstärkung übereinstimmt (804). Dies ist ein RF-Leistungsverstärker, der entworfen wurde, um bei einer nominalen Versorgungsspannung von 6 Volt zu arbeiten. Ein Zusatzwandler, der die gezeigte Abbildung Hüllkurve-Versor­ gungsspannung benutzt, kann verwendet werden, um diesen Leistungsverstärker mit einer 3,6 Volt Batterie zu betreiben. Dies würde wesentliche Energieeinsparungen zur Folge haben, da der Übergang zu einer Batterie mit geringerer Spannung ermöglicht wird. Hier ist ein Polynom mit geringer Ordnung für die Abbildung ausgewählt worden, das die Bandbreitenan­ forderungen der Versorgungsspannung weiter einschränkt.

Es wird erwartet, daß die Hüllkurvenfolgeregelung die Linearität des RF-Leistungsverstärkers beeinflußt. Die Angaben in den folgenden Tabellen wurden aufgenommen, um festzustellen, daß es bei der Signalgüte eine geringe Verschlechterung gibt, die gut innerhalb annehmbarer Grenzen liegt. Die unten gezeigte TABELLE 1 zeigt die Energiepegel der Nachbarkanäle und übernächster Kanäle mit und ohne Versorgungsspannungsmodulation. Es ist anzumerken, daß diese Angaben aufgenommen wurden, wobei ein Schaltwandler die Versorgungsspannungsmodulation gewährleistet. Die Hüllkurve wurde durch die Erkennung des RF-Eingangssignals erzeugt, und dies rief eine Zeitverzögerung von 2-4 µs zwischen Versor­ gungsspannung und Hüllkurve hervor. Diese große Verzögerung bei der EER (Hüllkurveneliminierung und Wiederherstellung) würde vollkommen unannehmbar sein. Dies erläutert die Robustheit der Hüllkurvenfolgeregelungslösung:

TABELLE 1

ANGABEN ÜBER DIE IN NACHBARKANÄLE EINGEKOPPELTE LEISTUNG

Es gab ebenfalls einige Bedenken, daß die Hüllkurvenfolge­ regelung das demodulierte Signal beeinflussen würde. Die experimentellen Daten in TABELLE 2 (unten gezeigt) zeigen an, daß es eine geringe Signalverschlechterung gibt. Es war möglich, eine sehr aggressive Hüllkurve zu verwenden, die die Energieeinsparungen maximierte, und die Inbandsignalver­ schlechterung war immer noch unwesentlich. Dies verschlim­ merte jedoch die Nachbarkanalstörungen, was in bestimmten Funksystemen unannehmbar sein kann.

TABELLE 2

DATEN DES FEHLERVEKTORBETRAGS FÜR EIN 25 ksps VERSATZ QPSK SYSTEM

Eine weitere Hüllkurvenfolgeregelungsschaltung wurde aufge­ baut, die in der Lage ist, eine größere Leistung zu bewälti­ gen (≈10W durchschnittliche Ausgangsleistung im Vergleich zu ≈ 1W des MHW920). Fig. 9, Numerierung 900, zeigt eine graphi­ sche Darstellung der IM- (Intermodulation) Leistung der dritten (902) und fünften (904) IM des MHW913 für ein 10 kHz Zweitonsignal bei Hüllkurvenfolgeregelung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Diese Daten lassen sich gut mit Fig. 10, Numerierung 1000, vergleichen, die eine graphi­ sche Darstellung der IM-Leistung der dritten (1002) oder fünften (1004) IM des MHW913 bei einer feststehenden Versor­ gungsspannung zeigt. Es ist anzumerken, daß die Hüllkurven­ folgeregelung bei geringen Leistungspegeln eine schlechtere IM zur Folge hatte, daß die IM jedoch beim höchsten Leistungspegel nicht wesentlich beeinflußt wurde. Deswegen wird die IM im ungünstigsten Fall (Worst Case) nicht beein­ flußt, und für eine vorgegebene IM-Spezifikation arbeitet das Hüllkurvenfolgeregelungssystem genauso gut wie das System ohne Versorgungsspannungsmodulation.

Diese Ergebnisse zeigen, daß das Hüllkurvenfolgeregelungs­ schema über einen Bereich der Ausgangsleistung und für verschiedene Halbleitertechnologien, die in RF-Leistungsver­ stärkern verwendet werden, anwendbar ist.

Getaktete Leistungswandler werden vielfach verwendet, um zwischen Gleichstromquelle und Last zu wandeln, sowie um zwischen langsam schwingenden Wechselstromeingängen und Ausgängen zu verbinden. Dies stellt einen Betriebsmodus von getakteten Leistungswandlern dar. Zum Zweck der Verbesserung des Wirkungsgrads von RF- (Hochfrequenz) Leistungsverstärkern wird zur Speisung des Verstärkers eine variable Stromversor­ gung verwendet. Der getaktete Leistungswandler, der die variable Versorgungsspannung bereitstellt, muß einen hohen Wirkungsgrad, ein sehr geringes Schaltrauschen, eine hohe Bandbreite und Anstiegrate besitzen. Dies stellt einen anderen Betriebsmodus für einen getakteten Leistungswandler dar. Durch die Verwendung von konventionellen Steuerungssche­ men, die im wesentlichen für Gleichstromquellen und Lasten entwickelt wurden, können diese Ziele nur durch das Schalten mit einer Rate eingehalten werden, die viel höher als die Hüllkurvenbandbreite ist. Dies hat einen geringeren Wirkungs­ grad und EMI-Probleme zur Folge. Um den Schalttaktgeber bei einer annehmbaren Frequenz zu betreiben, sind neue Steue­ rungsschemen, speziell für Stromversorgungen mit Hüllkurven­ nachlaufregelung, entwickelt worden.

Getaktete Leistungswandler mit Filtern höherer Ordnung haben ein geringeres Schaltrauschen und eine größere Bandbreite mit geeigneter Rückkopplung. Dies ist wie bei analogen und digitalen Filtern, wo Filter höherer Ordnung verwendet werden, um eine bessere Trennung zwischen dem Durchlaßband und dem Sperrband erreichen. Hier liegt das Schaltrauschen im Sperrband und muß unterdrückt werden, während die Hüllkurve im Durchlaßband liegt und mit geringer oder ohne Verzerrung nachlaufgeregelt werden muß.

Jeder Teilabschnitt des Schalttaktgebers, der Schalter nicht eingeschlossen, ist eine konvergente und stabile Schaltung, denn es ist nur ein Netzwerk aus R-L-C-Bauelementen. Dies folgt aus der natürlichen Dämpfung der Speicherbaugruppen und der Last. Für eine solche konvergente und stabile Schaltung gibt es keine unstabilen Modi oder Eigenvektoren. Wenn jeder oder alle Zustände in dieser stabilen Schaltung konvergent sind, müssen alle anderen Zustände konvergent sein. Wenn jeder oder alle Zustände gesteuert sind, sind alle anderen Zustände gesteuert. Deswegen hat eine Ansteuerung eines einzelnen Zustands oder einer Kombination von Zuständen in diesem Teilabschnitt auf ihre gewünschten Werte ein konver­ gentes System zur Folge. Dies ist bei der Steuerung des Schalttaktgebers mit einem Filter höherer Ordnung besonders nützlich. Weiter kann der Filter so ausgewählt werden, daß er für ein verbessertes Übergangsverhalten kritisch gedämpft ist.

Das schnellste Reaktionsverhalten wird von einem PWM-System durch die Anwendung des Anstiegkriteriums erreicht: der Anstieg des Steuersignals ist gleich dem Sägezahnanstieg, wenn der Schalter ausgeschaltet ist. Das Tastverhältnis ist bei jedem Takt eine Funktion des momentanen Systemzustands und der vorherigen Tastverhältnisse. Dieser Zwischenzeichen­ speicher wird auf Null gesetzt, wenn das Anstiegkriterium erfüllt wird. Dies ist ein bekanntes Ergebnis in DC-DC- Wandlern, seine Auswirkung ist jedoch ausgeprägter in einem Hüllkurvenfolgeregelungswandler. Leider kann das Anstieg­ kriterium für eine variable Ausgangsspannung nicht eingehal­ ten werden. Hier wird das Anstiegkriterium nur für die durchschnittliche Ausgangsspannung eingehalten.

Der AC-Anteil des Spulenstroms kann durch das Integral der Spannung über die Spule abgeschätzt werden. Diese Tatsache wird hier bei der Steuerung des getakteten Leistungswandlers verwendet. Dies eliminiert die Notwendigkeit, Ströme zu messen. Die Strommessung induziert Rauschprobleme und vermindert die Leistungsfähigkeit und Komplexität des Wandlers.

Es wird ein Ausgleichs- oder ein Zusatzwandler mit einem Vierpolfilter betrachtet. Die am Ausgang erwünschte Spannung wird als V definiert und ist eine bekannte Variable. Dieser Wert ist kontinuierlich und in einer beliebigen Ordnung differenzierbar. Dies ist der Unterschied zu den meisten Leistungswandlern, die eine feststehende Bezugsspannung haben, und ihre Ableitungen sind alle identisch Null.

