DE19856091B4

DE19856091B4 - Steuersignalprozessor und diesen verwendender Leistungskreiskonstanthalter

Info

Publication number: DE19856091B4
Application number: DE19856091A
Authority: DE
Inventors: Yuou Xia; Masaru Shimomura
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1998-06-03
Filing date: 1998-12-04
Publication date: 2004-02-26
Anticipated expiration: 2018-12-05
Also published as: CN1110115C; CN1237819A; JP3464384B2; US6057672A; JPH11355963A; DE19856091A1; CH693194A5

Abstract

Steuersignalprozessor zur Konstanthaltung der Leistung eines Generators, welcher aufweist:
eine erste Filterschaltung (2), welche eine erste Charakteristik einer zweifach differenzierbaren Funktion aufweist, um die Werte der Frequenzbereiche eines Eingangssignals (U) zu erhöhen, die größer als ein erster Grenzwert sind;
eine zweite Filterschaltung (3), die eine zweite Charakteristik einer zweifach differenzierbaren Funktion aufweist, um die Werte der Frequenzbereiche des Eingangssignals (U) zu erhöhen, die kleiner als der erste Grenzwert, jedoch größer als ein zweiter Grenzwert sind; und
eine Logikschaltung (4, 4a) zur Entscheidung, ob der Durchgang des Eingangssignals (U) durch die Logikschaltung zugelassen oder gesperrt werden soll, die eine logische Verknüpfung auf der Grundlage des Eingangssignals (U), des Ausgangssignals von der ersten Filterschaltung (2), und des Ausgangssignals von der zweiten Filterschaltung (3) herstellt und durch Verknüpfungslogik einen durch den ersten und zweiten Grenzwert definierten Frequenzbereich bereitstellt.

Description

Die vorliegende Erfindung beansprucht die Priorität der JP-11-355963, die in Japan am 3. Juni 1998 eingereicht wurde, und deren Gesamtinhalt durch Bezugnahme in die vorliegende Anmeldung eingeschlossen wird.
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Steuersignalprozessor zur Verarbeitung von Steuersignalen, beispielsweise in einem Erregersystem eines Generators, sowie einen Leistungskreiskonstanthalter (nachstehend auch manchmal als "PSS" bezeichnet), welcher den Steuersignalprozessor verwendet.

Ein derartiger Stabilisator eines Leistungssystems ist bekannt aus US 5,604,420 . Der beschriebene Stabilisator enthält an Eingängen jeweils einen Tiefpassfilter und einen Hochpassfilter, sowie eine Phasendifferenz-Berechnungsvorrichtung und eine Phasendifferenz-Referenzwerteinstellvorrichtung. Auf Grundlage dieser Eingänge mit bestimmten Übertragungscharakteristiken wird mittels additiver und multiplikativer Verknüpfung ein Ausgangsignal bereitgestellt.

Bei Generatorerregersystemen wurde bislang eine Abweichung (gegenüber einem Bezugswert) einer Klemmenspannung des Generators als Steuersignal eines automatischen Spannungsreglers verwendet (nachstehend auch manchmal als "AVR" bezeichnet), der die Generatorspannung konstant hält. Weiterhin werden eine Abweichung der Wirkleistung des Generators, eine Abweichung der Drehzahl oder Umdrehungsgeschwindigkeit des Generators, und eine Frequenzabweichung der Generatorspannung gemeinsam als PSS-Steuersignale oder Regelsignale verwendet, um Änderungen der Spannungshöhe und der Wirkleistung des Generators infolge eines Fehlers in dem Leistungskreis zu unterdrücken. Diese Abweichungssignale können manchmal von ihren Werten in stabilem Zustand abweichen, infolge von Meßrauschen, mechanischer Schwingungen, und Änderungen der Betriebsbedingungen. Derartiges Rauschen und sich ändernde Anteile sind schädliche Komponenten des AVR- oder PSS-Steuersignals, und können, wenn sie nicht entfernt werden, zu Störungen des automatischen Spannungsreglers AVR oder des Leistungskreiskonstanthalters PSS führen.

Da die Frequenz der Leistungskreisschwingungsmoden im allgemeinen innerhalb eines bestimmten Bereiches liegt (etwa 0,1 bis 3 Hz), verwendet der herkömmliche Steuersignalprozessor nur ein Eingangssignal mit einer Frequenz innerhalb des angegebenen Frequenzbereiches, als effektives Steuersigna(, und schwächt die anderen Frequenzkomponenten ab, wodurch die voranstehend geschilderten schädlichen Komponenten abgetrennt werden.

Um derartige schädliche Komponenten abzuschwächen wird auf diesem Gebiet üblicherweise als Steuersignalprozessor ein Hochfrequenzfilter verwendet, welches eine Übertragungsfunktion von 1/(TS+ 1) aufweist (wobei T eine Konstante ist, und S eine Laplace-Variable), wie in 7 gezeigt, oder ein Niederfrequenzfilter, welches eine Übertragungsfunktion von TS/(TS + 1) aufweist, wie in 8 gezeigt ist. Diese Filter werden durch verschiedene Schaltungen verwirklicht, die von einfachen Analogschaltungen bis zu komplizierten Digitalschaltungen reichen. Das grundlegende Merkmal dieser Filter besteht darin, einige der Frequenzkomponenten sämtlicher Eingangssignale abzuschwächen, oder die Frequenzkomponenten entsprechend den Schwingungsmoden abzutrennen, und sie für jede Mode durchzulassen oder abzuschwächen. Je größer die Genauigkeit des Filters ist, desto komplizierter ist der Schaltungsaufbau, und desto niedriger ist die Reaktionsgeschwindigkeit.

9 zeigt als Blockschaltbild einen herkömmlichen Leistungskreiskonstanthalter. Das Bezugszeichen 90 bezeichnet ein Eingangssignal, welches die Drehzahl des Generators angibt; 91 bezeichnet ein Hochfrequenzfilter, welches die hochfrequenten Komponenten abschwächt, wie etwa in 7 gezeigt; 92 bezeichnet einen Phasenkompensator, der eine Kompensation bezüglich sämtlicher Phasen des Hochfrequenzfilters 91 der vorherigen Stufe durchführt, eines Niederfrequenzfilters 93 der nachfolgenden Stufe, und des automatischen Spannungsreglers AVR, in welchen das Ausgangssignal des Leistungskreiskonstanthalters PSS eingegeben wird; 93 bezeichnet das Niederfrequenzfilter, welches die niederfrequenten Komponenten abschwächt, wie etwa in 8 gezeigt; 94 bezeichnet einen Verstärker zur Verstärkung des Pegels des Ausgangssignals von dem Niederfrequenzfilter; 95 bezeichnet einen Begrenzer zur Begrenzung des Ausgangssignalpegels des Verstärkers 94 auf einen vorbestimmten Spannungspegelbereich; und 96 bezeichnet das PSS-Ausgangssignal, welches dem (nicht dargestellten) automatischen Spannungsregler AVR zugeführt wird.

Als nächstes wird nachstehend der Betrieb bei dem Beispiel für den Stand der Technik beschrieben.

