DE10392579T5

DE10392579T5 - Aktiver Common Mode Emi Filter

Info

Publication number: DE10392579T5
Application number: DE10392579T
Authority: DE
Inventors: Toshio Rancho Palos Verdes Takahashi; Brian Tehachapi Pelly
Original assignee: International Rectifier Corp USA
Current assignee: Infineon Technologies Americas Corp
Priority date: 2002-04-30
Filing date: 2003-04-29
Publication date: 2005-04-21
Also published as: AU2003228784A1; KR100597697B1; WO2003094330B1; JP4236634B2; TWI223920B; WO2003094330A1; KR20040108768A; JP2005524377A; TW200400683A; CN1650503A; US20030210563A1; US6842069B2

Abstract

Ein aktives EMI Filter zur Verringerung eines Common Mode Rauschstroms in
einer Schaltung, umfassend:
einen Gleichrichter der an ein AC Netzwerk gekoppelt ist;
wobei der Gleichrichter eine DC Leistung einem DC Bus zur Verfügung stellt;
wobei der DC Bus eine Wandlerstufe versorgt , um AC Leistung einer Last zur Verfügung zu stellen;
wobei die Last eine Masserückführungsleitung zu einer Masseverbindung des AC Netzwerks aufweist;
wobei das aktive Filter umfasst:
eine Transistorschaltstufe, umfassend zwei über den DC Bus gekoppelte Transistoren;
einen Stromsensor der mit dem DC Bus zum Erfassen des Common Mode Rauschstromes, der in dem DC Bus fließt gekoppelt ist, wobei der Stromsensor einen Stromumsetzer umfasst, mit einer Primären, die in Reihe mit einem entsprechenden Abschnitt des DC Bus verbunden ist;
wobei der Stromsensor einen Ausgang aufweist, der mit der Transistorschaltstufe gekoppelt ist;
wobei die Transistorschaltstufe von dem Stromsensor angesteuert...

Description

VERWEIS AUF VORHANDENE ANMELDUNGEN
Diese Applikation basiert auf und beansprucht die Priorität der U.S. Provisional Anmeldung mit der Seriennummer 60/376,643, eingereicht am 30. April 2002 (IR-2166), und der U.S. Provisional Anmeldung mit der Seriennummer 60/378,201, eingereicht am 3. Mai 2002 (IR-2222/2224), deren Offenbarung hierin bezugnehmend referenziert wird.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
FELD DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft aktive Common Mode EMI Filter Schaltungen, die Biopolartransistoren oder MOSFETS in Verbindung mit Transformatoren verwenden, die einen Common Mode Strom erfassen.
STAND DER TECHNIK
Es sind verschiedene Schaltungen dieses Typs, die einen Unity Gain Verstärker in einer Feed Forward Konfiguration haben, oder einen High Gain Verstärker in einer Feedback Konfiguration, bekannt.
Aktive EMI Filter sind bekannt und werden beispielsweise in den gleichzeitig anhängigen Anmeldungen mit der Seriennummer 09/816,560 beschrieben, eingereicht am 23. März 2001 mit dem Titel ACTIVE FILTER FOR REDUCTION OF COMMEN MODE CURRENT (IR-1744), und Seriennummer 10/336,157, eingereicht am 2. Januar 2003, betitelt ACTIVE EMI FILTER MIT FEEDFORWARD CANCELLATION (IR-2146), deren Offenbarungen hiermit mittels Bezug aufgenommen wird.
Aktive EMI Filter Schaltkreise können das Feed Forward Design nutzen, wie es in der oben angegebenen Anmeldung mit der Seriennummer 09/816,590 offenbart wird. Siehe 1A und 1B. Das Feed Forward Design, gezeigt in 1B, hat überlegenere Performanceeigenschaften gegenüber dem traditionellen Feedback Design, welches in 1A gezeigt ist.
1A zeigt die Feedback Konfiguration aus dem Stand der Technik. In der Feedback Konfiguration des aktiven EMI Rauschfilters zum Reduzieren des Common Mode Stroms, umfasst der Rauschsensor beispielsweise einen Stromumsetzer CT, der zwei Primären (oder Primärspulen) hat, wobei jede an einen entsprechenden Abschnitt des Gleichstrombus gekoppelt ist, der von einem Gleichrichterschaltkreis R von dem Wechselstromhauptnetz (AC) mit gleichgerichtetem Gleichstrom (DC) gespeist wird. Jede Primäre ist in Serie mit dem entsprechenden Gleichstrombus gekoppelt. Jeder Gleichstrombus ist mit einem Inverter I (Wechselrichter) gekoppelt, der gesteuert wird, um einer Last, z. B. einem Elektromotor M, einen Dreiphasenwechselstrom (AC) zuzuführen.
Die Sekundärspule des Stromumsetzers CT ist mit einem Verstärker A gekoppelt. Der Common Mode Strom oder Gleichtaktstrom ist der Rauschstrom, der gewöhnlich oder im Gleichtakt (in common) in beiden Abschnitten des Gleichstrombus in dieselbe Richtung zu dem Inverter fließt, und von intrinsischen reaktiven Komponenten (typischerweise Kapazitäten) zwischen den Motorspulen und dem Motorgehäuse und/oder Inverterkühlblech verursacht wird. Ohne Filterung über den Kondensator C_FILT wird dieser Common Mode Strom zu der Masse des Netzwerks GND des Hauptnetzes zurückgeführt und als unerwünschte Rauschströme an dem Wechselstromhauptnetz reflektiert. Das Ziel des aktiven EMI Filterschaltkreises ist einen Pfad für den Common Mode Strom über den Kondensator C_FILT anzubieten durch einen aktiv schaltenden Schaltkreis zurück zu dem Gleichstrombus und damit den Common Mode Strom als einen zirkulierenden Strom in dem Gleichstrombus, Inverter und Motor einzugrenzen und die Rückführung zu dem Wechselstromnetzwerk zu unterbinden. Somit wird der Common Mode Strom, der zu der Erde GND zurückgeführt wird, gelöscht.