Es kann eine Unterteilung durchgeführt werden: die Aufteilung des getakteten Leistungswandlers in ein lineares passives Filter und einen getakteten Leistungswandler mit einer geringeren Anzahl von Zuständen. Die gewünschte Spannung an der Last und eine Abschätzung des Laststroms gestatten, die gewünschten Zustände an jedem der Speicherbauelemente zu erhalten. Wenn einer oder mehrere der Zustände auf ihren gewünschten Wert eingestellt werden, resultiert für den Teil, der nicht den Schalter enthält, ein stabiles und konvergentes System.

Der Laststrom (Versorgungsstrom des Leistungsverstärker) ist zur RF-Hüllkurve ungefähr proportional. Dies ist eine wesentliche Abweichung vom Bereich des DC-DC-Wandlers, bei dem der Laststrom durch den Nutzer bereitgestellt wird und über den Laststrom keine Angaben verfügbar sind. Der Last­ strom ist bekannt und kann abgeschätzt werden, wenn auch mit wesentlichen Abweichungen. Diese Abschätzung kann als ein Vorwärtsregelungssignal verwendet werden, um das Tastverhält­ nis zu modifizieren, bevor es die Ausgangsspannung beein­ flußt. Hier sind die Bezugsspannung und die Ausgangsspannung veränderlich und es gibt einen Kondensatorstrom, der durch den Schalttaktgeber bereitgestellt werden muß, und dieser Strom kann wiederum abgeschätzt werden.

In der folgenden Beschreibung werden Ausgleichs- und Zusatz­ wandler, beide mit Filtern vierter Ordnung, vorgestellt. In einem Ausgleichswandler, wie in Fig. 11 gezeigt, sind die Schalter neben der Stromquelle, während das gesamte Filter auf einer Seite ist. So enthält der Teil, der das Filter enthält, alle Speicherbauelemente. Dies ist eine bevorzugte Situation und gestattet, daß jeder Zustand oder jede Kombina­ tion von Zuständen gesteuert werden kann. Um eine gute Anlaufleistung zu erhalten, wird die Energie, die im Lei­ stungswandler gespeichert ist, als die Menge ausgewählt, die gesteuert werden soll. Diese Auswahl wird durch die Tatsache begründet, daß in einem Leistungswandler Energie gespeichert wird (vorbehaltlich minimaler Verluste in den Speicherbau­ elementen), und jedes Energiemißverhältnis gesteuert werden sollte. Dies ist analog zur vollständigen Rückkopplung, die in der Steuerungstheorie verwendet wird. Dieses Steuerungs­ verfahren wird hier als die Überschußenergiesteuerung eingeführt.

Die Stabilitätsbedingung dieser Steuerung besteht darin, daß die Energie, die im Wandler gespeichert ist, gesteuert werden kann, indem das Rückkopplungsschema verwendet wird. Für eine hohe Schaltfrequenz ist die Veränderung der gespeicherten Energie für jeden Schalttakt klein. Unter diesen Bedingungen besitzt die im Eingangskondensator gespeicherte Energie die größte Abweichung, und die Rückkopplung wird ausgewählt, um diese Veränderung zu behandeln. Die Veränderung in anderen Komponenten wird als eine Störung betrachtet. Das Anstieg­ kriterium wird für maximale Stabilität ausgewählt, wobei diese Störungen ignoriert werden. Simulationen ergeben, daß dies eine stabile und robuste Steuereinheit zur Folge hat.

In einem Zusatzwandler, wie in Fig. 12 gezeigt, bei dem der Schalter ein Teil des Filters ist, ist es nicht möglich, den Schalttaktgeber in einen Schalter und einen Filter zu unterteilen. Die Eingangsspule und Kondensator bilden gemeinsam mit dem Schalter einen Block, während die Aus­ gangsspule, Kondensator und Last in der Unterteilung den anderen Block bilden. Die Steuerungsstrategie besteht darin, die Spannung am Unterteilungspunkt (die Spannung am Kondensa­ tor C1) auf die gewünschte Spannung zu steuern. Die Steuer­ einheit arbeitet, indem eine Rückkopplung innerhalb des Blocks verwendet wird. Die am Unterteilungspunkt gewünschte Spannung wird basierend auf einer Abschätzung des Laststroms bestimmt. Das Anstiegkriterium wird wiederum für eine maximale Stabilität gewählt, indem der Spulenstrom als der Hauptterm der Rückkopplung verwendet wird, und von der Kondensatorspannungsrückkopplung wird angenommen, daß sie eine Störung ist. Ein geschlossenes Stabilitätskriterium wurde erzeugt und wird benutzt, um das Rückkopplungsnetzwerk aufzubauen. Dieses Steuerungsverfahren wird hier als rückge­ koppelte Vorwärtsregelungssteuerung eingeführt.

Einfachere Steuerungsschemen existieren für den Ausgleichs­ wandler, der den Unterschied besitzt, daß die Schaltstufe vom Filternetzwerk räumlich getrennt ist. Bei diesem Wandler reduziert sich die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuerung auf Vorwärtsregelungssteuerung allein. Die Rückkopplung kann jedoch diesem Schema zur Linearisierung des RF-Leistungsver­ stärkers hinzugefügt werden.

Die Spulenströme werden durch Verwendung der Spulenspannungen abgeschätzt. Die Kondensatorströme sind als eine Ableitung der Spannung bekannt. Die idealen Spulenströme werden durch die Kondensatorspannungen bestimmt und werden wie folgt ermittelt. Die ideale Spannung für die Ausgangsspannung ist offensichtlich die Bezugsspannung. In Fig. 11 sind I1, I2, V1 und V2 die Zustandsvariablen und ihre erwünschten Werte sind I_r1, I_r2, V_r1 bzw. V_r2.

V_r2 = V_r (4)

Der ideale Strom, der durch die Spule L2 fließt, ist eine Funktion der Bezugsspannung und ihrer Ableitung. Es wird angenommen, daß die Lastimpedanz R bekannt ist.

Die ideale Spannung am Kondensator C1 kann als eine Funktion der Bezugsspannung, ihrer Ableitungen höherer Ordnung und des Lastwiderstandes berechnet werden.

Der ideale Strom, der durch die Spule L1 fließt, wird ähnlich bestimmt. Diese Werte werden verwendet, um ein geeignetes Steuersignal für den PWM-Wandler aufzustellen, das die Schalter ansteuert.

Bei diesem Aufbau sind die Ströme nicht meßbar. Das Integral der Spulenspannung kann jedoch als ein Maß des Spulenstroms verwendet werden. Dies wird verwendet, um eine Abschätzung des Spulenstroms zu bekommen, die wechselstrommäßig genau ist. Zum Zweck der Steuerung ist der Gleichstromanteil nicht bestimmend. Wenn die Bezugsspannung und die momentanen Kondensatorspannungen und die Spulenströme bekannt sind, besteht das Steuerungsproblem darin, ein geeignetes Tastver­ hältnis zu erhalten, um den Leistungsschalter anzusteuern. Um eine feststehende Schaltfrequenz aufrechtzuerhalten, wird eine konventionelle PWM-Schaltung verwendet.

Bei der Überschußenergiesteuerung gibt es einen einzigen Steuerungseingang: den Tastgrad des Schalters. Auf diese Weise ist es möglich, nur eine Größe im Wandler zu steuern. Deswegen muß ein Fehler in den Zuständen des Systems in einer skalaren Größe kombiniert werden, die dann durch das Tastver­ hältnis gesteuert werden kann. Der ideale Leistungswandler ist ein nicht dissipatives (verlustfreies) System. Eine Energieasymmetrie in einer Speicherkomponente (Spulenstrom oder Kondensatorspannung) kann zu einer anderen Komponente oder zur Last übertragen werden, bleibt aber andererseits im System erhalten. So wird die logische skalare Messung des Systemzustands durch die Differenz zwischen der gespeicherten Energie und der gespeicherten Energie, wenn alle Zustände auf ihren Bezugswerten sind, bestimmt. Die Energiedifferenz aufgrund der Spulen wird als EL definiert, die aufgrund der Kondensatoren als EC und die Summe als ELC.

E_LC=C₁(V_r1-V₁)V_nom+C₂(V_r2-V₂)V_nom+L₁(I_r1-I₁)I_nom+L₂(I_r2-I₂)I_nom (8).

Um die Multiplikation von Systemzuständen zu vermeiden, sind ein durchschnittlicher Wert des Spulenstroms und der Konden­ satorspannung I_nom bzw. V_nom eingeführt worden, die eine vernünftige Näherung sind, wenn eine Durchschnittsbeziehung zwischen Ausgangsspannung und Strom bekannt ist. Für eine Leistungsverstärkerlast kann die Lastimpedanz mit 20% Genauigkeit bekannt sein.