Das Eingangssignal 90 wird durch das Hochfrequenzfilter 91 so bearbeitet, daß dessen hochfrequente Rauschkomponenten und sich ändernden Komponenten abgetrennt werden, und seine Phasenverzögerung infolge des Hochfrequenzfilters 91, des Niederfrequenzfilters 93 und des automatischen Spannungsreglers AVR durch den Phasenkomparator 92 kompensiert wird. Das Ausgangssignal von dem Phasenkompensator 92 wird dem Niederfrequenzfilter 93 zugeführt, in welchem seine niederfrequenten Rauschkomponenten und sich ändernden Komponenten durch das Niederfrequenzfilter 93 entfernt werden. Das Ausgangssignal des Filters wird durch den Verstärker 94 verstärkt und durch den Begrenzer 95 in ein Signal innerhalb eines vorbestimmten Spannungsregelbereichs umgewandelt, welches dann als Ausgangssignal 96 abgegeben wird.

Bei dem herkömmlichen Leistungskreiskonstanthalter PSS ist es erforderlich, daß die Phasenverzögerung des automatischen Spannungsreglers AVR, abgesehen von der Phasenverzögerung infolge des Hochfrequenzfilters 91 und des Niederfrequenzfilters 93, durch den Phasenkompensator 92 kompensiert wird. Weiterhin muß, um einen zufriedenstellenden Regelwirkungsgrad in dem Frequenzbereich aufrechtzuerhalten, in welchem sich die Leistung ändert, auch der Ausgangspegel einen geeigneten Wert annehmen. Bei dem herkömmlichen Aufbau ist es allerdings schwierig, alle diese Anforderungen zu erfüllen, unabhängig davon, wie exakt PSS-Parameter gesteuert oder geregelt werden.

Der herkömmliche Steuersignalprozessor und der Leistungskreiskonstanthalter, der diesen verwendet, sind wie voranstehend geschildert aufgebaut, und weisen daher die nachstehend angegebenen Schwierigkeiten auf.

1. Wenn Rauschen, welches dem Steuersignal überlagert ist, und dessen sich ändernden hoch- oder niederfrequenten Komponenten durch das Hoch- und Niederfrequenzfilter abgeschwächt werden, verschiebt sich die Phase des Signals innerhalb des effektiven Signalbereichs; da es in zahlreichen Fällen schwierig ist, den Zweck der Steuerung oder Regelung zu erfüllen, während die Phasenverschiebung kompensiert wird, treten bei der Konstruktion eines optimalen Steuer- oder Regelsystems erhebliche Schwierigkeiten auf. Ein Filter jener Art, welches keine Phasenverschiebung hervorruft, kann verfügbar sein, jedoch ist sein Einsatz unpraktisch, infolge eines komplizierten Aufbaus, niedriger Reaktionsgeschwindigkeiten, oder zu hoher Kosten.
2. Da alle Eingangssignale an Filter angelegt werden, gestattet ein großer Frequenzbereich des effektiven Steuersignals, daß diesem einfach ungewünschte schädliche Komponenten zugefügt werden, wogegen ein enger Frequenzbereich zu einer Abschwächung der hoch- oder niederfrequenten Komponenten führt, die auch in dem effektiven Steuersignal enthalten sind, was den Steuereffekt verschlechtert.
3. Rauschen infolge von Torsionsschwingungen der Generatorwelle stellt eine schädliche Komponente dar, da jedoch dessen Frequenz nahe an der lokalen Oszillationsfrequenz des Generators liegt, wird seine Abschwächung auch von der Abschwächung der Lokaloszillationskomponente begleitet, die das effektive Steuer- oder Regelsignal darstellt.

Die Lösung dieser Schwierigkeiten macht einen Steuersignalprozessor erforderlich, welcher schädliche Komponenten eliminiert, und gleichzeitig nicht das effektive Steuer- oder Regelsignal verformt, einen einfachen Schaltungsaufbau aufweist, und eine hohe Reaktionsgeschwindigkeit.

Ein Ziel der vorliegenden Erfindung besteht daher in der Bereitstellung eines Steuersignalprozessors, der Rauschen, Änderungen und entsprechende schädliche Komponenten vollständig ausschaltet, den Durchgang des effektiven Steuersignals unverändert gestattet, und das Abtrennen der schädlichen Komponenten erlaubt, ohne das effektive Steuersignal zu beeinflussen, sowie einen einfach aufgebauten, verläßlichen und praktischen Leistungskreiskonstanthalter zur Verfügung zu stellen, welcher eine Kompensation für das Erregersystem durchführen kann, um es dem Generator zu ermöglichen, eine geeignete Dämpfungskraft gegen Leistungsoszillationen aufrechtzuerhalten, der einen weiten Konstanthaltungsbereich aufweist, und äußerst robust ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch einen Steuersignalprozessor zur Konstanthaltung der Leistung eines Generators, mit Merkmalen wie sie im Patentanspruch langegeben sind.

