DE19752858B4 - Signalprozessor zur Verarbeitung hochfrequenter CDMA-Signale mit OFW - Google Patents

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Abstract

Signalprozessor für akustische Oberflächenwellen zum Verarbeiten eines ersten und eines zweiten hochfrequenten Signals mit den Frequenzen f1 bzw. f2, mit einem ersten und einem zweiten Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen zum Empfangen des ersten bzw. zweiten hochfrequenten Signals unabhängig voneinander, wobei die Verzögerungselemente aufgebaut sind als Erregungs- (15, 18) und Empfangswandler (16-1, 16-2) für akustische Oberflächenwellen auf einem piezoelektrischen Substrat (1), so daß eine Phasenverzögerung ϕ1 in Bezug auf die Frequenz f1 im wesentlichen gleich einer Phasenverzögerung ϕ2 mit Bezug auf die Frequenz f2 ist (d.h. ϕ1 = ϕ2); und einem Mischer (6) zum Mischen des ersten und zweiten hochfrequenten Ausgangssignals des ersten und zweiten Verzögerngselements, so daß ein Signal mit einer Frequenz |f1 – f2|, die die Differenz zwischen zwei Frequenzen f1 und f2 ist, als ein Ausgangssignal des Mischers vorliegt.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Signalprozessor, bei dem Wandler für die Erregung oder den Empfang von akustischen Oberflächenwellen (im folgenden als OFW bezeichnet) auf einem piezoelektrischen Substrat eines Einkristalls wie Lithiumniobat (LiNbO3), Lithiumtantalat (LiTaO3), Lithiumborat (Li2B4O7), Quarz usw. oder auf einem piezoelektrischen Substrat angeordnet sind, wobei sich ein Film wie Zinkoxid (ZnO)-Film usw. auf einem nicht-piezoelektrischen Substrat befindet, so daß die Filterung von Hochfrequenzsignalen und die Korrelation zwischen Hochfrequenzsignalen mittels Vorrichtungen zum Konvertieren elektrischer Signale in OFW-Signale (oder SAW-Signale) durchgeführt wird und zum Konvertieren von OFW-Signalen in elektrische Signale möglich ist.
  • Ein OFW-Korrelator (Konvolver) in 1 ist ein typisches Beispiel eines konventionellen Signalprozessors mit einem OFW-Filter. Bei dem OFW-Korrelator sind Wandlerelektroden 4 und 5 zum Erregen von Oberflächenwellen auf einer oberen Oberfläche eines piezoelektrischen Substrats 1 angeordnet, und eine durchgehende Elektrode 9 ist zwischen zwei Wandlern in dem Mittelabschnitt des piezoelektrischen Substrats 1 angeordnet. Eine durchgehende Masse-Elektrode 6 befindet sich auf einer unteren Oberfläche des piezoelektrischen Substrats 1. Unabhängige Hochfrequenzsignale liegen an unabhängigen elektrischen Anschlüssen 2-1 und 3-1 an.
  • Die anliegenden Hochfrequenzsignale werden in OFW-Signale umgewandelt, und die OFW-Signale werden in die durchgehende Elektrode 9 in dem Mittelabschnitt von der linken und rechten Seite eingespeist. Wenn die Amplitude jedes der Hochfrequenzsignale eine gewisse Größe erreicht, wird das Produkt der Hochfrequenzsignale von der linken und der rechten Seite unter der Elektrode 9 durch den nicht-linearen Effekt des OFW-Filters erzeugt. Dieses wird räumlich integriert und als Ausgang zwischen den Anschlüssen 8 und Masse 7 abgegriffen.
  • Der Signalprozessor nach 1 kann als Demodulator bei Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen verwendet werden. Das heißt, ein Spread-Spectrum-Signal, das von einem Endgerät empfangen wird, wird bei dem Anschluß 2-1 eingespeist. Ein Abbildungssignal, das gemäß einem Code spektral gespreizt ist, wobei dieser durch Zeitumkehr einer spezifischen Code-Reihe erhalten wird, die jedem Endgerät zugeordnet ist, wird bei dem Anschluß 3-1 eingespeist, so daß nur die Daten, die jedem Endgerät zugeordnet sind, aus dem empfangenen Spread-Spectrum-Signal selektiv demoduliert werden können. In diesem Fall ist die Frequenz des demodulierten Ausgangssignals doppelt so hoch wie die Frequenz des Eingangssignals.
  • Obgleich der OFW-Signalprozessor nach 1 bereits verwendet worden ist für die Demodulation bei speziellen Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen, hat der Prozessor dennoch den folgenden großen Nachteil. Da der nichtlineare Effekt der OFW-Erzeugung sehr klein ist, ist der Pegel des Ausgangssignals sehr niedrig. Außerdem muß ein spektral gespreiztes Abbildungssignal entsprechend einem Code, der durch Zeitumkehr eines für jedes Endgerät speziellen Codes erhalten wird, in dem Endgerät erzeugt werden. Daher muß ein separater Abbildungssignalgeneratorschaltkreis vorgesehen werden. Daraus ergibt sich der Nachteil, daß sich der Gesamtumfang des Schaltkreises vergrößert. Da außerdem die Frequenz des Demodulationssignals doppelt so hoch wie die Frequenz des Eingangssignals ist, ist es schwierig, das Demodulationssignal im weiteren Verlauf zu bearbeiten.
  • Aus der EP 0 409 538 A2 ist ein Signaldemodulator bekannt. Ein Signal wird einer Oberflächenwellenvorrichtung eingegeben, die einen ersten und einen zweiten Ausgangswandler hat, die auf dem Oberflächenwellensubstrat voneinander beabstandet vorgesehen sind, so daß sich ein erstes und ein zweites Ausgangssignal an Ausgangsleitungen ergeben, wobei die Signale gegeneinander um eine Zeit entsprechend der Symboldauer verzögert sind. Die Ausgangswandler haben identischen Aufbau und sind an den im Datensignal verwendeten Code angepaßt, so daß die Oberflächenwellenvorrichtung gleichzeitig Korrelation und Verzögerung bewirkt.
  • Aus der US 5 434 893 ist ein Differential-Sender/Empfänger bekannt. Eine der Baugruppen weist zwei Korrelatoren auf, die gegeneinander um eine Periodendauer oder Zyklusdauer verschoben sind. Dadurch wird Korrelation und Verzögerung bewirkt.