Der Strom, der durch eine Spule fließt, ist ein Integral der Spannung über ihr, dividiert durch die Induktivität. Für eine Zielausgangsspannung und eine bekannte Eingangsspannung kann der Spulenstrom abgeschätzt werden. Dies wird in der Litera­ tur der Steuerungssysteme auch als ein Überwacher bezeichnet.

-L₂I₁ = ∫(V_r2-V₁)dt = ∫(V_r-V₁)dt (9)

-L₁I₁ = ∫(V₁-V_sw)dt (10).

Der Gesamtenergiefehler kann durch Ersetzung dieser Stromab­ schätzungen erhalten werden. Die anderen Terme werden in Terme der Bezugsspannung und ihrer Ableitungen aufgelöst. Der Lastwiderstandswert wird wiederum angenommen.

Die Signale können als eine Summe eines Integrals der Zwischenspannungen, der Kondensatorspannungen, der Bezugs­ spannung und ihrer Ableitungen höherer Ordnung zusammengefaßt werden. Das Gesamtsignal kann wie folgt dargestellt werden.

E_LC = (∫(V_r-V_sw)dt)I_nom+(C₁(V_r-V₁)+(C₂(V_r-V₂))V_nom+(aV_r+b_r + c_r + d_r)I_nom (14)

wobei die Koeffizienten a, b, c und d durch die folgenden Gleichungen gegeben sind:

Diese skalare Funktion der Energie kann als ein Steuersignal verwendet werden, um das Tastverhältnis des PWM-Wandlers einzustellen. Das Steuersignal wird mit dem Sägezahnsignal verglichen. Das Kriterium für das optimale Verhalten des stabilen Zustands besteht darin, daß der Sägezahnanstieg gleich dem Anstieg des Steuersignals ist, wenn der Schalter offen ist.

Im stabilen Zustand wird der Anstieg von ELC nahezu vollstän­ dig durch das Integral von (V_r-V_sw) bestimmt. Für einen Ausgleichswandler kann V_r Werte zwischen 0 und V_in annehmen. Unter der Annahme, daß der Vr-Durchschnittswert V_in/2 ist, kann der durchschnittliche Signalanstieg berechnet werden. Der Sägezahnanstieg ist das Verhältnis der Sägezahnamplitude zur Schalttaktzeit. Unter der Annahme, daß das Sägezahnsignal Eins ist, kann das Steuersignal Sig als ein maßstäbliche Variante von ELC erhalten werden.

Dieses Rückkopplungssignal stellt eine Rückkopplung dar, die auf dem Energiegleichgewicht basiert und Spannungssignale nur zur Rückkopplung verwendet. Es gibt ebenfalls ein wichtiges Vorwärtsregelungssignal, das aus der Bezugsspannung, ihren Ableitungen und der nominalen Lastimpedanz erzeugt wird. Die momentane Lastimpedanz kann von dieser Größe abweichen. Diese Abweichung hat nur einen geringfügigen Nachlaufregelungs­ fehler zur Folge.

Im Hinblick auf die Vorwärtsregelungssteuerung wird ein Ausgleichswandler mit einem Vierpolfilter, wie in Fig. 11 gezeigt, betrachtet. Die am Ausgang erwünschte Spannung wird als V_r definiert und ist eine bekannte Variable. Dieser Wert ist kontinuierlich und in beliebiger Ordnung differenzierbar.

Der Laststrom ist nominell bekannt. Die Werte der Induktivi­ täten und der Kapazitäten sind bekannt und konstant. Ferner werden alle Spannungen als meßbar betrachtet, während alle Ströme sind nicht meßbar. Die Spannung, die direkt und unabhängig von der Filterverzögerung steuerbar ist, ist die Schaltspannung V_sw. Die Schaltspannung wird direkt durch die Wirkung des PWM eingestellt. Eine Bezugsspannung V_ff kann als die Bezugsspannung für diesen Knoten definiert werden.

Um eine feststehende Schaltfrequenz aufrechtzuerhalten, wird eine konventionelle PWM-Schaltung verwendet. Das analoge PWM- Steuersignal (Sig) wird ausgewählt, daß die Spannung am Schalterknoten V_sw so angesteuert wird, daß sie gleich V_ff ist. Beim Vorhandensein von Schaltrauschen kann dies in einem intregralen Sinn erfolgen, so daß das Integral von V_sw dem Integral von V_ff folgt. So wird Sig durch die folgende Gleichung definiert.

Sig ∝ ∫(V_ff-V_sw)dt (21)

Im stabilen Zustand wird der Anstieg von Sig nahezu vollstän­ dig durch das Integral der Schaltspannung V_sw bestimmt. Unter der Annahme, daß der durchschnittliche Wert von V_r gleich V_in/2 ist, kann der mittlere Signalanstieg berechnet werden. Der Sägezahnanstieg ist das Verhältnis der Sägezahnamplitude zur Schalttaktzeit. Unter der Annahme, daß das Sägezahnsignal Eins ist, wird das Steuersignal Sig maßstäblich verändert, um das Anstiegkriterium zu erfüllen. Der Ausdruck wird in der Art der Vorwärtsregelung wie folgt berechnet.

wobei die Koeffizienten a, b, c und d durch die folgenden Gleichungen gegeben sind:

Dieses Rückkopplungssignal stellt ein reines Vorwärtsrege­ lungssystem dar, das die Schaltspannung nur zur Steuerung verwendet. Die momentane Induktivität, Kapazität, und Lastimpedanz können von ihren Nominalwerten abweichen. Diese Abweichungen würden Folgeregelungsfehler zur Folge haben.

Die Berechnung von Ableitungen höherer Ordnungen erhöhen die Systemkomplexität und die Rauschempfindlichkeit. Signalan­ näherungen können herangezogen werden, welche diejenigen Terme eliminieren, die c und d entsprechen. Korrekturen an a und b gleichen in der folgenden Weise aus. Die nominale Winkelfrequenz ω_nom wird in der Mitte des Signalspektrums ausgewählt. Die Ableitung vierter Ordnung kann bei Verwendung dieser Nominalfrequenz durch die Ableitung zweiter Ordnung angenähert werden. Ähnlicherweise kann die Ableitung dritter Ordnung durch die Ableitung erster Ordnung angenähert werden, indem die Nominalfrequenz verwendet wird.

a'=a-c(ω_nom)² und b'=b-d(ω_nom)² (25).

Der Ausdruck für die Vorwärtsregelungsspannung V_ff im Zeitbereich wird somit vereinfacht auf:

V_ff=V_r+a'_r+b'_r (26).

Es wird gefordert, daß die Ausgangs-RF-Hüllkurve der Ein­ gangs-RF-Hüllkurve folgt. Da der RF-Leistungsverstärker kein lineares Gerät ist, selbst wenn am Schalttaktgeber die exakte Hüllkurve erzeugt wird, ist die RF-Ausgangshüllkurve des Leistungsverstärkers nicht exakt. Diese Nichtlinearität hat ein spektrales Anwachsen des RF-Signals zur Folge. Um den RF- Leistungsverstärker zu linearisieren, kann ein Ausgangsdetek­ tor verwendet werden, um die Ausgangs-RF-Hüllkurve zur rückgekoppelten Vorwärtsregelungssteuereinheit zurückzufüh­ ren. Da der RF-Leistungsverstärker eine Hochgeschwindigkeits­ einrichtung ist, ist die daraus folgende Zeitverzögerung vernachlässigbar im Vergleich mit der Verzögerung des Schalttaktgebers. Die Ausgangs-RF-Hüllkurve kann als eine maßstäbliche Form der Ausgangsspannung des Schalttaktgebers betrachtet werden. Deswegen ist das sich ergebende System das gleiche, wenn die Ausgangsrückkopplung in die Steuerungsglei­ chung eingeführt wird. Hier ist die integrale Rückkopplung ausgewählt worden, um die Rückkopplung bei hohen Frequenzen zu reduzieren.

Die Hinzufügung der Ausgangsrückkopplung modifiziert die Nachlaufregelungsleistung des Leistungswandlers. Das Aus­ gangsfilter wurde so ausgewählt, daß es ein geeignetes Tiefpaßfilter ohne Überschwingen beim Einschaltvorgang ist. Dies hat ein optimales Nachlaufregelungsverhalten zur Folge. Um die gleiche Leistung aufrechtzuerhalten, können die Filterkomponenten abgestimmt sein, die gleiche Leistung ohne Ausgangsrückkopplung zu erreichen. Die Schaltspannung (V_sw) wird in Form der Ausgangsspannung ausgedrückt, was in der folgenden Gleichung resultiert:

Ein modifiziertes Tiefpaßfilter mit den Komponenten L1', C1', L2', C2' muß so aufgebaut werden, daß es ein Gesamtver­ halten besitzt, wie das Originalfilter ohne Ausgangsrückkopp­ lung. Durch Vergleichen der Terme in der obigen Gleichung mit dem Fall ohne Ausgangsrückkopplung werden die folgenden Gleichungen erhalten.