Dieser Steuersignalprozessor fuhrt eine Steuerung oder Regelung durch, um zu entscheiden, ob der Durchgang eines Eingangssignals durch ihn zugelassen oder gesperrt werden soll, auf der Grundlage einer Logikoperation, die auf dem Pegelverhältnis zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen einer Filterschaltung beruht, welche die Eigenschaften einer doppelt differenzierbaren Funktion aufweist. Dieser einfach aufgebaute Steuersignalprozessor mit hoher Antwortgeschwindigkeit schneidet Rauschen vollständig ab, sowie Änderungen und ähnliche schädliche Komponenten, läßt jedoch das effektive Steuersignal unverändert hindurchgehen; daher ist es möglich, die schädlichen Komponenten zu entfernen, ohne das effektive Steuersignal zu beeinflussen.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Steuersignalprozessor zur Verfügung gestellt, der eine Logikoperation durchführt, welche den Durchgang einer Frequenzkomponente des Eingangssignals zwischen einem ersten und einem zweiten Grenzwert gestattet. Hierdurch wird das Abtrennen von niederfrequentem und hochfrequentem Rauschen ermöglicht, ohne beim Eingangssignal eine Phasenverschiebung hervorzurufen.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Steuersignalprozessor zur Verfügung gestellt, der eine Logikoperation durchführt, die den Durchgang von Frequenzkomponenten des Eingangssignals gestattet, die größer als ein erster Grenzwert und kleiner als ein zweiter Grenzwert sind. Dies gestattet das wirksame Entfernen von Rauschen, welches durch Torsionsschwingungen der Generatorwelle bei einer Frequenz nahe am Frequenzbereich des effektiven Steuersignals hervorgerufen wird.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Leistungskreiskonstanthalter zur Verfügung gestellt, bei welchem mit dem Ausgangssignal von einem Steuersignalprozessor, der eine Steuerung im Hinblick darauf durchführt, ob der Durchgang der Eingangsfrequenzkomponente zugelassen oder gesperrt werden soll, durch eine Logikoperation auf der Grundlage des Eingangs/Ausgangsverhältnisses eines Filters mit den Eigenschaften einer doppelt differenzierbaren Funktion, eine Verstärkungs- und Phasenkompensation entsprechend einer Übertragungsfunktion mit vorbestimmten Eigenschaften durchgeführt wird, die dadurch erhalten wird, daß die Dämpfungskraft des Generators auf geeignete Werte eingestellt wird, und das Synchrondrehmoment infolge des PSS-Effekts auf Null verringert wird. Hierdurch ist es durch eine einfache Schaltungsausbildung möglich, eine Kompensation für das Erregersystem zur Verfügung zu stellen, so daß der Generator ein geeignetes Dämpfungsdrehmoment gegen jede Leistungsoszillation aufrechterhält. Der Leistungskreiskonstanthalter weist daher einen großen Stabilisierungsbereich auf, ist robust, sehr verläßlich, und in der Praxis weit einsetzbar.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Leistungskreiskonstanthalter zur Verfügung gestellt, der den Wert des Steuersignals auf den Ausgangspegel innerhalb eines vorbestimmten Bereiches begrenzt. Daher ist der Leistungskreiskonstanthalter weit einsetzbar, und äußerst verläßlich.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Leistungskreiskonstanthalter zur Verfügung gestellt, in welchem Übertragungsfunktionen für die Verstärkungs- und Phasenkompensation durch eine oder mehrere Stufen voreilender oder nacheilender Funktionen approximiert werden. Hierdurch ist es durch einen einfachen Schaltungsaufbau möglich, mit hoher Genauigkeit die Phase und die Verstärkung des Eingangssignals zu kompensieren, welches durch eine Abweichung der Drehzahl des Generators oder eine Frequenzabweichung der Generatorspannung beeinflußt wird.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Leistungskreiskonstanthalter zur Verfügung gestellt, bei welchem Übertragungsfunktionen für die Verstärkungs- und Phasenkompensation durch eine von mehreren Stufen von voreilenden/nacheilenden Funktionen und eine Integrationsfunktion approximiert werden. Hierdurch ist es mit einer einfachen Schaltungsanordnung möglich, die Phase und die Verstärkung des Eingangssignals zu kompensieren, welches durch eine Abweichung der Wirkleistung des Generators beeinflußt wird.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Leistungskreiskonstanthalter zur Verfügung gestellt, bei welchem ein Steuersignalprozessor eine von zwei Logikoperationen oder beide Logikoperationen auf einmal durchführt, wobei die erste Logikoperation den Durchgang einer Frequenzkomponente des Eingangssignals zwischen einem ersten und einem zweiten Grenzwert zuläßt, und die zweite Logikoperation den Durchgang von Frequenzkomponenten des Eingangssignals zuläßt, die größer als der erste Grenzwert und kleiner als der zweite Grenzwert sind. Hierdurch können schädliche Komponenten entfernt werden, während das effektive Steuersignal intakt bleibt; daher ist der Leistungskreiskonstanthalter sehr sicher und verläßlich, obwohl er einfach aufgebaut ist.

Die Erfindung wird nachstehend anhand zeichnerisch dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert, aus welchen weitere Vorteile, Ziele und Merkmale hervorgehen. Es zeigt:

1 ein Blockschaltbild eines Steuersignalprozessors gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 ein Blockschaltbild eines Steuersignalprozessors gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
3 ein Blockschaltbild eines Leistungskreiskonstanthalters gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
4 ein Blockschaltbild eines Steuerblocks zur Berechnung des Bremsdrehmoments und des Synchrondrehmoments auf der Grundlage des PSS-Effekts bei der dritten Ausführungsform;
5 ein Blockschaltbild eines Leistungskreiskonstanthalters gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
6 ein Blockschaltbild eines Leistungskreiskonstanthalters gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
7 ein Blockschaltbild eines Beispiels für ein herkömmliches Hochfrequenzfilter;
8 ein Blockschaltbild eines Beispiels eines herkömmlichen Niederfrequenzfilters; und
9 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Leistungskreiskonstanthalters.
AUSFÜHRUNGSFORM 1
1 zeigt als Blockschaltbild einen Steuersignalprozessor gemäß einer ersten Ausführungsform (Ausführungsform 1) der vorliegenden Erfindung. In 1 bezeichnet das Bezugszeichen U ein Signal (ein Eingangssignal), welches dem Steuersignalprozessor zugeführt wird, und das Bezugszeichen 1 bezeichnet eine Abweichungsrücksetzvorrichtung zur Abschwächung des Signals U, wenn seine Abweichung gegenüber einem Bezugswert eine konstante Abweichung ist, wobei die Rücksetzvorrichtung durch eine nicht vollständige Differenzierschaltung gebildet wird, dessen Übertragungsfunktion gegeben ist durch T_rS/(T_rS + 1) (wobei T_r eine Konstante ist, und S eine Laplace-Variable). U_d bezeichnet ein Signal, welches von der Abweichungsrücksetzvorrichtung 1 ausgegeben wird, und mit 2 ist ein Hochfrequenzdetektor (eine erste Filterschaltung) bezeichnet, welcher die Werte der Frequenzkomponenten des Signals Ud erhöht, die höher als eine vorbestimmte Hochfrequenz (ein erster Grenzwert) sind, und die Werte der Frequenzkomponenten des Signals abschwächt, die niedriger als die vorbestimmte Hochfrequenz sind, und die Ausgangssignale in entgegengesetzten Phasen zur Verfügung gestellt. Der Hochfrequenzdetektor 2 weist eine Übertragungsfunktionscharakteristik einer doppelt differenzierbaren Funktion auf, deren Übertragungsfunktion gegeben ist durch [T_hS/(T_cS + 1)]² (wobei T_h eine Konstante zur Festlegung der Hochfrequenz ist, also des ersten Grenzwertes, und T_c eine sehr kleine Konstante ist). Das Bezugszeichen 3 bezeichnet einen Niederfrequenzdetektor (eine zweite Filterschaltung), welcher die Werte der Frequenzkomponenten des Signals Ud erhöht, die höher als eine vorbestimmte Niederfrequenz sind (ein zweiter Grenzwert), und die Werte der Frequenzkomponenten des Signals abschwächt, die niedriger als die vorbestimmte Niederfrequenz sind, und die Ausgangssignale in entgegengesetzten Phasen bereitstellt. Der Niederfrequenzdetektor 3 weist eine Übertragungsfunktionscharakteristik einer doppelt differenzierbaren Funktion auf, deren Übertragungsfunktion gegeben ist durch [T_lS/(T_cS + 1)]² (wobei T_l eine Konstante zur Festlegung der Hochfrequenz ist, also des zweiten Grenzwertes, und T_c eine sehr kleine Konstante ist). U_h bezeichnet ein Signal, welches von dem Hochfrequenzdetektor 2 abgegeben wird; U_l bezeichnet ein Signal, welches von dem Niederfrequenzdetektor 3 ausgegeben wird; 4 bezeichnet einen Logikoperator (eine Logikschaltung), welcher die Signale U_d, U_h und U_l empfängt, und mit diesen Signalen eine vorbestimmte Verarbeitung durchführt; und Y bezeichnet ein Signal, welches von dem Logikoperator 4 abgegeben wird. Die Abweichungsrücksetzvorrichtung 1 muß nicht vorgesehen sein, wenn erwartet wird, daß die konstante Abweichung des Signals U vernachlässigt werden kann.
Als nächstes wird nachstehend der Betriebsablauf bei dieser Ausführungsform beschrieben.
Das Signal U wird der Abweichungsrücksetzvorrichtung 1 zugeführt, in welcher seine konstante Abweichung entfernt wird, und von welchem es als das Signal Ud ausgegeben wird. Das Signal Ud wird dem Hochfrequenzdetektor 2, dem Niederfrequenzdetektor 3 und dem Logikoperator 4 zugeführt.
Der Hochfrequenzdetektor 2 gibt das Signal U_h, welches eine verstärkte Version des Eingangssignals Ud darstellt, so aus, daß dessen Verstärkung kleiner als 1 bei Frequenzen unterhalb einer vorbestimmten Frequenz des Hochfrequenzbereichs ist, gleich 1 bei der vorbestimmten Frequenz, und größer als 1 bei Frequenzen oberhalb der vorbestimmten Frequenz. Das Ausgangssignal U_h ist 180 ° phasenverschoben gegenüber einer vorbestimmten Frequenzkomponente des Eingangssignals U_d. Das Ausgangssignal U_h wird dem Logikoperation 4 zugeführt. Der Niederfrequenzdetektor 3 gibt das Signal U_l aus, welches eine verstärkte Version des Eingangssignals U_d darstellt, und zwar so, daß dessen Verstärkung kleiner als 1 bei Frequenzen unterhalb einer vorbestimmten Frequenz des Niederfrequenzbereichs ist, gleich 1 bei der vorbestimmten Frequenz, und größer als 1 bei Frequenzen oberhalb der vorbestimmten Frequenz. Das Ausgangssignal U_l ist um 180 ° phasenverschoben gegenüber einer vorbestimmten Frequenzkomponente des Eingangssignals U_d. Das Ausgangssignal U_l wird ebenfalls dem Logikoperator 4 zugeführt.
Der Logikoperator 4 führt folgende Logikarithmetikverarbeitung der ihm zugeführten Signale U_d, U_h und U_l durch, und erzeugt das Signal Y.
Falls Log10 ( ∣⁣Uh∣⁣/∣⁣Ud∣⁣) < Cf dann Y1 = 1, sonst Y1 = 0 falls Log10 (∣⁣U1∣⁣/∣⁣Ud∣⁣) > Cf dann Y2 = 1, sonst Y2 = 0; (Y = Ud × Y1 × Y2) Voranstehend ist Cf ein vorbestimmter Bezugswert, der nicht auf Null, sondern auf einen kleinen Wert entsprechend der gewünschten Genauigkeit der Steuersignalverarbeitung eingestellt wird, wobei der Einfluß anderer Frequenzkomponenten als der Hauptkomponente berücksichtigt wird, die in dem Signal U enthalten ist, welches dem Steuersignalprozessor zugeführt wird.
Der Logikoperator 4 erhält ein Signal Y₁ auf dem Pegel 1, wenn das Signal U_h kleiner ist als das 10^cf-fache des Wertes des Signals U_d, und auf dem Pegel 0, wenn ersteres größer oder gleich letzterem ist. Entsprechend erhält der Logikoperator 4 ein Signal Y₂ auf dem Pegel 1, wenn das Signal U₁ größer ist als das 10^cf-fache des Wertes des Signals U_d, und auf dem Pegel 0, wenn ersteres größer oder gleich letzterem ist.
Der Logikoperator 4 gibt schließlich das Signal U als das Signal Y nur dann aus, wenn die Signale Y₁ und Y₂ beide den Pegel 1 aufweisen.
Die Operation und die Ausgangswirkungen des Logikoperators 4 lassen sich wie in der nachstehenden Tabelle (1) dargestellt zusammenfassen.
TABELLE 1
In Tabelle 1 ist ω die Fundamentalfrequenz des Signals U, ω_h, ein Hochfrequenzwert (ein erster Grenzwert), der die Frequenz darstellt, bei welchem der Pegel des Signals U_h, welches von dem Hochfrequenzdetektor 2 ausgegeben wird, gleich dem Pegel des Signals U_d wird, welches dort eingegeben wird, ω₁ ist ein Niederfrequenzgrenzwert (ein zweiter Grenzwert), der die Frequenz darstellt, bei welcher der Pegel des Signals U₁, welches von dem Niederfrequenzdetektor 3 ausgegeben wird, gleich dem Pegel des Signals U_d wird, welches dort eingegeben wird, und K_f ist eine Konstante entsprechend der Konstanten C_f.