    •
  • Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen OFW-Signalprozessor zu schaffen, bei dem der obengenannte Nachteil nicht mehr auftritt, d.h. der Nachteil, daß nur ein Ausgangssignal mit niedrigem Pegel erzeugt wird, wird überwunden, ohne daß ein Abbildungssignalgeneratorschaltkreis erforderlich ist, der separat in dem Prozessor nach 1 vorgesehen werden müßte, sowie eine Verwendung für den Signalprozessor anzugeben.
  • Um diese Aufgabe zu lösen, wird ein Spread-Spectrum-Signal und ein unmoduliertes Signal in OFW-Verzögerungselemente unabhängig oder integral eingespeist. Außerdem werden das Spread-Spectrum-Ausgangssignal und das unmodulierte Ausgangssignal in externen Mischern gemischt. Die Ausgänge des Mischers werden entsprechend einer Codefolge gewichtet. Als Ergebnis wird der Abbildungssignalgeneratorschaltkreis, der oben beschrieben wurde, überflüssig. So kann nicht nur auf OFW-Verzögerungselemente zurückgegriffen werden, die die Wandlereffizienz steigern, sondern es wird auch ein Hochpegelausgangssignal aufgrund der Verstärkungsfaktoren der beitragenden Mischer erzielt.
    •
  • 1 zeigt einen konventionellen OFW-Signalprozessor für die Spread-Spectrum-Kommunikation;
  • 2 ist eine Teilansicht zur Erläuterung der vorliegenden Erfindung;
  • 3 ist ein Schaltplan eines OFW-Signalprozessors für die Spread-Spectrum-Kommunikation als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 4 ist ein Signaldiagramm zur Erläuterung der Funktion der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nach 3;
  • 5 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für die Spread-Spectrum-Kommunikation als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 6 ist ein Signaldiagramm zur Erläuterung der Funktion der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nach 5 bei QPSK-Modulation;
  • 7A und 7B zeigen die Phase und Amplitude (Konstellation) eines QPSK-modulierten Signals;
  • 8A und 8B zeigen arithmetische Operationen zum Demodulieren von QPSK-modulierten Daten bei der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nach 5;
  • 9A und 9B zeigen arithmetische Operationen zum Demodulieren von BPSK-modulierten Daten in der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nach 5;
  • 10 ist ein Schaltplan eines OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 11 ist eine Darstellung zur Erläuterung der Funktion der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nach 10 bei QPSK-Modulation;
  • 12A und 12B zeigen arithmetische Operationen zum Demodulieren von QPSK-modulierten Daten in der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nach 10;
  • 13 ist ein Signaldiagramm zur Erläuterung der Funktion der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nach 5 bei OQPSK-Modulation;
  • 14 zeigt die Phase und Amplitude (Konstellation) eines π/4-verschobenen QPSK-modulierten Signals;
  • 15 ist ein Signaldiagramm zur Erläuterung der Funktion der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nach 5 bei π/4-verschobener QPSK-Modulation;
  • 16 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 17 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 18 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 19 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 20 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 21 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 22 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 23 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 24 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 25 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 26 ist ein Schaltplan des OFW-Signalprozessors für Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • 2 ist eine Teilansicht einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Um zunächst die Ineffizienz als größtes Problem des konventionellen OFW-Signalprozessors zu überwinden, ist es allgemein notwendig, als piezoelektrisches Substrat 1 ein Substrat zu verwenden, das einen großen elektromechanischen Kopplungskoeffizienten k2 aufweist, der die Effizienz der elektro-akustischen OFW-Wandlung ausdrückt. Als Beispiele für piezoelektrische Substrate mit großem k2 sind LiNbO3, LiTaO3, Li2B4O7, etc. zur Zeit bekannt. Die Temperatureigenschaften in bezug auf die Schallgeschwindigkeit bei der OFW-Fortpflanzung in diesen piezoelektrischen Substraten ist jedoch schlecht. Wenn daher eine Prozessorkonfiguration in die Praxis umgesetzt wird, die die Temperatureigenschaften kompensiert, kann diese Ineffizienz radikal durch bewußte Nutzung der genannten Substrate beseitigt werden.
  • 2 zeigt ein Beispiel einer Prozessorkonfiguration mit der obengenannten Temperaturkompensation gemäß der vorliegenden Erfindung mit den Merkmalen aus Anspruch 1 bis 3. Wie in 2 gezeigt, sind zwei Wandler 15 und 18 zum Anregen von OFW-Wellen auf einem piezoelektrischen Substrat 1 angeordnet, und Wandler 16-1 und 16-2 und Wandler 19-1 und 19-2 sind zum Empfangen von OFW-Signalen, die von den Wandlern 15 und 18 angeregt wurden, und zum Wandeln der OFW-Signale in elektrische Signale angeordnet. In 2 wird ein OFW-Verzögerungselement, das durch den oberen Fortpflanzungsweg gebildet wird, als erstes Verzögerungselement bezeichnet, und ein OFW-Verzögerungselement, das durch den unteren Fortpflanzungsweg gebildet wird, wird als zweites Verzögerungselement bezeichnet. In 2 wird ein hochfrequentes Signal mit einer Frequenz f1 in das erste Verzögerungselement eingespeist, und ein hochfrequentes Signal mit einer Frequenz f2 wird in das zweite Verzögerungselement eingespeist. Es sei v die Schallgeschwindigkeit der OFW-Wellen und l1, l1', l2 und l2' der Abstand zwischen Erregungs- und Empfangswandler, wie in der Zeichnung dargestellt. Die Phasenverzögerungen ϕ in den Ausgangssignalen gegenüber den Eingangssignalen mit den Frequenzen f1 und f2 sind: ϕ1(1) = ω1l1/v ϕ1(2) = ω1(l1 + l1')/v ϕ2(1) = ω2l2/v ϕ2(2) = ω1(l2 + l2')/v,wobei ϕ1 das erste Verzögerungselement bezeichnet, ϕ2 das zweite Verzögerungselement bezeichnet und (1) und (2) jeweils dem vorderen und hinteren Empfangswandler entspricht. Außerdem gelten die Beziehungen ω1 = 2πf1 und ω2 = 2πf2.