Die Ausgänge des Verstärkers A in 1A steuern zwei komplementäre Transistoren Q1 und Q2, um den Common Mode Strom durch den Kondensator C_FILT von der Erdleitung L, die das Motorgehäuse und die Erde verbindet, abzuzweigen. Der Common Mode Strom, der minimiert werden soll, umfasst einen gewöhnlich oder im Gleichtakt oder 'in common' polarisierten Strom, der in jedem Abschnitt oder Pfad des Gleichstrombus durch den Inverter zu dem Motor M fließt und der Stromflüssen zwischen den Windungen des Motors und dem Motorgehäuse/Kühlblech des Inverters aufgrund der intrinsischen Kapazitäten zurechenbar ist. Der Common Mode Strom fließt dann über die Masseleitung zurück und würde gewöhnlicherweise zur Masse fließen. Dies würde unnötige Rauschströme und Oberschwingungen in den Wechselstrom(AC)Leitungen verursachen. Um diese Ströme zu minimieren, wurden in der Vergangenheit passive Filter verwendet, um den Common Mode Strom abzuzweigen. 1A zeigt eine aus dem Stand der Technik bekannte aktive Feedback Filtereinrichtung, in der der Common Mode Strom mit dem Kondensator C_FILT über entweder den Transistor Q1 oder Q2, abhängig davon, welcher Transistor eingeschalten ist (was von der Common Mode Stromflussrichtung zu einem bestimmten Zeitpunkt abhängt), zurück zu dem Gleichstrombus abgezweigt wird, wodurch der Common Mode Strom, der zur Masse zurückgeführt wird, ausgeglichen wird und dabei die Rauschströme, die in den Wechselstromleitungen reflektiert werden, minimiert werden. Jedoch benötigt das System, das in 1A gezeigt ist, den Verstärker A und einen Stromumsetzer oder Transformer, um eine hohe Verstärkung zum Minimieren des Common Mode Stromes, der zur Erde zurückgeführt wird, zu realisieren. Theoretisch muss die Verstärkung des Systems unbegrenzt sein, um den zum Masseanschluss zurückgeführten Common Mode Strom zu Null zu machen, wie in den Gleichungen in 1A und den entsprechenden Schaltkreis der 1Aa gezeigt wird. Dies resultiert in möglichen Schwingungen des Systems und verlangt darüber hinaus einen Stromumsetzer von moderater Größe. Darüber hinaus ist das Signal/Rausch Verhältnis gering, was sich mit dem Bedarf nach einem Verstärker mit hoher Verstärkung deckt.
Im Gegensatz dazu ist in der Feed Forward Anordnung, wie in 1B gezeigt, und dem äquivalenten Schaltkreis der 1Ba, der Common Mode Strom, der von der Leitung L zur Masse GND zurückgeführt wird, für eine Systemverstärkung von 1 theoretisch 0. Dementsprechend ist der Verstärkergewinn leicht zu erzielen, das System hat eine exzellente Stabilität und wegen dem hohen Signal zum Rauschenverhältnis kann ein relativ kleiner Stromumsetzer benutzt werden. Dementsprechend hat das Feed Forward Design, das in 1B gezeigt ist, signifikante Vorteile, weil der Stromumsetzer von kleinerer Größe sein kann, der Verstärker ist leichter zu realisieren und das System hat eine gute Stabilität und ist frei von Oszillationen.
Ein weiteres Beispiel der vorher offenbarten Schaltung, welches zwei N-Kanal MOSFETs benutzt und einen Current-Sensing Umsetzer mit einer Primärspule mit einer Windung und Sekundäre (sekundäre Spule) wird in 2A gezeigt. Dieser Schaltkreis ist evtl. attraktiv gegenüber Schaltkreisen, die Bipolartransistoren oder P-Kanal MOSFETs verwenden, weil N-Kanal MOSFETs für Spannungsbereiche verfügbar sind, die höher als die von Bipolartransistoren oder P-Kanal MOSFETs sind. Die größere Unempfindlichkeit von MOSFETs im Vergleich zu Bipolartransistoren ist ebenfalls vorteilhaft. Für höhere Spannungen könnten IGBTS gegenüber MOSFETS bevorzugt werden wegen ihrer höheren Transconductance (Durchleitfähigkeit) und ihrer Fähigkeit für höhere Stromspitzen.
Ein Problem mit MOSFETS oder IGBTS jedoch ist, dass die Gate-Sorce Treiberspannung, die für den benötigten Ausgangsstrom benötigt wird, relativ hoch ist. Beispielsweise beträgt die Gate-Sorce Spitzenspannung, die benötigt wird, einen 200 V IRFD210 HEXFET zu einem Ausgangsstrom von 2,5 A Spitze zu treiben, etwa 6,5 V. Ein 500 V IRF820 würde etwa dieselbe Gate-Sorce Spannung für einen 2,5 A Spitzenausgangsstrom benötigen.