Wie aus Tabelle 1 hervorgeht, ist dann, wenn die Fundamentalfrequenz ω höher ist als der Hochfrequenzgrenzwert ω_h ist, der Pegel des Signals U_h höher als der Signalpegel K_f-mal jenem des Signals U, wodurch das Signal Y₁ auf dem Pegel 0 zur Verfügung gestellt wird, wogegen der Pegel des Signals U₁ ebenfalls höher als der Signalpegel K_f-mal jenem des Signals U ist, wodurch das Signal Y₂ auf dem Pegel 1 zur Verfügung gestellt wird. Daher nimmt das Signal Y den Pegel 0 an.
Wenn die Fundamentalfrequenz ω niedriger als der Niederfrequenzgrenzwert ω₁ ist, so ist der Pegel des Signals U_h niedriger als der Signalpegel K_f-mal jenem des Signals U, wodurch das Signal Y₁ auf dem Pegel 1 zur Verfügung gestellt wird, wogegen der Pegel des Signals U₁ auch niedriger als der Signalpegel K_f-mal jenem des Signals U ist, so daß das Signal Y₂ auf dem Pegel 0 zur Verfügung gestellt wird. Daher nimmt das Signal Y den Pegel 0 an.
Wenn die Fundamentalfrequenz ω niedriger als der Hochfrequenzgrenzwert ω_h ist, jedoch höher als der Niederfrequenzgrenzwert ω₁, so wird der Pegel des Signals Uh niedriger als der Signalpegel K_f-mal jenem des Signals U, so daß das Signal Y₁ auf dem Pegel 1 zur Verfügung gestellt wird, wogegen der Pegel des Signals U₁ höher als der Signalpegel K_f-mal jenem des Signals U wird, so daß das Signal Y₂ auf dem Pegel 1 zur Verfügung gestellt wird. Daher wird das Signal U als das Signal Y ausgegeben.
Zusammengefaßt wird das Signal U als das Signal Y nur dann ausgegeben, wenn die Fundamentalfrequenz ω des Signals U zwischen dem niederfrequenten und hochfrequenten Grenzwert ω₁ bzw. ω₂ bleibt, wie in dem letzten Abschnitt der Tabelle 1 angegeben ist.
Wie voranstehend erläutert verwendet die Ausführungsform 1 den Hoch- und Niederfrequenzdetektor 2 bzw. 3, die jeweils die Eigenschaften einer doppelt differenzierbaren Funktion aufweisen, und führt eine Filterung durch die Logikoperation des Logikoperators 4 durch. Daher kann eine kostengünstige, schnelle Entfernung der schädlichen hoch- und niederfrequenten Komponenten erzielt werden, ohne daß das effektive Steuer- oder Regelsignal irgendwie beeinflußt wird.
AUSFÜHRUNGSFORM 2
2 zeigt als Blockschaltbild einen Steuersignalprozessor gemäß einer zweiten Ausführungsform (Ausführungsform 2) der vorliegenden Erfindung. In 2 sind entsprechende Teile wie bei der Ausführungsform 1 gemäß 1 durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet, und werden nicht unbedingt erneut beschrieben. Das Bezugszeichen 4_a bezeichnet einen Logikoperator (eine Logikschaltung), welchem die Signale U_d, U_h und U_l zugeführt werden, und welcher mit ihnen eine vorbestimmte Verarbeitung durchführt; und Y_a bezeichnet ein Signal, welches von dem Logikoperator 4_a ausgegeben wird.
Als nächstes wird nachstehend der Betriebsablauf bei dieser Ausführungsform beschrieben.
Der Logikoperator 4_a führt mit den Eingangssignalen U_d, U_h und U_l, die ihm zugeführt werden, die folgende Logikarithmetikverarbeitung durch, und erzeugt das Signal Y_a.
Falls Log10 (∣⁣Uh∣⁣/∣⁣Ud∣⁣) < Cf dann Y1 = 1, sonst Y1 = 0 falls Log10 (∣⁣U1∣⁣/∣⁣Ud∣⁣) > Cf dann Y2 = 1, sonst Y2 = 0; Ya = Ud × ∣⁣Y1 - Y2∣⁣
Der Logikoperator 4_a erhält ein Signal Y₁ auf dem Pegel 1, wenn das Signal Uh kleiner ist als das 10^Cf-fache des Wertes des Signals Ud, und auf dem Pegel 0, wenn ersteres größer oder gleich letzterem ist. Entsprechend erhält der Logikoperator 4 ein Signal Y₂ auf dem Pegel 1, wenn das Signal U_l größer als das 10^Cf-fache des Wertes des Signals Ud ist, und auf dem Pegel 0, wenn ersteres größer oder gleich letzterem ist.
Der Logikoperator 4 gibt schließlich das Signal U als das Signal Y_a aus, wenn die Signale Y₁ und Y₂ einen unterschiedlichen Wert aufweisen, und gibt das Signal Y_a auf dem Pegel 0 aus, wenn sie denselben Wert haben.
Der Betriebsablauf und die Ausgangswirkungen des Logikoperators 4 lassen sich kurz gefaßt so zusammenfassen, wie dies in der nachstehenden Tabelle 2 angegeben ist.
TABELLE 2
In Tabelle 2 bezeichnen dieselben Symbole wie in Tabelle 1 Symbole mit der gleichen Bedeutung; daher erfolgt hier keine erneute Beschreibung.
Wie aus Tabelle 2 hervorgeht ist, wenn die Fundamentalfrequenz ω höher als der Hochfrequenzgrenzwert ω_h ist, der Pegel des Signals Uh höher als der Signalpegel K_r-mal jenem des Signals U, so daß das Signal Y₁ auf dem Pegel 0 zur Verfügung gestellt wird, wogegen der Pegel des Signals U₁ auch höher als der Signalpegel K_f-mal jenem des Signals U ist, so daß das Signal Y₂ auf dem Pegel 1 zur Verfügung gestellt wird. Daher wird das Signal U als das Signal Y_a abgegeben.
Wenn die Fundamentalfrequenz ω niedriger als der Niederfrequenzgrenzwert ω₁ ist, so ist der Pegel des Signals Uh niedriger als der Signalpegel K_f-mal jenem des Signals U, so daß das Signal Y₁ auf dem Pegel 1 zur Verfügung gestellt wird, wogegen der Pegel des Signals U₁ auch niedriger als der Signalpegel K_f-mal jenem des Signals U ist, so daß das Signal Y₂ auf dem Pegel 0 zur Verfügung gestellt wird. Daher wird das Signal U als das Signal Y_a ausgegeben.
Wenn die Fundamentalfrequenz ω niedriger als der Hochfrequenzgrenzwert ω_h ist, jedoch höher als der Niederfrequenzgrenzwert ω₁, so wird der Pegel des Signals U_h niedriger als der Signalpegel K_f-mal jenem des Signals U, so daß das Signal Y₁ auf dem Pegel 1 zur Verfügung gestellt wird, wogegen der Pegel des Signals U₁ höher als der Signalpegel K_f-mal jenem des Signals U wird, so daß das Signal Y₂ auf dem Pegel 1 zur Verfügung gestellt wird. Daher geht das Signal Y_a auf den Pegel 0.
Zusammengefaßt nimmt, wie im letzten Abschnitt der Tabelle 2 angegeben ist, das Ausgangssignal Y_a den Pegel 0 nur an, wenn die Fundamentalfrequenz ω des Signals U zwischen dem niederfrequenten und hochfrequenten Grenzwert ω₁ bzw. ω₂ bleibt, und wird das Signal U als das Signal Y_a ausgegeben, wenn die Fundamentalfrequenz ω des Signals U bei anderen Frequenzen liegt.
Wie voranstehend erläutert gestattet die Ausführungsform 2 die kostengünstige und schnelle Entfernung schädlicher Komponenten innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereichs, ohne irgendeinen Einfluß auf das effektive Steuer- oder Regelsignal zu haben, ebenso wie im Falle der Ausführungsform 1.
AUSFÜHRUNGSFORM 3
3 zeigt als Blockschaltbild einen Leistungskreiskonstanthalter PSS gemäß einer dritten Ausführungsform (Ausführungsform 3) der vorliegenden Erfindung. In 3 bezeichnet das Bezugszeichen Δω ein Signal, welches eine Abweichung der Drehzahl des Generators darstellt, die dem Leistungskreiskonstanthalter PSS zugeführt wird 31 bezeichnet den Steuersignalprozessor gemäß Ausführungsform 1; und 32 bezeichnet den Steuersignalprozessor gemäß Ausführungsform 2, der in Kaskadenschaltung mit dem Steuersignalprozessor 31 verbunden ist. Der Hochfrequenzgrenzwert ω_h des Hochfrequenzdeteketors 2 und der Niederfrequenzgrenzwert ω₁ des Niederfrequenzdetektors 3 in dem Steuersignalprozessor 32 sind auf Werte eingestellt, welche Rauschfrequenzen eliminieren, die von Torsionsschwingungen der Generatorwelle herrühren, jedoch nicht das effektive Steuer- oder Regelsignal eliminieren.
