-
Gebiet der
Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein Brückenschaltungen und genauer
verbrückte
Ausgangstreiberschaltungen für
Verstärker.
-
Hintergrund
der Erfindung
-
Es
mag hilfreich sein, sich die Merkmale bestimmter analoger Verstärker und
bestimmter digitaler Verstärker,
die in der Technik bekannt sind, zu vergegenwärtigen, um die Vorteile der
vorliegenden Erfindung zu verstehen.
-
Die
Nachteile analoger Verstärker
sind bekannt, und in der Technik wurden zahlreiche Mechanismen implementiert,
um deren Mängel
zu beseitigen. Bemühungen,
unter anderem die schlechte Leistung analoger Verstärker zu überwinden,
führten zur
Entwicklung von relativ leistungsfähigeren Schaltungsverstärkern. Schaltungsverstärker haben
jedoch selber Mängel,
einschließlich
der Schwierigkeit, kleine Signale ohne unerwünschte Verzerrung zu verarbeiten.
Besonders binäre
Schaltungsverstärker sind
dafür bekannt,
Welligkeiten in kleinen Ausgangssignalen zu erzeugen, wenn eine
Modulationsträgerfrequenz
aus dem verstärkten
Signal entfernt wird.
-
Mechanismen,
um die Leistung von binären Schaltungsverstärkern zu
verbessern, beinhalten die Implementierung von mehr Ausgangsschaltungszuständen. Die
beiden herkömmlichen
Ausgangsschaltungszustände
von binären
Schaltungsverstärkern wurden
ergänzt,
und die Leistung wurde dadurch verbessert, dass bekannte Schaltungsverstärker dritte (ternäre) und
vierte (quaternäre)
Ausgangsschaltungszustände
implementierten. Beispielsweise beschreibt das US-Patent Nr. 5,077,539
(„Patent '539"), erteilt am 31.
Dezember 1991, Eigentum des Inhabers der vorliegenden Anmeldung
und hierin durch Bezugnahme aufgenommen, ternäre und quaternäre Modi
von Schaltoperationen, die in einem Verstärkerdesign implementiert sind,
um Verzerrungen zu überwinden,
die kleine Eingangssignale in dem Schaltungsverstärker beeinträchtigen.
-
Ternäre oder
Tristate-Wellenformen stellen Eingangssignal-Amplitudeninformationen
wie die Pulse mit zeitgesteuerter Weite und Polarität dar, die diskrete
Amplituden von null, positiver oder negativer Polarität einschließen. Mit
ternären
Verfahren wird die Signalinformation direkt in geeignet weite Pulse mit
positiver oder negativer Polarität
umgewandelt.
-
Die
ternäre
Implementierung, die in dem zitierten Patent offenbart ist, enthält jedoch
eine Fehlerquelle, die ihren Nutzen in Audio- oder Servomotor-Verstärkeranwendungen
beschränkt.
Diese Fehlerquelle erzeugt eine Ausgangssignalverzerrung wegen der
Nicht-Linearität
der Ausgangsübertragungsfunktion
für kleine
Eingangssignale, insbesondere wenn das Eingangssignal durch null
hindurch geht. Für
kleine Eingangssignale hat dies eine Leistungsverschlechterung wegen
der endlichen Anstiegs- und
Abfallzeiten der Ausgangssignale, die vom Leistungsschaltkreis erzeugt
werden, zur Folge. Diese Schaltzeiten stellen einen Fehler mit fester Größe dar,
der von einem Signal mit abnehmender Größe subtrahiert wird, was eine
nicht-lineare Verstärkungskennlinie
und Signalverzerrung erzeugt.
-
Um
das nicht-lineare Verhalten der Tristate-Ausführungsform zu überwinden,
wird im Stand der Technik bekanntlich ein vierter Zustand eingeführt, insbesondere
um den Ausgangsübergang durch
null zu linearisieren. Für
kleine Eingangssignale verwendet die quaternäre Ausführungsform bzw. diejenige mit
vier Zuständen,
die ausführlich
in dem zitierten Patent beschrieben ist, einen analogen Verstärker, um
einen linearen Übergang
durch null zu beeinflussen. Dieser vierte Ausgangszustand verwendet
einen linearen Analogverstärker
zusammen mit ternärer
Schaltung, um kleine Signalleistung zu linearisieren. Unterhalb
einer vorgegebenen Signalgröße wird
die Last auf den linearen analogen Verstärker geschaltet und der ternäre Leistungsschalter wird
außer
Kraft gesetzt. Oberhalb der Größenschwelle
wird der Leistungsschalter außer
Kraft gesetzt und die Last wird vom linearen Verstärker getrennt.
Diese Kompromisslösung
bietet bestimmte Vorteile, aber wie bei den binären und ternären Implementierungen
leidet sie an speziellen Nachteilen.
-
Die
ternären
und quaternären
Techniken, die im Stand der Technik bekannt sind, akzeptieren ein analoges
Eingangssignal, das in diesen analogen Implementierungen kein Signalwandlungsmittel
benötigt,
um in einen linearen analogen Verstärker überzugehen. In diesen Implementierungen
verwendet die Signalverarbeitung durchwegs analoge Mittel, d.h.
es werden analoge Schaltungen verwendet, um Signalwandlung, Pulsweitenmodulationssteuerung und
Ausgangslinearisierung für
kleine Signale zu implementieren. Diese analogen Implementierungen sind
jedoch teuer, weil beispielsweise keine sehr stark integrierte Schaltung
auf ökonomische
Weise verwendet werden kann, um die analogen Designs zu implementieren.
Die Alternative der nicht-integrierten Konfiguration benötigt zu
viel Platz.