  • Wenn sich die Temperatur ändert, so daß sich v um Δv gegenüber einem Wert v0 bei Raumtemperatur je nach Temperatureigenschaft des piezoelektrischen Substrats ändert, d.h. daß v = v0 + Δv gilt, so gilt für die Phasenverzögerungen bei den Ausgangssignalen in Abhängigkeit von der Raumtemperatur: ϕ1(1) = ω1l1/v0(1 – Δv/v0) ϕ1(2) = ω1(l1 + l1')/v0(1 – Δv/v0) ϕ2(1) = ω2l2/v0(1 – Δv/v0) ϕ2(2) = ω1(l2 + l2')/v0(1 – Δv/v0).
  • Aufgrund der obigen Gleichungen ergibt sich, daß z.B. bei einem DS-(direct sequence-)Spread-Spectrum-Signal mit einer Frequenz f1 eingespeist in dem Erregungswandler des ersten Verzögerungselements in 2 die Phasenverzögerungen sich bei den Ausgangssignalen der Empfangswandler 16-1 und 16-2 in Abhängigkeit von der Temperatur um –ω1l1Δv/v0 2 und –ω1(l1 + l1')Δv/v0 2 gegenüber den Werten ω1l1/v0 und ω1(l1 + l1')/v0 bei Raumtemperatur jeweils ändern. Da sich Δv stetig mit der Temperatur ändert, ändert sich die Änderung der Phasendifferenz –ω1l1'Δv/v0 2 zwischen den Ausgängen der Wandler 16-1 und 16-2 mit der Temperatur ebenso stetig. Dementsprechend ist es unmöglich, die Änderung über den gesamten Temperaturbereich auf Null oder ein ganzes Vielfaches von 2π zu bringen. Aufgrund der obigen Beschreibung ergibt sich bei Signalen wie z.B. DS-Modulationssignalen mit DS-gespreiztem Spektrum aufgrund der Phasenänderungen, daß die Phasenverschiebungen der Verzögerungselemente aufgrund ihrer Abhängigkeit von der Temperatur einen sehr ungünstigen Beitrag liefern.
  • Es wurde eine neue Prozessorkonfiguration zum Kompensieren der Phasenänderungen in Abhängigkeit von der Temperatur gefunden. Wie in 2 dargestellt, wird auf ein erstes Hauptverzögerungselement und ein zweites Hilfsverzögerungselement zurückgegriffen. Wenn ein CW-(continuous wave = Dauerstrich-)Signal mit einer Frequenz f2 in einen Erregungswandler 18 des zweiten Verzögerungselements eingespeist wird, so ergibt sich für die Phasenverschiebungen an den Ausgängen der Empfangswandler 19-1 und 19-2 als Wert ω2l2/v0 2 und ω1(l2 + l2')/v0 2 bei Raumtemperatur und eine Änderung von –ω2l2Δv/v0 2 und –ω2(l2 + l2')Δv/v0 2 je nach Temperatur genauso wie bei dem ersten Verzögerungselement.
  • Als nächstes sei angenommen, daß die Ausgänge des ersten und zweiten Verzögerungselements, d.h. die Ausgänge des Wandlers 16-1 und 19-1 durch einen (in 2 nicht dargestellten) Mischer mit externen Transistoren, FETs, Dioden etc. gemischt werden, um am Ausgang eine Differenzfrequenz f3 = |f1 – f2| zu erzeugen. Die Ausgangssignale der Wandler 16-1 und 19-2 haben die Form A1 exp{jω1t + jC1(1) – jϕ1(1)} bzw. A2 exp{jω2t + jC2 – jϕ2(1)}. In diesem Ausdruck sind C1(1) und C2 Größen, die allgemein die Phasen des Eingangssignals mit der Frequenz f1 bzw. f2 ausdrücken. C1(1) enthält Phasenmodulationsinformation für das gespreizte Spektrum, und C2 ist ein konstanter Wert, da das Signal mit der Frequenz f2 ein CW-Signal ist.
  • Die Differenzfrequenz des Ausgangssignals f3 = |f1 – f2| des Mischers ist gegeben als [A3 exp{j(ω1 – ω2)t + j{C1(1) – C2} – j{ϕ1(1) – ϕ2(1)}]. Das Glied ϕ1(1) – ϕ2(1) , das von der Temperatur abhängt, hat die folgende Form: ϕ1(1) – ϕ2(1) = (ω1l1 – ω2l2)/v0 – (ω1l1 – ω2l2)Δv/v0 2.
  • Wenn der Ausdruck in Klammern in dem zweiten Glied auf der rechten Seite Null wird, hängt der Ausgang nicht mehr von der Temperatur ab. Das heißt, die Bedingung ω1l1 = ω2l2 ist äquivalent zu der Bedingung ϕ1(1) = ϕ2(1), da das erste Glied auf der rechten Seite ebenso zur gleichen Zeit Null wird. In diesem Fall wird das Ausgangssignal des Mischers A3 exp[j(ω1 – ω2)t + j{C1(1) – C2}] , so daß die Frequenz f1 in f3 = |f1 – f2| gewandelt wird, aber das Glied, in welchem die Verzögerungselemente von der Temperatureigenschaft abhängen, eliminiert wird.
  • Dasselbe gilt in bezug auf die Ausgangssignale des Wandlers 16-2 und 19-2. Die Ausgangssignale des Wandlers 16-2 und 19-2 sind gegeben durch A1 exp{jω1t + jC1(2) – jϕ1(2)} und A2 exp{jω2t + jC2 – jϕ2(2)}. Das Ausgangssignal des Mischers wird zu A3 exp{j(ω1 – ω2)t + j{C1(2) – C2}] – j{ϕ1(2) – ϕ2(2)} auf die gleiche Art, wie oben beschrieben. Das Glied ϕ1(2) – ϕ2(2), das von der Temperatur abhängt, lautet wie folgt: ϕ1(2) – ϕ2(2) = {ω1(l1 + l1') – ω2(l2 + l2')}/v0 – {ω1(l1 + l1') – ω2(l2 + l2')}Δv/v0 2.
  • Wenn der Wert in Klammern auf der rechten Seite Null wird, d.h. wen ω1(l1 + l1') = ω2(l2 + l2'), ist die Temperaturabhängigkeit eliminiert. Diese Bedingung ist äquivalent zu der Bedingung ϕ1(2) = ϕ2(2). Der Ausgang des Mischers wird zu A3 exp[j(ω1 – ω2)t + j{C1(2) – C2}] auf die gleiche Art, wie oben beschrieben, so daß es kein Glied gibt, bei dem die Verzögerungselemente von den Temperatureigenschaften abhängen.
