DE10392856T5

DE10392856T5 - Aktiver Emi Filter

Info

Publication number: DE10392856T5
Application number: DE10392856T
Authority: DE
Inventors: Jun El Segundo Honda
Original assignee: International Rectifier Corp USA
Current assignee: Infineon Technologies Americas Corp
Priority date: 2002-06-25
Filing date: 2003-06-25
Publication date: 2006-06-01
Also published as: KR20050013647A; AU2003247642A1; AU2003247642A8; CN1679222A; JP2005532027A; KR100614267B1; US20040008527A1; JP4068617B2; US6775157B2; WO2004001927A2; WO2004001927A3

Abstract

Ein Filter für ein elektrisches Leistungssystem, umfassend:
eine Vielzahl von Spannungsspeichereinrichtungen, die mit Systemleitungen verbunden sind, um Spannungen zu erhalten, die Ströme in den entsprechenden Leitungen betreffen;
ein Fehlerverstärker, der mit den Spannungssteuereinrichtungen verbunden ist und betreibbar ist, ein Signal, basierend auf einer Spannungsdifferenz zwischen den Spannungsspeichereinrichtungen auszugeben;
wobei das Ausgangssignal mit einer anderen Spannungsspeichereinrichtung gekoppelt ist, um eine Spannung bezüglich des Ausgangssignals zu erhalten; und
wobei die Spannung, die von dem Ausgangssignal erhalten wird, den Spannungsunterschied zwischen den Spannungsspeichereinrichtungen beeinflusst, um den Unterschied zu verringern.

Description

Hintergrund der vorliegenden Erfindung
1. Feld der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Dämpfung von elektromagnetischer Interferenz (EMI) in einem Leistungsübertragungssystem und betrifft insbesondere eine EMI Reduktion in Motorantriebs- oder Steuerungssystemen.
2. Beschreibung von verwandter Technologie
Schnelle Schalteinrichtungen, wie beispielsweise Bipolartransistoren, MOSFETs und IGBTs, ermöglichen erhöhte Trägerfrequenzen für Spannungsquellen PWM Umwandler und ermöglichen somit bessere Betriebscharakteristika. Hochgeschwindigkeitsschalten bewirkt jedoch die folgenden ernsten Probleme, die von einer hohen Wechselrate bei der Spannung und/oder beim Strom herrühren:

a) Grund- oder Masseströme, die durch Streukapazitäten innerhalb des Motors und durch lange Kabel zur Masse entkommen;
b) geführte und abgestrahlte EMI;
c) Motorlagerspannung und Wellenspannung; und
d) eine Verkürzung einer Lebensdauer von einer Isolation von Motoren und Transformatoren.

Der Spannungs- und/oder Stromwechsel, der bei einem schnellen oder Hochgeschwindigkeitsschalten bewirkt wird, erzeugt hochfrequente oszillatorische Common Mode und Normal Mode Ströme, wenn sich der Schaltzustand der Schalteinrichtung(en) ändert, da parasitäre Streukapazitäten unvermeidbar innerhalb einer Last, beispielsweise einem AC Motor, existieren als auch innerhalb des Schaltstromrichters oder Konverters.
Deshalb bewegt sich jedes Mal, wenn ein Inverter- oder Wechselrichterschaltvorgang auftritt, das Potential des korrespondierenden Inverterausgangsanschlusses schnell bezüglich Masse und es fließt ein Common Mode Stromimpuls in die d-c Verbindung zu dem Inverter über die Kapazität des wärmesenkenden Motorkabels und Motorwicklungen zur Masse. Die Amplitude dieses Stromimpulses für einen Klasse B (Wohnzweck) Motorantrieb oder Motorsteuerung ist typischerweise einige 100 mA bis zu einigen A; und die Pulsbreite ist typischerweise 350 bis 500 ns. Für eine Klasse A Steuerung oder Antrieb (industrielle Zwecke) und abhängig von der Größe des Motors und der Länge der Motorkabel ist die Stromimpulsamplitude typischerweise einige A mit einer Pulsbreite von 250 ns bis zu 500 ns bis zu 20 A oder mehr einer Pulsbreite von einer bis zu zwei Mikrosekunden.
Die Common Mode oszillatorischen Ströme können eine spektrale Frequenzbreite von der Schaltfrequenz des Konverters bis zu einigen 10 MHz haben, was ein Magnetfeld erzeugt und durchgängig ausgestrahlte elektromagnetische Interferenz (EMI) erzeugt und somit elektronische Einrichtungen, wie beispielsweise Radioempfänger, medizinische Einrichtungen etc., negativ beeinflusst.
Eine Anzahl von Regierungseinschränkungen betreffen das Ausmaß von zulässigen EMI Leitungsströmen und zulässigen Masseströmen in einigen Motoranwendungen. Deshalb muss in Klasse B Anwendungen für Wohnzwecke (Haushaltsgeräte) ein Masse- oder Erdstrom unterhalb von 1 bis 20 mA über einem Frequenzbereich von 0 bis 30 kHz entsprechend gehalten werden (über eine logarithmische Kurve); und geleiteter EMI Leitungsstrom muss unterhalb bezeichneten Werten (weniger als ungefähr 60 dBμV) über einem Frequenzbereich von 150 kHz zu 300 MHz gehalten werden. Für Motorantriebs- oder Steuerungsanwendungen, die als Klasse A Anwendungen für Industriezwecke gekennzeichnet sind, sind die Beschränkungen für den Massestrom weniger streng, aber der Leitungsstrom EMI ist nach wie vor über den 150 kHz bis 30 MHz Bereich beschränkt.