-
Für Verstärkereingangssignale,
die von Natur aus digital sind, wie solche, die von einem digitalen
Audiomedium, einer CD-ROM, digitalen Steuersystemen oder dergleichen
ausgehen, ist im Stand der Technik außerdem eine Signalwandlungsschaltung
erforderlich, damit sie in die analogen Schaltungsverstärkerimplementierung(en) übergehen
können.
Schnittstellenschaltungen am vorderen Ende des Verstärkers können die
Leistung verschlechtern und die Systemkosten weiter erhöhen.
-
Ein
vollkommen digitaler Schaltungsverstärker, der in kostengünstigen
anwendungsspezifischen integrierten Schaltungen implementiert werde
kann, ist im US-Patent Nr. 5,617,058 an Adrian et al. („Patent '058), das ebenso
Eigentum des Inhabers der vorliegenden Anmeldung ist und durch Bezugnahme hierin
aufgenommen ist, offenbart. Der vollkommen digitale Schaltungsverstärker des
Patents '058 sieht eine
Linearisierung der Leistungsschaltung nur durch Verwendung von drei
Zuständen
vor.
-
Entsprechend
dem Patent '058
wird in einer vollkommen digitalen Implementierung eine Pulswellenform
mit kleiner fester Weite, welche die zwei Zustände kompensiert, den führenden
oder nachlaufenden Rändern
eines überabgetasteten
Haupteingangsimpulses hinzugefügt,
wodurch eine kompensierte Wellenform erhalten wird. Dieser kompensierende Puls
linearisiert das Ausgangssignal aus einem Leistungs schalter durch
Bewirken einer Gleichtaktlöschung
von Schaltzeitfehlern. Ein Korrekturmechanismus ist implementiert,
um harmonische Verzerrungen zu korrigieren, die sich aus dem Kompensationspuls
ergeben, dem sogenannten Pulsträger
oder Träger,
der vom Modulationsniveau oder -index abhängt. Die harmonische Verzerrung
wird von dem Korrekturmechanismus dadurch korrigiert, dass die Inverse
der modulationsinduzierten Verzerrung auf die Vorverarbeitung der
Eingangssignal-Amplitudeninformation angewendet wird, um Verzerrungsprodukte
zu löschen,
die sich aus dem Modulationsschema ergeben, das verwendet wird,
um den kleinen Träger
anzuwenden, um die Leistung des Tristate-Leistungsschalters zu linearisieren.
-
Der
Korrekturmechanismus wird mittels digitaler Signalverarbeitung (DSP)
implementiert, die die Anwendung der Inversen der modulationsinduzierten Verstärkung auf
das überabgetastete
Eingangssignal erleichtert. Koeffizienten, die von dem Korrekturmechanismus
benötigt
werden, um die induzierte Verzerrung zu berechnen, werden aus einer
Nachschlagetabelle abgeleitet, die auf die geschätzte Amplitude des Eingangssignals
bezogen ist.
-
Ebenfalls
entsprechend dem Patent '058 wird
eine digitale Zeitsteuerung der Totzone des Leistungsschalters bewirkt.
Die digitale Totzonensteuerung gewährleistet die Genauigkeit der
Zeitsteuerung und der Sequenz, in der einzelne Schalter in einer Leistungsschalter-H-Brücke an-
und abgestellt werden, um eine Situation von vornherein auszuschließen, in
der sowohl die oberen als auch die unteren Schalter auf einer Seite
der Brücke
beide gleichzeitig betätigt
werden. Die genaue digitale Zeitsteuerung sorgt für eine geeignete
Abfolge der vorauseilenden Zeitsteuerung, um einen Kurzschluss in
der Leistungsquelle zu vermeiden. In dem vollkommen digitalen Design
entsprechend dem Patent '058
kann ein Hochgeschwindigkeits-Zeitgeber, der verwendet wird, um
die pulsweitenmodulierten Wellenformen zu erzeugen, mit denen das
Ausgangssignal vom Leistungsschalter linearisiert wird, auch verwendet
werden, um einen Zeitbezug zu schaffen, um die notwendigen Totzonen-Zeitverzögerungen
zu erzeugen, die für
die Leistungsschalter erforderlich sind, was eine wesentlich stabilere
Schaltungssituation schafft.
-
Außerdem kann
in einer vollkommen digitalen Verstärkerausführungsform gemäß dem Patent '058 die Zeitsteuerung
jedes einzelnen Schalters angemessen eingestellt werden, um einen
Nullspannungs-Schalterübergang
zwischen dem Hauptpuls und dem Kompensationspuls zu erreichen, indem eine
kurze Zeitspanne geschaffen wird, in der keiner der Schalter eingeschaltet
ist. Eine herkömmliche Brücke ist
mittels selbstsperrender bzw. Anreicherungs-MOSFETs implementiert,
so dass Strom weiter durch die Body-Source/Drain-Dioden der beiden
anderen Schalter fließt,
die angeschaltet werden, damit die Dioden in Vorwärtsrichtung
vorgespannt werden. Wenn die Dioden in Vorwärtsrichtung vorgespannt werden,
ist die Spannung über
den Ausschalter im Wesentlichen null, was ein saubereres Einschalten ermöglicht.
Die Verwendung von Anreicherungs-MOSFETs in einer H-Brückenschalterkonfiguration
schafft eine höhere
Leistung, schnellere Schaltgeschwindigkeiten und sauberere Ausgangssignale
mit verringerter elektromagnetischer Interferenz (EMI) im Kontext
einer vollkommen digitalen Verstärkerausführungsform.