  • Aufgrund des obigen Ergebnisses kann das zweite Hilfsverzögerungselement, eingebaut wie in 2 gezeigt, die Temperatureigenschaften des Verzögerungselements bei einem Spread-Spectrum-Signal oder dgl. kompensieren, wenn dieses dem ersten Verzögerungselement in 2 eingespeist wird, wobei Ausgangssignale aus mehreren Empfangswandlern entnommen werden. Die Abstände l2 und l2 + l2' zwischen Erregungs- und Empfangswandlern bei dem zweiten Verzögerungselement lassen sich ausdrücken als l2 = ω1l1/ω2 bzw. l1 + l2' = ω1(l1 + l1')/ω2, so daß die Beziehungen ϕ1(1) = ϕ2(1) und ϕ1(2) = ϕ2(2) gelten. Wie oben beschrieben werden die Ausgangssignale der jeweiligen Mischer A3 exp[j(ω1 – ω2)t + j{C1(1) – C2}] bzw. A3 exp[j(ω1 – ω2)t + j{C1(2) – C2}]. Dementsprechend werden die Frequenzen der zwei Ausgänge umgewandelt in f3 = |f1 – f2|, und es wird eine feste Phasenverschiebung von C2 bei beiden Ausgangssignalen erzeugt. Jedoch geht die Phaseninformation nicht aufgrund des Durchgangs durch die Verzögerungselemente verloren, da die Phasenmodulationsinformation C1(1) und C1(2) für gespreizte Spektren beibehalten wird.
  • Die grundlegende Theorie betreffend eine neue Art der Einführung eines piezoelektrischen Substrats mit großem elektromechanischem Kopplungskoeffizienten k2, um radikal die Ineffizienz bei konventionellen OFW-Signalprozessoren aus zuräumen und ein neues Problem in bezug auf die Temperatureigenschaften des Substrats zu lösen, wurde oben beschrieben.
  • 3 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit den Merkmalen nach Anspruch 4 und 5. 3 zeigt den Fall, wo K den Wert l hat und M eine ganze Zahl mit M ≥ 1 ist, wie in Anspruch 5 formuliert. In 3 ist das obere OFW-Verzögerungselement das erste Verzögerungselement, bei welchem ein OFW-Erregungswandler 15 und N Empfangswandler 16-1, ..., 16-N auf einem piezoelektrischen Substrat 1 angeordnet sind, so daß die Phasenverzögerungen in den Ausgangssignalen der jeweiligen Wandler ϕ1(1), ..., ϕ1(N) sind. Das untere OFW-Verzögerungselement ist das zweite Verzögerungselement, bei dem ein OFW-Erregungswandler 18 und N Empfangswandler 19-1, ..., 19-N auf dem piezoelektrischen Substrat 1 angeordnet sind, so daß die Phasenverzögerungen in den Ausgangssignalen der jeweiligen Wandler wie oben beschrieben ϕ2(1), ..., ϕ2(N) sind.
  • Wie in dem Signaldiagramm (a) in 4 gezeigt wird ein DS-Spread-Spectrum-Signal mit einer Frequenz f1 = fRF mit einem durch binäres Phasenumtasten (BPSK) von +1 (d.h. Phase 0) auf –1 (d.h. Phase π) gespreizten Spektrum in einen Eingangsanschluß 14 des ersten Verzögerungselements eingespeist. Das heißt, daß ein Empfangssignal eines Radiogerätes oder ein Signal, das durch Wandlung eines Empfangssignals in ein Zwischenfrequenzbandsignal gewandelt wurde, in den Eingangsanschluß 14 eingespeist wird. Wie in dem Signaldiagramm (b) in 4 dargestellt, wird ein nichtmoduliertes Dauerstrich-(CW-)Signal mit einer Frequenz f2 = fLO in einen Eingangsanschluß 17 des zweiten Verzögerungselements eingespeist. Das heißt, es kann ein lokales Oszillatorsignal eines Radiogerätes in den Eingangsanschluß 17 eingespeist werden. Wie in 3 gezeigt werden die Aus gangssignale der Verzögerungselemente durch die Mischer 20-1, ..., 20-N gemischt, so daß sich Ausgangssignale O(1), ..., O(N) mit einer Differenzfrequenz f3 = fIF (= |fRF – fLO|) ergeben. Hierbei erfüllen die entsprechenden Verzögerungselemente die Bedingung ϕ1(1) = ϕ2(1), ..., ϕ1(N) = ϕ2(N), wie oben mit Bezug auf 2 beschrieben. Dementsprechend werden Phasenänderungen zwischen den Ausgängen der Ausgangsanschlüsse mit Bezug auf die Temperatur wie oben beschrieben kompensiert.
  • Wie in 4 gezeigt hat ein Symbol (entsprechend einem Bit bei BPSK) des Spread-Spectrum-Signals eine Länge Ts und wird zusammengesetzt aus N/M Chips, wobei M eine positive ganze Zahl ist, was im einzelnen später erläutert wird. Ein Chip hat eine Länge Tc. Wie allgemein bekannt entsprechen die Chips einem Differenzcode aus +1 und –1, und die Phasen ändern sich um 0 und π pro Chip. Hierbei müssen die jeweiligen Chips in dem Signaldiagramm (a) in 4 den Ausgangsanschlüssen des ersten Verzögerungselements in 3 entsprechen, so daß die Differenz zwischen den Phasenverzögerungen in den Ausgängen von benachbarten Anschlüssen im wesentlichen gleich der Phasenänderung in einem Chip für den Fall von K = 1 ist. Das heißt, folgendes muß erfüllt sein: |ϕ1(1) – ϕ1(2)| =, ..., = |ϕ1(N – 1) – ϕ1(N)| = |ϕ2(1) – ϕ2(2)| =, ..., |ϕ2(N – 1) – ϕ2(N)| = Tc·2πfRF(= ωRFTc).
