DE69820262T2

DE69820262T2 - Verfahren und vorrichtung zur steuerung der schalter in einem steuersystem mit variabeler struktur und steuerbarer frequenz

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Publication number: DE69820262T2
Application number: DE69820262T
Authority: DE
Inventors: Jean-Claude Le Claire; Joseph Saillard; Sami Siala; Rene Le Doeuff
Original assignee: ECOLE SUPERIEURE ATLANTIQUE D; Ecole Superieure Atlantique D'ingenieurs En Genie Electrique Esa Igelec
Current assignee: ECOLE SUPERIEURE ATLANTIQUE D; Ecole Superieure Atlantique D'ingenieurs En Genie Electrique Esa Igelec
Priority date: 1997-07-01
Filing date: 1998-06-30
Publication date: 2004-09-16
Anticipated expiration: 2018-07-01
Also published as: AU8444498A; CA2295846A1; WO1999001925A1; DE69820262D1; CN1268260A; US6376935B1; EP0992105A1; IL133756A; FR2765746B1; CN1115768C; IL133756A0; CA2295846C; EP0992105B1; JP2002508150A; FR2765746A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Impulsmodulation. Sie bezieht sich insbesondere auf die Steuerung der Frequenz und der Breite von Impulsen zur Steuerung von Schaltern, insbesondere von Leistungsschaltern. Das Anwendungsgebiet der Erfindung ist insbesondere das Gebiet der Steuersysteme mit variabler Struktur (Steuerung mit Hysterese, direkte Drehmomentsteuerung DSR (in Englisch: DTC, Direct Torque Control) und der Pulsweitenmodulation (PWM) und/oder der Pulsfrequenzmodulation (PFM).
Moderne elektrische Einrichtungen bestehen hauptsächlich aus den in 1 dargestellten vier Modulen.
Die Quelle 11 kann eine ein- oder dreiphasige, Gleich- oder Wechselquelle sein. Der Impulswandler 12 gewährleistet die Funktion der Anpassung der Quelle an die für eine ordnungsgemäß funktionierende Last 13 erforderliche Speisungsart:

– eine konstante Gleichquelle wird in eine einphasige Wechselquelle mit variabler Frequenz und Amplitude umgewandelt,
– eine dreiphasige Wechselquelle wird in eine Gleichquelle mit variabler Amplitude umgewandelt,
– usw.

Die Steuerung dieser Umwandlung der Quellenart wird von dem Steuermodul 14 gewährleistet. Dieses Modul integriert im Allgemeinen zwei Funktionen:

– Regelung einer oder mehrerer Lastgrößen,
– Umwandlung der Reglerausgänge in Steuersignale für die Leistungsschalter.

Im Vergleich zu den herkömmlichen Steuerungen finden die Steuersysteme mit variabler Struktur immer öfter Anwendung. Diese Technik ist auch unter der Bezeichnung Gleitmodus-Steuerung (Sliding-Mode-Steuerung) oder direkte Momentsteuerung DSR (in Englisch: DTC, Direct Torque Control) bekannt.
Man kann zwei hauptsächliche Arten von Steuersystemen mit variabler Struktur unterscheiden, welche in 2 beziehungsweise 3 dargestellt sind.
2 stellt den Fall eines Strukturwechsels durch Umschaltung einer Zustandsrückkopplung dar. In Abhängigkeit des von dem Umschaltgesetz S(x)25 gesteuerten Schalters 24 erhält das elektrische System 21 die Spannung eines Verstärkers 22, welcher durch eine von dem einen oder dem anderen Modul K1, K2 (23₁ und 23₂ ) abgegebene Vorgabespannung gesteuert wird.
3 zeigt ihrerseits den Fall eines Strukturwechsels durch Umschaltung am Verstärker (Leistungswandler). Das Umschaltgesetz S(x) steuert in diesem Fall den Schalter 31, welcher die ausgewählte Spannung E_max oder E_min abgibt.
Aus einer Beziehung zwischen Vorgabe und Zustandsvariablen des Systems zur Sicherstellung der Stabilität, der Robustheit und der Befolgung der Vorgabe ergibt sich das Umschaltgesetz S(x) zu: u = Emax wenn S(x) > 0 u = Emin wenn S(x) < 0
Der Vorteil dieser Steuerung liegt in der sehr schnellen Dynamik und der sehr guten Robustheit gegen Parameterveränderungen. Es ist möglich, dass die Umschaltung bei sehr hoher (theoretisch unendlich hoher) Frequenz stattfindet, so dass das System im Sliding Mode (Gleitmodus) arbeitet.
In der Praxis erweist sich dieser Aspekt jedoch als ein bedeutender Nachteil. Es gibt nämlich keine Steuerung der von dieser Steuerungsart den Schaltern des statischen, das elektrische System versorgenden Wandlers 12 vorgegebenen Frequenz. Diese Frequenzen können in manchen Fällen für den statischen Wandler schädlich sein.
Dieses Problem ist gut bekannt. Zu dessen Lösung wurden bereits viele Methoden vorgeschlagen:

– die Ausgangsrelais des Reglers durch Hysteresen ersetzen mit einem in Abhängigkeit der Systemparameter berechneten Band, welche Systemen zur Steuerung der Bandbreite der Hysterese in Abhängigkeit des Arbeitspunktes zugeordnet sind;
– eine Hilfschätzfunktion und einen Regler der Umschaltfrequenz hinzufügen. Parameter dieses
Frequenzcontrollers'' werden in Abhängigkeit der Parameter des zu steuernden Systems berechnet;
– den Regler mit
variabler Struktur'' in zwei Unterregler aufteilen: der eine wird für eine Linearisierung des Modells des zu steuernden Systems abgeleitet und der andere ist ein Abbild des Basisreglers. Er gibt die Dynamik in einer Schleife ohne Ausgang sowie die Robustheit gegen geringe Parameterveränderungen vor.