-
Verbrückte Leistungsausgangstreiber
für Verstärkerschaltungen
sind bekannt. Generell erfordern alle Verfahren zur Verwendung solcher
verbrückter
Schaltungsausgänge,
um eine elektrische Last anzusteuern, dass die Last zwischen zwei
Ausgangsstufen geschaltet ist und dass die beiden Ausgangsstufen
entgegengesetzte Gain-Polaritäten
aufweisen. Diese Ausgangskonfiguration wird unabhängig von
der Art der Ausgangsstufe verwendet Beispielsweise wird jede Art
von kontinuierlicher analoger oder pulsweitenmodulierter Ausgangsstufe
mit verbrückten
Ausgangstreibern mit Antiphasen-Gain-Verstärkern über einer Last konfiguriert.
-
Ein
typischer verbrückter
Ausgangstreiber ist in 1 dargestellt. Wenn ein an Vin
angelegtes Signal eine positive Polarität hat, fließt Treiberstrom von Vdd(A)
durch die Last zu Vss(B). Wenn ein an Vin angelegtes Signal eine
negative Polarität
hat, fließt
Treiberstrom von Vdd(B) durch die Last zu Vss(A). Die Leistungszufuhren
zu den Ausgangsstufen können
unipolar sein, d.h. Vss = Masse oder bipolar, d.h. Vss = –Vdd.
-
Verbrückte Ausgangskonfigurationen
liefern im Vergleich zu einer Last, die von einer einzigen Ausgangsstufe
mit der gleichen Leistungsversorgungsspannung angetrieben wird,
vorteilhafterweise die doppelte Spannung über einer Last (2(Vdd-Vss)von
Peak zu Peak). 2 erläutert solch eine Einzelausgangs-
bzw. „single
ended"-Ausgangstreiberschaltung,
bei der die maximale Spannung von Peak zu Peak über der Last Vdd – Vss ist. 3 zeigt
eine „single
ended"-Ausgangstreiberschaltung, wo
die maximale Spannung von Peak zu Peak Vdd ist. Die Konfiguration
entsprechend 3 ist für „single ended"-Ausgangsstufen erforderlich,
die eine geerdete Last mit einer einzigen Versorgungsspannung ansteuern,
d.h. Vss = Masse.
-
Wechselstromanwendungen
mit „single ended"-Ausgangskonfigurationen,
die eine geerdete Last aufweisen, wie in 3 dargestellt,
erfordern leider einen Ausgangskopplungskondensator, um Normalbetriebs-Gleichstromkomponenten
zu blockieren und dadurch zu verhindern, dass kontinuierlich Strom
durch die Last fließt.
Ein korrekter Betrieb in Wechselstromanwendungen, die eine geerdete Last
ansteuern, verlangt, dass das Eingangssignal bewirkt, dass das Ausgangssignal
symmetrisch um Vdd/2 schwingt. Die maximale Spannung von Peak zu
Peak, die über
der Last verfügbar
ist, ist dann Vdd. Im Vergleich dazu liefert die in 1 dargestellte
verbrückte
Konfiguration eine maximale Spannung von Peak zu Peak von 2 Vdd
an der Last für
Vss = Masse. Infolgedessen liefert die verbrückte Konfiguration das Vierfache
der Leistung der „single
ended"-Ausgangskonfiguration.
-
Bekannte
Brückenkonfigurationen
benötigen leider
unabhängige „gemeinsame" Verbinder. Mehrere
verbrückte
Ausgangsschaltungen verlangen mindestens vier Verdrahtungen mit
ihren jeweiligen Lasten, da beide Seiten jeder Last mit aktiven
Ausgangsstufenkomponenten verbunden sind. Dies ist besonders in
bestimmten preiswerten Audiosystemen von Nachteil, in denen es wünschenswert
ist, die Zahl der Leiter auf die Ansteuerung von zwei Lasten zu
minimieren, beispielsweise in Lautsprechern oder Kopfhörern, wobei
erhebliche Kosteneinsparungen durch die Reduzierung der Bauteile
und/oder Platzeinsparungen erreicht werden können.
-
Das
US-Patent 6,097,249, Strickland et al., mit dem Titel „Method
and Device for Improved Class BD Amplification Having Single-Terminal
Alternating-Rail Dual-Sampling
Topology" (im Folgenden
als „Strickland-Patent" bezeichnet) lehrt
ein Verfahren für
einen Massepotentialbezug eines BD-Klassen-(ternären)Verstärkers. Die im Strickland-Patent offenbarte
Erfindung vermeidet die Verwendung einer verbrückten Ausgangsstufe durch die
wirksame Anordnung eines AD-Klassen-(binären)Ausgangsverstärkers als
Lastelement zwischen zwei zusätzliche
AD-Klassen-Leistungsquellenverstärkern.
Die AD-Verstärker
bestehen aus Halbbrücken:
einer, die zwischen Vdd und Masse wirkt und einer anderen, die zwischen
Masse und Vss wirkt. Diese Konfiguration ermöglicht es dem Ausgangsverstärker, einen Dreistufenausgang
an eine massepotentialbezogene Last zu schaffen, die auf das Potential
bezogen ist, wobei die drei Stufen die folgenden sind: positive Spannung
Vdd, Null-Spannung, Masse, und negative Spannung Vss. Ein BD-Klassen-(ternärer)Ausgang wird
dadurch ohne eine verbrückte
Ausgangsstufe erzeugt.
-
Zwar
könnte
das vom Strickland-Patent gelehrte Verfahren genutzt werden, um
eine gemeinsame Nutzung eines gemeinsamen Leiters zwischen zwei
Lasten zu ermöglichen,
aber es ist zu komplex für
Anwendungen, die preiswerte oder integrierte Schaltungslösungen verlangen.