  • Außerdem entsprechen die N Ausgangsanschlüsse des Verzögerungselements einander bei einem Symbol und sind unterteilt in M Gruppen: von der ersten Ordnung zur N/M-ten Ordnung; von der N/M + 1-ten Ordnung zu der 2N/M-ten Ordnung; ...; von der (M – 1)N/M + 1-ten Ordnung zur N-ten Ordnung. Dementsprechend ist die Differenz zwischen den Phasenverzögerungen in dem ersten und N-ten Ausgang gegeben durch: |ϕ1(1) – ϕ1(N)| = Tc·2πfRF·(N/M)·M = Ts·2πfRF·M.
  • In 3 sind die Ausgänge O(1), ..., O(N) der Mischer 20-1, ..., 20-N gegeben, wie sie in den Signaldiagrammen (c), (d) und (e) in 4 dargestellt sind (welche die Signalformen in einem Symbol in einem Bereiche von O(1), ..., O(N/M) zeigt). Bei der Signalform von O(1) wird die Frequenz fRF in fIF gewandelt, aber es wird davon ausgegangen, daß die Phasenbeziehung die gleiche wie bei dem Eingangssignal mit einer Frequenz fRF ist, wie in dem Signaldiagramm (a) in 4 dargestellt. Praktisch wird eine Verzögerung äquivalent zu der Verzögerung zwischen dem Erregungswandler 15 und dem Empfangswandler 16-1 erzeugt, aber diese Verzögerung wird zur Vereinfachung bei der folgenden Beschreibung vernachlässigt. Die Signalform von O(2) ist die gleiche wie die Signalform von O(1), verzögert um ein Chip. Ähnlich werden die Signalformen O(3), O(4), ... Signalformen, die um zwei Chips, drei Chips, ... nacheinander verzögert sind, und die Signalform von O(N/M) wird eine Signalform O(1), verzögert um N/M – 1 Chips. Nicht dargestellt ist, daß die Signalform O(N/M + 1) eine Signalform O(1), verzögert um N/M Chips, wird. Dementsprechend kann, da die Verzögerung einer Verzögerung um ein Symbol entspricht, davon ausgegangen werden, daß O(N/M + 1) als eine Signalform entsprechend O(1) vor einem Symbol ausgegeben wird. Ähnlich werden O(N/M + 2), ..., O(2N/M) als Signalformen ausgegeben, die O(2), ..., O(N/M) vor einem Symbol entsprechen. Ähnlich werden O((M – 1)N/M + 1), ..., O(N) als Signalformen ausgegeben, die O(1), ..., O(N/M) vor M – 1 Symbolen entsprechen. Es ist jetzt wichtig, daß die Phasenbeziehungen von O(2), ..., O(N/M) mit der Phase von O(1) in dem konventionellen OFW-Verzögerungselement nicht nur durch eine Verzögerung der entsprechenden Chips gegeben sind, so daß die Phase sich wegen der Temperatureigenschaften des piezoelektrischen Substrats weiter verändert. Die Größe dieser Änderung hängt von dem TCD (temperature coefficient of delay = Verzögerungstemperaturkoeffizient) in der Schallgeschwindigkeit der sich ausbreitenden OFW-Welle ab. Als Beispiel sei nun angenommen, daß ein Symbol etwa 120 Wellenlängen hat. Bei einem 128°-YX-LiNbO3, der allgemein als Substrat mit einem großen piezoelektrischen Effekt verwendet wird, ist dann der TCD etwa 80 ppm/°C. Bei einem Temperaturbereich zwischen Raumtemperatur und ±50°C als Temperaturbereich, indem ein Radiogerät im allgemeinen verwendet wird, beträgt dann die Phasenänderung etwa ± π zwischen den Ausgängen, entsprechend O(1) und O(N/M), wenn ein 120-Wellenlängen-Verzögerungselement in dem genannten Temperaturbereich verwendet wird. Dies bedeutet, daß die Phaseninformation des Spread-Spectrum-Signals vollständig verlorengeht, wenn das Spread-Spectrum-Signal durch das Verzögerungselement in einem Temperaturbereich außer einer spezifischen Temperatur, z.B. der Raumtemperatur, läuft. Der erfindungsgemäße Prozessor, wie er in 3 dargestellt ist, kompensiert solche Phasenänderungen in Abhängigkeit von der Temperatur, so daß die Phasenkorrelation zwischen den Ausgangssignalen perfekt eingehalten wird, unabhängig von der Temperatur, selbst nachdem das Signal durch das Verzögerungselement gelaufen ist.
  • Die Schaltkreise nach den Mischern werden im folgenden mit Bezug auf 3 beschrieben. Die Ausgänge O(1), ..., O(N) der Mischer werden in Umschaltkreise 21-1, ..., 21-N eingespeist. Entweder wird durch die Schalter ein mit +1 gewichteter (UND in 3) Ausgang, d.h. in Phase, oder ein mit –1 gewichteter (NICHT-UND in 3) Ausgang, d.h. in Gegenphase, ausgewählt. Hier werden die Umschaltkreise in M Gruppen unterteilt: von der ersten zur N/M-ten, von der N/M + 1-ten zur 2N/M-ten; ...; von der (M – 1)N/M + 1-ten zur N-ten. Die Gruppen werden mit den Ziffern 22-1, ..., 22-M wie in 3 gezeigt bezeichnet.
  • In dem obengenannten BPSK-Modulationssystem ändert sich die Phase das Spread-Spectrum-Signals allgemein um 0 oder π durch die Basiseinheit eines Chips in einem Symbol gemäß der gespreizten Code-Reihe von +1 und +1, so daß das Spektrum dadurch gespreizt wird. Die Basis der Demodulation ergibt sich wie folgt. 0-Phasen-Chips werden mit +1 gewichtet (der Umschaltkreis in 3 arbeitet in der +1-Position), und π-Phasen-Chips werden mit –1 gewichtet (der Umschaltkreis in 3 arbeitet in –1-Position). Wenn außerdem die Summe aller Chips (die einem Addierer 23-1 in 3 entsprechen) über ein Symbol berechnet wird, so ergibt sich eine Signalform mit großem Ausgang (die OO(1) in 3 entspricht) für den Fall, daß alle Chips in derselben Phasenbeziehung überlagert werden. Die Bedingung, daß alle Chips in Phase gebracht werden, um einen Peak zu erzeugen, gilt nur zu den Zeitpunkten, bei denen ein Symbol wie oben beschrieben vorhanden ist. Zu anderen Zeitpunkten wird die Phasenbeziehung im wesentlichen zufällig aufgrund der Eigenschaft der gespreizten Codereihe, so daß kein Ausgangssignal sondern nur ein sehr kleines Ausgangssignal erhalten wird, selbst wenn die Summe aller Chips berechnet wird.