Ferner gibt es im Fall der Regelung der Ströme eines Dreiphasenwechselstrommotors zwei typische Lösungen: die Steuerung durch Pulsweitenmodulation (PWM) und die Steuerung mit Hysterese.
Die Quelle ist von Gleichspannungstyp (d. h. mit Durchschnittswert nicht gleich Null im Gegensatz zu einer Wechselspannung), die Last ist ein Dreiphasensynchronmotor oder ein Dreiphasenasynchronmotor, und der Leistungswandler ist ein dreiphasiger Spannungswechselrichter (Umwandlung einer konstanten Gleichspannung in drei Wechselspannungen mit variabler Frequenz und variabler Amplitude). Das Steuermodul muss die Motorströme von drei beispielsweise sinusförmigen Wechselreferenzen abhängig machen.
Das Prinzip der Steuerung durch Pulsweitenmodulation PWM ist in 4 angegeben.
Der Fehler zwischen dem Referenzstrom 41 und dem gemessenen Strom 42 wird von einem Kompensationsglied behandelt. Die Steuerung der Leistungsschalter 44 und 45 wird durch den Vergleich 46 des Ausgangs des Reglers 43 mit einem Dreiecksignal 47 erzielt, das im Vergleich mit der Frequenz der Referenzströme eine sehr hohe Frequenz aufweist (40- bis 100-mal höher oder sogar mehr).
Diese Steuerungsart stellt eine Umschaltung der Leistungsschalter mit konstanter Frequenz (Frequenz des Dreieck-Modulationssignals) sicher; die von den Lastparametern und dem Arbeitspunkt abhängende Stromwelligkeit ist jedoch nicht unter Kontrolle. Die Reglersynthese basiert im Allgemeinen auf den linearen Regelungen, wodurch eine Phasenverschiebung eingeführt wird, die den linearen Übertragungsfunktionen innewohnt, es sei denn, es wird ein hohen Ansprüchen genügendes Kompensationsglied verwendet, welches einen recht leistungsfähigen Prozessor oder eine sehr komplexe Analogkarte erfordert.
In jedem Fall hängt die Qualität der Regelung eng mit der Feinheit zusammen, mit der die Parameter des Systemmodells bestimmt wurden.
Gemäß einem zweiten Verfahren, durch dessen Verwendung die Leistungen der Regelung gegen die Frequenz der Ströme wenig empfindlich gemacht werden, erfolgt ein Basiswechsel mittels einer nichtlinearen Transformationsmatrix (als Parksche Transformation bezeichnet), wodurch die Wechselgrößen in der neuen Basis in Gleichgrößen (Konstanten) umgewandelt werden. Da die Ströme in dieser Basis Gleichströme sind, werden die Kompensationsglieder zur Sicherstellung guter Leistungen bei einer Frequenz gleich Null festgelegt.
Dieses Verfahren ermöglicht eine Unabhängigkiet von dem Problem der variablen Frequenz dieser Referenzen für die Synthese der Regler der Ströme unabhängig, die Empfindlichkeit gegen die Parameter des Systemmodells bleibt im Vergleich zur vorigen Methode jedoch unverändert.
Das Prinzip der Steuerung mit Hysterese ist in 5 dargestellt. Es besteht darin, mittels dreier Komparatoren mit Hysterese 51 (im Falle eines Dreiphasensystems) die tatsächlichen Ströme in der Maschine innerhalb einer vorgegebenen, auf die Referenzströme zentrierten Bandbreite zu halten.
Die Stromwelligkeit ist dann zwar vorgegeben, jedoch ist die Umschaltfrequenz frei und variabel. Sie hängt hauptsächlich von der vorgegebenen Bandbreite und den Zeitkonstanten des zu steuernden Systems (des Motors im vorliegenden Fall) ab. Dieses Verfahren weist folgende Vorteile auf:

– durch einen einfachen Komparator mit Hystere 51 können die Ströme geregelt und die Steuerungen der Schalter des Leistungswandlers erzeugt werden;
– die Regelung ist nichtlinear, wodurch die Phasenverschiebung nahezu gleich Null gemacht werden kann und der Verstärkungsfehler zwischen den Referenzströmen und den tatsächlichen Strömen minimiert werden kann;
– die Leistungen der Regelung sind gegen die Parameter des Systemmodells wenig empfindlich.

Sie weisen hingegen mehrere Nachteile auf, insbesondere wegen der schlechten Steuerung der Umschaltfrequenz der von den Steuersignalen 44 und 45 gesteuerten Leistungsschalter:

– die Beanspruchungen durch die Umschaltung sind im Bereich des Leistungswandlers sehr hoch (Erwärmungen, Umschaltfehler, ...);
– die Veränderung der Umschaltfrequenz kann hörbare störende Geräusche erzeugen.