In einer Ausführungsform
verlangt das Strickland-Patent beispielsweise mindestens zwei Stromschienen,
Vdd und Vss und ein Mittel zum Schalten der Ausgangsverstärker-Stromschienen,
um entweder zwischen Vdd und Masse oder Vss und Masse zu wirken.
Für einen
einzigen Kanal erfordert dies mindestens sechs Schalter, um die
Funktion von deren vier in einer herkömmlichen H-Brückenkonfiguration
zu erfüllen.
Die große Zahl
der erforderlichen Schalter macht solche Ausführungsformen für viele
Anwendungen impraktikabel. Diese Ausführungsformen leiden auch unter
der zusätzlichen
Komplexität
der Steuerung der zusätzlichen
Schalter, d.h. der dualen Abtastung.
-
In
einer alternativen Ausführungsform
des Strickland-Patents ist ein potentialfreies Leistungsversorgungssystem
beschrieben, das einen Pol im Schienenwechselschalter eliminiert,
d.h. zwei der sechs Schalter werden eliminiert. Wie im Strickland- Patent angegeben,
leidet diese Ausführungsform
jedoch an einem schweren Nachteil, nämlich dass sie erhebliche elektromagnetische
Emissionen erzeugt, die schwierig zu unterdrücken sind.
-
In
keiner Ausführungsform
liefern das Verfahren und die Vorrichtung, die im Strickland-Patent offenbart
sind, eine Lösung
für Anwendungen,
die eine Kombination aus günstigem
Preis, geringem Leistungsverbrauch oder die Aufnahme in eine integrierte
Schaltung verlangen.
-
Außerdem offenbaren
die Patentanmeldungen
DE 3416494 ,
EP 492291 und
GB 2310577 verschiedene Audioleistungs-Verstärkeranordnungen zum
Ansteuern von Lautsprechern über
gemeinsame Leitungen.
-
Zusammenfassung
der Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung schafft einen (direkten digitalen) verbrückten PWM-Ausgangstreiber, der
in der Lage ist, zwei unabhängige
Kanäle
für pulsweitenmodulierte
variable Leistungsausgabe in zwei Lasten (wie Stereolautsprechern
oder Kopfhörern)
unter Verwendung von nur drei Leitern anstelle von vier, wie sie
normalerweise für
zwei Kanäle
einer verbrückten
Verstärkerausgangskonfiguration
erforderlich sind, bereitzustellen.
-
Entsprechend
der Erfindung wird die Implementierung von zwei Kanälen über nur
drei Leiter durch die Zeitmultiplex-Nutzung einer gemeinsamen Leitung
zwischen den beiden Lasten erreicht. Signale im gemeinsamen Leiter
werden einem Zeitmultiplexing unterzogen, in dem die Ausgangskanäle um einen
halben Rahmen versetzt werden.
-
In
einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung sind vier Ausgangsleiter von einem H-Brückentreiber, der
zwei Kanäle
ansteuert, mit der Beispiels-Ausgangsstufe verbunden. Die vier Leiter
sind an die Eingänge
einer Gruppe von drei auf geeignete Weise verbundenen ODER-Gattern
angelegt. Die ODER-Gatter liefern einen Satz aus drei Sig nalen, die,
nachdem sie kombiniert wurden, ein Paar sich gegenseitig nicht störender,
einem Zeitmultiplexing unterzogener Signale liefern, die einen einzigen
gemeinsamen Leiter nutzen. Die Gruppe der ODER-Gatter ist so konfiguriert,
dass sie die Verfolgung des gemeinsamen Leiters durch den nicht-gemeinsamen
Leiter des abgeschalteten Kanals erleichtern. Eine solche Verfolgung
stellt sicher, dass das Differentialsignal des abgeschalteten Kanals
null ist.
-
Die
Lasten können
auf einen gemeinsamen Leiter bezogen werden, ähnlich der Art, wie die Masse
als gemeinsamer Leiter verwendet wird, wenn eine Konfiguration mit
nur einer Betriebsspannung bzw. eine „single-supply"-Konfiguration entsprechend
der vorliegenden Erfindung verwendet wird, ohne dass Wechselstrom-Kopplungskondensatoren verwendet
werden müssten,
wie es in „single-supply"-Verstärkern des
Standes der Technik der Fall ist (z.B. wie in 3),
wodurch Lasten angetrieben werden, die auf das Massepotential bezogen
sind. Die Leistung, die einer solchen Last durch eine einzige Leistungsversorgungsspannung
gemäß der vorliegenden
Erfindung zugeführt
wird, ist die gleiche wie die Leistung, die von der Verstärkerstufe
des Standes der Technik zugeführt
wurde, obwohl sie maximal nur die Hälfte der Zeit braucht, was
zu einer erheblichen Leistungssteigerung führt.
-
Merkmale
der Erfindung schließen
die Schaffung eines Verstärkers
ein, der in einer klassischen Brückenkonfiguration
von einer Einzelleistungsversorgungsspannung arbeitet, während er eine
Last ansteuert, die einen gemeinsamen Leiter zusammen mit einer
anderen Last nutzt. Er erfordert keine Wechselstromkopplungs-(Gleichstromblockierungs-)Kondensatoren,
welche ein hochfrequentes Ansprechen begrenzen, wie dies andere
Einzelversorgungsverstärkeranwendungen
tun, die die Last auf das Massepotential beziehen (z.B. wie in 3).