L₁'+L₂' = (L₁+L₂)(1+k) und L₁'(C₁'+C₂')+L₂'C₂' = (L₁(C₁+C₂)+L₂C₂)(1+k) (29)

L₁'C₁'C₂' = (L₁C₁C₂)(1+k) und L₁'L₂'C₁'C₂' = (L₁L₂C₁C₂)(1+k) (30).

Durch Lösen des Gleichungssystems werden folgende Modifika­ tionen für C1 und L1 erhalten, während C2 und L2 unverändert bleiben.

Der typische Wert für k ist ungefähr Eins. Dies wichtet die RF-Ausgangshüllkurve ungefähr genauso wie die Schaltspannung. Dies hat eine wesentliche Linearisierung des RF-Ausgangs zur Folge. Größere Werte für k sind möglich, haben aber große Veränderungen des Ausgangsfilters zur Folge. Die Ausgangswel­ ligkeit wird für den Fall, wenn k gleich Eins ist, weiter um einen Faktor (1+k) reduziert, was 6 dB entspricht.

Für den Aufbau des Ausgangsfilters wird ein Legendre-Filter der vierten Ordnung betrachtet, das für eine Ausgangsimpedanz von 3Ω bei 160 kHz normiert wurde. Die Werte der Bauelemente sind wie folgt: L1=4,81 µH, L2=4,27 µH, C1=0,551 µF, C2=0,212 µF. Wenn die obenstehende Transformation für Ausgangsrück­ kopplung verwendet wird, ändern sich die L1, C1-Werte auf L1=13,89 µH und C1=0,3816 µF.

Für eine 800 kHz Schaltfrequenz beträgt die Dämpfung der Schaltfrequenz 69,7 dB. Der quadratische Mittelwert des Schaltfrequenzsignals am Eingang des Filters beträgt ungefähr V_in/4. Das durchschnittliche Gleichspannungssignal beträgt V_in/2. Deswegen gibt es einen weiteren 6 dB Abstand zwischen dem erwünschten Signal und der Schaltfrequenz am Eingang des Filters. Dies bringt die Schaltfrequenzleistung auf 75,7 dB, was die 71,5 dB Forderung erfüllt. Jedes Versorgungsspan­ nungsunterdrückungsverhältnis (PSRR) des RF-Leistungsverstär­ kers unterdrückt die Schaltfrequenz weiter.

Bei Steuerungsanwendungen werden die Ableitungen erster und zweiter Ordnung zeitdiskret berechnet, indem numerische Differenzierungsformeln benutzt werden. Wenn es Formeln höherer Ordnung für eine begrenzte Wortgröße gibt, wird die beste Leistung erreicht, indem die einfachsten Formeln benutzt werden. Da sukzessive Hüllkurvendaten verfügbar sind, können die Ableitungen durch die Verwendung sowohl der gegenwärtigen als auch der vorausgegangenen Daten berechnet werden. Als Ergebnis wird eine Zeitverzögerung eingeführt und diese kann durch Verzögerung der Basisbanddaten (I, Q) ausgeglichen werden, wodurch die gleiche Verzögerung in den RF-Signalweg eingeführt wird.

Durch das Setzen von k auf Eins und die Zusammenfassung der Bezugs- und Vorwärtsregelungsvariablen wird die Rechnung weiter vereinfacht. Die Zusammenfassung der Bezugs- und Vorwärtsregelungsspannungen ermöglicht, daß die Basisband­ berechnung als eine einzelne Variable summiert wird. Bei einer digitalen Realisierung reduziert dies die Anzahl der Digital/Analog-Wandler von Zwei auf Eins.

Durch den Übergang von zeitkontinuierlichen Gleichungen zu zeitdiskreten Gleichungen erhält man die folgende Gleichung:

Die Ergebnisse können als zeitdiskrete Koeffizienten wie folgt abgeschätzt werden. Die Werte für die zeitdiskreten Koeffizienten werden dann für das vorgegebene Filter abge­ schätzt.

Dies ist eine Dauernull-Transformation. Für das vorgegebene Ausgangsfilter sind die zeitdiskreten Koeffizienten wie folgt: z0=2,806674; z1=-2,716652; z2=0,909979.

Es wird der vereinfachte Fall betrachtet, wenn V_ref anstelle von V_cont verwendet wird.

Wird V_sw durch V_out ausgedrückt, erhält man die folgende Gleichung:

Die Koeffizienten 1,a,b,c,d entsprechen dem modifizierten Legendre-Polynom. Sie können jedoch durch das Original Legendre-Polynom wie folgt ausgedrückt werden:

Aus früheren Berechnungen ist bekannt, daß die Koeffizienten 1,a/2,b/2,c/2,d/2 dem unmodifizierten Legendre-Polynom entsprechen. Aufgrund der Wirkung des Schalttaktgebers wird der Wert von Sig auf eine kleine Größe zwischen Null und Eins gesteuert. Dies schließt ein, daß der Integrand auf Null gesteuert werden muß. Deswegen muß der Ausgang V_out gleich einer gefilterten Form von V_r sein.

Auf diese Weise wird das Systemverhalten auf eine gefilterte Form der Bezugsspannung gesteuert. Der Original Legendre- Filter hat eine 3 dB Frequenz von 160 kHz. Dies ermöglicht, daß die Hüllkurve unverändert passiert. Jedes Rauschen aufgrund der Abtastung bei 400 kHz wird jedoch unterdrückt. Es gibt eine Frequenzdifferenz von mehr als einer Oktave, so daß mehr als 24 dB Unterdrückung des 400 kHz Rauschens erwartet wird.

Für die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuerung wird ein Ausgleichswandler mit einem Vierpolfilter betrachtet. Ein Hauptunterschied zum Zusatzwandler besteht darin, daß die Spule L1 auf der Stromquellenseite des Schalters liegt. So ergibt die Unterteilung, daß die Ausgangsspule, den Ausgangs­ kondensator und die Last im passiven Abschnitt liegen. Der andere Kondensator, die Eingangsspule und der Schalter bilden den Abschnitt, der direkt gesteuert wird. Das Steuerungs­ schema besteht hier darin, die Spannung am Eingangskondensa­ tor C1 auf seinen gewünschten Wert zu steuern. Dies stellt die Spannung am Kondensator C2 so ein, daß sie der Bezugs­ spannung folgt. Der ideale Strom, der durch die Spule L1 fließt, unterscheidet sich von dem im Fall des Zusatzwand­ lers. Der Strom durch L1 wird nur teilweise zu C1 übertragen. Der verbleibende Strom wird nach Masse abgeleitet. Es ist möglich, einen abgeschätzten Wert für diesen Strom durch die Definition eines durchschnittlichen Spannungsausgleichsver­ hältnisses (k) zu erhalten. Das Spannungsübertragungsverhält­ nis bestimmt ebenfalls näherungsweise das Stromübertragungs­ verhältnis durch Vernachlässigung des Leistungsverlustes im Wandler.

In diesem Wandler muß die Kondensatorspannung V_c1 auf einem Wert von V_r1 aufrechterhalten werden, und der Spulenstrom muß auf einem Wert von I_r1 aufrechterhalten werden. Der Strom, der durch eine Spule fließt, ist ein Integral der Spannung über ihr, dividiert durch die Induktivität. Der Spulenstrom kann abgeschätzt werden als:

-L₁I₁=∫(V_sw-V_in)dt (42).

Proportionale und integrale (PI) Rückkopplung wird oft in getakteten Leistungswandlern verwendet, um die Ausgangsspan­ nung auf ihren Bezugswert zu steuern. Hier kann durch Einstellen des Strom auf den Bezugsstrom mittels PI-Rückkopp­ lung die Spannung auf V_r1 und der Strom auf I_r1 gesteuert werden.

Das analoge Steuersignal zur PWM-Schaltung wird so gewählt, daß es den Spulenstrom auf seinen gewünschten Bezugswert steuert. Das Signal kann aus Zwischenspannungen und der Bezugsspannung gebildet werden. Das Gesamtsignal kann wie folgt dargestellt werden, wobei die Koeffizienten α, β zur Stabilität und Leistungsfähigkeit gewählt werden, die Abschätzung für den Strom ersetzt wird und der resultierende Ausdruck ist wie folgt:

Der Maßstabsfaktor wird wiederum gewählt, um den Signal­ anstieg so zu steuern, daß er gleich dem Sägezahnanstieg ist, für eine Sägezahnamplitude von Eins, wenn der Schalter offen ist. Bei der Bestimmung des Signalanstiegs ist angenommen wurden, daß die Abschätzung des Spulenstroms den Signal­ anstieg dominiert. Dies ist ähnlich wie bei den Signal­ anstiegkriterien des Ausgleichswandlers.

Der folgende Ausdruck verbindet die Kondensatorspannung mit ihrem Bezugswert und dem Steuersignal. Die geeigneten Werte für α und β können aus der folgenden Integralrechnung gewonnen werden.

L₁(I₁-I_r1) = α∫(V_r1-V₁)dt+β(V_r1-V₁)+Sig(k-1)V_inTs=kL₁(C₁(₁-_r1)) (44)

(kL₁C₁)(₁-_r1)+α∫(V_r1V₁)dt+β(V_r1-V₁) = Sig(k-1)V_inTs (45).