In: Rashidi N. H., 'Improved and less load dependent three-phase current-controlled inverter with hysteretic current controllers', IEEE Traansactions on Industrial electronics, Vol. 42, Nr. 3, 1. Juni 1995, S. 325–330 wird ein neues Konzept für einen an der Stromregelung wirkenden Komparator mit Hysterese erläutert. Das Funktionsprinzip ist wie folgt.
Die Lastströme i_A, i_B und i_C werden gemessen und jeweils mit den Referenzsignalen i*_A, i*_B und i*_C verglichen. Die Fehler e_A, e_B und e_C in den Strömen steuern drei Stromcontroller mit Hysterese an, welche die Leistungsschalter des Wandlers durch einen Signalverteiler steuern. Die jeweiligen Ausgangssignale der Komparatoren mit Hysterese werden mit u_A, u_B und u_C bezeichnet. Die entsprechenden Signale werden über eine negative, eine Funktion erster Ordnung einführende Rückkopplungsschleife auf die Stromcontroller mit Hysterese für jede Phase des Wandlers rückgekoppelt, und zwar beispielsweise zur Verringerung des Stromfehlers.
Die Neuheit besteht daher in der Verwendung einer dem Komparator mit Hysterese hinzugefügten Rückkopplungsschleife mit einer Funktion erster Ordnung in, der Schleife, die dem Komparator die Eigenschaften eines Proportional- und abgeleiteten Kompensationsglieds hinzufügt – daher die sich daraus ergebenden Leistungen. Dieser Stromcontroller mit Hysterese mit einer internen Schleife verhält sich nämlich wie ein Controller mit Proportional- und abgeleitetem Kompensationsglied, welches eine schnelle Antwort des Wandlers auf die schnellen Veränderungen des Referenzstromes sicherstellt. In diesem Dokument wird somit ein Verfahren zur Erzeugung von Impulsen unter Verwendung von Komparatoren mit Hysterese beschrieben. Dies ist jedoch nicht der Gegenstand der Erfindung.
Folglich ist keine der genannten Techniken zufrieden stellend. Sie sind nämlich alle von den Parametern des zu steuernden Systems abhängig, wodurch selbstverständlich die erwarteten Vorteile der Steuerung mit variabler Struktur sich insbesondere in Hinblick auf die Allgemeingültigkeit verringern.
Diese Techniken sind ferner oft teuer und setzen die Verwendung von komplexen elektronischen Mitteln oder gar von sehr schnellen Prozessoren voraus.
In anderen Dokumenten wie beispielsweise in: Nabae A. et al., 'A novel inverter with sinusoidal voltage and current output', IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, Vol. 1, 9. Oktober 1992, S. 867–871 ist ein idealer Leistungswandler für die Steuerung von Wechselstrommotoren mit variabler Frequenz angegeben, in den ein Aktivfilter zum Kompensieren der durch ein LC-Filter bedingten Harmonischen eingeführt wurde. In diesem Dokument wird daher eine Lösung beschrieben, welche darin besteht, die durch das am Ausgang des Leistungswandlers angeordnete LC-Filter bedingten Schwingungen zu beseitigen. Zur Beseitigung dieser mit der Resonanzfrequenz des Filters zusammenhängenden Schwingungen fügen die Verfasser einen Rückkopplungsschaltkreis wie in 4 angegeben hinzu. In diesem Dokument wird somit angestrebt, die am Ausgang eines Systems vorhandenen Schwingungen zu beseitigen, nicht jedoch das System in Schwingung zu bringen.
Eine ähnliche Zielsetzung ist in dem Patent US-A-5,543,753 beschrieben. Hierin umfasst nämlich die Schalterleistungsstufe wiederum eine Rückkopplungsschleife zur Dämpfung der durch eine in dieser Leistungsstufe angeordnete Induktivität verursachten Stromschwingungen. Hierzu wird ein Filter verwendet, dessen Eigenfrequenz in der Nähe der höchsten Frequenz des vom vollständigen Verstärker verarbeiteten Audiosignals liegt. Dieses Filter beseitigt die Signale, deren Frequenzen oberhalb der Bandbreite des Audiosignals liegen. Dieses LC-Filter und das nachfolgend im Rahmen der vorliegenden Erfindung beschriebene Filter erfüllen somit andere Zwecke, da die Aufgabe des erfindungsgemäßen Filters darin besteht, in eine besondere hohe Frequenz eine besondere Phasenverschiebung einzuführen, um das System zum Schwingen zu bringen, während im vorgenannten Dokument die Beseitigung der vorhandenen Schwingungen angestrebt wird.
Der Erfindung liegt insbesondere die Aufgabe zugrunde, diese Nachteile im Stand der Technik zu beheben.
Der Erfindung liegt die genauere Aufgabe zugrunde, eine Steuerungstechnik für die Umschaltung der statischen Wandler in einem Steuersystem mit variabler Struktur zu schaffen, welche sich in einer ersten Annäherung gegen die Parameterveränderungen des zu steuernden Systems sehr wenig empfindlich oder gar praktisch unabhängig von diesen erweist.
Aufgabe der Erfindung ist es ferner, eine solche Technik zu schaffen, welche einfach und kostengünstig umzusetzen ist.
Weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine solche Technik zu schaffen, die in einen integrierten Schaltkreis einbaubar ist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine solche Technik zu schaffen, die mit jedem beliebigen System kompatibel ist und insbesondere sowohl in einphasigen wie auch in mehrphasigen Systemen eingesetzt werden kann.
Gelöst werden diese Aufgaben sowie weitere, aus dem Folgenden ersichtliche Aufgaben erfindungsgemäß mit Hilfe eines Verfahrens zur Steuerung der Dauern und Perioden der Leitung von mindestens einem Leistungsschalter in einem solchen Steuersystem mit variabler Struktur, das mindestens einen betätigbaren Schalter umfasst, um ein bestimmtes, einem elektrischen System zugeordnetes elektrisches Signal abzugeben in Abhängigkeit von einem Steuersignal, wobei ein Eingangs-Referenzsignal und ein am Ausgang dieses elektrischen Systems abgenommenes, rückgekoppeltes Signal berücksichtigt werden, wobei in diesem Verfahren auf das genannte Steuersignal eine Schwingung mit steuerbarer Frequenz angewendet wird, die durch Filtern des genannten rückgekoppelten Signals erhalten wird, wobei das Filtern so definiert ist, dass eine Phasenverschiebung um –180° zwischen dem rückgekoppelten und gefilterten Signals zum einen und dem Eingangssignal des genannten elektrischen Systems zum anderen bei der genannten steuerbaren Frequenz herbeigeführt wird.
Erfindungsgemäß wird, anders ausgedrückt, eine Modulation des Steuersignals erzeugt. Es lässt sich dann feststellen, dass die Rückkopplungskette zwei Funktionen gleichzeitig sicherstellt: eine Regelungsfunktion, da das Steuersignal dem Referenzeingangssignal folgen wird, und eine Schwingungsfunktion, mit der das Kippen der Schalter auf eine bestimmte maximale Frequenz begrenzt ist.
Es ist anzumerken, dass für den Fachmann dieser Ansatz ganz neu ist und insbesondere dessen vorgefassten Meinungen widerspricht. In solchen Systemen versuchen nämlich die Regeltechnik-Fachleute immer, die Schwingungen zu vermeiden, die für sie mit Instabilität gleichbedeutend sind.
Die Erfindung betrifft ebenfalls die Vorrichtungen zur Steuerung mindestens eines Leistungsschalters, welche ein solches Verfahren umsetzen. Eine solche Vorrichtung enthält daher Mittel, um auf das genannte Steuersignal eine Schwingung anzuwenden bei einer steuerbaren Frequenz, die durch Filtern des genannten rückgekoppelten Signals erhalten wird, wobei das Filtern so definiert ist, dass eine Phasenverschiebung um –180° zwischen dem rückgekoppelten und gefilterten Signal zum einen und dem Eingangssignal des genannten elektrischen Systems zum anderen bei der genannten steuerbaren Frequenz herbeigeführt wird.
Dieses Ergebnis wird mit Hilfe einer Funktion zwischen dem Ausgang und dem Eingang von Verstärkungsmitteln erzielt. Gemäß einer besonderen Ausführungsform kann es mit Hilfe eines analogen elektronischen Filters erzielt werden, dessen Eigenfrequenz in der Nähe der genannten steuerbaren Frequenz liegt.
Je nach Ausführungsform und Anwendung kann die genannte steuerbare Frequenz im wesentlichen konstant oder regelbar sein. Im letzten Fall können die genannten Filtermittel beispielsweise ein umschaltbares Filter enthalten.
Im übrigen kann die erfindungsgemäße Vorrichtung sowohl bei einphasigen Systemen als auch bei mehrphasigen Systemen angewendet werden.
Im Falle eines mehrphasigen Systems umfasst die Vorrichtung für jede einzelne Phase vorteilhafterweise:

– ein Filter für das rückgekoppelte Signal, wobei das Filtern so definiert ist, dass dadurch eine Phasenverschiebung um –180° zwischen dem rückgekoppelten und gefilterten Signal zum einen und dem Eingangssignal des elektrischen Systems zum anderen bei der genannten steuerbaren Frequenz herbeigeführt wird, und
– ein kombiniertes Tiefpass- und Hochpassfilter, das das genannte Steuersignal abgibt, wobei das Tiefpassfilter einen ersten Komparator und das Hochpassfilter einen zweiten Komparator speist.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann mit Hilfe von analogen Mitteln realisiert werden, wodurch sich eine sehr schnelle und relativ kostengünstige Anordnung ergibt.
Insbesondere im Falle von mehrphasigen Systemen kann sie ebenfalls mit Hilfe von analogen Mitteln und digitalen Verarbeitungsmitteln realisiert werden. Dadurch lassen sich wiederum höhere Leistungen als mit den vollständig digitalen bekannten Systemen erzielen.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist vorteilhaft in einen integrierten Schaltkreis eingebaut. Dies wird dadurch ermöglicht, dass die Erfindung sich relativ einfach umsetzen lässt. Es ist daher möglich, ein einziges Bauteil herzustellen, das auf sehr zahlreichen Gebieten Anwendung findet.
Im Gegensatz zu den bekannten Techniken ist nämlich anzumerken, dass das erfindungsgemäße Verfahren, die erfindungsgemäße Vorrichtung und das erfindungsgemäße System keine genaue Kenntnis der Parameter der zu speisenden Last voraussetzen. Mit anderen Worten: Für den erfindungsgemäßen Ansatz wird in einer ersten Annäherung allenfalls die Kenntnis der Ordnung des zu steuernden Systems benötigt.
Die Erfindung betrifft selbstverständlich auch die Steuersysteme mit variabler Struktur, bei denen eine solche Vorrichtung zum Einsatz gelangt.
Weitere nicht erschöpfende, lediglich beispielhaft und zur Veranschaulichung angegebene Merkmale und Vorteile der Erfindung werden beim Lesen der nachfolgenden Beschreibung einer Ausführungsform der Erfindung sowie anhand der beigefügten Zeichnungen deutlicher
In den bereits besprochenen und den Stand der Technik betreffenden 1 bis 5 zeigt:
1 in einer schematischen Darstellung ein System, auf das die Erfindung anwendbar ist;
2 und 3 zwei bekannte Ausführungsformen der Steuerung eines Systems mit variabler Struktur, welche einem Strukturwechsel durch Umschaltung einer Zustandsrückkopplung oder durch Umschaltung am Verstärker entsprechen;
4 das an sich bekannte Prinzip der Steuerung durch Pulsbreitenmodulation;
5 das ebenfalls bekannte Prinzip der Steuerung mit Hysterese.
Die darauf folgenden Figuren betreffen die Erfindung sowie die Art und Weise ihrer Umsetzung:
6A und 6B zeigen in einer schematischen Darstellung das allgemeine Prinzip der Erfindung gemäß zwei möglichen Implementierungen;
7 zeigt im Einzelnen die theoretische Struktur eines Systems gemäß 6;
8 zeigt das zur Untersuchung des linearen Bereichs des Systems verwendete Modell;
9 bis 12 zeigen Bode-Verstärkungs- und – Phasenkurven für das Modell gemäß 8;
13 stellt das vollständige erfindungsgemäße System dar;
14 zeigt die mit dem System gemäß 13 erhaltenen Signale;
15 ist eine Vergrößerung eines Ausschnitts aus 14;
16 zeigt ein Beispiel für die Umsetzung des erfindungsgemäßen Systems;
17 stellt die auf dem System gemäß 16 festgestellten Signale dar;
18 stellt das Stromspektrum in der Last des Systems gemäß 16 dar;
19 zeigt ein Simulationsmodell für die Analyse der Ansteuerung des Modulators;
20 bis 21 zeigen die mit dem Modell gemäß 19 erhaltenen Signale;
22 stellt den Fall der Anwendung des Modulators in einem Modell für die Steuerung eines Gleichstrommotors dar;
23 zeigt die im Falle der 22 festgestellten Ströme;
24 stellt eine Ausführungsform der Erfindung für dreiphasige Lasten dar;
25 und 26 zeigen die im Falle der 24 erhaltenen Ströme;
27 stellt eine weitere Ausführungsform für eine Phase im Falle einer mehrphasigen Last dar.
1. Prinzip der Erfindung
Die 6A und 6B zeigen das allgemeine Prinzip der Erfindung. Die mit elektrischer Leistung zu speisende Last 61 erhält diese Leistung herkömmlicherweise von einem Verstärker 62, dessen Leistungsschalter von dem Fehlersignal 63 gesteuert sind.
Wie bereits erwähnt, beruht die Neuheit der Erfindung hauptsächlich auf der Erzeugung dieses Fehlersignals 63. Mit anderen Worten: Die Erfindung schlägt eine neue, zahlreiche Vorteile aufweisende Technik der Impulsmodulation (Pulsmodulation) vor.
Dieses Signal 63 wird nämlich durch die Erzeugung einer Schwingung erhalten, welche durch das Einsetzen eines Filters 64 in die Rückkopplungskette im Falle der 6A erzeugt wird. Das Signal 63 stellt somit die Differenz zwischen dem Referenzsignal 65 und dem gefilterten Signal 66 dar.