  • Als nächstes wird im folgenden auf der Grundlage des Obigen ein Verfahren für das Selektieren von einem Zustand in Phase (Wichtung mit +1) und in Gegenphase (Wichtung mit –1) bei jedem der Umschaltkreise jeder Gruppe speziell beschrieben. Es sei als Beispiel im folgenden die Umschaltkreisgruppe 22-1 betrachtet. Die Phasenbeziehungen von O(1) , O(2) und O(N/M) in den Signalverläufen (c), (d) und (e) in 4 sind als Beziehung gegeben, bei der ein Signal sukzessiv Chip für Chip gegenüber O(1) verzögert wird. Um dementsprechend z.B. eine gespreizte Codereihe von +1 und –1, die ein Symbol darstellt, entsprechend O(1), O(2), ..., O(N/M) zu wichten, ist es notwendig, die erste Ordnung der Codereihe O(N/M) entsprechen zu lassen, die zweite Ordnung O(N/M – 1) entsprechen zu lassen, ..., die N/M-te Ordnung O(1) entsprechen zu lassen, im Gegensatz zu der Ordnung der gespreizten Codereihe, wie in den Signalverläufen (c), (d) und (e) in 4 dargestellt. Das heißt, der Umschaltkreis 21-1 in der Umschaltkreisgruppe 22-1 wählt +1, wenn der N/M-te Code der gespreizten Codereihe +1 ist, und wählt –1, wenn der N/M-te Code der gespreizten Codereihe –1 ist. Ähnlich führt der Umschaltkreis 21-2 die Auswahl aufgrund des N/M – 1-te Code der gespreizten Codereihe durch. Die gleiche Kombinations-Selektion wie die oben beschriebene wird bei N/M Umschaltkreisen insgesamt durchgeführt. Außerdem werden die jeweiligen Ausgänge der Umschaltkreise durch einen Addierer 23-1 aufaddiert, so daß die Summe als ein Ausgang OO(1) abgegriffen wird.
  • Die spezielle Erläuterung des Obigen und eine einfache Messung wird im folgenden mit Bezug auf die Signalformen in 4 beschrieben. Es ist aufgrund des Signalverlaufs (a) in 4 offensichtlich, daß die gespreizte Codereihe 0ππ ... 0ππ beträgt, d.h. +1 – 1 – 1 ... +1 – 1 – 1. Wie oben beschrieben wird bei der Phasenbeziehung von O(1) angenommen, daß sie die gleiche wie beim Eingangssignal mit einer Frequenz fRF ist. Hier müssen die jeweiligen Ausgänge beachtet werden, die den am weitesten links liegenden Chips in den Signalverläufen (c), (d) und (e) in 4 entsprechen, d.h. die jeweiligen Ausgänge, die den ersten Chips auf der Zeitachse in 4 entsprechen. Diese Phasen sind π, π und 0 in der Reihenfolge O(1), O(2) und O(N/M). Die Phasenbeziehung ist gleich der umgekehrten Ordnung der gespreizten Codereihe. Dementsprechend werden wie oben beschrieben O(1), O(2), ..., O(N/M) entsprechend einer Codereihe gewichtet, die sich aus der umgekehrten Reihenfolge der ge spreizten Codereihe ergibt, und die gewichteten O(1), O(2), ..., O(N/M) werden aufaddiert. Weil alle Ausgänge mit derselben Phasenbeziehung aufaddiert werden, wird der Ausgang groß. Das Ausgangssignal der Summe ist in dem Signalverlauf (f) in 4 gezeigt. Hier ist in der Praxis die Zahl der Ausgänge (O(1), O(2), ..., O(N/M) sehr groß, d.h. zwischen 10 und bis über einhundert, so daß die Amplitude der Ausgangssumme sehr groß wird.
  • Als nächstes müssen die jeweiligen Ausgänge entsprechend dem zweiten Chip von der linken Seite in den Signalverläufen (c), (d) und (e) in 4 berücksichtigt werden, d.h. die jeweiligen Ausgänge, verzögert um einen Chip, gemäß der obigen Beschreibung auf der Zeitachse in 4. In diesem Fall gibt es keine Korrelation zwischen der Wichtung entsprechend der obengenannten Codereihe, die sich aus der umgekehrten Reihenfolge der gespreizten Codereihe ergibt, und der Phase für jeden Ausgang. Dementsprechend ist die Phasenbeziehung der Summe aller Gewichtsausgänge zufällig, so daß der Ausgang der Summe relativ klein wird, wie dies in dem Signalverlauf (f) in 4 gezeigt ist. Dasselbe gilt für die jeweiligen Ausgänge, verzögert um 2, 3, ..., N/M – 1 Chips. Wie in dem Signalverlauf (f) in 4 gezeigt wird das Ergebnis der Addition aller Ausgänge sehr klein. Da der um N/M Chips verzögerte Ausgang zurückkehrt zur vorher genannten ursprünglichen Phasenbeziehung, ergibt sich bei der Addition aller gewichteter Ausgänge wieder eine große Amplitude, wie in dem Signalverlauf (f) in 4 gezeigt.
  • Wie sich aus der obigen Beschreibung ergibt, wird bei jedem Symbol der große Ausgangspeak in OO(1) in dem Signalverlauf (f) in 4 erreicht, was bedeutet, daß ein Autokorrelationswert des Spread-Spectrum-Signals über ein Symbol als Ausgangssignalform erreicht wird. Obgleich der Signalverlauf (f) in 4 den Fall zeigt, bei dem zwei große Aus gangssignalformen in Phase liegen, werden Phasenmodulationsdaten für die Übertragung von 1-Bit-Daten als ein Symbol in der Korrelation in Phase zwischen den zwei Ausgangssignalformen ausgedrückt. Das heißt, man kann z.B. davon ausgehen, daß Daten über 2 Bits +1 + 1 oder –1 – 1 sind, wenn die beiden großen Ausgangssignalformen in Phase liegen, und Daten über 2 Bits +1 – 1 oder –1 + 1 sind, wenn die beiden großen Ausgangssignalformen in umgekehrter Phase zueinander stehen. Dementsprechend kann wie in Anspruch 6 beansprucht die Demodulation eines Spread-Spectrum-Signals mit dem BPSK-Modulationssystem durchgeführt werden, wenn die Amplitude und Phase des Ausgangs OO(1) für jedes Symbol durch die Vorrichtung nach 3 überwacht wird, so daß eine Schaltungstechnik zur allgemeinen Synchronisationserfassung direkt ohne Änderung angewendet werden kann. In diesem Fall werden ein Trägerrückgewinnungsschaltkreis und, wenn nötig, ein Taktableitungsschaltkreis zum Bestimmen eines Beurteilungspunktes des Ausgangs separat außerhalb vorgesehen. Es reicht aus, daß diese Schaltkreise in einer Schaltungskonfiguration Eingang finden, die allgemein bei Radiogeräten verwendet werden.