Die Gate Sorce Spannung für den MOSFET wird über die Sekundärwicklungen S1 (für Q1) und S2 (Q2) des Current Sensing Transformer induziert. Für diese einheitliche Feed Forward Konfiguration muss per Definition das primäre Windungsverhältnis zu dem sekundären Windungsverhältnis 1,0 sein. Die Spannung, die über die Primärwicklung induziert wird, ist daher dieselbe wie die sekundäre Spannung; in obigem Beispiel würde diese Spannung etwa 6,5 V betragen.
Leider wird, je größer die Spannung über der Primären wird, die magnetisierende Komponente des primären Stromes größer. Da der Strom, der in der Sekundären fließt, gleich dem gesamten Primärstrom abzüglich der Magnetisierungskomponente ist, ist der Fehler zwischen dem Sekundärstrom – welcher der Ausgangsstrom des aktiven Filters ist – und dem Primärstrom je größer die Spannung über der Primären ist. Je größer der Fehler zwischen dem Ausgangsstrom des aktiven Filters und des primären Common Mode Stroms ist, umso schlechter ist die Performance des aktiven Filters.
2B zeigt Wellenformen von iCOMDRIVE und dem Ausgangsstrom iOUT des aktiven Filters mit einer primären und einer sekundären Wicklung, auf einem Magnetics ZW-42507 Toroid Ferrit Kern. Zwischen iOUT und iCOMDRIVE existiert ein signifikanter Fehler.
Ein Weg den Fehler aufgrund des Magnetisierungsstromes zu minimieren, wie in 2C gezeigt, ist die Anzahl der Windungen an dem Current Sensing Transformator zu erhöhen – bei gleichzeitigem Beibehalten eines 1 : 1 Verhältnis zwischen den primären und sekundären Windungen, um die Verstärkung von 1 beizubehalten. In diesem Beispiel hat jede Windung drei Umläufe. Da die Spannung über den Windungen von der Gate-Sorce Spannung des MOSFET eingestellt wird, und deshalb unabhängig von der Anzahl der Windungen fest ist, verringert sich die Magnetisierungskomponente des Stromes umgekehrt proportional zu dem Quadrat der Anzahl von Windungen (weil die Magnetisierungsinduktanz proportional zu dem Quadrat der Windungen ist).
2D zeigt korrespondierende Wellenformen mit drei primären und drei sekundären Windungen. Der Fehler zwischen iOUT und iCOMDRIVE wurde substantiell reduziert. Der Nachteil ist, dass nun eine vielfach handgewickelte Primäre (Primärspule) gebraucht wird.
Es ist jedoch wünschenswert, dass die Anzahl der primären Wicklungen minimiert wird. Optimalerweise ist nur ein einziger primärer Draht (eine einzige Primärdrahtwicklung) gewünscht, der durch die Mitte eines Toroids läuft (z. B. eine 1-Fach"wicklung"). Der Grund ist, dass der primäre Draht einen relativ großen Durchmesser aufweisen muss, weil er ausgelegt sein muss, den vollen Normal-Mode Strom zu tragen. Eine Primärwicklung mit vielen Windungen mit einem einen großen Durchmesser aufweisenden Draht muss auf dem Toroid handgewickelt werden und das ist teuer.
Eine andere bekannte Konfiguration eines aktiven Common Mode Filters, das einen Bipolartransistor benutzt, ist in 3 gezeigt. Wie bei den Schaltkreisen in 2A und 2C handelt es sich um eine „Feed Forward" Schaltung, welche eine Verstärkung von 1 zwischen iOUT und iCOMDRIVE aufweist.
Es ist für die primäre Windung auf dem Common Mode Sensing Transformator wünschenswert, dass sie ein einziger Draht ist, der durch die Mitte des magnetischen Kerns geht. Der Grund ist, dass die primäre Windung (einen) relativ großen Querschnitt hat, weil sie den gesamten Normal-Mode Strom von dem DRIVE trägt. Der sekundäre Strom von dem Umsetzer (CT) ist ein Signal, das nur den Common Mode Strom repräsentiert und hat geringe Durchschnittswerte. Deshalb kann der sekundäre Draht einen viel kleineren Querschnitt aufweisen als der Primäre.
Da die Verstärkung einfach sein muss, verlangt eine einzige primäre „Windung" an dem Current Sensing Transformator (Stromerfassungstransformator), dass die Sekundäre auch nur eine „Windung" hat. Leider verlangt ein Stromerfassungstransformator mit Einfachwindung einen magnetischen Kern mit einem lästig großen Querschnitt. Der Grund ist, dass die Spannung, die sich über der Sekundären entwickelt und daher auch die primäre Spannung, im Wesentlichen die Basis-Emitter Spannung der Transistoren Q1/Q2 (weil das Windungsverhältnis 1,0 ist) ist. Diese Spannung ist typischerweise im Bereich von 1 V. Die Spannung, die über der einwickligen Primärspule erzeugt wird, erzeugt eine große Komponente eines Magnetisierungsstromes da die magnetische Induktanz von einer Windung relativ gering ist – außer wenn der Querschnitt des Kerns sehr groß gemacht wird.
Die Magnetisierungskomponente des Common Mode Stroms in der Primären wird nicht zu der Sekundären übertragen was zu einem „Fehler" in dem Ausgangsstrom iOUT des Verstärkers führt. Dies vermindert die Performance des aktiven Filters.