Im Falle der 6B ist das Filter 64 dem Verstärker 62 vorgeschaltet.
Man erhält somit praktisch unabhängig von den Eigenschaften der Last 61 ein Fehlersignal, das auf eine in der Nähe der Eigenfrequenz des Filters 64 liegenden Frequenz moduliert ist.
2. Beispiel eines Modulators
2.1 Übersicht eines Modulators
7 zeigt im Einzelnen die theoretische Struktur eines Systems, in dem das Prinzip gemäß 6 umgesetzt wird. Es bildet folglich einen Modulator, welcher die Steuerung eines niederfrequenten Starkstroms in einer elektrischen Last 71 in Abhängigkeit eines als Abbild des in dieser Last zu erzeugenden Stroms dienenden Referenzsignals 72 ermöglicht.
Das System ist nach dem Modell eines geregelten Systems aufgebaut und ist daher mit einer Vorwärtskette und einer Rückkopplungskette versehen. Das Eingangssignal ist somit der Referenzstrom 72 und das Ausgangssignal ist der die Last 71 durchquerende Starkstrom 73.
Die Vorwärtskette besteht von links nach rechts aus den Übertragungsfunktionen R_T 74, einem nichtlinearen Leistungsspannungsverstärker 75 und aus der Funktion F1 71.
Die Rückkopplungskette besteht von rechts nach links aus den Übertragungsfunktionen R_T 76 und F2 77 und spielt tatsächlich zwei nachfolgend beschriebene Rollen gleichzeitig.
Die Funktion R_T 74 ist eine reale und positive Transimpedanz.
Die Funktion F1 71 steht stellvertretend für die elektrische Last, welche in einer ersten Annäherung mathematisch durch eine Übertragungsfunktion des Typs Tiefpassfunktion erster Ordnung ausgedrückt wird. Sie führt keine Phasenverschiebung im stark niederfrequenten Bereich ein. Ihre Abschaltfrequenz beträgt in der Praxis einige Hundert Hertz.
Die Funktion F2 steht stellvertretend für ein Tiefpassfilter zweiter Ordnung. Sie führt keine Phasenverschiebung im stark niederfrequenten Bereich ein. Ihre Eigenfrequenz übersteigt einige Kilohertz.
Da die Eingangssignale 72 und die Ausgangssignale 73 jeweils eine Transimpedanz R_T ansteuern, sind die zwei Eingänge des Komparators 78 physikalisch gleichmäßig bei Spannungen.
Der Verstärker 75 ist ein nichtlinearer Verstärker. Er empfängt ein Signal, das physikalisch somit eine Spannung ist. Er gibt an seinem Ausgang eine Spannung ab, welche vom Vorzeichen der an den Eingang angelegten Spannung abhängt.
Der zwischen der Eingangsübertragungsfunktion R_T 74 und dem Verstärker 75 angeordnete Komparator 78 spielt zwei Rollen: die Rolle des Fehlerdetektors und die Rolle des Phasenverschiebers. Diese zwei Rollen werden nachfolgend begründet.
Nachfolgend werden die am negativen Eingang des Komparators, am Ausgang des Komparators und am Eingang des Verstärkers vorhandenen Signale mit x_r, x_er und x_e angegeben, wobei die jeweiligen Indizes "zurück", "Fehler" und "Eingang" bedeuten.
2.2 Funktionsprinzip des Modulators
Die Rückkopplungskette wird in zwei elektronischen Funktionen gleichzeitig verwendet.
Erstens bewirkt die Rückkopplungskette eine Rückkopplung des Ausgangs 73 auf den Eingang des x_r des Komparators 78. Dadurch kann am Ausgang 73 ein Signal als Abbild des am positiven Eingang des Komparators vorhandenen Signals erhalten werden, welches bis auf den Koeffizienten R_T proportional zum Eingangssignal 72 des Modulators ist.
In diesem Fall hat der Komparator 78 an seinem negativen Eingang ein Signal, das dauernd zum an seinem positiven Eingang angelegten Signal – dem so genannten Referenzsignal – hin tendiert.
Der der Rückkopplungskette zugehörige Komparator ermöglicht die Regelung des Ausgangsstromes in Abhängigkeit von dem Eingangsstrom.
Zweitens führt die Rückkopplungskette bei einer besonderen Frequenz eine Phasendrehung um –180 Grad zwischen dem Ausgang des Verstärkers 75 und dem negativen Eingang x_r des Komparators 78 ein. Diese Phasendrehung ist selbstverständlich abhängig und stark beeinflusst von Filter F2 77.
Diese Phasendrehung beträgt 0° modulo 360 zwischen dem Ausgang des Verstärkers 75 und dessen Eingang.
Das in 8 dargestellte Modell wird zum Erhalten von Ergebnissen bezüglich der Phasenverschiebungen, der durch die Filter F1 71, F2 77, RT 76 herbeigeführten Dämpfungen und des Komparators (Verstärkung -1) 81 verwendet:
Mit diesem Modell können Bode-Verstärkungs- und – Phasenkurven (9 bis 12) des Schaltkreises ohne den Verstärker 76 gezeichnet werden. Die beispielhaft berücksichtigten Basis-Zahlenwerte sind wie folgt:
R = 4,23 ζ
R_T = 1,35 V/A
ξ = ksi = 0,707
Für die Beurteilung der Rolle des Filters F2 in Bezug auf die besondere Frequenz, bei der die Phasenverschiebung 0 Grand modulo 360 Grad beträgt, kann nämlich die erhaltene Phasenverschiebung betrachtet werden. Es werden 3 F1 71 verändernde L-Werte verwendet:

– 9,0 mH (Kurven 91, 101, 111 und 121), d. h. 27,3 mH – 67%,
– 27,3 mH (Kurven 92, 102, 112 und 122),
– 37,5 mH (Kurven 93, 103, 113, 123), d. h. 27,3 mH + 37%.

Die 9 und 10 zeigen die Bode-Aufzeichnungen für F_P gleich 10 kHz. Die 11 und 12 zeigen ebenso die Bode-Aufzeichnungen für F_P gleich 3,5 kHz.
Diese Ergebnisse bestätigen in den sechs Fällen (F_P-Veränderungen, L-Veränderungen), dass die besondere Frequenz (Phasenverschiebung von 0 Grad modulo 360 Grad) in nächster Nähe der Eigenfrequenz des Filters zweiter Ordnung liegt.
Diese Frequenz ist daher für die ausgewählten Zahlenwerte wenig empfindlich gegen die Parameter der elektrischen Last.
Durch den nichtlinearen Verstärker 75 kann die Verstärkungsbedingung erfüllt werden. Die Schwingungsbedingungen werden eingehalten.
2.3 Der Modulator
Dieses Mal wird der Referenzeingang benutzt. Das in 13 dargestellte System erstellt gleichzeitig die Regelung des Ausgangsstromes in Abhängigkeit von dem niederfrequenten Eingangsreferenzsignals und die Steuerung der Schwingungsfrequenz f_osc.
Der positive Eingang des Komparators 78 empfängt eine sinusförmige Information. Der zu reproduzierende Referenzstrom kann tatsächlich eine beliebige Form haben. Die nachfolgend beschriebene besondere Fallgestaltung gilt für bestimmte Sinusanwendungen und veranschaulicht die folgenden Analysepunkte.
Der Strom I_ref wird sinusförmig ausgewählt: I_ref = I.sin(ϖ_sf). Die folgenden Parameter werden zur Verdeutlichung der Folge verwendet:
L = 5 mH
R = 15 Ω
τ1 = 333 μs
f_d = 478 Hz
F_p = 10 kHz
I = 16 A
f_s = 200 Hz
R_T = 1 V/A
E = 300 V
ξ = 0,707
Der Verlauf der unterschiedlichen eingesetzten Signale ist in 14 dargestellt.
Unter Berücksichtigung der vollständigen Phasendrehung von 0 Grad bis –450 Grad (Extreme bei –90 Grad, 0 Grad, –180 Grad, mit F1, R_T, F2, negativem Eingang des Komparators) vom Ausgang des nichtlinearen Verstärkers bis zu seinem Eingang gibt es somit eine besondere Frequenz, bei der das System ein schwingendes System ist.
Durch die Regelschleife kann ferner am negativen Eingang des Komparators ein Signal erhalten werden, das dauernd zu dem an seinem positiven Eingang angelegten Signal hin tendiert. Da angenommen wird, dass die Transimpedanzen R_Tref und R_T identische Werte haben, tendiert der Strom I_s dauernd zum Referenzstrom I_ref hin.
In 14 zeigen das Referenzsignal I_ref (171), das Verstärkerausgangssignal V_s (172), das Signal I_s (173) und das Komparator-Rückkopplungssignal V_r (174) diesen Ablauf. Eine Vergrößerung der Figur (15) macht dieses Ergebnis besser sichtbar.
3. Umsetzung
3.1 Experimentelle Versuche am Modulator
3.1.1Praktische Ausführung des Modulators
Für diese Versuche wurde eine elektronische Karte hergestellt. Auf dieser Karte kann die Eigenfrequenz des Tiefpassfilters zweiter Ordnung F₂ 77 gesteuert werden. Die Steuerung der Eigenfrequenz erfolgt durch die Verwendung eines umschaltbaren Filters.
3.1.2. Blockschaltbild der Anwendung des Modulators
Dieses Blockschaltbild ist in 16 dargestellt. Für die Versuche sind die Schalter innerhalb eines Leistungswechselrichters 201 angeordnet, der von dem dreiphasigen Netz 202 über einen Leistungsgleichrichter 203 gespeist wird. Der Modulator 204 wird von dem Referenzsignal 205 angesteuert, bei dem es sich um eine Spannung handelt, welche dem mit dem Wert der Transimpedanz R_T des Sensors multiplizierten zu reproduzierenden Strom entspricht.
3.1.3 Versuche auf resistiver und induktiver Last
Für den Versuch sind die Parameter wie folgt:
R = 4,23 Ω
L = 27,3 mH
τ1 = 6,45 ms
R_T = 1, 35 V/A E = 180 V
F_p = 3,64 kHz
I Spitzenstrom = 3 A
f_s Stromfrequenz = 200 Hz
Der bereits in der theoretischen Analyse angetroffene Parameter RT ist die Transimpedanz des Stromsensors. Der in der Leitung für die Lastspeisung 'abgenommene' Strom wird um den Koeffizienten 'verstärkt', welcher R_T gleich ist, hier auf 1,35 V/A festgelegt.
Das Referenzsignal 211 des Modulators und das Signal 212 hinter dem Stromsensor sind in 17 dargestellt.
Diese praktischen Ergebnisse zeigen, dass das Signal 212 Referenzsignal 2111 hinter dem Sensor gut folgt. Bei den zwei Signalen handelt es sich beim ersten um den um den Koeffizienten R_T verstärkten Referenzstrom und beim zweiten um den Strom in der Last, welcher mit demselben Koeffizienten R_T multipliziert wurde.
Das derart erhaltene Spektrum des Stroms in der Last ist in 18 gezeigt.
Dieses Spektrum offenbart eine Grundschwingung bei 200 Hz (Spektrallinie Nr. 1), danach ein Spektralrauschen bis 4200 Hz (Spektrallinie Nr. 2).
Eine Spektrallinie starker Amplitude erscheint bei 4490 Hz (Spektrallinie Nummer 3). Mit den zwei anderen beidseitigen Spektrallinien ergibt sich hier eine Spektralgruppe, die indirekt die mittlere Frequenz der Schwingung, d. h. des Verbrauchs der Leistungsschalter angibt.
3.1.4 Empfindlichkeit des Modulators gegen Parameterveränderungen
3.1.4 Empfindlichkeit des Modulators gegen Parameterveränderungen
Die Simulation der Modulatoransteuerung durch eine Stufe zeigt, dass der Modulator rapide zum Zielstrom hin tendiert und dass die Schwingungsfrequenz sich bei einem bestimmten Wert stabilisiert.
Das mit einer geeigneten Software bearbeitete Simulationsmodell ist in 19 dargestellt.
Die typischen, nach Ansteuerung durch eine Stromstufe erhaltenen Signale sind in 20 und 21 dargestellt:

241: Iref
242: Is
251: Vs/50
252: Vr
253: Vref.

In den Veränderungsbereichen der verschiedenen Parameter ist die Schwingung wenig empfindlich gegen die elektrischen Lastparameter. Die elektrischen Parameter der Last 71 brauchen daher nicht bekannt zu sein. Lediglich eine sehr vage Größenordnung muss zur Festlegung der Parameter des Filters P2 77 bekannt sein.
4. Anwendungsbeispiele
4.1 Regelung des Stroms eines Gleichstrommotors
Ein Gleichstrommotor kann mit einer elektromotorischen, mit einer Induktivität (L) und einem Widerstand (R) verbundenen Kraft gleichgestellt werden.
In diesem Fall ist die umschaltbare Speisungsquelle symmetrisch (+E, –E), die entsprechende an den Klemmen der Impedanz (R, L) umgeschaltete Spannung ist asymmetrisch.
Die vorhergehenden theoretischen Ergebnisse haben gezeigt, dass die Veränderungen der symmetrischen Speisungsspannung nur extrem wenig Einfluss haben, solange die Speisungsspannung nicht unter einen Grenzwert fällt. Im Falle einer asymmetrischen Quelle passt sich der Modulator ebenfalls an.
Diese Anpassung des Modulators ist in 22 gezeigt.
In Abhängigkeit der Zielgeschwindigkeit erzeugt die Steuerung 251 den Wert des Referenzstromes, der die Wicklung der Gleichstrommaschine (GSM) 262 durchströmen muss. Eine Schutzstufe begrenzt diesen Strom beim Starten. Dieser Grenzstrom ist im folgenden Beispiel mit 5 A willkürlich ausgewählt.
Der Referenzstrom (271) und der Strom in der Last (272) sind in 23 dargestellt.
4.2 Steuerung des Stroms eines Dreiphasensynchronmotors
Der erfindungsgemäße Modulator passt sich ebenfalls dreiphasigen Lasten an. Von dem Blockschaltbild in 24 ausgehend wird eine Simulation des Ablaufs auf einer Synchronmaschine vorgeschlagen.
Die Steuerung 281 ermittelt die Referenzströme in Abhängigkeit von der Referenzgeschwindigkeit 282, der Geschwindigkeit 283 der Maschine 285 und der gemessenen Ströme 284, welche durch Filtern im Modulator selbst vorbehandelt wurden.
Die Steuerung 281 kennt die elektrischen Parameter der Maschine 285 nicht, der Modulator 286 auch nicht.
Die simulierten Referenzströme und Ströme in der Maschine beim Starten der Maschine sind in 25 gezeigt.
Wenn man die vom dreiphasigen Modulator 286 kontrollierten Maschinenströme beobachtet, stellt man fest, dass diese Ströme ihre jeweiligen Referenzen einholen und ihnen dann folgen (siehe 26 im Falle einer großen Geschwindigkeit).
4.3 Steuerung des Stroms in einem mehrphasigen System
Bei einem Mehrphasensystem und im Falle einer Regelung von Strömen kann die Struktur für jede Phase wie in 27 dargestellt verändert werden.
In diesem Fall kann der Modulator auf den strichlierten Verlauf 311 beschränkt sein. Der Modulator steuert die Schwingungsfrequenz und gibt ein gefiltertes Abbild der am ersten Eingangskomparator gemessenen Ströme ab.
Das Filter F2 77 kann ebenfalls zwischen dem Hochpassausgang eines kombinierten Filters 314 und dem negativen Eingang des zweiten Komparators 313 angeordnet sein, da dieses Filter bei hoher Frequenz wirkt. Das Filter F2 kann ebenfalls zwischen dem Ausgang des zweiten Komparators 313 und dem Eingang des Verstärkers 75 angeordnet sein.
In diesem Fall kann der Modulator noch gemäß einer vollständig analogen Elektronik realisiert werden.
Der erste Komparator 312 kann gemäß einer digitalen Elektronik mit oder ohne Prozessor realisiert werden. Die vom eventuellen Prozessor zu verarbeitenden Signale sind dann niederfrequent.
Für Motorsteuerungen braucht der von dem hypothetischen Prozessor durchgeführte Algorithmus die elektrischen Lastparameter nicht zu kennen.
In dreiphasigen Systemen ermöglicht die Aufteilung des Eingangskomparators in zwei Komparatoren 312, 313 den Vergleich zwischen den vorgefilterten Referenz- und Rückkopplungsgrößen in den in der Elektrotechnik bekannten zweiphasigen Bezugssystemen von Concordia und Park. Es ist somit möglich, einen Vorteil der dreiphasigen Pulsbreitenmodulation, und zwar die Übermodulation der Amplituden der Spannungen zu nutzen.
5. Verallgemeinerung
Die Erfindung schlägt somit eine Struktur vor, welche einen nichtlinearen Verstärker des Typs Relais ohne Hysterese in Verbindung mit zwei Modulen verwendet, deren Ausgangs- und Eingangsfunktionen dem zu steuernden System (F1) beziehungsweise dem neuen erfindungsgemäßen Modul (F2) entsprechen. Diese Struktur ist in der Lage, ein Referenzsignal mit einem beliebigen Niederfrequenzspektrum zu regeln und gleichzeitig eine dem geregelten Signal überlagerte höherfrequente Schwingung zu steuern.
Erfindungsgemäß ermöglicht diese Schwingung die Umschaltung eines oder mehrerer Leistungsschalter, welche im Rahmen von einphasigen oder mehrphasigen Anwendungen mit oder ohne Gegenkraft zur elektromotorischen Kraft verwendet werden.
In dieser Struktur ist die Kenntnis der elektrischen Lastparameter nicht erforderlich.
Diese Struktur ist vollständig gemäß einer analogen Elektronik realisierbar. Sie kann auch eine Mischstruktur (analog und digital) sein.