Allgemein gesprochen können Common Mode Drosseln und EMI Filter, basierend auf passiven Elementen, diese Probleme nicht vollständig lösen. Passive Filter, die eine Common Mode Induktivität und „Y" Kondensatoren in der Eingangs AC Leitung aufweisen, wurden verwendet, um die Common Mod Ströme in solchen Motorantriebs- oder Steuerungsschaltungen zu filtern. Passive Common Mode Filter können die PWM Frequenz, die verwendet werden kann, einschränken und sind physisch groß (häufig weisen diese einen großen Anteil des Volumens der Motorantriebs- oder Steuerungsstruktur aquf) und sind darüber hinaus teuer. Ferner sind sie funktionell dahingehend unzureichend, dass sie ungewünschte Resonanzen aufweisen, die entgegen der gewünschten Filteraktion verlaufen. Des weiteren sind in allgemeinen Industriesteuerungen oder Antrieben die Steuer- oder Antriebsschaltung und der Motor oft mit Kabeln verbunden, die bis zu 100 m oder noch länger sind. Je länger die Kabel sind, desto größer wird der geleitete Common Mode EMI in dem Motorkabel und desto größer wird die vorherige Größe eines herkömmlichen passiven Common Mode Eingangsfilters.
Ein Common Mode Transformator mit einer zusätzlichen Wicklung, die mit einem Widerstand verkürzt ist, kann verwendet werden, die den oszillatorischen Massestrom dämpfen kann. Unglücklicherweise verbleibt jedoch eine geringe Menge von aperiodischem Grundstrom in dieser Schaltung.
Aktive Filter zur Steuerung des Common Mode Stroms sind in einem pulsbreiten modulierten (PWM) gesteuerten Motorantriebsschaltkreis bekannt. Solche Einrichtungen sind typischerweise in einer Veröffentlichung „Active Circle for Consulation of Common Mode Voltage Generated by PWM Inverter" von Satoshi Ogasawara et al. IEES Transactions on Power Electronics, Volume 13, Nr. 5 (September 1998) und in einem Patent Nr. 5,831,842 auf den Namen Ogasawara et al. beschrieben.
10 zeigt eine typische aktive Filterschaltung, wie sie im Stand der Technik bekannt ist und eine Rausch- oder Störungsauslöschungseinrichtung für einen a-c Motor. In 10 sind eine a-c Quelle mit einem Eingangsanschluss L und ein neutraler Anschluss zu den a-c Eingangsanschlüssen eines Vollwellenrückenanschlussgleichrichters 40 verbunden. Obwohl eine Einphasenversorgung gezeigt ist, kann das Prinzip in dieser und in allen Figuren, die beschrieben werden, mit einem Dreiphasen- oder einem Mehrphaseneingang ausgeführt werden. Die positiven und negativen Busse (Busses) des Gleichrichters 40 umfassen entsprechende Punkte A und D und sind mit einem Dreiphasenbrücken PWM gesteuerten Inverter (Three-Face Bridge Connected PWM Controlled Inverter) an den Inverteranschlüssen B und F verbunden. Die Ausgangs a-c Anschlüsse des Inverters sind mit einem a-c Motor 42 verbunden. Ein Filterkondensator 40a ist darüber hinaus über die Anschlüsse D und F angeschlossen. Der Motor 42 weist ein geerdetes Gehäuse auf, das mit einem Masseanschluss 43a mit einem Massekabel 43 verbunden ist.
Der aktive Filter umfasst zwei Transistoren Q₁ und Q₂, die über die d-c Ausgangsleitungen des Gleichrichters 40 derart angeschlossen sind, dass ihre Emitter am Knoten E verbunden sind. Diese definieren Verstärker, die von einer Ausgangswicklung 44 eines Differentialtransformators gesteuert werden, mit Eingangswicklungen 45 und 46, die an die positiven und negativen Ausgangsbusse des Gleichrichters 40 angeschlossen sind. Die Wicklungspolaritäten sind mittels den konventionellen Punktsymbolen (Dot Symbols) gekennzeichnet. Die Wicklung 44 ist zwischen den Steueranschlüssen der Transistoren Q₁ und Q₂ und dem gemeinsamen Emitterknoten E angeschlossen. Ein d-c Isolationskondensator 47 ist am Punkt C mit der Masseleitung 43 verbunden.