Um einen kleinen billigen Common Mode Strom Sensing Transformator mit nur einer primären Windung anzugeben, ist es nötig, einen Weg zu finden, die Spannung, die über der Primären zu reduzieren, also den Magnetisierungsstrom zu reduzieren.
Ein erster Ansatz ist eine Offset Vorspannung (bias voltage) in dem Basis-Emitter Kreis des Transistors zu erzeugen, welche die Basis-Emitter Schwellenspannung auslöscht, wie unten in Verbindung mit 4(A) beschrieben ist. Dieser Versuch passt die Vorspannung an die Basis-Emitter Spannung des Transistors über den benötigten Bereich von Betriebstemperaturen an.
Ein anderer Ansatz (nicht in den Zeichnungen gezeigt) ist es, mehrere Windungen auf der Sekundären von einem Erfassungstransformator mit einer Windung zu verwenden. Die Spannung, die zurück zu der primären Windung reflektiert wird, ist nun
wobei N die Anzahl der sekundären Wicklungen ist. Die primäre Komponente des Magnetisierungsstroms ist nun im Verhältnis zu dem gesamten Common Mode Primärstrom, um 1 / N reduziert. Das Verhältnis von Fehler zu Signal des sekundären Stroms wird deshalb auch um 1 / N reduziert und deshalb wird auch die absolute Amplitude des sekundären Stroms um 1 / N reduziert, d. h. der sekundäre Strom ist eine relativ akkurate dennoch miniaturisierte Abbildung des primären Stroms.
Jedoch da der gesamte Stromgewinn (die Gesamtverstärkung) von iCOMDRIVE zu iOUT einfach sein muss, wird eine Form eines Stromverstärkers, wie beispielsweise ein Stromspiegelschaltkreis, benötigt, der ausgestaltet ist, einen Stromgewinn von N zu haben, um die Gleichheit zwischen iOUT und iCOMDRIVE herzustellen. Ein Problem des Stromspiegelns ist, dass Ungenauigkeiten wegen Toleranzen beim Abgleichen der Impedanzen und/oder Transistorcharakteristika auftreten.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Dementsprechend, gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung, verwendet eine Anordnung zum Reduzieren des Fehlers, der von der Transistorschwellenspannung in einem aktiven Common Mode Filter verursacht wird, einen Common Mode Current Sensing Transformator mit einer einzigen primären Windung (Wicklung). Allgemeiner gesagt haben die Primär und Sekundärspule des Stromumsetzers jeweils dieselbe Anzahl von Windungen, bevorzugt eine einzige Windung; und es wird eine andere Sekundäre oder „Overwinding" vorgesehen, um eine Vorspannung zu erhöhen, die an die Steuerelektrode von jedem Transistor angelegt wird. Diese Anordnung ist hauptsächlich nützlich, wo es erfordert ist, MOSFETs oder IGBTs in Hochspannungs- oder, Hochstromsystemen zu verwenden, für welche es keine angemessen bemessenen Bipolartransistoren gibt.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung umfasst eine Schaltkreisanordnung, die es dem Sensing Transformator ermöglicht, eine Primärspule mit einer Wicklung und eine Sekundärspule mit mehreren Windungen zu haben, einen zweiten Stromverstärker an der Sekundären, dessen Genauigkeit nicht davon abhängig ist, dass die Impedanzen oder Transistorcharakteristika übereinzustimmen. Hingegen wird ausreichend Genauigkeit erhalten, indem der zweite Stromtransformator mit einer korrekten Anzahl von Windungen versehen wird.
Ein dritter Aspekt der Erfindung bezieht sich auf ein neues Verfahren zur Erzeugung einer Vorspannungsleistungsversorgung für die aktiven EMI Filterschaltkreise, die in 1A und 1B gezeigt sind. Die massefreie Leistungsversorgung kann von dem Common Mode Rauschen abgeleitet werden, welches das aktive EMI Filter entfernen soll, indem derselbe Stromtransformator verwendet wird. In einem Ausführungsbeispiel ist keine zusätzliche Windung erforderlich. Da die Leistungsquelle (oder Spannungsquelle) der massefreien Vorspannungsleistungsquelle das Common Mode Rauschen ist, ist die Leistungsversorgungsspannung angenähert proportional zur der Rauschamplitude. Wenn sich das Rauschen erhöht, erhöht sich die Leistungsversorgungsspannung, was zu einer effektiveren Filterung führt. Dies reduziert effektiv das Common Mode Rauschen, wodurch eine verringerte Leistungsversorgungsspannung in Antwort auf die geringere Rauschunterdrückung benötigt wird. Daher weist der gesamte Schaltkreis eine geschlossene Schleife zwischen der Rauschunterdrückung und einer Leistungsversorgung, die aus dem Rauschen erzeugt wird, auf.
Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele der Erfindung ersichtlich, auf die sich die beigefügten Zeichnungen bezieht.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG(EN)
1A und 1Aa zeigen jeweils einen aktiven Common Mode EMI Filter mit Feedback und einen Ersatzschaltkreis gemäß des Standes der Technik;
1B und 1Ba zeigen jeweils einen aktiven Feed Forward Common Mode EMI Filter und einen Ersatzschaltkreis gemäß des Standes der Technik;
2A und 2B zeigen jeweils einen dritten aktiven Common Mode EMI Filter gemäß des Standes der Technik und eine Reihe von Graphen, die den Betrieb davon zeigen;
2C und 2D zeigen jeweils einen vierten aktiven Common Mode EMI Filter gemäß des Standes der Technik und eine Reihe von Graphen, die den Betrieb davon zeigen;
3 zeigt einen fünften aktiven Common Mode EMI Filter gemäß des Standes der Technik;
4(a) zeigt einen aktiven Common Mode EMI Filter gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung und 4(b) enthält eine Reihe von Graphen, die den Betrieb davon zeigen;
5 zeigt einen aktiven Common Mode EMI Filter gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
6 zeigt einen aktiven Common Mode EMI Filter mit Feed Forward gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
7 zeigt einen Feedback aktiven Common Mode EMI Filter gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel;
8 zeigt eine Modifikation des Schaltkreises der 6;
9 und 10 zeigen jeweils einen Vollwellen- und Halbwellen Brückengleichrichter, welche in den Schaltkreisen der 6 bis 8 nutzbar sind; und 11 zeigt eine typische Wellenform eines Common Mode Rauschstromes.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN DER ERFINDUNG
Erstes Ausführungsbeispiel
Die vorgeschlagene Lösung, die eine Primäre (Primärspule) mit einer Windung zulässt, ist in 4(A) dargestellt. Die primären Windungen P1 und P2 (aus Draht mit großem Durchmesser) und die sekundären Windungen S1A und S2A (aus Draht mit kleinem Durchmesser) haben je eine Windung und erfüllen so die Anforderung nach einer Primärspule mit genau einer Windung. Die „Overwindings" S1B und S2B, die ebenfalls aus Draht mit einem kleinen Durchmesser sind, sind hinzugefügt, um die Spannung, die zwischen Gate und Source des MOSFETs anliegt, relativ zu der Primärspannung zu verstärken.
Da die erforderliche Gate-Source Treiber Spannung für einen vorgegebenen Primärstrom durch die Charakteristik des MOSFETs festgelegt ist, wird die Spannung über jeder primären Windung nun im Verhältnis von
reduziert, wobei 1 / 1+N die Anzahl der „Overwind" Windungen an S1B und S2B relativ zu der Anzahl der primären Windungen ist. So wird der Magnetisierungsstromfehler im selben Verhältnis reduziert.
4(b) zeigt Wellenformen von iCOMDRIVE und iOUT mit einer Primärwindung und N = 3. Der Fehler zwischen iOUT und iCOMDRIVE wurde verglichen mit der Wellenform in 1(b) signifikant reduziert.
Zweites Ausführungsbeispiel
Das zweite Ausführungsbeispiel wird mittels des Beispiel in 5 dargestellt. Hier gibt es 10 Sekundärwindungen an einem Sensing Transformator mit einer Primärspule mit einer Wicklung (Windung) CT1. Der relative Magnetisierungsstromfehler ist deshalb 1 / 10 von dem, was er mit nur einer einzigen Sekundärwindung auf dem selben Kern wäre. Der Strom, der in der Sekundärspule SA fließt, und in der Primärspule mit 100 Windungen eines zweiten kleinen Stromtransformators CT2, ist daher eine relativ genaue Replik des primären Stromes, aber mit einer Amplitude von 1 / 10 des Primärstromes. CT2 trägt nur „Common Mode" Strom und weist deshalb eine kleine Kabelgröße für sowohl Primär- als auch Sekundärwindungen auf.
CT2 hat 10 sekundäre Windungen. Deshalb ist der Sekundärstrom von CT2 10 mal, der Primärstrom, und die Stromverstärkung des Gesamtschaltkreises von iCOMDRIVE auf iOUT hat den gewünschten Wert der Einheitlichkeit oder Gleichheit.
Die Spannung, die zu den Primären von CT2 reflektiert wird, ist 10 mal die Basis-Emitter Spannung von Q1/Q2, d. h. etwa 10 V. Angenommen CT2 hat denselben Querschnitt wie CT1 (aber nicht notwendigerweise einen so großen Kerndurchmesser wegen der kleinen Drahtgröße an CT2), dann wird die Magnetisierungsinduktanz von CT2 etwa 10000 mal die von CT1 sein – da die Magnetisierungsinduktanz proportional zu dem Quadrat der Anzahl der Windungen ist. Deshalb ist, obgleich die Primärspannung von CT2 etwa 10 V ist und der Primärstrom von CT2 etwa 1 / 10 mal iCOMDRIVE ist, der Magnetisierungsstromfehler, der von CT2 eingeführt wird, immer noch nur etwa 1 / 100 mal dem Fehler in dem Schaltkreis von 3.
Es ist darauf hinzuweisen, dass, da die Spannung über der Primären von CT2 etwa 10 V beträgt, die Busspannung für Q3/Q4 nur etwa 15 V sein muss. Beide, die Spannung und der Strom, die von Q3/Q4 gehandhabt werden, sind deshalb klein und die Leistungsverschwendung ist sehr klein.
Es ist auch darauf hinzuweisen, dass bei Durchführung einer kleinen Anpassung der Anzahl von primären Windungen (Wicklungen) auf CT2, der kleine Fehler, der zwischen iOUT und iCOMDRIVE wegen der begrenzten Stromverstärkung von Q1 nach Q4 entsteht – zumindest grob – kompensiert werden kann. Wenn beispielsweise ein 1 % Fehler zwischen iOUT und iCOMDRIVE wegen des Transistorgewinns entsteht, kann das einfach durch Erhöhen der Anzahl der primären Windungen auf CT2 von 100 auf 101 kompensiert werden.