Das Verhältnis zwischen α und β wird so gewählt, daß sich die Pole in einem Winkel von 30° zur realen Achse befinden. Dies hat einen Zweipolfilter mit konstanter Verzögerung zur Folge.

Der Wert von β wird so bestimmt, daß in stabilem Zustand der Anstieg des Steuersignals durch die Abschätzung des Spulen­ stroms dominiert wird. Der Ausdruck für das Steuersignal Sig wird dadurch auf die folgende Gleichung reduziert.

Die Werte für α und β bestimmen die Pole des Schleifenschluß­ systemverhaltens. Um eine hohe Anstiegrate zu erreichen, werden die Werte von L1 und C1 so gewählt, daß sie relativ klein sind.

Im Hinblick auf die Stabilitätsanalyse der rückgekoppelten Vorwärtsregelungssteuerung ist die Übertragungsfunktion eines getakteten Leistungswandlers eine Funktion des Tastgrads. Um eine Stabilitätsanalyse durchzuführen, wird ein Kleinsignal des Wandlers betrachtet, der am oder nahe beim Nominalwert des Tastgrads arbeitet. Das System ist stabil, vorausgesetzt das analoge Steuersignal Sig hat keine Schwingungen und α und β sind ausgewählt, um einen stabilen Zweipolfilter zu realisieren. Eine ungeeignete Wahl von α und β hat typischer­ weise eine subharmonische Instabilität von Sig zur Folge. Die folgende Analyse dient dazu, die größten Werte von α und β zu bestimmen, die ein stabiles System zur Folge haben.

Die subharmonische Stabilitätsanalyse gründet sich auf eine zeitdiskrete Ausführung des PWM-Vorgangs. Der Tastgrad in einem vorgegebenen Takt wird durch den vorherigen Takt in der folgenden Weise beeinflußt.

wobei SR der Sägezahnanstieg ist, SN ist der Signalanstieg bei geschlossenem Schalter und SF ist der Signalanstieg bei offenem Schalter. Aus der obenstehenden Gleichung wird klar, daß die Stabilitätsbedingung darin besteht, daß der Polbetrag kleiner als Eins ist. Das Anstiegkriterium wird gewählt, so daß der Pol im Z-Bereich bei Null liegt. Dieses Kriterium ist jedoch durch die Vernachlässigung von Termen höherer Ordnung gewählt worden. Hier wird der Einfluß von Termen höherer Ordnung betrachtet und es wird gesichert, daß der Pol für alle Punkte auf einen kleineren Wert als Eins beschränkt ist.

Die folgenden angenäherten Werte für SR, SN und SF werden bei einer stabilen Zustandsbedingung gewonnen. Es ist anzumerken, daß die Ableitung der Kondensatorspannung proportional zu dem in ihn hinein fließenden Strom ist.

Es ist anzumerken, daß der Einfluß des integralen Rückkopp­ lungsterms vernachlässigt worden ist. Diese Vereinfachung ist bei hohen Schaltfrequenzen vernünftig, wo die Welligkeitsstö­ rung am Kondensator C1 vernachlässigbar ist im Vergleich zur Schaltspannungssignalform.

Der Pol der Differenzgleichung wird bei 0,2 liegend ausge­ wählt. Dies ist ein Konstruktionsparameter, der für Stabili­ tät kleiner als 1 sein muß.

Der theoretische Grenzwert, bis zu dem ein getakteter Leistungswandler ein Signal verfolgen kann, ist gemäß Nyquist-Kriterium die Hälfte der Schaltfrequenz. Die Folge­ regelungsleistung des Leistungswandlers mit rückgekoppelter Vorwärtsregelungssteuerung kommt dem theoretischen Grenzwert nahe. Gleichzeitig wird die Schaltfrequenz um mehr als 70 dB unterdrückt. Dies hat ein System zur Folge, das nur die gewünschten Signale verfolgt, aber auch die strengen Rauschanforderungen der meisten RF-Sender erfüllt.

Ein Ausgleichswandler wird konventionell nicht als ein gutes Beispiel für Übertragungsleistung betrachtet. Hier ist ein sehr schnelles Steuerungsschema eingeführt worden, das eine hervorragende Nachlaufregelung gestattet, während es bei einer relativ geringen Schaltfrequenz und mit geringem Schaltrauschen arbeitet. Bei diesem Steuerungsschema wird die Zwischenspannung des Kondensators als die Größe gewählt, die gesteuert werden soll. Diese Spannung wird durch Rückkopplung gesteuert. Eine Vorwärtsregelungsabschätzung des Laststroms, die auf dem Bezugssignal basiert, wird verwendet, um die Steuerung der Zwischenspannung in die Steuerung der Ausgangs­ spannung zu überführen. Wie beim Ausgleichswandler ist die Wahl des gesteuerten Zustands nicht die einzige Variante. Es gibt andere Möglichkeiten, die Zwischenspannung des Kondensa­ tors wurde jedoch aus Gründen der Einfachheit ausgewählt.

Fig. 13, Numerierung 1300, zeigt eine graphische Darstellung eines in der Technik bekannten PWM-Wandlers. Das Steuersignal (1302) wird verwendet, um den Tastgrad des getakteten Leistungswandlers durch Rücksetzung des Schalters zu einem variablen Zeitpunkt zu bestimmen. Der Einstellzeitpunkt des Schalters wird durch einen synchronen Takt (1304) bestimmt. Während die Kleinsignalbandbreite durch eine geeignete Steuerung vergrößert wird, wird die Großsignalbandbreite ebenfalls durch einen Aufbau eines Ausgangsfilters begrenzt. Die Verwendung eines Filters höherer Ordnung in einem Ausgleichswandler ermöglicht jedoch die Folgeregelung von Großsignalformen bis zu 80 kHz bei einer Schaltfrequenz von 1 MHz. Das hier verwendete Steuerungsschema ist die Überschuß­ energiesteuerung.

Der Wirkungsgrad des Schalttaktgebers kann für die meisten Anwendungen auf einem Wert über 90% gehalten werden. Durch die Verwendung einer kundenspezifischen IC-Realisierung mit optimal dimensionierten Schaltern und durch die Begrenzung der Schaltfrequenz sind sogar noch höhere Schaltleistungen möglich. Auf diese Weise werden die Energieeinsparungen vom Leistungsverstärker nicht durch den Schalttaktgeber aufge­ zehrt.

Fig. 16, Numerierung 1600, zeigt eine graphische Darstellung der experimentellen Wirkungsgradangaben für einen Abwärts- Leistungswandler, der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung von einer Versorgungsspannung von 12V betrieben wird. Die Schaltfrequenz wurde mit 450 kHz ausgewählt. Der Wirkungsgrad liegt bei einem Laststrom von 1,0 Ampere (1602), bei einem Laststrom von 2,0 Ampere (1604) und bei einem Laststrom von 3,0 Ampere (1606) in der Größenordnung von 90%.

Bei einer konventionellen Leistungssteuerung hat der Aus­ gleichswandler aufgrund seiner nicht linearen Betriebs­ charakteristiken eine geringere dynamische Leistung. Hier ist ein Steuerungsschema verwendet worden, das dem Ausgleichs­ wandler gestattet, die Hüllkurve eines QPSK-Signals nahezu perfekt und mit einer konstanten Verzögerung zu verfolgen. Fig. 20, Numerierung 2000, zeigt eine graphische Darstellung der Bezugsspannung (2004) und der Ausgangsspannung (2002) in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.

In Fig. 18, Numerierung 1800, wird in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung die Folgeregelung eines 125 kHz Signals für einen Ausgleichswandler gezeigt, der bei 1 MHz schaltet. Die Ausgangsspannung V_out (1802) verfolgt die Bezugsspannung V_F (1804) mit einer kleinen Verzögerung. Der Spulenstrom I₁ (1806) zeigt eine wesentliche Welligkeit. Das Schaltrauschen wird wiederum um mehr als 60 dB gedämpft. Dieses Ergebnis beweist, daß das Verhältnis der Schaltfre­ quenz zur höchsten Frequenz, die noch gut verfolgt werden kann, für einen Ausgleichsschalttaktgeber nur Acht beträgt. Dies übertrifft die Leistungsfähigkeit konventioneller Ausgleichswandler wesentlich.

Wenn die Vorwärtsregelungssteuerspannung aufgebaut worden ist, wird der analoge Rückkopplungsteil des Systems auf ein einziges Integrierglied reduziert. Fig. 14, Numerierung 1400, zeigt einen Schaltplan eines Rückkopplungssystems in Überein­ stimmung mit der vorliegenden Erfindung. Diese analoge Steuereinheit wird in einfacher Weise in einem entsprechenden anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) verwirklicht. Die Bezugsspannung V_r (1402), die Ausgangsspan­ nung V_out (1404) und die Schaltspannung V_sw (1406) werden benutzt, um das analoge Signal Sig (1408) zu erzeugen. Dieses Signal geht zum PWM-Generator (1410).