-
Die
Erfindung überwindet
mehrere Beschränkungen
des Standes der Technik und ist gekennzeichnet durch ein Verfahren
und eine Vorrichtung zum Multiplexing von verbrückten Ausgangsschaltungen,
um die Zahl der erforderlichen Ausgangsstufenleiter, welche mehrere
Lasten ansteuern, zu reduzieren, während sie die Vorteile von
ver brückten
Ausgangskonfigurationen beibehält.
Die Erfindung ist auch durch ein Verfahren und eine Vorrichtung
zum Multiplexing verbrückter
Ausgänge
für Wechselstromanwendungen
unter Verwendung einer verringerten Zahl von Leitern und einer verringerten
Zahl von Ausgangsstufen, die keine Wechselstromkopplungskondensatoren
benötigen,
gekennzeichnet. Die Erfindung behält ferner alle Vorteile der im
Patent '058 beschriebenen
linearisierten verbrückten
Tristate-Leistungsschalter-Treiberkonfiguration bei. Da die Brückenarchitektur
die gleiche Leistung erzeugt wie der wechselstromgekoppelte Verstärker von 3,
während
sie nur die Hälfte
der Zeit braucht, liefert sie mindestens das Doppelte der Leistung
der Architekturen des Standes der Technik.
-
Kurze Beschreibung
der Zeichnung
-
Diese
und andere Merkmale der vorliegenden Erfindung werden durch das
Lesen der folgenden ausführlichen
Beschreibung in Zusammenschau mit der begleitenden Zeichnung klarer,
worin:
-
1 eine
Ausgangsbrückenkonfiguration mit
zwei Ausgangsstufen gemäß dem Stand
der Technik darstellt, welche eine Last ansteuert;
-
2 eine „single
ended"-Ausgangsstufe gemäß dem Stand
der Technik darstellt, die eine geerdete Last ansteuert;
-
3 eine „single
ended"-Ausgangsstufe gemäß dem Stand
der Technik darstellt, die eine geerdete Last ansteuert und die
Wechselstromkopplungskondensatoren einschließt;
-
4 ein
Paar verbrückter
Ausgangsstufen gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt, das ein Paar Lasten mit vier Leitern ansteuert;
-
5 ein
paar verbrückter
Ausgangsstufen gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt, das drei Leiter nutzt;
-
6 eine
schematische Darstellung einer logischen Schaltung ist, die eine
Ausführungsform der
vorliegenden Verbindung implementiert und die drei Leiter aufweist,
die zwei Lasten ansteuern;
-
7 ein
Zeitschema für
Signale an vier Eingangssignaldrähten
in Bezug auf Signale an drei Lastleitern gemäß mindestens einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist;
-
8 und 9 Beispielsdaten
für eine
8 Ohm-Last sind, die von der DDX2060, die mit 8 V arbeitet, angesteuert
wird, wobei 8 eine Darstellung von THD+N
(totale harmonische Verzerrung + Rauschen) gegen die Frequenz bei
einem einzigen angesteuerten Kanal ist und 9 eine Darstellung von
THD+N gegen Amplitude bei einem einzigen angesteuerten Kanal ist.
-
Ausführliche
Beschreibung der Erfindung
-
Die
Erfindung kann mit Bezug auf 4 verstanden
werden, welche eine verbrückte
Ausgangsverstärkerkonfiguration
mit vier Ausgangsstufen gemäß dem Stand
der Technik darstellt, die zwei Lasten ansteuert. Ein positiver
Teil 10 von Signalen für
eine erste Last 12 wird durch eine erste Ausgangsstufe 16 verstärkt, die
eine positive Verstärkung
aufweist; ein negativer Teil 14 der Signale für die erste
Last 12 wird von einer zweiten Ausgangsstufe 18 verstärkt, die eine
negative Verstärkung
aufweist Eine Leistungsquelle (nicht dargestellt) liefert Leistung
mit Vdd – Vss Volt
zu jeder Verstärkerstufe.
Das gleichzeitige „Gegentakten" an der ersten Ausgangsstufe 16 und
der zweiten Ausgangsstufe 18 liefert eine maximale Verstärkung des
Eingangssignals auf das Doppelte der Leistungsversorgungsspannung
(2·(Vdd – Vss)).
-
Ebenso
wird in Bezug auf eine zweite Last 22 ein positiver Teil 20 des
Signals an die zweite Last 22 von einer ersten Ausgangsstufe 26 verstärkt, die
eine positive Verstärkung
aufweist; ein negativer Teil 24 des Signal an die zweite
Last 22 wird von der zweiten Ausgangsstufe 28,
die eine negative Verstärkung aufweist,
verstärkt.
Das Signal an die zweite Last 22 weist daher eine maximale
Verstärkung
von dem Doppelten der Leistungsversorgungsspannung (2·(Vdd – Vss))
auf.
-
Die
verbrückte
Verstärkerkonfiguration
von 4 verlangt ein Paar Leiter für jede Last: einen Leiter von
jeder Verstärkerstufe.
In vielen Anwendungen ist es vorteil haft, die Zahl der Leiter und
Verstärkerstufen,
die verwendet werden, um eine Gruppe von Lasten anzusteuern, zu
minimieren, während
die Vorteile der verbrückten
Konfiguration beibehalten werden. Beispielsweise sorgt die Reduzierung
der Zahl der Leiter von vier auf drei in kostengünstigen Lautsprechersystemen
und Kopfhörern
für eine
erhebliche Kostensenkung.
-
Ein
verbrückter
Ausgangsverstärker
gemäß mindestens
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist in 5 dargestellt.
Eine erste Seite jeder Last 32, 42 ist mit einer
gemeinsamen Verstärkerstufe 38 verbunden.