Drittes Ausführungsbeispiel
6 ist ein Basisdiagramm eines aktiven rauschunterdrückenden EMI Filters, das durch Rauschen versorgt wird. Das Aktiv Filter Verfahren basiert auf der Feed Forward Rauschunterdrückung von 1B. 7 ist ein Basisdiagramm eines rauschunterdrückenden Filters mit einer 'Rauschversorgung', basierend auf dem rauschunterdrückenden Feedback Verfahren von 1A. Die massefreie Vorspannungsleistungsversorgungsspannung liefert eine Vorspannung an den aktiven EMI Filterverstärker in entweder den Feedback oder den Feed Forward Schaltkreis. Die Ausführungsbeispiele der 6 und 7 beinhalten jeweils einen Stromumsetzer (CT), welcher eine Windung für Rauscherfassung aufweist, die von der Windung für die massefreie Leistungsversorgung getrennt ist.
In den 6 und 7 wird das rauschgetriebene aktive EMI Filter in einem Wechselstrom(AC)Motor Invertersystem angewendet. In beiden Fällen ist die AC Leitung ein Dreiphaseneingang (L1, L2, L3) zusammen mit einem Masseanschluß GND. Es kann auch eine Einzelphasenwechselstrom(AC)Leitung sein. Allgemein kann das rauschgetriebene aktive EMI Filter auf jedes System, das ein oder mehrere leistungsschaltende Geräte enthält und/oder einen Wechselrichter aufweist, wie z.B. ein Schaltnetzteil, eine unterbrechungsfreie Stromversorgung (UPS), Schweißwandlersystem, etc angewendet werden. Deshalb kann jeder Schaltkreis, der ein leistungsschaltendes Gerät aufweist, einen Vorteil von diesem rauschgetriebenen aktiven EMI Filter davontragen.
8 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines rauschgetriebenen aktiven EMI Filters, welches keine dedizierte Windung für eine Vorspannungsleistungsversorgung benötigt, sondern dieselbe Windung benutzt, die für die Rauscherfassung genutzt wird, und dem Verstärker zugeführt wird.
Die 9 und 10 zeigen Beispiele der massefreien Vorspannungsleistungsversorgungsschaltung. 9 weist einen Vollbrücken-Verstärker auf und stellt eine bipolare Leistungsversorgung zur Verfügung, während 10 einen Halbbrückenverstärker zeigt und eine einseitige Leistungsversorgung zur Verfügung stellt. Dies sind nicht limitierende Beispiele. Es kann fast jede Form einer Leistungsversorgung bei richtigem Anordnen und Ausgestalten der Komponenten, wie beispielsweise den Gleichrichterdioden abhängig, von den Anforderungen der Anwendungen, angepasst und ausgestaltet werden.
Eine typische Wellenform eines Common Mode Rauschstroms ist in 11 gezeigt. Z. B. erreicht in einem 2 kW Wechselstrom(AC) Motorwandlerantrieb seine Amplitude 2–3 A Spitze mit einer Periodendauer von 200 ns bis zu einer Mikrosekunde. Rauschstrom wird generiert, wenn ein schnelles Schaltereignis eintritt und das Schalten dv/dt mit parasitären Kapazitäten zu der Masse gepaart ist. Deshalb ist der Rauschstrom synchron mit dem Schaltereignis der Motorphasenspannung und es gibt sowohl einen positiven und einen negativen Strom zu Masse.
Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf speziellen Ausführungsbeispielen davon beschrieben wurde, sind viele andere Varianten und Modifikationen und andere Anwendungen für den Fachmann offenbart. Deshalb ist die vorliegende Erfindung nicht auf die spezifischen Offenbarungen limitiert.
ZUSAMMENFASSUNG
Ein aktives EMI Filter, das einen Gleichrichter aufweist, der an ein AC Netzwerk gekoppelt ist, wobei der Gleichrichter DC Leistung einem DC Bus zur Verfügung stellt und wobei der DC Bus eine Wandlerstufe versorgt um einer Last AC Leistung zuzuführen. Die Last weist eine Masserückführleitung (GND) zu einer Masseverbindung des AC Netzwerks auf. Das aktive Filter weist eine Transistorschaltstufe (Q1, Q2) auf, die zwischen dem DC Bus gekoppelt ist. Ein Stromsensor (G1, G2), der an den DC Bus zum Erfassen des Common Mode Stromes, der in dem DC Bus fließt, gekoppelt ist und der Stromsensor (G1, G2) weist Eingänge auf, die mit entsprechenden Abschnitten des DC Bus gekoppelt sind und er weist einen Ausgang auf, der die Transistorschaltstufe (Q1, Q2) steuert. Ein Kondensator, der die Transistorschaltstufe (Q1, Q2) und die Masserückführleitung (GND) koppelt. Ein Kondensator, der die Transistorschaltstufe (Q1, Q2) und die Masserückführleitung (GND) koppelt. Der Kondensator stellt der Masserückführleitung (GND) einen Löschungsstrom von der Transistorschaltstufe (Q1, Q2) zur Verfügung, um den Common Mode Strom in der Masserückführleitung (GND) im Wesentlichen auszulöschen.