Eine Zusatzversion des Hüllkurvenfolgeregelungswandlers dient zweierlei Zwecken. Sie erzielt die Energieeinsparungen auf Grund der Hüllkurvenfolgeregelung und sie speist einen Leistungsverstärker höherer Spannung aus einer Batterie mit geringerer Spannung. Auf diese Weise gewährleistet sie einen beträchtlichen Vorteil in einer Funkeinheit, die an einer 3,3 Volt-Batterie betrieben wird (3 NiCd oder Lithium-Ionen). Sie gewährleistet ebenfalls die Möglichkeit, den gleichen Leistungsverstärker für digitale und analoge Betriebsmodi bei zwei unterschiedlichen Spannungen zu betreiben.

Fig. 11, Numerierung 1100, zeigt einen Stromlaufplan einer Ausführung eines Ausgleichswandlers mit einem Vierpolfilter in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Der Ausgleichswandler wird von der Eingangsspannung (1102) betrieben und liefert auf der Lastseite eine Hüllkurvenspan­ nung (1104).

Fig. 12, Numerierung 1200, zeigt einen Stromlaufplan einer Ausführung eines Zusatzwandlers mit einem Vierpolfilter in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Der Zusatz­ wandler wird von der Eingangsspannung (1202) betrieben und liefert auf der Lastseite eine Hüllkurvenspannung (1204).

Fig. 15, Numerierung 1500, zeigt eine schematische Darstel­ lung des Einflusses der Verwendung des in der Technik bekannten Anstiegkriteriums auf das Steuersignal. Die Leistung mit ungleichen Anstiegen (1502) ist schlechter als die Leistung mit gleichen Anstiegen (1504).

Fig. 17, Numerierung 1700, zeigt eine graphische Darstellung einer Großsignalfolgeregelung einer 80 kHz Sinuswelle, indem die Überschußenergiesteuerung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Die Signalformen zeigen die Bezugsspannung (1702) und die Wandlerausgangsspan­ nung (1704).

Die vorliegende Erfindung kann in anderen speziellen Formen ausgeführt sein, ohne daß sie sich von ihrem Sinn oder wesentlichen Charakteristiken entfernt. Die beschriebenen Ausführungen sollen in jeder Hinsicht nur als Erläuterung und nicht als Einschränkung betrachtet werden. Der Bereich der Erfindung wird deshalb durch die angefügten Ansprüche und nicht durch die voranstehende Beschreibung bezeichnet. Alle Veränderungen, die innerhalb der Bedeutung der Ansprüche und des Bereichs von Gleichwertigem zu den Ansprüchen liegen, sollen in ihnen eingeschlossen sein.

Claims (10)

1. Nachlaufregelungsleistungswandler, der eine effektive Leistungsverstärkung gewährleistet, während ein dynami­ sches variables Ausgangssignal erzeugt wird, umfassend:

• 1A) eine rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (120), die geschaltet ist, um ein Bezugssignal zu empfangen und um zumindest ein Rückkopplungssignal zu empfangen, zur Bestimmung eines optimalen Steuer­ signals in Übereinstimmung mit einem vorbestimmten Schema;
• 1B) eine an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuerein­ heit (120) geschaltete Impulsbreitenmodulationseinheit (116) zur Modifizierung eines Tastverhältnisses, um ein Schaltsignal bereitzustellen; und
• 1C) einen an die Impulsbreitenmodulationseinheit (116) und an eine Stromquelle geschalteten Leistungswandler (102) zur Bereitstellung des dynamischen variablen Ausgangssignals.

2. Nachlaufregelungsleistungswandler nach Anspruch 1, wobei zumindest eines von 2A-2D gilt:

• 2A) das vorbestimmte Schema der rückgekoppelten Vorwärts­ regelungssteuereinheit benutzt eine auf dem Bezugs­ signal basierende Abschätzung eines Laststroms, um das optimale Steuersignal zu bestimmen;
• 2B) das vorbestimmte Schema der rückgekoppelten Vorwärts­ regelungssteuereinheit benutzt das Bezugssignal und Ableitungen des Bezugssignals, um das optimale Steuer­ signal zu bestimmen, wobei das Bezugssignal, wenn vor­ gesehen, in digitaler Form verfügbar ist, und die Ableitungen des Bezugssignals werden durch die Verwendung digitaler Hardware berechnet;
• 2C) der Nachlaufregelungsleistungswandler enthält ein Fil­ ter einer Ordnung größer 2; und
• 2D) der Nachlaufregelungsleistungswandler enthält ein Fil­ ter, das ein Tiefpaßfilter einer Ordnung größer 2 ist.

3. Einrichtung (222), die einen Nachlaufregelungsleistungs­ wandler (210) hat, zur Bereitstellung eines effektiven linearen Leistungsverstärkers, der ein Hochfrequenz RF- Signal mit variabler Hüllkurve erzeugt, wobei die Ein­ richtung (222) umfaßt:

• 3A) eine effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202), die eine Hüllkurvenabbildungseinheit (208) und den Nachlaufregelungsleistungswandler (210) hat, wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) geschaltet ist, um ein Bezugssignal von der Hüllkurvenabbildungs­ einheit (208) zu empfangen, wobei die effektive Hüll­ kurvenfolgeregelungseinheit (202) geschaltet ist, um ein Basisbandsignal zu empfangen, zur Ausgabe des variablen Ausgangssignals gemäß einem Ausgang der Hüllkurvenabbildungseinheit (208);
• 3B) einen RF-Signalgenerator (204), der geschaltet ist, um das Basisbandsignal und ein RF-Bezugssignal zu empfan­ gen, zur Bereitstellung eines RF-Eingangssignals mit Amplituden- und Phaseninformationen an einen linearen RF-Leistungsverstärker (206); und
• 3C) den an die effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202) und an den RF-Signalgenerator geschalteten linearen RF-Leistungsverstärker (206) zur Ausgabe eines leistungsmäßig verstärkten RF-Signals mit varia­ bler Hüllkurve mit im wesentlichen den gleichen Ampli­ tuden- und Phaseninformationen wie das RF- Eingangssignal,
  wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) ent­ hält:
• 3D) eine rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (212), die geschaltet ist, um das Bezugssignal zu empfangen und um zumindest ein Rückkopplungssignal zu empfangen, zur Bestimmung eines optimalen Steuer­ signals gemäß einem vorbestimmten Schema;
• 3E) eine an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuerein­ heit (212) geschaltete Impulsbreitenmodulationseinheit (214) zur Modifizierung eines Tastverhältnisses, um ein Schaltsignal bereitzustellen; und
• 3F) einen an die Impulsbreitenmodulationseinheit (214) und an eine Stromquelle (220) geschalteten Leistungswand­ ler (216) zur Bereitstellung des dynamischen variablen Ausgangssignals.

4. Einrichtung (222) nach Anspruch 3, wobei zumindest eines von 4A-4G gilt:

• 4A) der lineare RF-Leistungsverstärker (206) ist ein Ver­ stärker der Klasse AB;
• 4B) der lineare RF-Leistungsverstärker (206) ist ein Ver­ stärker der Klasse B;
• 4C) der Leistungswandler (216) liefert weiter ein Rück­ kopplungssignal an die rückgekoppelte Vorwärtsrege­ lungssteuereinheit (212);
• 4D) die Einrichtung enthält weiter einen an den Ausgang des linearen RF-Leistungsverstärkers (206) geschalte­ ten Hüllkurvendetektor (218), wobei der Hüllkurven­ detektor (218) ein Rückkopplungssignal an die rückge­ koppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (212) liefert;
• 4E) der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) enthält ein Filter der Ordnung größer 2;
• 4F) der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) enthält ein Filter, das ein optimales Tiefpaßfilter der Ordnung größer 2 ist; und
• 4G) die Hüllkurvenabbildungseinheit (208) verwendet eine Polynomabbildungsfunktion von I² plus Q², die ein Qua­ drat der Hüllkurve des Basisbandsignals ist, um ein implizit bandbegrenztes Signal bereitzustellen.

5. Verfahren zur Bereitstellung eines effektiven linearen Leistungsverstärkers, der ein Hochfrequenz RF-Signal mit variabler Hüllkurve erzeugt, das die folgenden Schritte umfaßt:

• 5A) Benutzung einer effektiven Hüllkurvenfolgeregelungs­ einheit (302) zur Ausgabe einer Versorgungsspannung gemäß einer variablen Hüllkurve eines Eingangsbasis­ bandsignals;
• 5B) Bereitstellung (304) eines auf dem Eingangsbasisband­ signal basierenden RF-Eingangssignals mit Amplituden- und Phaseninformationen durch einen RF-Signalgenerator an einen linearen RF-Leistungsverstärker; und
• 5C) Benutzung (306) eines an die effektive Hüllkurven­ folgeregelungseinheit und an den RF-Signalgenerator geschalteten linearen RF-Leistungsverstärkers zur Aus­ gabe eines leistungsmäßig effektiven, verstärkten RF- Ausgangssignals mit variabler Hüllkurve mit im wesent­ lichen den gleichen Amplituden- und Phaseninforma­ tionen wie das RF-Eingangssignal.