Eine zweite Verstärkerstufe 36 ist
mit der zweiten Seite der ersten Last 32 verbunden. Eine
dritte Verstärkerstufe 46 ist
mit der zweiten Seite der zweiten Last 42 verbunden. Alle
drei Verstärkerstufen
weisen eine positive Verstärkung
auf. Ein nicht-gemeinsamer Teil 30 von Signalen an die erste
Last 32 wird durch eine erste Schaltungskomponente 31 und
die zweite Verstärkerstufe 36 geliefert. Ein
gemeinsamer Teil 34' der
Signale an die erste Last 32 wird durch eine gemeinsame
Schaltung 35 und die erste Verstärkerstufe 38 zur ersten
Seite der ersten Last 32 geliefert. Ein nicht-gemeinsamer
Teil 34 der Signale an die erste Last 32 wird
ebenfalls durch eine zweite Schaltungskomponente 41 und eine
dritte Verstärkerstufe 46 zur
zweiten Seite der zweiten Last 42 geliefert. Ebenso wird
ein nicht-gemeinsamer Teil 40 der Signale an die erste
Last 42 durch die zweite Verstärkerkomponente 41 und
die dritte Verstärkerstufe 46 geliefert.
Der gemeinsame Teil 44' der
Signale an die zweite Last 42 wird durch die gemeinsame
Schaltung 35 und die zweite Verstärkerstufe 38 zur ersten
Seite der zweiten Last 42 geliefert. Der gemeinsame Teil 44 an
die zweite Last 42 wird auch durch die erste Schaltungskomponente 31 und
die zweite Verstärkerstufe 36 zur
zweiten Seite der ersten Last 32 geliefert.
-
Eine
Ausgangskonfiguration gemäß mindestens
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist schematisch in 6 dargestellt. 6 kann
gemeinsam mit 5 verstanden werden, wobei:
Signal IN1A dem positiven Teil 30 des Signals an die erste
Last 32 entspricht, Signal IN1B dem negativen Teil 34, 34' des Signals
an die erste Last 32 entsprich, Signal IN2A dem positiven
Teil 40 des Signals an die zweite Last 42 entspricht
und Signal IN2B dem negativen Teil des Signals an die zweite Last 44, 44' entspricht.
-
13A des Patents '058 stellt eine kompensierte, pulsweitenmodulierte
Zweikanal-Audioverstärkerkonfiguration
mit vier Signalen dar, die jede H-Brücke ansteuern. 12 des
Patents '058 zeigt diese
vier Signale im Einzelnen als AHO, ALO, BHO und BLO. Diese Signale
sollen obere und untere MOSFETs in zwei Halbbrücken steuern, wobei: xHO den
oberen MOSFET steuert; xLO den unteren MOSFET steuert; und A und
B die beiden unabhängigen Halbbrücken darstellen,
aus denen die ganze H-Brücke
besteht.
-
Für einen
Fachmann versteht es sich, dass eine Halbbrücke, die aus komplementären Teilen
besteht, d.h. aus Pch- und Nch-MOSFETs, wie in 6 dargestellt,
von einem einzigen Signal Inxx gesteuert werden kann, wie hierin
beschrieben, um die gleiche Funktion von xHO und xLO auszuführen. Für einen Fachmann
versteht es sich auch, dass jegliche notwendige Totzonenverzögerung in
einer integrierten Schaltung oder anderweitig vorgesehen sein kann, um
einen Brückenkurzschluss
durch Rückzerlegung von
Inxx in xHO und xLO zu vermeiden.
-
Die
ODER-Gatter 31', 35 und 41' entsprechen
der ersten Schaltungskomponente 31, der gemeinsamen Schaltung 35 und
der zweiten Schaltungskomponente 41. Signale IN1A 30 und
IN2B 44 werden an ein erstes ODER-Gatter 31' ausgegeben. Signale
IN1B 34' und
IN2B 44' werden
an ein zweites ODER-Gatter 35' ausgegeben. Signale IN2A 40 und IN1B 34 werden
an ein drittes ODER-Gatter 41' ausgegeben. Die Ausgabe von dem
ersten ODER-Gatter 31' wird
an eine erste Halbbrücke 36' ausgegeben, die
Q1 und Q4 einschließt.
Die Ausgabe von dem zweiten ODER-Gatter 35' wird an eine zweite Halbbrücke 38' ausgegeben,
die Q2 und Q5 einschließt. Die
Ausgabe vom dritten ODER-Gatter 41' wird an eine dritte Halbbrücke 46' ausgegeben,
die Q3 und Q6 einschließt.
-
Die
erste Halbbrücke 36' liefert eine
verstärkte
Ausgabe 39 an die erste Last. Die dritte Halbbrücke 46' liefert eine
verstärkte
Ausgabe an die zweite Last. Die zweite Halbbrücke 38' liefert eine gemeinsame verstärkte Ausgabe 50 an
die ersten und zweiten Lasten. Leistung wird den Verstärkerstufen 36', 38' und 41' über ihre
Verbindung zwischen einer Leistungsquelle bei Vcc 54 und
Masse 56, 56', 56'' zugeführt. In einer Kopfhöreranwendung
wird die Ausgabe an die Lautsprecher über drei Leiter durch eine
Kopfhörerbuchse 52 zugeführt.
-
Die
Konfiguration nach 6 ermöglicht die gemeinsame Nutzung
einer gemeinsamen Verstärkerstufe
und eines gemeinsamen Ausgangsleiters durch ein Paar Lasten, ohne
dass die Signale der einzelnen Lasten einander stören können. Die
Funktionsweise der dargestellten Ausführungsform der Erfindung wird
mit Bezug auf 5 und 6 zusammen
mit der Darstellung der Signalzeitsteuerung in 7 verständlich.