Claims

Ein aktives EMI Filter zur Verringerung eines Common Mode Rauschstroms in einer Schaltung, umfassend: einen Gleichrichter der an ein AC Netzwerk gekoppelt ist; wobei der Gleichrichter eine DC Leistung einem DC Bus zur Verfügung stellt; wobei der DC Bus eine Wandlerstufe versorgt , um AC Leistung einer Last zur Verfügung zu stellen; wobei die Last eine Masserückführungsleitung zu einer Masseverbindung des AC Netzwerks aufweist; wobei das aktive Filter umfasst: eine Transistorschaltstufe, umfassend zwei über den DC Bus gekoppelte Transistoren; einen Stromsensor der mit dem DC Bus zum Erfassen des Common Mode Rauschstromes, der in dem DC Bus fließt gekoppelt ist, wobei der Stromsensor einen Stromumsetzer umfasst, mit einer Primären, die in Reihe mit einem entsprechenden Abschnitt des DC Bus verbunden ist; wobei der Stromsensor einen Ausgang aufweist, der mit der Transistorschaltstufe gekoppelt ist; wobei die Transistorschaltstufe von dem Stromsensor angesteuert wird, so dass die Transistoren jeweils in Abhängigkeit von der Richtung des Common Mode Stroms in dem DC Bus an und aus geschalten werden; einen Kondensator, der die Transistorschaltstufe und die Masserückführungsleistung koppelt; wobei der Kondensator der Masserückführungsleitung einen Löschungsstrom von der Transistorschaltstufe zuführt um den Common Mode Strom in der Masserückführungsleitung im Wesentlichen auszulöschen; wobei zwei Transistoren der Transistorschaltstufe derart gekoppelt sind, dass entsprechende Hauptelektroden der zwei Transistoren zu den entsprechenden Abschnitten des DC Bus gekoppelt sind; wobei eine andere entsprechende Hauptelektrode von jedem Transistor mit einer entsprechenden Sekundären des Stromumformers zu einem gemeinsamen Knoten verbunden ist; und wobei die Steuerelektrode jedes Transistores mittels einer entsprechenden anderen Sekundären des Stromumsetzers mit dem gemeinsamen Knoten verbunden ist.
Das Filter von Anspruch 1, wobei der Stromsensor und die Schaltstufe in einer Feed Forward Anordnung gekoppelt sind, wobei die Schaltstufe über den DC Bus zwischen den Gleichrichter und den Stromsensor gekoppelt ist, wobei die Transistorschaltstufe und der Stromsensor eine näherungsweise einheitliche Amplitudenverstärkung aufweisen.
Das Filter von Anspruch 1, wobei die zwei Transistoren MOSFETs sind.
Das aktive Filter von Anspruch 3, wobei die MOSFETs vom selben Typ sind.
Das aktive Filter von Anspruch 1, wobei der Kondensator die Masserückführungsleitung mit dem gemeinsamen Knoten der Transistoren koppelt.
Das aktive Filter von Anspruch 1, wobei die anderen Sekundären des Stromumsetzers Vorspannungsschaltungen bereitstellen um entsprechende Vorspannungsspannungen an die Steuerelektroden der zwei Transistoren anzulegen.
Das aktive Filter von Anspruch 1, wobei die Primäre und die Sekundäre des Stromumformers dieselbe Anzahl an Windungen aufweisen.
Das aktive Filter von Anspruch 7, wobei die Primäre und die Sekundäre des Stromumformers jeweils eine einzige Windung aufweisen.
Das aktive Filter von Anspruch 7, wobei die andere Sekundäre eine größere Anzahl an Windungen aufweist als die Primäre.
Ein aktives EMI Filter zur Verringerung eines Common Mode Rauschstroms in einer Schaltung, umfassend: einen Gleichrichter der an ein AC Netzwerk gekoppelt ist, wobei der Gleichrichter einem DC Bus eine DC Leistung zuführt; wobei der DC Bus eine Wandlerstufe versorgt, um einer Last AC Leistung zur Verfügung zustellen, wobei die Last eine Masserückführungsleitung zu einer Masseverbindung des AC Netzwerks aufweist; wobei das aktive Filter umfasst: eine Transistorschaltstufe umfassend zwei Transistoren, die über den DC Bus gekoppelt sind; einen Stromsensor, der mit dem DC Bus gekoppelt ist, zum Erfassen des Common Mode Rauschstromes, der in dem DC Bus fließt; wobei der Stromsensor Eingänge aufweist, die mit entsprechenden Abschnitten des DC Bus gekoppelt sind und einen Ausgang, der die Transistorschaltstufe steuert; wobei die Transistorschaltstufe zwei Transistoren aufweist, die von dem Ausgang des Stromsensors gesteuert werden, so dass die Transistoren jeweils in Abhängigkeit von der Richtung des Common Mode Stroms in dem DC Bus an und aus geschalten werden; einen Kondensator, der die Transistorschaltstufe und die Masserückführungsleitung koppelt; wobei der Kondensator der Masserückführungsleitung von der Transistorschaltstufe einen Löschungsstrom zuführt, um den Common Mode Strom in der Masserückführleitung im Wesentlichen auszulöschen; wobei der Stromsensor einen ersten Stromumsetzer aufweist, mit einer Primären, die in Serie mit einem entsprechenden Abschnitt des DC Bus verbunden ist und einen zweiten Stromumsetzer, der eine Primäre aufweist, die mit einer Sekundären des ersten Stromumsetzers gekoppelt ist; wobei die zwei Transistoren der Transistorschaltstufe jeweils zwei Hauptelektroden aufweisen und eine Steuerelektrode, wobei eine Hauptelektrode jedes Transistors 'in common' an ein Ende einer Sekundären des zweiten Stromumsetzers gekoppelt ist, wobei eine Steuerelektrode von jedem Transistor 'in common' an ein anderes Ende der Sekundären des sekundären Stromtransformators gekoppelt ist.