Das Bezugszeichen 33 bezeichnet eine Optimalerregungssystemkompensationsvorrichtung (eine Kompensationsschaltung), die in Kaskadenschaltung an den Steuersignalprozessor 32 angeschlossen ist, um ein geeignetes Dämpfungsdrehmoment des Generators aufrechtzuerhalten, wobei die Kompensationsvorrichtung die Übertragungsfunktion k(T₁S + 1)/(T₂S + 1) hat; 34 bezeichnet einen Begrenzer, der in Kaskadenschaltung mit der Optimalerregungssystemkompensationsvorrichtung 33 verbunden ist, um dessen Ausgangssignalpegel innerhalb eines vorbestimmten Bereiches zu halten; und 35 bezeichnet ein Signal, welches von dem Begrenzer 34 ausgegeben wird.
Die Optimalerregungssystemkompensationsvorrichtung 33 führt Phasen- und Verstärkungskompensationen in dem PSS durch, um das Dämpfungsdrehmoment des Generators auf einem geeigneten Wert über den gesamten Frequenzbereich zu halten; um so Leistungsoszillationen bei jeder Oszillationsfrequenz des Systems zu unterdrücken. Die Übertragungseigenschaften der Optimalerregungssystemkompensationsvorrichtung 33 werden nachstehend noch genauer erläutert.
Das Drehmoment des Generatorsystems wird in ein Dämpfungsdrehmoment und ein Synchrondrehmoment in einem Generatorsteuer- oder Regelsystem unterteilt, welches die Dämpfungskraft des Generators festlegt. Das Dämpfungsdrehmoment des Generatorsteuersystems ist die Summe dessystem-inhärenten Dämpfungsdrehmoments, des Dämpfungsdrehmoments durch die Auswirkungen der automatischen Spannungsregelung (nachstehend als "AVR-Effekt" bezeichnet), und des Dämpfungsdrehmoments durch die Auswirkungen der Leistungskreiskonstanthaltung (nachstehend als "PSS-Effekt" bezeichnet). Das Synchrondrehmoment des Generatorsteuersystems ist die Summe desstem- inhärenten Synchrondrehmoments, des Synchrondrehmoments infolge des AVR-Effekts, und des Synchrondrehmoments infolge des PSS-Effekts.
Generatorsteuersystemdämpfungsdrehmoment: Td = Td SYS + Td AVR + Td PSS (1) Generatorsteuersystemsynchrondrehmoment: Tk = Tk SYS + Tk AVR + Tk PSS (2)
Voranstehend ist T_{d_SYS} ein System-inhärentes Dämpfungsdrehmoment (eine Konstante), T_{d_AVR} ist das Dämpfungsdrehmoment infolge des AVR-Effekts (welches in dem AVR-Steuerblock oder dergleichen berechnet wird), T_{d_PSS} ist das Dämpfungsdrehmoment infolge des PSS-Effekts, T_{k_SYS} ist das System-inhärente Synchrondrehmoment (eine Konstante), T_{d_AVR} ist das Synchrondrehmoment infolge des AVR-Effekts (welches in dem AVR-Steuerblock oder dergleichen berechnet wird), und T_{k_PSS} ist das Synchrondrehmoment infolge des PSS-Effekts.
4 zeigt den Steuerblock zur Berechnung der voranstehend erwähnten Größen, nämlich des Dämpfungsdrehmoments T_{d_PSS} und des Synchrondrehmoments T_{k_PSS} infolge des PSS-Effekts. In 4 bezeichnet das Bezugszeichen 40 einen AVR-zentrierten Funktionsblock; 41 bezeichnet einen PSS-Funktionsblock, 42 bezeichnet einen Addierer; 43 bezeichnet einen AVR-Funktionsblock; 44 bezeichnet einen Funktionsblock, der eine Übertragungsfunktion k₃/(1 + k₃T_do,S) hat (wobei k₃ ein konstanter Parameter entsprechend dem Generatorsystem ist, T_d _o, die Zeitkonstante des Generators, und S eine Laplace-Variable); 45 und 46 bezeichnen einen Funktionsblock, welcher den konstanten Parameter K2 bzw. K6 des Generators repräsentiert; und ΔP_e bezeichnet ein Signal, welches eine Abweichung der elektrischen Ausgangsgröße von dem Generator angibt.
Das Dämpfungsdrehmoment T_{d_PSS} und das Synchrondrehmoment T_{k_PSS} infolge des PSS-Effekts können aus nachstehender Gleichung (3) bzw. (4) berechnet werden.
Td_PSS = Re [(G_PSS(jω) mal GAVR*(jω)] = KPSS(ω) ⋅ KAVR*(ω) ⋅ cos(θ PSS(ω) + θ AVR* (ω)) (3) Tk_PSS = (ω/ω0) ⋅ Im[G_WPSS(jω) ⋅ GAVR* (jω) = (ω/ω0) ⋅ KPSS (ω) ⋅ KAVR* (ω) ⋅ sin (θ PSS (ω) + θ AVR* (ω)) (4)
Voranstehend bezeichnet w die Frequenz des Eingangssignals, ω_o eine Bezugsfrequenz (eine Konstante) des Leistungskreises, G_{_PSS} (jω) eine PSS-Übertragungsfunktion, G_AVR* (jω) eine Übertragungsfunktion des Funktionsblocks 40, K_PSS(ω) eine Verstärkungsfunktion der PSS-Übertragungsfunktion, K_AVR*(ω) eine Verstärkungscharakteristik der Übertragungsfunktion des Funktionsblocks 40, θ_PSS(ω) die Phasenfunktion der PSS-Übertragungsfunktion, und θ _AVR* (ω) die Phasencharakteristik der Übertragungsfunktion des Funktionsblocks 40.
Da es zum Zweck der Steuerung oder Regelung zulässig ist, das Synchrondrehmoment T_{K PSS} infolge des PSS-Effekts zu Null zu machen, muß man nur aus Gleichung (4) erhalten: sin (θ PSS (ω) + θ AVR* (ω)) = 0 (5)
Daher gilt: θ PSS (ω) = – θ AVR* (ω) (6)
Einsetzen von Gleichung (6) in Gleichung (3) ergibt: Td_PSS = KPSS (ω) ⋅ KAVR* (ω) (7) Daher erhält man: KPSS (ω) = Td_PSS (ω)/KAVR* (ω)
Weiterhin ergibt sich aus Gleichung (1): KPSS (ω) = (Td (ω) – Td_SYS Td_AVR (ω)/KAVR* (ω) (8)
Angesichts des Dämpfungseffekts des Generators wird gesetzt: Td(ω) = M ⋅ ωn/2
wobei M eine Konstante des Trägheitsmoments des Generators ist, und ω_n die natürliche Schwingungsfrequenz des Systems.
Aus den Gleichungen (6) und (8) ergibt sich folgende ideale PSS-Frequenzcharakteristik.
Verstärkung: KPSS (ω) = (Td (ω) ⋅ Td AVR (ω))/KAVR* (ω) (9) Phase: θ PSS (ω) = – θ AVR* (ω) (10)
Die Kompensationsvorrichtung muß nur so ausgebildet sein, daß sie eine stabile Funktion verwendet, die sich an die Charakteristiken annähert, die durch die Gleichungen (9) und (10) gegeben sind; die Charakteristiken lassen sich einfach durch eine derartige voreilende/nacheilende Funktion approximieren wie die Übertragungsfunktion k(T₁S + 1)/(T₂S + 1), die in 3 verdeutlicht ist. Hierbei kann die voreilende/nacheilende Funktion in mehreren Stufen vorgesehen werden, je nach gewünschter Genauigkeit.
Als nächstes wird nachstehend der Betriebsablauf bei der vorliegenden Ausführungsform geschildert.
Wenn das Signal Δω, welches die Abweichung der Umdrehungsgeschwindigkeit oder Drehzahl des Generators angibt, in den Leistungskreiskonstanthalter PSS eingegeben wird, werden durch den Steuersignalprozessor 31 Rauschkomponenten mit Ausnahme sich ändernder Frequenzkomponenten der Leistungskreisoszillationen innerhalb des Bereiches von 0,1 bis 3 Hz entfernt. Dann wird die effektive Steuersignalkomponente als das Signal Y dem Steuersignalprozessor 32 zugeführt.
Die Rauschkomponente durch die Torsionsschwingungen der Generatorwelle, die eine Frequenzkomponente aufweist, die sehr nahe an der Frequenz der effektiven Steuersignalkomponente liegt, wird durch den Steuersignalprozessor 32 entfernt. Die verbleibende effektive Steuersignalkomponente wird als das Signal Y_a der Optimalkompensationsvorrichtung 33 zugeführt.
Die Optimalerregungssystemkompensationsvorrichtung 33 kompensiert die Phase und die Verstärkung der effektiven Steuersignalkomponente durch die Übertragungsfunktionscharakteristik der voreilenden/nacheilenden Funktion auf solche Weise, daß Leistungsschwankungen bei der Schwingungsfrequenz unterdrückt werden, und so die Dämpfungskraft des Generators auf einen geeigneten Wert über den verfügbaren Frequenzbereich gehalten wird. Das so erhaltene, effektive Steuersignal wird dem Begrenzer 34 zugeführt.