-
Ein
Ende jeder Last wird gemeinsam mit einer Ausgangsstufe verbunden.
Wenn jeder Kanal einzeln betrachtet wird, wird die normale Brückenkonfiguration
gemäß dem Stand
der Technik (siehe 4) beibehalten, d.h. die Eingabe
an die erste Schaltungskomponente = Vin1 und die Eingabe an die
gemeinsame Schaltung = –Vin1
usw. Jedoch kann die gemeinsame Verbindung zwischen Lasten nicht
gleichzeitig –Vin1
und –Vin2
sein. Die ersten und zweiten Schaltungskomponenten und die gemeinsame
Schaltung arbeiten so, dass sie auswählen, welches Signal an die
Lasten angelegt wird, so dass nur jeweils eine Last zu jedem Zeitpunkt
angesteuert wird. Beginnend mit der ersten Last wird das geeignete
Signal angelegt, wenn die Eingabe an die erste Schaltungskomponente
= Vin1, die Eingabe an die gemeinsame Schaltung = –Vin1 und
die Ausgabe an die zweite Schaltungskomponente = –Vin1. Auf diese
Weise sieht die zweite Last –Vin1
an jedem Ende, was dazu führt,
dass kein Netzsignal über
die zweite Last vorhanden ist. Ebenso wird für die zweite Last das geeignete
Signal angelegt, wenn die Eingabe an die zweite Schaltungskomponente
= Vin2, die Eingabe an die gemeinsame Schaltung = –Vin2 und die
Eingabe an die erste Schaltungskomponente = –Vin2, so dass Signale an die
erste Last eliminiert werden. Solche Signale können unter Verwendung analoger
Eingangssignale bereitgestellt werden, falls die ersten und zweiten
Schaltungskomponenten und die gemeinsame Schaltung und die Ausgangstreiber ausreichend
Bandbreite aufweisen, um zwischen Vin1 und Vin2 mit einer Rate zu
schalten, die die Eingangssignalfrequenz mit ausreichender Toleranz übertrifft,
um eine Verringerung der Ausgangssignal-Wiedergabetreue zu vermeiden.
Solches Hochfrequenzschalten ist in der Praxis in Verstärkerschaltungen
schwierig zu implementieren.
-
Ein
Zeitmultiplexing der gemeinsamen Verbindung ist unter Verwendung
von D-Klassen-Verstärkern (Leistungsausgangsstufen)
möglich.
Generell arbeiten D-Klassen-Verstärker mit
der Zeitmodulierung einer geschalteten Wellenform, entweder um eine
Pulsweite zu erzeugen, die proportional zum Eingangssignal ist,
oder um eine Pulsdichte pro Zeiteinheit zu schaffen, die proportional
zum Eingangssignal ist. D-Klassen-Verstärker schalten Signale mit hoher
Frequenz im Vergleich zu den Frequenzen der reproduzierten Signale.
Von Natur aus liefern D-Klassen-Verstärker Leistung in Zeitpaketen
und empfehlen sich somit für
das Zeitmuliplexing, TDM, von Signalen. Signale, die mit einer kompensierenden
Trägerwellenform
gemäß dem Patent '058 pulsweitenmoduliert
sind, sind besonders geeignet für
die Ansteuerung eines Ausgangsstufenbeispiels, da sie von Natur
aus einem Zeitmultiplexing in positive und negative Teile unterliegen
und um einen halben Rahmen versetzt werden und auf eine Modulierung über einen
halben Rahmen beschränkt
werden können.
-
Die
Funktion mindestens einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann mit Bezug auf 6 tiefer
verstanden werden. Eingangstreibersignale IN1A, IN1B, IN2A und IN2B
werden durch digitale Signalverarbeitungsmittel wie diejenigen,
die im US-Patent Nr. 5,617,058, Adrian et al. (dem Adrian-Patent '058), das hierin
durch Bezugnahme aufgenommen ist, gelehrt werden, erzeugt. Das Anlegen eines
Signals InxA an eine Halbbrücke
(die Kombination Q1, Q4) und das Anlegen von InxB an eine andere
Halbbrücke
(die Kombination Q2, Q5) und das Schalten einer Last zwischen die
beiden Halbbrücken
an den Punkten 1 und C führt
zu einer linearisierten Tristate-Wellenform wie im Adrian-Patent '058 beschrieben.
Die Kombination Q2, Q5 und die Kombination Q1, Q4 sind Ausführungsformen
der Leistungsausgangsstufen, die in 1–5 dargestellt sind.
In der Praxis wird nur ein Rekonstruktionsfilter benötigt, wenn
die abgestrahlten Emissionen vorgegebene Grenzwerte überschreiten.
Ansonsten wurde festgestellt, dass eine Signalfilterung für Niederenergieanwendungen
wie Kopfhörer
und Lautsprecher mit niedriger Leistungsaufnahme unnötig ist.
-
7 zeigt
die zeitliche Beziehung der Ausgaben 1, C und 2 mit den Eingaben
IN1A, IN1B, IN2A und IN2B. Eine Modulation kann über ein Halbrahmenintervall
ohne Störung
der Funktion des gegenüber liegenden
Kanals durchgeführt
werden, indem man die beiden Ausgangskanäle um einen halben Rahmen versetzt
und die maximale Modulation auf ein Halbrahmenintervall begrenzt.
Dies macht es möglich,
dass die beiden Kanäle
einem Zeitmultiplexing innerhalb der Dauer eines Signalrahmens unterworfen
werden, und dadurch die gleiche Ausgangsschaltungsrate aufrechtzuerhalten.