Das aktive Filter von Anspruch 10, wobei die beiden Transistoren Bipolartransistoren sind.
Das aktive Filter von Anspruch 11, wobei die Emitter der beiden Transistoren miteinander verbunden sind.
Das aktive Filter von Anspruch 10, wobei die beiden Transistoren komplementär sind.
Das aktive Filter von Anspruch 13, wobei die Emitter der beiden Transistoren miteinander verbunden sind.
Das aktive Filter von Anspruch 10, wobei der Stromsensor und die Schaltstufe in einer Feed Forward Anordnung gekoppelt sind, wobei die Schaltstufe zwischen dem DC Bus zwischen dem Gleichrichter und dem Stromsensor gekoppelt ist, wobei die Transistorschaltstufe und der Stromsensor eine näherungsweise gleiche Amplitudenverstärkung aufweisen.
Das aktive Filter von Anspruch 10, wobei der Kondensator die Masserückführleitung 'in common' an die Steuerelektrode der zwei Transistoren koppelt.
Das aktive Filter von Anspruch 10, ferner umfassend dritte und vierte Transistoren, wobei jeder zwei Hauptelektroden aufweist, wobei eine Hauptelektrode von jedem der dritten und vierten Transistoren 'in common' mit einem Ende der Sekundären des ersten Stromumsetzers verbunden ist, und jede eine Steuerelektrode aufweist, wobei die Steuerelektrode 'in common' mit einem anderen Ende der Sekundären des ersten Stromumsetzers verbunden ist.
Das aktive Filter von Anspruch 17, wobei die anderen Hauptelektroden der dritten und vierten Transistoren über eine DC Versorgungsspannung verbunden sind, welche geringer als die DC Busspannung ist.
Das aktive Filter von Anspruch 10, wobei der erste Stromumsetzer ein Step-up Windungsverhältnis aufweist und der zweite Stromumsetzer ein Step-Down Windungsverhältnis aufweist.
Ein aktives EMI Filter zur Verringerung von Common Mode Rauschstrom in einer Schaltung, umfassend: einen Gleichrichter, der an ein AC Netzwerk gekoppelt ist, wobei der Gleichrichter einem DC Bus DC Leistung zuführt, wobei der DC Bus eine Wandlerstufe versorgt, um AC Leistung einer Last zur Verfügung zu stellen, wobei die Last eine Masserückführungsleitung zu einer Masseverbindung des AC Netzwerks aufweist, wobei das aktive Filter umfasst: eine Transistorschaltstufe, umfassend zwei Transistoren, die über den DC Bus gekoppelt sind; einen Stromsensor, der an den DC Bus gekoppelt ist, zum Erfassen des Common Mode Rauschstromes, der in dem DC Bus fließt, wobei der Stromsensor einen Stromumsetzer aufweist, der eine Primäre aufweist, die in Reihe mit einem entsprechenden Abschnitt des DC Bus verbunden ist; wobei der Stromsensor einen Ausgang aufweist, der an einen Verstärker gekoppelt ist, wobei die Transistorschaltstufe von dem Verstärker gesteuert wird, so dass die Transistoren jeweils in Abhängigkeit von der Richtung des Common Mode Stroms in dem DC Bus an und aus geschalten werden; einen Kondensator, der die Transistorschaltstufe und die Masserückführungsleitung koppelt; wobei der Kondensator einen Löschungsstrom der Masserückführungsleitung von der Transistorschaltstufe zuführt, um den Common Mode Strom in der Masserückführleitung im Wesentlichen auszulöschen; und ferner umfassend: eine massefreie Vorspannungsschaltung, die an dem Stromsensor gekoppelt ist, um ein Signal zu empfangen, welches repräsentativ für den Common Mode Rauschstrom ist, um das Signal gleichzurichten und dem Verstärker eine DC Versorgungsspannung zuzuführen.
Das Filter von Anspruch 20, wobei der Stromsensor und die Schaltstufe in einer Feedback Anordnung gekoppelt sind, wobei die Schaltstufe über den DC Bus zwischen den Stromsensor und den Wandler gekoppelt ist, wobei die Transistorschaltstufe, der Verstärker und der Stromsensor eine hohe Amplitudenverstärkung aufweisen.
Das Filter von Anspruch 20, wobei der Stromsensor und die Schaltstufe in einer Feed Forward Anordnung gekoppelt sind, wobei die Schaltstufe über den DC Bus, zwischen den Gleichrichter und den Stromsensor gekoppelt ist, wobei die Transistorschaltstufe, der Verstärker und der Stromsensor eine näherungsweise einheitliche Amplitudenverstärkung aufweisen.
Das Filter von Anspruch 22, wobei die massefreie Vorspannungsschaltung und der Verstärker mit einer Sekundärspule des Schaltungsumsetzer verbunden sind.
Das Filter von Anspruch 20, wobei die massefreie Vorspannungsschaltung und der Verstärker mit einer Sekundärspule des Schaltungsumsetzer verbunden sind.
Das Filter von Anspruch 20, wobei die massefreie Vorspannungsschaltung und der Verstärker jeweils mit einer ersten und einer zweiten Sekundärspule des Stromumsetzers gekoppelt sind.