Der aktive Filter, umfassend den Kondensator 47, definiert einen Pfad zum Ableiten eines Hauptteils des Common Mode Stromes, der sonst in den Pfad L oder N, A, B, M (Motor 42, 43, 43a) fließt und zurück zu L oder N; (oder entlang dem umgekehrten Pfad, wenn sich die Polarität ändert) oder in den Pfad L oder N, D, F, M 43, 43a (oder den umgekehrten Pfad, wenn sich die Polarität verändert). Somit kann der meiste Common Mode Strom für Ströme von dem positiven Terminal A in den Pfad B, M, C, E, Q₂, F, B für „positive" Ströme abgeleitet werden und in das Muster B, M, C, E, Q₁, B für „negative" Ströme mittels der geeigneten Steuerung der Transistoren Q₁ und Q₂. Der Pfad für den Common Mode Strom, der in das negative Terminal D fließt, folgt dem Pfad F, M, C, E, Q₂, F für "positive" Ströme und F, M, C, E, Q₁, B für „negative" Ströme. Der Grad der Ableitung hängt von der Stromverstärkung der Wicklung 44 und der Stromverstärkung von Q₂ für „positive" Ströme ab und der Stromverstärkung der Wicklung 44 und einer Stromverstärkung von Q₁ für „negative" Ströme. Um einen ausreichenden Ableitungsgrad des Common Mode Stromes zu erreichen, muss die Gesamtstromverstärkung der Wicklung 44 und der Transistoren Q₁ und Q₂ hoch sein.
Die Erfassungstransformatoren 44, 45, 46 von 10 sind groß und teuer, um eine genügend große Stromverstärkung zur Verfügung zu stellen. Es wäre sehr wünschenswert, die Größe und auch die Kosten von diesen Transformatoren zu verringern, ohne jedoch den Betrieb der Schaltung zu verschlechtern oder zu gefährden. Ein weiteres Problem besteht darin, dass, da eine hohe Stromverstärkung erforderlich ist, diese Schaltung mit geschlossener Regelschleife eine Tendenz aufweist unerzeugte Oszillationen zu erzeugen.
Ferner ist herausgefunden worden, dass die Transistoren Q₁ und Q₂ evtl. nicht in der Lage sind, über einen weit genugen Bereich innerhalb des „Headrooms", der von der Schaltung definiert wird, in ihren linearen Bereichen betrieben zu werden, was wiederum den aktiven Filtervorgang vereitelt. Der Headroom oder der Baubereich oder die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter der Transistoren Q₁ und Q₂ wird am besten verstanden, wenn eine ungefähre Äquivalenzschaltung von 10 betrachtet wird, wie sie in 11 gezeigt ist, in der das Massepotential bei C das Gleiche ist, wie das der neutralen Leitung in 10. Die Transistoren Q₁ und Q₂ sind als Widerstände R₁ und R₂ dargestellt, jeweils mit entsprechenden parallel angeschlossenen Dioden. Die d-c Brücke 40 ist als zwei d-c Quellen 50 und 51 dargestellt, die jeweils eine Ausgangsspannung von V_DC: 2 erzeugen, wobei V_DC die volle Ausgangsspannung zwischen den positiven und negativen Bussen an den Anschlüssen A und D ist und eine a-c Quelle 52 mit einer Peak a-c Spannung von V_DC: 2.
Wie 2 entnommen werden kann, kann der Headroom oder die Bauhöhe an unterschiedlichen Bereichen des Zyklusses der Quelle 42 verschwinden. Deshalb wird zuerst eine erste Situation betrachtet, in der Leckimpedanzen der Transistoren Q₁ und Q₂ die gleichen sind. In diesem Fall sind die Werte der Transistoren R₁ und R₂ in 2 etwa gleich. Jetzt, wo das Massepotential am Anschluss C zwischen (+)V_DC: 2 und (–)V_DC: 2 bezüglich dem DC Mittelpunkt am Knoten 53 in 2 schwingt, schwingt das Potential an den Emittern der Transistoren Q₁ und Q₂ ebenso zwischen (plus) VDC Halbe und minus VDC Halbe, wenn angenommen wird, dass die Impedanz des Kondensators 47 sehr viel kleiner ist als R₁ und R₂. Deshalb existiert während Perioden, wenn das Potential am Knoten E nahe oder gleich dem Potential des d-c Busses (an den Punkten B oder F) ist und genügender Spannungs-Headroom für die relevanten Transistoren Q₁ oder Q₂, um als lineare Verstärker betrieben zu werden und der aktive Filtervorgang wird vereitelt.
EMI Filter sind in einer Anzahl von elektromagnetischen Anwendungen, insbesondere in Leistungsübertragungssystemen bekannt. Systeme, die eine Leistungsübertragung beinhalten, umfassen typischerweise Leistungsinvertierer, die für Leistungsversorgungsanwendungen zusätzlich zu Motorantrieben verwendet werden können. Leistungsinvertierern wird typischerweise die elektrische Leistung durch Leistungsübertragungsleitungen zugeführt, die in einem Mehrphasenmodus oder Modiface Mode betrieben werden. Beispielsweise ist eine Dreiphasenleistungsversorgung typisch in Anwendungen, die Umsetzer- oder Invertierervorgänge und Motorantriebe oder Steuerungen involviert. Eine Dreiphasenleistungsversorgung umfasst drei Übertragungsleitungen mit einem Spannungspotential zwischen drei Paaren von Leistungszuführungsleitungen. Dies bedeutet, dass wenn ein Dreiphaseneingang durch die Leitungen L1, L2 und L3 zugeführt wird, dass es ein Spannungspotential zwischen den Leitungen L1 und L2 gibt, zwischen den Leitungen L2 und L3 und zwischen den Leitungen L1 und L3. Diese Phasen zu Phasen Spannungen sind typischerweise sinusförmig und bezüglich einander Außerphase, um eine effiziente Leistungsübertragung zu ermöglichen.