Der Begrenzer 34 begrenzt das im zugeführte effektive Steuersignal auf ein Signal mit einem Ausgangspegel innerhalb eines vorbestimmten Bereiches, und stellt es als das Ausgangssignal 35 zur Verfügung.
Wie voranstehend geschildert kann bei der Ausführungsform 3 Rauschen des Leistungskreises mit Ausnahme der sich ändernden Frequenzkomponente durch den Steuersignalprozessor 31 entfernt werden, und kann ebenfalls Rauschen infolge eines Signals der Generatorwelle durch den Steuersignalprozessor 32 entfernt werden, ohne das effektive Steuersignal zu beeinflussen. Darüber hinaus können die Phase und die Verstärkung des effektiven Steuersignals durch die Optimalkompensationsvorrichtung 33 kompensiert werden, so daß eine geeignete Dämpfungskraft des Generators über den verfügbaren Frequenzbereich aufrechterhalten wird.
AUSFÜHRUNGSFORM 4
5 zeigt als Blockschaltbild den Leistungskreiskonstanthalter PSS gemäß einer vierten Ausführungsform (Ausführungsform 4) der vorliegenden Erfindung. In 5 sind entsprechende Teile wie bei der Ausführungsform 3 von 4 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet; insoweit erfolgt keine erneute Beschreibung. In 5 bezeichnet ΔF ein Signal, welches eine Frequenzabweichung der Generatorspannung repräsentiert; und bezeichnet 33a eine Optimalerregersystemkompensationsvorrichtung (eine Komponsationsschaltung), die folgende Übertragungsfunktion hat: k(T₁S + 1)/(T₂S + 1).
Die Optimalkompensationsvorrichtung 33a gemäß Ausführungsform 4 ist grundsätzlich identisch mit der Optimalkompensationsvorrichtung 33 gemäß Ausführungsform 3. Wegen ω = 2πf ist jedoch die Übertragungsfunktion G_fPSS(jω) dieses Leistungskreiskonstanthalters PSS gegeben durch: GfPSS(jω) = G_PSS(jω)/2π (12)
Daher ergeben sich aus den Gleichungen (6) und (8) bei der Ausführungsform 3 die idealen Verstärkungs- und Phasencharakteristiken des Leistungskreiskonstanthalters PSS folgendermaßen: Ideale Verstärkungscharakteristik: KfPSS(ω) = K_PPS(ω)/2π = (Td_PSS(ω)/KAVR*(ω))/2π = (Td(ω) – Td_SYS ⋅ Td_AVR(ω))/(2 πKAVR*(ω)) (13) Phasencharakteristik: θ fPSS(ω) = θ PSS(ω)
Diese ideale Charakteristik wird dadurch approximiert, daß die voreilende/nacheilende Funktion verwendet wird, die in der Optimalkompensationsvorrichtung 33a in 5 gezeigt ist. Die voreilende/nacheilende Funktion kann in mehreren Stufen vorgesehen werden, je nach gewünschter Genauigkeit.
Als nächstes wird nachstehend der Betriebsablauf bei dieser Ausführungsform beschrieben.
Wenn das Signal ΔF, welches die Abweichung der Frequenz der Generatorspannung angibt, in den Leistungskreiskonstanthalter PSS eingegeben wird, werden nieder- und hochfrequente Rauschkomponenten durch den Steuersignalprozessor 31 entfernt, dessen Ausgangssignal der Optimalerregersystemkompensationsvorrichtung 33a zugeführt wird.
Die Optimalerregersystemkompensationsvorrichtung 33 kompensiert die Phase und die Verstärkung der effektiven Steuersignalkomponente auf der Grundlage der Übertragungsfunktionscharakteristik durch die voreilende/nacheilende Funktion, und das sich ergebende effektive Steuersignal wird dem Begrenzer 34 zugeführt. Der Begrenzer 34 wandelt das effektive Steuersignal in ein Signal mit einem Ausgangspegel innerhalb eines vorbestimmten Bereiches um, und gibt dieses aus.
Wie voranstehend geschildert können bei der Ausführungsform 4 die hoch- und niederfrequenten Rauschkomponenten entfernt werden, ohne eine Phasenverschiebung in dem Signal zu erzeugen, welches die Frequenzabweichung der Generatorspannung angibt. Darüber hinaus können die Phase und die Verstärkung des effektiven Steuersignals kompensiert werden, um eine geeignete Dämpfungskraft des Generators über den verfügbaren Frequenzbereich beizubehalten.
AUSFÜHRUNGSFORM 5
6 zeigt als Blockschaltbild den Leistungskreiskonstanthalter PSS gemäß einer fünften Ausführungsform (Ausführungsform 5) der vorliegenden Erfindung. In 6 werden entsprechende Teile wie bei der Ausführungsform 3 von 4 durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet; insoweit erfolgt keine erneute Beschreibung. In
6 bezeichnet das Bezugszeichen ΔP ein Signal, welches die Abweichung der Wirkleistung des Generators angibt; und bezeichnet 33b eine Optimalerregersystemkompensationsvorrichtung (eine Kompensationsschaltung), deren Übertragungsfunktion folgendermaßen ist: k(T₁S + 1)/(T₂S + 1). Wenn als Eingangssignal die Wirkleistung des Generators gewählt wird, kann sich der Bezugswert ändern; daher muß der Steuersignalprozessor 31 mit der Abweichungsrücksetzvorrichtung 1 versehen sein. Die Konstante T_r der Abweichungsrücksetzvorrichtung 1 wird auf einen Wert eingestellt, der ausreichend groß ist, um den Einfluß der Phase auf das effektive Steuersignal zu verringern.
Die Optimalerregersystemkompensationsvorrichtung 33b bei der Ausführungsform 5 ist grundsätzlich gleich der Vorrichtung 33 bei der Ausführungsform 3, aber da das Signal, welches ihr zugeführt wird, das Signal ΔP ist, welches die Abweichung der Wirkleistung des Generators anzeigt, weist die Kompensationsvorrichtung 33b die Übertragungsfunktion k(T₁S + 1)/S(T₂ + 1) auf.
Die Übertragungsfunktion G_pPSS(jω) des Leistungskreiskonstanthalters bei der vorliegenden Ausführungsform ist gegeben durch: GpPSS(jω) = G_PSS(jω) ⋅ Gm(jω) (14) Gm(jω) = 1/M ⋅ (jω) (15)
Aus den Gleichungen (6) und (8) erhält man die folgenden idealen PSS-Verstärkungs- und Phaseneigenschaften: Verstärkungscharakteristik: KpPSS(ω) = ∣⁣Gm(ω)∣⁣ ⋅ KPSS(ω) = ∣⁣Gm(ω) ⋅ Td_PSS(ω)/KAVR*(ω) = (1/Mω)(Td(ω) – Td_SYS – Td_AVR(ω))/KAVR*(ω) (16) Phasencharakteristik: θ pPSS(ω) = θ PSS(ω) ⋅ π/2 = θAVR*(ω) – π/2 (17)
Die idealen Charakteristiken oder Eigenschaften werden dadurch erhalten, daß die Übertragungsfunktion k(T₁S + 1)/(S(T₂+ 1)) verwendet wird, welche durch die Integrationsfunktion und die voreilende/nacheilende Funktion approximiert wird. Die voreilende/nacheilende Funktion kann in mehreren Stufen verwendet werden, je nach gewünschter Genauigkeit.
Als nächstes wird nachstehend der Betriebsablauf bei dieser Ausführungsform beschrieben.
Wenn das Signal ΔP, welches die Abweichung der Wirkleistung des Generators angibt, dem Steuersignalprozessor 31 zugeführt wird, wird die konstante Abweichung gegenüber dem Bezugswert durch die Abweichungsrücksetzvorrichtung 1 entfernt. Die hoch- und niederfrequenten Rauschkomponenten des Signals ΔP, die durch die Abweichungsrücksetzvorrichtung 1 hindurchgelangt sind, werden durch den Steuersignalprozessor 31 entfernt. Die Phase und die Verstärkung des Signals ΔP, welches wie voranstehend geschildert bearbeitet wurde, werden durch die Optimalerregersystemkompensationsvorrichtung 33b kompensiert.
Wie voranstehend geschildert können bei der Ausführungsform 5 sich ändernde Komponenten und Rauschkomponenten der Wirkleistung des Generators entfernt werden, ohne eine Phasenverschiebung hervorzurufen, oder irgendeinen anderen negativen Einfluß auf das effektive Steuersignal zu haben. Daher können die Phasen und die Verstärkung des effektiven Steuersignals kompensiert werden, so daß eine geeignete Dämpfungskraft des Generators über den verfügbaren Frequenzbereich aufrechterhalten wird.