6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei zumindest eines von 6A-­ 6D gilt:

• 6A) die Benutzung der effektiven Hüllkurvenfolgeregelungs­ einheit schließt ein:
  • 6A1) die Benutzung einer optimalen Hüllkurvenberech­ nungseinrichtung, die das Basisbandsignal empfängt, um eine optimale Hüllkurve für das Basisbandsignal zu bestimmen; und
  • 6A2) die Benutzung eines Hüllkurvennachlaufregelungs­ leistungswandlers, wobei der Hüllkurvennachlauf­ regelungsleistungswandler an die optimale Hüllkur­ venberechnungseinrichtung und an eine Stromquelle gekoppelt ist, und geschaltet ist, um ein Rückkopp­ lungssignal zu empfangen, zur Ausgabe der Versor­ gungsspannung an den linearen RF-Leistungsverstär­ ker;
    und wenn vorgesehen, weiter zumindest eines von 6A3-6A5 einschließt:
  • 6A3) der Hüllkurvennachlaufregelungsleistungswandler enthält ein Filter der Ordnung größer 2;
  • 6A4) der Hüllkurvennachlaufregelungsleistungswandler enthält ein Filter, das ein optimaler Tiefpaßfilter der Ordnung größer 2 ist; und
  • 6A5) die Benutzung der optimalen Hüllkurvenberechnungseinrichtung enthält die Verwendung einer Polynomabbildungsfunktion von I² plus Q², was ein Quadrat einer Hüllkurve des Basisbandsignals ist, um ein implizit bandbegrenztes Signal bereitzustellen;
• 6B) die Benutzung des Hüllkurvennachlaufregelungs­ leistungswandlers schließt ein:
  • 6B1) die Benutzung einer rückgekoppelten Vorwärtsrege­ lungssteuereinheit, wobei die rückgekoppelte Vor­ wärtsregelungssteuereinheit an die optimale Hüll­ kurvenberechnungseinrichtung gekoppelt ist und geschaltet ist, um zumindest ein Rückkopplungs­ signal zu empfangen, zur Bestimmung eines optimalen Steuersignals gemäß einem vorbestimmten Schema;
  • 6B2) die Benutzung einer Impulsbreitenmodulationsein­ heit, wobei die Impulsbreitenmodulationseinheit an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit gekoppelt ist, zur Modifizierung einer Impuls­ breite, um ein Schaltsignal mit konstanter Frequenz bereitzustellen; und
  • 6B3) Benutzung eines Leistungswandlers, wobei der Lei­ stungswandler an die Impulsbreitenmodulationsein­ heit und an eine Stromquelle gekoppelt ist, zur Bereitstellung der Versorgungsspannung an den linearen RF-Leistungsverstärker;
    und wenn weiter vorgesehen, zumindest eines von 6B4- 6B5 enthält:
  • 6B4) die Benutzung des Leistungswandlers schließt die Bereitstellung eines Rückkopplungssignals an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit ein;
  • 6B5) die Benutzung eines linearen RF-Leistungsverstär­ kers schließt weiter die Bereitstellung eines an den linearen RF-Leistungsverstärker gekoppelten Hüllkurvendetektors ein, um ein Rückkopplungssignal an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuerein­ heit zu liefern;
• 6C) der lineare RF-Leistungsverstärker ist ein Verstärker der Klasse AB; und
• 6D) der lineare RF-Leistungsverstärker ist ein Verstärker der Klasse B.

7. System zur Bereitstellung eines effektiven linearen RF- Leistungsverstärkers, der ein Hochfrequenz RF-Signal mit variabler Hüllkurve erzeugt, wobei das System in einem von 7A-7E verwendet wird:

• 7A) ein zellulares Telefon (222) mit einer Einrichtung, die einen Nachlaufregelungsleistungswandler (210) hat, zur Bereitstellung des effektiven linearen Leistungs­ verstärkers, der das Hochfrequenz RF-Signal mit varia­ bler Hüllkurve erzeugt, wobei die Einrichtung umfaßt:
  • 7A1) eine effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202), die eine Hüllkurvenabbildungseinheit (208) und den Nachlaufregelungsleistungswandler (210) hat, wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) geschaltet ist, um ein Bezugssignal von der Hüllkurvenabbildungseinheit (208) zu empfangen, wo­ bei die effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202) geschaltet ist, um ein Basisbandsignal zu empfangen, zur Ausgabe des variablen Ausgangs­ signals gemäß eines Ausgangs der Hüllkurvenabbil­ dungseinheit (208);
  • 7A2) einen RF-Signalgenerator (204), der geschaltet ist, um das Basisbandsignal und ein RF-Bezugssignal zu empfangen, zur Bereitstellung eines RF-Eingangs­ signals mit Amplituden- und Phaseninformationen an einen linearen RF-Leistungsverstärker (206); und
  • 7A3) den an die effektive Hüllkurvenfolgeregelungsein­ heit (202) und an den RF-Signalgenerator (204) geschalteten linearen RF-Leistungsverstärker (206) zur Ausgabe eines leistungsmäßig effektiven, ver­ stärkten RF-Signals mit variabler Hüllkurve mit im wesentlichen den gleichen Amplituden- und Phasen­ informationen wie das RF-Eingangssignal;
    wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) ent­ hält:
  • 7A4) eine rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (212), die geschaltet ist, um das Bezugssignal und zumindest ein Rückkopplungssignal zu empfangen, zur Bestimmung eines optimalen Steuersignals nach einem vorbestimmten Schema;
  • 7A5) eine an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungs­ steuereinheit (212) geschaltete Impulsbreitenmodu­ lationseinheit (214) zur Modifizierung eines Tastverhältnisses, um ein Schaltsignal bereitzu­ stellen; und
  • 7A6) einen an die Impulsbreitenmodulationseinheit (214) und an eine Stromquelle (220) geschalteten Lei­ stungswandler (216) zur Bereitstellung des varia­ blen Ausgangssignals;
  7B) ein tragbares Funkgerät (222), wobei das System umfaßt:
  • 7B1) eine effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202), die eine Hüllkurvenabbildungseinheit (208) und den Nachlaufregelungsleistungswandler (210) hat, wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) geschaltet ist, um ein Bezugssignal von der Hüllkurvenabbildungseinheit (208) zu empfangen, wobei die effektive Hüllkurvenfolgenregelungsein­ heit (202) geschaltet ist, um ein Basisbandsignal zu empfangen, zur Ausgabe des variablen Ausgangssignals gemäß eines Ausgangs der Hüllkur­ venabbildungseinheit (208);
  • 7B2) einen RF-Signalgenerator (204), der geschaltet ist, um das Basisbandsignal und ein RF-Bezugssignal zu empfangen, zur Bereitstellung eines RF-Eingangs­ signals mit Amplituden- und Phaseninformationen an einen linearen RF-Leistungsverstärker (206); und
  • 7B3) den an die effektive Hüllkurvenfolgeregelungsein­ heit (202) und an den RF-Signalgenerator (204) geschalteten linearen RF-Leistungsverstärker (206) zur Ausgabe eines leistungsmäßig effektiven, ver­ stärkten RF-Signals mit variabler Hüllkurve mit im wesentlichen den gleichen Amplituden- und Phasen­ informationen wie das RF-Eingangssignal;
    wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) ent­ hält:
  • 7B4) eine rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (212), die geschaltet ist, um das Bezugssignal und zumindest ein Rückkopplungssignal zu empfangen, zur Bestimmung eines optimalen Steuersignals nach einem vorbestimmten Schema;
  • 7B5) eine an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteu­ ereinheit (212) geschaltete Impulsbreitenmodula­ tionseinheit (214) zur Modifizierung eines Tastver­ hältnisses, um ein Schaltsignal bereitzustellen; und
  • 7B6) einen an die Impulsbreitenmodulationseinheit (214) und an eine Stromquelle (220) geschalteten Lei­ stungswandler (216) zur Bereitstellung des varia­ blen Ausgangssignals;
• 7C) ein Satellitentelefon (222), wobei das System umfaßt:
  • 7C1) eine effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202), die eine Hüllkurvenabbildungseinheit (208) und den Nachlaufregelungsleistungswandler (210) hat, wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) geschaltet ist, um ein Bezugssignal von der Hüllkurvenabbildungseinheit (208) zu empfangen, wobei die effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202) geschaltet ist, um ein Basisbandsignal zu empfangen, zur Ausgabe des variablen Ausgangssignals gemäß eines Ausgangs der Hüllkur­ venabbildungseinheit (208);
  • 7C2) einen RF-Signalgenerator (204), der geschaltet ist, um das Basisbandsignal und ein RF-Bezugssignal zu empfangen, zur Bereitstellung eines RF-Eingangs­ signals mit Amplituden- und Phaseninformationen an einen linearen RF-Leistungsverstärker (206); und
  • 7C3) den an die effektive Hüllkurvenfolgeregelungsein­ heit (202) und an den RF-Signalgenerator (204) geschalteten linearen RF-Leistungsverstärker (206) zur Ausgabe eines leistungsmäßig effektiven, ver­ stärkten RF-Signals mit variabler Hüllkurve mit im wesentlichen den gleichen Amplituden- und Phasen­ informationen wie das RF-Eingangssignal;
    wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) ent­ hält:
  • 7C4) eine rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (212), die geschaltet ist, um das Bezugssignal und zumindest ein Rückkopplungssignal zu empfangen, zur Bestimmung eines optimalen Steuersignals nach einem vorbestimmten Schema;
  • 7C5) eine an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteu­ ereinheit (212) geschaltete Impulsbreitenmodula­ tionseinheit (214) zur Modifizierung eines Tastver­ hältnisses, um ein Schaltsignal bereitzustellen; und
  • 7C6) einen an die Impulsbreitenmodulationseinheit (214) und an eine Stromquelle (220) geschalteten Lei­ stungswandler (216) zur Bereitstellung des varia­ blen Ausgangssignals;
• 7D) ein Funktelefon (222), wobei das System umfaßt:
  • 7D1) eine effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202), die eine Hüllkurvenabbildungseinheit (208) und den Nachlaufregelungsleistungswandler (210) hat, wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) geschaltet ist, um ein Bezugssignal von der Hüllkurvenabbildungseinheit (208) zu empfangen, wobei die effektive Hüllkurvenfolgenregelungsein­ heit (202) geschaltet ist, um ein Basisbandsignal zu empfangen, zur Ausgabe des variablen Ausgangssignals gemäß eines Ausgangs der Hüllkur­ venabbildungseinheit (208);
  • 7D2) einen RF-Signalgenerator (204), der geschaltet ist, um das Basisbandsignal und ein RF-Bezugssignal zu empfangen, zur Bereitstellung eines RF-Eingangs­ signals mit Amplituden- und Phaseninformationen an einen linearen RF-Leistungsverstärker (206); und
  • 7D3) den an die effektive Hüllkurvenfolgeregelungsein­ heit (202) und an den RF-Signalgenerator (204) geschalteten linearen RF-Leistungsverstärker (206) zur Ausgabe eines leistungsmäßig effektiven, ver­ stärkten RF-Signals mit variabler Hüllkurve mit im wesentlichen den gleichen Amplituden- und Phasen­ informationen wie das RF-Eingangssignal;
    wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) ent­ hält:
  • 7D4) eine rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (212), die geschaltet ist, um das Bezugssignal und zumindest ein Rückkopplungssignal zu empfangen, zur Bestimmung eines optimalen Steuersignals nach einem vorbestimmten Schema;
  • 7D5) eine an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteu­ ereinheit (212) geschaltete Impulsbreitenmodula­ tionseinheit (214) zur Modifizierung eines Tastver­ hältnisses, um ein Schaltsignal bereitzustellen; und
  • 7D6) einen an die Impulsbreitenmodulationseinheit (214) und an eine Stromquelle (220) geschalteten Lei­ stungswandler (216) zur Bereitstellung des varia­ blen Ausgangssignals;
• 7E) eine Basisstation (222), wobei das System umfaßt:
  • 7E1) eine effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202), die eine Hüllkurvenabbildungseinheit (208) und den Nachlaufregelungsleistungswandler (210) hat, wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) geschaltet ist, um ein Bezugssignal von der Hüllkurvenabbildungseinheit (208) zu empfangen, wobei die effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202) geschaltet ist, um ein Basisbandsignal zu empfangen, zur Ausgabe des variablen Ausgangssignals gemäß eines Ausgangs der Hüllkur­ venabbildungseinheit (208);
  • 7E2) einen RF-Signalgenerator (204), der geschaltet ist, um das Basisbandsignal und ein RF-Bezugssignal zu empfangen, zur Bereitstellung eines RF-Eingangs­ signals mit Amplituden- und Phaseninformationen an einen linearen RF-Leistungsverstärker (206); und
  • 7E3) den an die effektive Hüllkurvenfolgeregelungsein­ heit (202) und an den RF-Signalgenerator (204) geschalteten linearen RF-Leistungsverstärker (206) zur Ausgabe eines leistungsmäßig effektiven, ver­ stärkten RF-Signals mit variabler Hüllkurve mit im wesentlichen den gleichen Amplituden- und Phasen­ informationen wie das RF-Eingangssignal;
    wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) ent­ hält:
    • 7E3A) eine rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuer­ einheit (212), die geschaltet ist, um das Bezugssignal und zumindest ein Rückkopplungs­ signal zu empfangen, zur Bestimmung eines optimalen Steuersignals nach einem vorbestimmten Schema;
    • 7E3B) eine an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungs­ steuereinheit (212) geschaltete Impulsbreiten­ modulationseinheit (214) zur Modifizierung eines Tastverhältnisses, um ein Schaltsignal bereitzu­ stellen; und
    • 7E3C) einen an die Impulsbreitenmodulationseinheit (214) und an eine Stromquelle (220) geschalteten Leistungswandler (216) zur Bereitstellung des variablen Ausgangssignals.