  • Als ein Demodulationssystem neben den oben beschriebenen gibt es ein Verzögerungserfassungssystem. Die Verzögerungserfassung ist ein Verfahren, bei dem ein Ausgangssignal eines vorherigen Symbols mit einem momentanen Symbolausgangssignal verglichen wird, um so Daten zu demodulieren. Der Ausgang eines vorigen Symbols ist gegeben durch OO(2) in 3. Eine Umschaltkreisgruppe 22-2 mit Umschaltkreises 21-(N/M + 1), ..., 21-2N/M sorgen für eine Wichtung mit +1 und –1 gemäß den entsprechenden Ausgängen O(N/M + 1), ..., O(2N/M), ein Symbol vor den Ausgängen O(1), ..., O(N/M), auf die gleiche Art wie bei der Umschaltkreisgruppe 22-1. Die jeweiligen Ausgänge werden durch einen Addierer 23-2 aufaddiert, so daß die Summe als OO(2)an dem Anschluß 24-2 ausgegeben wird. Der Signalverlauf (g) in 4 zeigt ein Beispiel des Ausgangs OO(2).
  • Wenn OO(1) in dem Signalverlauf (f) in 4 und OO(2) in dem Signalverlauf (g) in 4 verglichen werden, um eine Verzögerungserfassung durchzuführen, können Daten wie in Anspruch 7 beansprucht demoduliert werden. Das heißt, wenn eine arithmetische Operation wie in Anspruch 8 beansprucht durchgeführt wird, können Daten leicht demoduliert werden. Wenn OO(3), ..., OO(M) bei vorherigen Symbolen ebenso verwendet werden für die Korrelation in Phase und Amplitude aller Ausgänge, kann Demodulation mit weiterem Rauschen oder dgl. durchgeführt werden. Wenn M jedoch allgemein auf 2 gesetzt wird und die Phase und Amplitude der Ausgänge in einem laufenden Symbol und einem vorherigen Symbol verwendet werden, kann eine sehr genaue Demodulation durchgeführt werden.
  • 5 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie in den Ansprüchen 13 und 20 beansprucht. 5 zeigt den Fall K = 1 nach Anspruch 13 oder den Fall, wo M eine ganze Zahl ist mit M ≥ 1 nach Anspruch 20. Diese Vorrichtung umfaßt ein erstes OFW-Verzögerungselement im zentralen Abschnitt in 5, ein zweites OFW-Verzögerungselement in dem oberen Chip in 5 und ein drittes OFW-Verzögerungselement in dem unteren Abschnitt in 5. Die Phasenverzögerungen in den Ausgängen der Verzögerungselemente werden ausgedrückt durch ϕ1(1), ..., ϕ1(n), ϕ2(1), ..., ϕ2(N) bzw. ϕ3(1), ..., ϕ3(N). Ein Spread-Spectrum-Signal mit einer Frequenz fRF wird in das erste Verzögerungselement eingespeist. Ein Dauer-Signal, welches ein nicht-moduliertes Signal mit einer Frequenz fLO gleich der Frequenz fRF ist, wird in das zweite und dritte Verzögerungselement eingespeist. Ähnlich dem Fall in 3 sind die Phasenverzögerungen in den Ausgängen bei den entspre chenden Anschlüssen des ersten und zweiten Verzögerungselements im wesentlichen einander gleich. Das bedeutet, die folgenden Beziehungen sind erfüllt:
    ϕ1(1) = ϕ2(1), ϕ1(2) = ϕ2(2), ..., ϕ1(N) = ϕ2(N).
  • Außerdem haben die Phasenverzögerungen in den Ausgängen bei den entsprechenden Anschlüssen des zweiten und dritten Verzögerungselements eine Differenz von etwa 90° zueinander. Das heißt, die untengenannten Beziehungen sind erfüllt. Hierbei kann die Phasendifferenz von 90° erzeugt werden durch Änderung eines Fortpflanzungsweges von akustischen Oberflächenwellen, wie in Anspruch 14 beansprucht, oder durch einen externen Schaltkreis, wie in Anspruch 15 beansprucht.
    ϕ2(1) = ϕ3(1) ± 90°, ϕ2(2) = ϕ3(2) ± 90°, ..., ϕ2(N) = ϕ3(N) ± 90°.
  • Ähnlich wie bei dem Fall in 3 erfüllt die Differenz zwischen den Phasenverzögerungen in den Ausgängen bei entsprechenden benachbarten Anschlüssen bei N Ausgangsanschlüssen bei jedem Verzögerungselement die folgenden Beziehungen für den Fall K = 1: |ϕ1(1) – ϕ1(2)| =, ..., = |ϕ1(N – 1) – ϕ1(N)| = |ϕ2(1) – ϕ2(2)| =, ..., |ϕ2(N – 1) – ϕ2(N)| = |ϕ3(1) – ϕ3(2)| =, ..., = |ϕ3(N – 1) – ϕ3(N)| = Tc·2πfRF(ωRFTc)
  • Ähnlich ist die Differenz zwischen den Phasenverzögerungen in dem ersten und dem N-ten Ausgang bei jedem Verzögerungselement wie folgt gegeben: |ϕ1(1) – ϕ1(N)| = |ϕ2(1) – ϕ2(N)| = |ϕ3(1) – ϕ3(N)| = Tc·2πfRF·(N/M)·M = Ts·2πfRF·M.