Claims

Steuersignalprozessor zur Konstanthaltung der Leistung eines Generators, welcher aufweist: eine erste Filterschaltung (2), welche eine erste Charakteristik einer zweifach differenzierbaren Funktion aufweist, um die Werte der Frequenzbereiche eines Eingangssignals (U) zu erhöhen, die größer als ein erster Grenzwert sind; eine zweite Filterschaltung (3), die eine zweite Charakteristik einer zweifach differenzierbaren Funktion aufweist, um die Werte der Frequenzbereiche des Eingangssignals (U) zu erhöhen, die kleiner als der erste Grenzwert, jedoch größer als ein zweiter Grenzwert sind; und eine Logikschaltung (4, 4a) zur Entscheidung, ob der Durchgang des Eingangssignals (U) durch die Logikschaltung zugelassen oder gesperrt werden soll, die eine logische Verknüpfung auf der Grundlage des Eingangssignals (U), des Ausgangssignals von der ersten Filterschaltung (2), und des Ausgangssignals von der zweiten Filterschaltung (3) herstellt und durch Verknüpfungslogik einen durch den ersten und zweiten Grenzwert definierten Frequenzbereich bereitstellt.
Steuersignalprozessor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Logikschaltung (4) eine Logikoperation durchführt, die den Durchgang eines Frequenzbereichs des Eingangssignals (U) zwischen dem ersten und zweiten Grenzwert durch die Logikschaltung gestattet.
Steuersignalprozessor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Logikschaltung (4a) eine Logikoperation durchführt, die den Durchgang durch die Logikschaltung von Frequenzbereichen des Eingangssignals (U) gestattet, die größer sind als der erste Grenzwert und kleiner als der zweite Grenzwert.
Leistungskreiskonstanthalter, welcher aufweist: einen Steuersignalprozessor (31, 32) gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, dass eine Kompensationsschaltung (33) vorgesehen ist zum Kompensieren der Verstärkung und der Phase des Ausgangssignals von dem Steuersignalprozessor (31, 32) auf der Grundlage einer Übertragungsfunktion, die eine vorbestimmte Charakteristik aufweist, die dadurch erhalten wird, dass das Dämpfungsdrehmoment eines Generators auf einen vorbestimmten Wert gesetzt wird, und das Synchrondrehmoment infolge des PSS-Effekts zu Null gemacht wird.
Leistungskreiskonstanthalter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass weiterhin ein Begrenzer (34) vorgesehen ist, um den Wert des Ausgangssignals von der Kompensationsschaltung (33) auf einen Ausgangspegel innerhalb eines vorbestimmten Bereiches zu begrenzen.
Leistungskreiskonstanthalter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Übertragungsfunktion durch eine oder mehrere Stufen von voreilenden/nacheilenden Funktionen approximiert wird.
Leistungskreiskonstanthalter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Übertragungsfunktion durch eine oder mehrere Stufen von voreilenden/nacheilenden Funktionen und eine Integrationsfunktion approximiert wird.
Leistungskreiskonstanthalter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Logikschaltung (4, 4a) des Steuersignalprozessors (31, 32) eine erste und/oder eine zweite Logikoperation durchführt, nämlich eine erste Logikoperation, um den Durchgang durch die Logikschaltung des Frequenzbereichs des Eingangssignals (U) zwischen dem ersten und dem zweiten Grenzwert zuzulassen, bzw. eine Logikoperation, um den Durchgang durch die Logikschaltung der Frequenzbereiche des Eingangssignals (U) zuzulassen, die größer als der erste Grenzwert und kleiner als der zweite Grenzwert sind.