In einem Dreiphasensystem, wie das das vorstehend beschrieben worden ist, dienen die Übertragungsleitungen als Differentialspannungspaare beim Übertragen eines Leistungssignals, das der Spannungswert zwischen den verschiedenen Leitungspaaren ist. Der Typus des Leistungsübertragungsschemas ist sehr hilfreich beim Übertragen eines Leistungssignals mit Immunitäten bezüglich Rausch- oder Störungsunterbrechungen, die alle Leistungsleitungen gleichzeitig betreffen. D. h., wenn alle dieser Paar- oder Leistungsleitungen von einem gemeinsamen Interferenz- oder Rausch- oder Störungssignal betroffen werden, werden alle Leitungen mit dem gleichen Ausmaß betroffen und die Differenzspannungen bleiben die gleichen. Deshalb ist es häufig so, dass die Dreiphasenübertragungsleitungen eine Common Mode Spannung übertragen, die nicht unbedingt die Leistungssignale, die beispielsweise an einen Inverter übertragen werden, beeinflussen.
Wenn ein Inverter verwendet wird, um ein Motorantriebssystem zu versorgen und zu steuern, verwendet der Inverter typischerweise ein hochfrequentes Schalten, um die geeigneten Leistungssignale den Motorwicklungen zur Verfügung zu stellen, um die gewünschte Betriebsleistung zu erbringen. Beispielsweise kann der Inverter betrieben werden, um den Motor bezüglich eines spezifischen Drehmomentbetriebs oder einer gewünschten Drehgeschwindigkeit zu steuern. Durch das hochfrequente Schalten des Inverters tritt es häufig auf, dass es abrupte Spannungsübergänge auf den Leitungen gibt, die den Motor antreiben, die eine inhärente Quelle von EMI sind. Solch ein EMI kann ein Common Mode Rauschen erzeugen, das Interferenzen in Motorsteuersignalen, Feedbacksignalen, I/O Sensoren o. ä. bewirkt. Darüber hinaus kann eine kapazitierte Kopplung mit Inverterausgängen und Masse oder der Motorerdung selbst hochfrequente Masseströme erzeugen, die weitere Interferenzen mit Steuersignalen und anderen Kommunikationssignalen bewirken können. Hochfrequente Masseströme können auch zu abgestrahlten Interferenzen führen und Massekreise erzeugen, die als Kreisantennen wirken, um die Erzeugung von abgestrahltem Rauschen zu erhöhen. Die hochfrequenten Masseströme können ebenso in spontanen Spannungsunterschieden zwischen zwei Massepotentialpunkten resultieren, welche mit geeigneten Referenzen für Steuer- und Kommunikationssignale interferieren.
Es gibt eine Anzahl von Maßnahmen, um ein Common Mode Rauschen und abgestrahlte EMI zu reduzieren und zu steuern. Beispielsweise werden geschirmte Leistungskabel verwendet, um den Inverter mit dem Motor zu verbinden, um einen Rauschstrom daran zu hindern, aus dem Motorantriebssystem zur Masse zu fließen. Die Leistungsleitungen des Motors sind ebenso verdreht, um eine ausbalancierte kapazitive Kopplung zur Verfügung zu stellen, um die Kapazitivstreukopplung zur Masse zu verringern. Es wird häufig eine Common Mode Drossel auf den Leistungsleitungen in dem Motor verwendet, um den Common Mode Noise zu dämpfen. Ferner ist oft ein EMI Filter an dem Eingang des Inverters angebracht, um als ein Tiefpassfilter zum Entfernen eines Common Mode Rauschens von der Erdmasse zu bewirken, der sonst einen Massespannungsunterschied für einen oder mehrere Komponenten des Motorantriebssystems erzeugen kann.
Eine andere Technik, um EMI Rauschen zu verringern, ist, den hochfrequenten Rauschstrom zu messen und eine Kompensation für die erfassten Ströme zur Verfügung zu stellen. Es wurde ein Stromtransformer oder Transformator verwendet, um einen Rauschstrom zu erfassen, um eine geeignete Kompensation zu bestimmen, um die EMI zu steuern. Jedoch ist ein Stromtransformator, der ausreichend groß ist und eine ausreichende Leistung hat, teuer und groß und erzeugt in der Praxis nicht lineare Vorgänge. Es wäre wünschenswert, eine Schaltung oder eine Technik oder ein Verfahren anzugeben, um EMI ohne die Verwendung eines Stromtransformators zu verringern.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen aktiven EMI Filter, der exzellente EMI Verringerungscharakteristiken ohne die Verwendung eines Stromtransformators aufweist. Die Schaltung und das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung erfassen eine Spannung, die einen Strom in einer Masseleitung darstellt und erhalten ein Differentialsignal im Vergleich mit einer Common Mode Spannung auf Invertereingangsleitungen. Das Differentialsignal wird verstärkt und als ein Fehlersignal in einer geschlossenen Schleife verwendet, um den Unterschied zwischen der Common Mode Spannung und der erfassten Massespannung auf Null zu verringern. Demgemäß wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein hochfrequenter Massestrom erfasst, indem eine Spannung gemessen wird, die von dem Massestrom induziert wird und dann wird der Massestrom kompensiert. Die Schaltung ist für ein- oder mehrphasige Leistungssysteme betreibbar, wobei sie eine verbesserte Effizienz im Vergleich zu Stromtransformatorsystemen oder linearen Spannungsträgern aufweist, die üblicherweise verwendet werden, um EMI zu reduzieren.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird einem Fehlerverstärker ein Common Mode Spannungseingang zur Verfügung gestellt. Ferner wird eine Massespannungseingabe dem Fehlerverstärker zugeführt, um ein verstärktes Fehlersignal, basierend auf den zwei Signalen, zu erhalten. Der Ausgang des Fehlerverstärkers wird der Masseleitung zugeführt, um den hochfrequenten Massestrom zu kompensieren, um ein Propagieren des hochfrequenten Massestromes in das Motorantriebssystem zu verhindern.