Der nicht-arbeitende Kanal wird mit dem gleichen Signal versorgt
wie der gemeinsame, so dass der Signalstrom durch die nicht-betriebene
Last verhindert wird. Wenn beispielsweise Kanal 1 in Betrieb ist,
arbeiten die Kanäle 2
und C in Phase, um sich gegenseitig zu löschen. Dies führt zu der
Nettoausgabe, die einen Unterschied 1 – C zeigt, wie vom Adrian-Patent '058 gelehrt.
-
Eine
Ausführungsform
der Erfindung wurde erfolgreich unter Verwendung der Apogee DDX2000/DDX2060
Digitalverstärker-Chipsatzkombination
mit zusätzlicher
Logik wie in 6 dargestellt demonstriert.
Die DDX2060-Leistungseinrichtung wird mit einer Spannung von 8 V
betrieben, um eine Fehlauslösung
einer Unterspannungsunterbrechung in der Einrichtung zu vermeiden.
Die Lastimpedanz war 8 Ohm. Alle dargestellten Datensätze entsprechen
diesen Bedingungen. Diese Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung erfüllt
den Bedarf an Verstärkeranwendungen
mit niedriger Leistungsaufnahme, wie Kopfhöreranwendungen. Die Ergebnisse
werden für
typische Anwendungsbeispiele mit sowohl 3,3 V als auch 5 V-Leistungsquellen und
für Lasten
im Bereich von 8 Ohm bis 160 Ohm extrapoliert, um zu zeigen, dass
in dieser Anwendung eine angemessene Leistung erzeugt werden kann. Die
totale harmonische Verzerrung plus Rauschen (THD+N) wurde als ≤ 0,2 % gemessen,
was einem Signal-zu-Rauschen-Verhältnis von
80 Dezibel(full scale) (dBFS) entspricht. Zusammengefasst wurden die
folgenden Ergebnisse mit der Ausführungsform, die bei 8 V arbeitet,
erhalten. Die gesamte harmonische Verzerrung plus Rauschen (THD+N)
wurde als ≤ 0,2
% gemessen, und das Signal-zu-Rauschen-Verhältnis wurde als ≥ 80 dB A-gewichtet
relativ zu einem ½-Rahmen-moduliertes
Vollbereichssignal gemessen.
-
Datenbeispiele
sind in 8–9 für 8 Ohm-Lasten
dargestellt, die durch die DDX2060, die bei 8 V arbeitet, angesteuert
werden. Ein Tiefpassfilter zweiter Ordnung wie in dem DDX2060-Datenblatt beschrieben,
wurde in dem Prototyp zur Datenermittlung verwendet. Das Filter
zweiter Ordnung wurde als im Hinblick auf die Hörleistung in der Anwendung als
unnötig
befunden.
-
8 ist
eine Kurve der totalen harmonischen Verzerrung plus Rauschen (TDD+N)
als Funktion der Signalfrequenz in Hertz (Hz) für einen Einkanalausgang mit äquivalenter
Leistung von 24 mW mit einer 16 Ohm-Last oder 48 mW mit einer 8
Ohm-Last bei einer
Versorgungsspannung von 3,3 V. Die vertikale Achse der Kurve in 8 zeigt
die Verzerrung in Einheiten von Prozent der totalen harmonischen
Verzerrung plus dem Rauschen relativ zu einem idealen Signal an.
Die horizontale Achse zeigt die Signalfrequenz in Hz an.
-
9 ist
eine Kurve der totalen harmonischen Verzerrung plus Rauschen (THD+N)
bei 1 kHz als Funktion der Signalleistung in Watt (quadratisches
Mittel) (W QMW) für
einen Einzelkanal angesteuert auf volle Halbrahmenmodulation liefert
bis zu 700 Milliwatt (mW) an eine 8 Ohm-Last. Eine äquivalente
Leistung für
eine 16 Ohm-Last würde
60 mW aus einer 3,3 V-Quelle oder 137 mW aus einer 5 V-Quelle sein.
Die Leistungsausgabe unter Verwendung einer 3,3 V-Quelle an eine
8 Ohm-Last würde 119
mW sein.
-
Obwohl
die Schaltungskomponenten und die gemeinsame Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung, die hierin beschrieben sind, aus Gründen der Erläuterung
in Form von ODER-Gattern implementiert wurden, sei darauf hingewiesen,
dass diese Aspekte der Erfindung durch verschiedene Schaltungskonfigurationen
und/oder Logikelementekombinationen implementiert werden können.
-
Obwohl
das Implementierungsbeispiel der Erfindung anhand eines pulsweitenmodulierten
Signals beschrieben ist, sei darauf hingewiesen, dass die Erfindung
durch die Bearbeitung verschiedener Signalarten, wie Pulsdichtemodulation,
Pulsamplitudenmodulation und jedes andere Modulationsverfahren,
das sich für
ein Zeitmultiplexing eignet, implementiert werden kann. Dem Fachmann
ist außerdem bewußt, dass
das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung
auf eine beliebige Zahl von Kanälen
N übertragen
werden kann, die sich einen gemeinsamen Leiter teilen, indem ein
Rahmen in 1/N Segmente geteilt wird und die notwendige Treiberlogik
angeordnet wird, um zu bewirken, dass alle außer dem aktiven Kanal die Modulierung
des gemeinsamen Leiters verfolgen.
-
Obwohl
die Erfindung hierin mit Bezug auf Ausführungsbeispiele beschrieben
wurde, sei klargestellt, dass die obigen Ausführungen und verschiedene andere Änderungen,
Weglassungen oder Hinzufügungen
in Form und Einzelheiten durchgeführt werden können, ohne
vom Bereich der Erfindung, wie er in den beigefügten Ansprüchen definiert ist, abzuweichen.