8. Mehrfachmodus-Funktelefon (222), das ein System zur Bereitstellung eines effektiven linearen Leistungsver­ stärkers (206) hat, der zumindest ein Hochfrequenz RF- Signal mit variabler Hüllkurve erzeugt, wobei das System umfaßt:

• 8A) eine effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202) die eine Hüllkurvenabbildungseinheit (208) und einen Nachlaufregelungsleistungswandler (210) hat, wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) geschaltet ist, um ein Bezugssignal von der Hüllkurvenabbildungs­ einheit (208) zu empfangen, wobei die effektive Hüll­ kurvenfolgeregelungseinheit (202) geschaltet ist, um ein Basisbandsignal zu empfangen, zur Ausgabe des variablen Ausgangssignals gemäß eines Ausgangs der Hüllkurvenabbildungseinheit (208);
• 8B) einen RF-Signalgenerator (204), der geschaltet ist, um das Basisbandsignal und ein RF-Bezugssignal zu empfan­ gen, zur Bereitstellung eines RF-Eingangssignals mit Amplituden- und Phaseninformationen an einen linearen RF-Leistungsverstärker (206); und
• 8C) den an die effektive Hüllkurvenfolgeregelungseinheit (202) und an den RF-Signalgenerator (204) geschalteten linearen RF-Leistungsverstärker (206) zur Ausgabe eines leistungsmäßig effektiven, verstärkten RF- Signals mit variabler Hüllkurve mit im wesentlichen den gleichen Amplituden- und Phaseninformationen wie das RF-Eingangssignal;
  wobei der Nachlaufregelungsleistungswandler (210) ent­ hält:
• 8D) eine rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuereinheit (212), die geschaltet ist, um das Bezugssignal und zumindest ein Rückkopplungssignal zu empfangen, zur Bestimmung eines optimalen Steuersignals gemäß einem vorbestimmten Schema;
• 8E) eine an die rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuerein­ heit (212) geschaltete Impulsbreitenmodulationseinheit (214) zur Modifizierung eines Tastverhältnisses, um ein Schaltsignal bereitzustellen; und
• 8F) einen an die Impulsbreitenmodulationseinheit (214) und an eine Stromquelle (220) geschalteten Leistungswand­ ler (216) zur Bereitstellung des variablen Ausgangs­ signals.

9. Verfahren (400) zur Bereitstellung eines Nachlaufrege­ lungsleistungswandlers, der eine effektive lineare Lei­ stungsverstärkung gewährleistet, während ein dynamisches variables Ausgangssignal erzeugt wird, die folgenden Schritte umfassend:

• 9A) Bestimmung (402) eines rückgekoppelten Vorwärtsrege­ lungssteuersignals gemäß eines vorbestimmten Schemas, indem ein Bezugssignal und zumindest ein Rückkopp­ lungssignal verwendet wird;
• 9B) Modifizierung (404) eines Tastverhältnisses, um ein Schaltsignal bereitzustellen; und
• 9C) Bereitstellung (406) des dynamischen variablen Aus­ gangssignals.

10. Verfahren nach Anspruch 9, wobei zumindest eines von 10A- 10D gilt:

• 10A) das vorbestimmte Schema schließt die Benutzung einer auf dem Bezugssignal basierenden Abschätzung des Last­ stroms ein, um das rückgekoppelte Vorwärtsregelungs­ steuersignal zu bestimmen;
• 10B) das vorbestimmte Schema schließt die Benutzung des Bezugssignals und der Ableitungen des Bezugssignals ein, um das rückgekoppelte Vorwärtsregelungssteuer­ signal zu bestimmen;
• 10C) das Bezugssignal ist in digitaler Form verfügbar, und die Ableitungen des Bezugssignals werden durch die Verwendung digitaler Hardware berechnet; und
• 10D) die Bereitstellung des dynamischen variablen Aus­ gangssignals schließt die Benutzung eines Filters einer Ordnung größer 2 ein.