Der Fehlerverstärker wird in einem Bereich betrieben, der in Beziehung zu den oberen und unteren Limits der Eingangsleistungssignale steht, um automatisch einen Betrieb des Fellerverstärkers an die Common Mode Spannung auf den Eingangsleistungsleitungen anzupassen. Es wird eine hohe Open Loop Verstärkung dadurch erhalten, dass ein MOSFET als ein gesteuerter Widerstand betrieben wird, um eine konstante Ausgangsspannung zur Verfügung zu stellen, ungeachtet der ausgelöschten Rauschmenge. Der gesteuerte Widerstand reduziert hochfrequente Stromübergänge, um weiter die EMI zu reduzieren, die von der Schaltung erzeugt wird.
Kurze Beschreibung der Figuren
Die vorliegende Erfindung wird nun mit Verweis auf die begleitenden Figuren detailliert beschrieben.
1 zeigt ein Schaltungsdiagramm, das ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
2 ist eine abstrahierte Äquivalenzschaltung der Schaltung von 1.
3 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Verwendung einer Vielzahl von aktiven EMI Filtern gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
4 ist eine abstrahierte Äquivalenzschaltung der vorliegenden Erfindung zur Illustration der Rauschverringerung.
5 ist ein abstrahiertes Schaltungsdiagramm, das eine Common Mode Rauschauslöschung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
6 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Ausführungsbeispiel eines aktiven Dreiphasen Common Mode EMI Filters gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
7 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein aktives Common und Differential Mode EMI Filtern für einen Dreiphaseneingang gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
8 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Spannungsabfallssteuerung für einen aktiven EMI Filter gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
9 ist ein Graph, der eine Hochfrequenzrauschverringerung in einer Spannungssteuerung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
10 ist ein Schaltungsdiagramm eines bekannten aktiven EMI Filters; und
11 ist ein Schaltungsdiagramm einer Äquivalenzschaltung der in 10 dargestellten Schaltung.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Mit Verweis auf 1 wird nun eine aktive EMI Filterschaltung 100 beschrieben. Es wird ein Common Mode Strom von dem Motorgehäuse durch eine Spannung auf R1 und C1 erfasst, die dem invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 102 zugeführt wird. Die Verstärkung des Verstärkers 102 wird durch die Kombination von R1 und C1 mit R2 bestimmt.
Die Common Mode Spannung auf den Leistungsleitungen L1, L2 und L3 wird durch die Kapazitäten oder Kondensatoren C5 bis C7 erfasst und wird dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 102 zugeführt. Wenn die Common Mode Spannung, die von den Kondensatoren C5 bis C7 erfasst wird, leicht positiv bezüglich der Spannung, die für die Massereferenz durch den Widerstand R1 und den Kondensator C1 gemessen wird, ist, gibt der Fehlerverstärker 102 eine verstärkte Spannung aus, um den Unterschied zwischen den zwei Spannungen auf Null zu bringen. Ein Kennzeichen dieser Situation ist, dass die Spannungsschiene des Verstärkers 102 abnimmt und die Common Mode Spannung der Eingangsleitungen durch die Kondensatoren C3 bis C7 verringert wird.
Der Betrieb dieser Schaltung tendiert dazu, einen theoretischen Kurzschluss oder eine theoretische Verkürzung oder eine theoretische Verringerung zwischen dem nicht invertierenden und invertierenden Eingang des Verstärkers 102 zu erzeugen. Dementsprechend vermeidet diese Schaltung eine Common Mode Spannung zwischen der Masse und den Eingangsleitungen.
Mit Verweis auf 2 wird nun eine Common Mode Äquivalenzschaltung dargestellt, die allgemein als Schaltung 20 bezeichnet wird. Die Äquivalenzschaltung 20 umfasst eine Eingangsleitungsimpedanz 21 und einen Fehlerverstärker 22. Wie zuvor besprochen wurde, wird der Fehlerverstärker 22 betrieben, um einen theoretischen Kurzschluss zwischen den invertierenden und nicht invertierenden Eingängen zur Verfügung zu stellen. Die Spannung V_N und die Impedanz Z_M stellen den Invertierer im Motorsystem dar, der von der Eingangsleitung angetrieben wird. Der Common Mode Strom wird mit der Spannungsquelle V_C und der Impedanz C_Z kompensiert. Durch den imaginären Kurzschluss zwischen den Eingangsanschlüssen des Verstärkers 22 wird die Summe der Ströme an dem gemeinsamen Knoten der Spannungen V_C und V_N durch die folgende Gleichung beschrieben:
Wie der Gleichung (1) entnommen werden kann, ermöglicht die Modulation der Spannung V_C, dass die Gleichung (1) ausbalanciert wird, so dass sich die Ströme auslöschen. Dementsprechend verändert die Common Mode Auslöschungsschaltung, dass sich der Common Mode Strom auf der Masseleitung fortpflanzt.