Claims

Verfahren zur Steuerung mindestens eines Leistungsschalters in einem Steuersystem mit variabler Struktur, und zwar in einem System, das mindestens einen betätigbaren Schalter umfasst, um ein bestimmtes, einem elektrischen System (21) zugeordnetes elektrisches Signal abzugeben in Abghängigkeit von einem Steuersignal (63), wobei ein Eingangs-Referenzsignal (65) und ein am Ausgang dieses elektrischen Systems abgenommenes, rückgekoppeltes Signal berücksichtigt werden, dadurch gekennzeichnet, dass auf das genannte Steuersignal (63) eine Schwingung mit steuerbarer Frequenz angewendet wird, die durch Filtern (F2) des genannten am Ausgang des oder der Schalter abgenommenen rückgekoppelten Signals erhalten wird, wobei das Filtern (F2) so definiert ist, dass eine Phasenverschiebung um –180° zwischen dem am Ausgang des oder der Schalter abgenommenen rückgekoppelten und gefilterten Signals (66) zum einen und dem Eingangssignal des genannten elektrischen Systems zum anderen bei der genannten steuerbaren Frequenz herbeigeführt wird, die in der Nähe der Eigenfrequenz eines Filters (F2) der Filtermittel liegt.
Vorrichtung zur Steuerung mindestens eines Leistungsschalters in einem Steuersystem mit variabler Struktur, und zwar in einem System, das mindestens einen betätigbaren Schalter umfasst, um ein bestimmtes, einem elektrischen System (21) zugeordnetes elektrisches Signal abzugeben in Abhängigkeit von einem Steuersignal (63), wobei ein Eingangs-Referenzsignal (65) und ein am Ausgang des genannten elektrischen Systems abgenommenes rückgekoppeltes Signal berücksichtigt werden, dadurch gekennzeichnet dass es Mittel umfasst, um auf das genannte Steuersignal (63) eine Schwingung mit steuerbarer Frequenz anzuwenden, die man durch das Filtern (F2) des genannten am Ausgang des oder der Schalter abgenommenen rückgekoppelten Signals erhält, wobei das genannte Filtern (F2) so definiert ist, dass dadurch eine Phasenverschiebung um – 180° zwischen dem am Ausgang des oder der Schalter abgenommenen rückgekoppelten und gefilterten Signals (66) zum einen und dem Eingangssignal des genannten elektrischen Systems zum anderen bei der genannten steuerbaren Frequenz herbeigeführt wird, die in der Nähe der Eigenfrequenz eines Filters (F2) der Filtermittel liegt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte steuerbare Frequenz im wesentlichen konstant ist.
Vorrichtung nach einer der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte steuerbare Frequenz regelbar ist.
Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Filtermittel so eingerichtet, dass ein umschaltbares Filter verwendet werden kann.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das genannte elektrische System durch eine einphasige Leistungsquelle gespeist wird.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das genannte elektrische System durch eine mehrphasige Leistungsquelle gespeist wird.
Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass sie durch eine mehrphasige Leistungsquelle gespeist wird und dass sie für jede einzelne Phase folgendes umfasst: – ein Filter für das rückgekoppelte Signal, wobei das Filtern so definiert ist, dass dadurch eine Phasenverschiebung um – 180° zwischen dem am Ausgang des oder der Schalter abgenommenen und gefilterten rückgekoppelten Signals zum einen und dem Eingangssignal des genannten elektrischen Systems zum anderen bei der genannten steuerbaren Frequenz herbeigeführt wird und – ein kombiniertes Tiefpass- und Hochpassfilter, das das genannte Steuersignal abgibt, wobei das Tiefpassfilter einen ersten Komparator und das Hochpassfilter einen zweiten Komparator speist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass sie mit Hilfe von analogen Mitteln realisiert ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet dass sie mit Hilfe von analogen Mitteln und digitalen Verarbeitungsmitteln realisiert ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 10 dadurch gekennzeichnet, dass sie in einen integrierten Schaltkreis eingebaut ist.
Steuersystem mit variabler Struktur, dadurch gekennzeichnet, dass es eine Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 11 umfasst.