Mit Verweis auf 3 wird nun eine Schaltung 30 beschrieben zum Filtern von Common und Differential Mode Rauschen mit aktiven EMI Filtern 31 und 32. Im Betrieb stellen die Filter 31 und 32 einen imaginären oder theoretischen Kurzschluss auf den Leistungsleitungen, an denen sie angeschlossen sind, an dem Punkt der nicht invertierenden Eingänge des Verstärkers 33 und 34 zur Verfügung. Die Verstärker 33 und 34 erfassen die Common Mode Spannung oder Gleichtaktspannung auf den Eingangsleitungen und treiben ihre entsprechenden Ausgänge derart an, um eine balancierte oder ausgeglichene Spannung bezüglich der Masse zu erzeugen. Diese Konfiguration und dieser Betrieb tendieren dazu, den Common Mode Strom auszulöschen, der zu den Eingangsleitungen geleitet ist. Zusätzlich, da die Filter 31 und 32 unabhängig auf jeder der Eingangsleitungen betrieben werden, werden Unterschiede zwischen den differentiellen Eingangsleitungen ausgelöscht, wodurch Gegentakt oder Differential Mode EMI Noise gefiltert wird.
Mit Verweis auf 4 wird nun eine Äquivalenzschaltung 40 für den Common und Differential Mode EMI Filter von 3 beschrieben. Ein Common Mode oder Gleichtaktrauschquellenmodell ist mit den Impedanzen 41 und der Spannungsquelle 42 dargestellt. Die Rauschquelle injiziert Common Mode Rauschen in die Leistungsleitungen mit der Impedanz 43. Der Verstärker 44 erfasst jeden Unterschied zwischen dem Massepotential und der Eingangsleitung und speist ein Signal in die Eingangsleitung ein, um den Common Mode Noise auszugleichen oder zu balancieren.
Mit Verweis auf 5 wird nun ein EMI Filter 50 modelliert, um eine Auslöschung von Common Mode Noise oder Rauschen zu zeigen, der in die Eingangsleitung mit der Leitungsimpedanz 41 injiziert wird. Der Verstärker 52 erzeugt eine Kombinationsspannung V_C in Verbindung mit der Kombinationsimpedanz Z_C, um den Common Mode Rauschstrom und der Spannungsquelle V_N in Verbindung mit der Impedanz Z_M auszulöschen. Dementsprechend verhindert die aktive EMI Filterschaltung 50, dass ein Common Mode Stromrauschen in die Übertragungsleitung eingeführt wird, indem ein Kompensationsstrom zur Verfügung gestellt wird, der dem entspricht, der von der Rauschquelle ausgegeben wird.
Mit Verweis auf 6 wird nun ein Dreiphasen Common Mode Filter 60 beschrieben, das mit einem Dreiphasengleichrichter 61 dargestellt ist. Der Ausgang des Gleichrichters 61 führt die Betriebsstromschienen dem Verstärker 62 zu. Der Verstärker 62 weist keinen Feedbackpfad auf und wird nur mit den Kondensatoren 63 und 64 betrieben, um ein Spannungssignal auszugeben, um eine Common Mode Spannung auf den Eingangsleitungen L1 bis L3 auszubalancieren. Dementsprechend wird ein Masseleitungsstrom auf dem Kondensator 63 erfasst und gegen die Referenz verglichen, die von der Common Mode Spannung von den Eingangsleitungen L1 bis L3 zur Verfügung gestellt wird. Über den Kondensator 64 wird eine Ausgangsspannung des Verstärkers 62 abgegriffen, die dazu tendiert, eine balancierte Spannung zur Verfügung zu stellen, die der Common Mode Spannung entspricht, die auf den Leitungen L1 bis L3 erfasst wird.
Mit Verweis auf 7 wird nun ein Dreiphasengleichtakt und Gegentakt (Common and Differential Mode) Filter 70 dargestellt und beschrieben. Die Konfiguration und der Aufbau des Filters 70 ist eine Kombination der Filter, die in den 3 und 6 angegeben sind. Beispielsweise führt der Filter 71 ein Common Mode und Differential Mode Filtern für die Eingangsleitung L3 aus, während die Filter 72 und 73 das Gleiche für die Eingangsleitungen L2 und L1 zur Verfügung stellen. Den nicht invertierenden Eingängen des Verstärkers 74 wird von der Eingangsleitung L2 eine Common Mode Spannung zugeführt, während die Eingangsleitungen L2 und L3 die Spannungsschienenleistung für den Verstärker 74 zur Verfügung stellen. Die Kondensatoren C3 und C4 werden verwendet, um Spannungen aufzubauen, die in den emittierenden Eingang des Verstärkers 74 zurückgeführt werden, um die Spannung, die von der Eingangsleitung L2 erfasst wird, auszubalancieren. Durch Kompensation der Common Mode Spannung, die auf der Eingangsleitung L2 erfasst wird, stellt der Filter 71 ein Common Mode Filtern bezüglich der Eingangsleitung L3 zur Verfügung. Da jeder EMI Filter 71 bis 73 eine Referenz zu einem Massepotential mit der gleichen aktiven Konfiguration aufweist, wird ein Differential Mode Rauschen zwischen den Eingangsleitungen L1 bis L3 gefiltert zusätzlich zu dem Common Mode Rauschen für jede der Eingangsleitungen L1 bis L3.
Mit Verweis auf 8 wird nun eine Spannungssteuer- oder Regelschaltung 80 für einen Common Mode EMI Filter gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt und beschrieben. Die Schaltung 80 ist ähnlich der in 3 dargestellten mit der Ausnahme, dass die Schienenspannung, die den Verstärkern 81, 82 zugeführt wird, durch eine Spannungssteuer- oder Regelschaltung 83 abgeleitet wird und nicht direkt von den Eingangsleitungen. Die EMI Filter 31 und 32, die in 3 dargestellt sind, hängen von einer hochimpedanten Leistungsversorgung bezüglich der Impedanz der Eingangsleitung ab, um eine angemessene maximale Open Loop (offene Schleifen) Verstärkung zu erzielen. Dementsprechend wird ein MOSFET Q20 als eine konstante Widerstandsquelle betrieben, um eine gesteuerte d-c Leistungsversorgung für die Fehlerverstärker 81 und 82 zur Verfügung zu stellen. Ein Steuertransistor Q21 wird derart angetrieben, dass er einen bestimmten Widerstand für Q20 aufrechterhält. Das Resultat ist eine gesteuerte oder geregelte Spannung, die den Fehlerverstärkern 81 und 82 zugeführt wird. Die Schaltung umfasst eine zener Diode D9 oder einen Transistor Q22, um ein konstantes Spannungsfeedback ungeachtet der ausgelöschten Rauschmenge zur Verfügung zu stellen. Dementsprechend wird ein bestimmter Widerstand zwischen der Spannungsversorgung, die über den Kondensator C13 erhalten wird und der Eingangsleitung 13 zur Verfügung gestellt, der an der Anode einer Diode 7 zur Verfügung gestellt wird. Ein Aufrechterhalten dieses Widerstandes ist wichtig, um die Differential Mode Rauschauslöschung in dem aktiven EMI Filter 80 auszuführen. Wenn der Widerstand zwischen der Eingangsleitung und der Leistungsversorgung zu dem Kondensator 13 nicht aufrechterhalten wird, verliert der Fehlerverstärker seine Schleifenverstärkung und es wird eine schlechte Differential Mode Rauschdämpfung erzielt.
Die Schaltung 80 stellt ebenfalls ein Merkmal zur Verringerung eines Differential Mode Rauschens zur Verfügung, das von der Spannungsregel- oder Steuerschaltung 83 erzeugt wird. D. h. ein Ladestrom, der dem Kondensator C13 zugeführt wird, hat hohe di/dt Spikes, die von einem Schalten des Spannungsreglers und einem Laden des Kondensators 13 herrühren. Eine Feedbackschleife in der Widerstandssteuerung umfasst eine resistive Menge, um das di/dc, das an der Diode D7 beobachtet wird, zu verringern.
9 stellt eine Stromladewellenform dar, die an der Diode D7 ohne eine Widerstandssteuerung beobachtet werden kann und mit einem Widerstandssteuerungsfeedback. Dementsprechend stellen der Transistor Q21 und die Widerstände R24 bis R27 eine Widerstandssteuerung mit geschlossener Schleife (Closed Loop) zur Verfügung und verringern Stromspikes, um das Einführen von weiterem Differential Mode Rauschen in den aktiven EMI Filter von Schaltung 80 zu verhindern.
Obwohl die vorliegende Erfindung mit Verweis auf beispielhafte Ausführungsformen beschrieben worden ist, sind viele Abwandlungen und Modifikationen und andere Anwendungen möglich und werden dem Fachmann dieses Fachgebiets offensichtlich. Es wird deshalb bevorzugt, dass die vorliegende Erfindung nicht durch die spezifische Offenbarung hierin, sondern nur durch die angefügten Ansprüche beschränkt wird.
Zusammenfassung
Ein aktiver EMI Filter (100) erfasst einen Strom in einer Masseleitung oder einer Leistungsübertragungsleitung als Spannung über einen Kondensator (C1), der zu der Leitung gekoppelt ist. Der EMI Filter (100) erfasst eine Gleichtaktspannung und bestimmt einen Unterschied zwischen der Gleichtaktspannung und einem Rauschen, um einen Ausgang zur Verfügung zu stellen, um diesen Unterschied auf Null zu führen. Der resultierende aktive EMI Filter mit geschlossener Schleife (100) erzeugt eine so gute EMI Dämpfung mit einer stark verbesserten Leistung im Vergleich zu einem Stromtransformer Typus EMI Filter. Eine Spannungssteuereinrichtung für den Fehlerverstärker (102) verbessert eine Rauschreduktion, wobei eine Filtereffizienz erhöht wird. Der aktive EMI Filter (100) ist in einem größeren linearen Bereich betreibbar, der größer ist als der von einer vergleichbaren Stromtransformerschaltung, wobei der EMI Filter geringe Kosten und eine hohe Zuverlässigkeit aufweist.

Claims

Ein Filter für ein elektrisches Leistungssystem, umfassend: eine Vielzahl von Spannungsspeichereinrichtungen, die mit Systemleitungen verbunden sind, um Spannungen zu erhalten, die Ströme in den entsprechenden Leitungen betreffen; ein Fehlerverstärker, der mit den Spannungssteuereinrichtungen verbunden ist und betreibbar ist, ein Signal, basierend auf einer Spannungsdifferenz zwischen den Spannungsspeichereinrichtungen auszugeben; wobei das Ausgangssignal mit einer anderen Spannungsspeichereinrichtung gekoppelt ist, um eine Spannung bezüglich des Ausgangssignals zu erhalten; und wobei die Spannung, die von dem Ausgangssignal erhalten wird, den Spannungsunterschied zwischen den Spannungsspeichereinrichtungen beeinflusst, um den Unterschied zu verringern.
Die Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Spannungsspeichereinrichtungen Kondensatoren sind.
Die Schaltung nach Anspruch 1, wobei zumindest eine Systemleitung eine Leistungseingangsleitung ist und die zumindest andere Systemleitung eine Masseleitung ist.
Die Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Systemleitungen Leistungseingangsleitungen sind.
Die Schaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend: eine Spannungsversorgung für den Fehlerverstärker zum Betreiben des Fehlerverstärkers; und wobei die Leistungsversorgung mit einer oder mehreren der Eingangsleitungen in dem elektrischen Leistungssystem verbunden ist.
Die Schaltung nach Anspruch 1, wobei das elektrische Leistungssystem ein Einphasensystem ist.
Die Schaltung nach Anspruch 1, wobei das elektrische Leistungssystem ein Dreiphasensystem ist.
Die Schaltung nach Anspruch 5, wobei die Leistungsversorgung einen Gleichrichter umfasst.
Die Schaltung nach Anspruch 5, wobei die Leistungsversorgung eine gesteuerte Widerstandseinrichtung umfasst.
Die Schaltung nach Anspruch 8, wobei die Leistungsversorgung ferner eine gesteuerte Widerstandseinrichtung aufweist.
Die Schaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend eine gesteuerte Spannungsquelle für den Fehlerverstärker zum Betreiben des Fehlerverstärkers.
Die Schaltung nach Anspruch 11, wobei die Spannungssteuereinrichtung mit einer oder mehreren Eingangsleitungen des elektrischen Leistungssystems verbunden ist.
Die Schaltung nach Anspruch 11, wobei die Spannungssteuerung einen gesteuerten Widerstand umfasst.
Die Steuerung nach Anspruch 11, wobei die gesteuerten Widerstände mit einer spannungsgesteuerten Feedbackschleife verbunden sind, um eine gesteuerte Ausgangsspannung zu erhalten.
Ein Verfahren zur Verringerung von EMI in einem elektrischen Leistungssystem mit einem aktiven EMI Filter, umfassend: Erfassen einer Spannung auf zumindest einer Eingangsleitung oder einer Masseleitung betreffend einen Strom durch die Leitung; Erfassen einer Spannung in zumindest einer anderen der Eingangs- und der Masseleitung; Vergleichen der erfassten Spannungen und Ausgeben eines Spannungssignals, basierend auf einem Unterschied zwischen den Spannungen; und Zuführen des Spannungssignals zur zumindest der Eingangsleitung oder der Masseleitung, um dadurch den Spannungsunterschied zu reduzieren.
Das Verfahren nach Anspruch 15, ferner umfassend ein Verstärken des Spannungsunterschiedes, um eine Feedbacksteuerung mit geschlossener Regelschleife zu erhalten.
Ein aktiver EMI Filter, umfassend: einen Fehlerverstärker zum Verstärken eines Fehlersignals; einen Kondensator, der mit einem Eingang des Fehlerverstärkers verbunden ist, um eine Spannung zu entwickeln, die einen erfassten Strom betrifft; einen zweiten Kondensator, der mit einem zweiten Eingang des Fehlerverstärkers verbunden ist, um eine Spannung zu entwickeln, die einen erfassten Strom betrifft; einen Ausgangskondensator, der mit einem Ausgang des Fehlerverstärkers verbunden ist und zumindest einem des ersten und des zweiten Kondensators; eine Spannungssteuereinrichtung, die mit einem Spannungsversorgungseingang des Fehlerverstärkers verbunden ist; und wobei der Fehlerverstärker betreibbar ist, einen Spannungsunterschied zu erfassen, der sich zwischen den ersten und zweiten Kondensatoren entwickelt und eine Spannung dem Ausgangskondensator zuführt, um den Spannungsunterschied zwischen den ersten und zweiten Kondensatoren zu kompensieren.
Ein EMI Filter, umfassend: eine variable Spannungsquelle, die basierend auf einem erfassten elektrischen Signal steuerbar ist; eine Impedanz, die mit der variablen Steuerquelle verbunden ist; einen Knoten mit einem Gleichtaktrauschen, umfassend eine Rauschspannung und eine Impedanz der Einrichtung, wobei der Knoten ein gemeinsamer bezüglich der variablen Spannungsquelle ist; eine Steuereinrichtung für die variable Spannungsquelle, die mit der variablen Spannungsquelle verbunden ist und betreibbar ist, einen Strom in Kombination mit der Impedanz zu erzeugen, um einem Strom, der von der Rauschspannungsquelle erhalten wird und einer Impedanz der Einrichtung an dem Knoten zu entsprechen.