  • Im Unterschied zu dem Fall aus 3 werden die entsprechenden Ausgänge des ersten und zweiten Verzögerungselements in die Mischer 33-1, ..., 33-N eingespeist, wie dies in 5 dargestellt ist, und die Ausgänge der Mischer werden zu I(1), ..., I(N) gemacht. Die entsprechenden Ausgänge des ersten und dritten Verzögerungselements werden in die Mischer 34-1, ..., 34-N eingespeist, und die Ausgänge der Mischer werden zu Q(1), ..., Q(N) gemacht. Die Ausgänge I(1), ..., I(N) und die Ausgänge Q(1), ..., Q(N) werden in Gruppen auf die gleiche Art unterteilt, wie dies der Fall in 3 ist. Das bedeutet, die Ausgänge werden in M Gruppen, nämlich von 1 bis N/M, von N/M + 1 zu 2N/M, ..., von (M – 1)N/M + 1 zu N unterteilt. Wie später im einzelnen erläutert werden wird, entspricht jede Gruppe einem Symbol des Spread-Spectrum-Signals.
  • 6 zeigt Ausgangssignalformen von jeweiligen Teilen in 5, ähnlich wie 4. Anders als bei der Beschreibung zu 4 ist das Spread-Spectrum-Eingangssignal ein DS-Signal, das spektral gespreizt ist mit Vierphasenumtastung (QPSK). Wie in dem Signalverlauf (a) in 6 gezeigt, ist die QPSK ein System mit vier Phasen, nämlich π/4, 3π/4, 5π/4 und 7π/4 für die Modulation. Dementsprechend ist eine der obengenannten vier Phasen einem Chip in dem Fall von 6 zugeordnet, während entweder 0 oder π in zwei Phasen einem Chip in dem Fall in 4 zugeordnet ist. Die Beziehung zwischen der Phase und Amplitude der QPSK-Modulationswelle kann durch die in 7A gezeigte Konstellation ausgedrückt werden. Koordinatenpunkte, die 4 Phasen entsprechen, können aufgefaßt werden als unterteilt in eine Gruppe von phasengleichen (0°-Phase) Komponenten und eine Gruppe von quadraturphasigen (90°-Phase) Komponenten. Allgemein wird die Gruppe von phasengleichen Komponenten in einem QPSK-Modulationssignal i-Kanal und die Gruppe von Quadraturphasenkommponenten q-Kanal genannt.
  • Ein Spread-Spectrum-Signal mit QPSK wird durch Zuordnung eines unabhängigen gespreizten Codes zu diesen i- und q-Kanälen erzeugt. Zum Beispiel versteht sich für den Fall des Signalverlaufs (a) in 6, daß die gespreizte i-Kanal-Codereihe gegeben ist als –1 – 1 + 1 ... –1 – 1 + 1 und die gespreizte q-Kanal-Codereihe gegeben ist als +1 – 1 – 1 ... –1 + 1 + 1 in bezug auf ein Symbol, wenn phasengleiche Komponenten und quadraturphasige Komponenten auf der Basis von den Phasen von Chips erzeugt werden. Außerdem können bei QPSK anders als bei BPSK Daten von 2 Bits pro Symbol übertragen werden. Dies ergibt sich daraus, daß Daten mit 1 Bit pro Symbol sowohl im i- als auch im q-Kanal individuell auf die gleiche Art wie bei spektraler Spreizung moduliert werden können.
  • In 5 sind die Mischerausgänge I(1), ..., I(N) und Q(1), ..., Q(N) gezeigt, die im folgenden erläutert werden. Wenn im folgenden auf das zweite Verzögerungselement Bezug genommen wird, kann davon ausgegangen werden, daß jeder Ausgang des zweiten Verzögerungselements eine Frequenz fLO gleich der Frequenz fRF hat und ein nicht-moduliertes Kosinus-Signal ist. Jeder Ausgang des dritten Verzögerungselements ist ebenso ein nicht-moduliertes Kosinussignal, bei dem die Phase um 90° gegenüber einem korrespondierenden Ausgang des zweiten Verzögerungselements verschoben ist, d.h. ein Sinussignal. Dementsprechend werden Ausgangssignalformen gemäß der gespreizten i-Kanal-Codereihe als Mischerausgänge I(1), ..., I(N) erhalten, während Ausgangssignalformen entsprechend der gespreizten q-Kanal-Codereihe als Mischerausgänge Q(1), ..., (Q(N) erhalten werden. Das in 5 gezeigte Beispiel unterscheidet sich von dem Fall in 4 dadurch, daß Modulationssignale (Frequenz fBB = fRF – fLO) eines Basisbandes direkt als Ausgänge wegen fLO = fRF erhalten werden. In Verbindung mit der Konstella tion in 7A bedeutet dies, daß Projektionskomponenten, die erhalten werden, wenn Koordinatenpunkte entsprechend den vier Phasen auf die In-Phase-Achse projiziert werden, als Ausgänge I(1), ..., I(N) erhalten werden, und Projektionskomponenten, die erhalten werden, wenn die Koordinatenpunkte projiziert werden auf die Quadraturphasenachse, als Ausgänge Q(1), ..., Q(N) erhalten werden.
  • Das Obengenannte bezieht sich auf den Fall, bei dem ein Referenzsignal (ein lokales Oszillatorsignal entsprechend dem obengenannten Kosinussignal und Sinussignal) mit einer Frequenz, die gleich der des Empfangssignals ist, und einer Phasenbeziehung, bei welcher die Phase des Referenzsignals in der Mitte der Koordinatenpunkte angeordnet sind, entsprechend den vier Phasen in 7A, erzeugt wird mittels eines Trägerrückgewinnungsschaltkreises, der sich separat innerhalb eines Radiogerätes befindet. Zur Vereinfachung eines Systems kann das Referenzsignal auch ohne Trägerrückgewinnungsschaltkreis erzeugt werden. In diesem Fall ist die Phasenbeziehung des Referenzsignals (lokalen Oszillatorsignals) zu dem Empfangssignal unterschiedlich gegenüber der obengenannten Beziehung, und die Phasen des Empfangssignals werden nicht immer in den Koordinatenpunkten π/4, 3π/4, 5π/4 und 7π/4 in bezug auf das Referenzsignal angeordnet sein. Dies bedeutet, daß die vier Koordinatenpunke des Empfangssignals synchron in einer Richtung mit der Zeit in bezug auf das Referenzsignal mit einer Frequenz fLO wie in 7B gezeigt rotieren. Dementsprechend ergibt sich in diesem Fall aus 7B, daß Komponenten I(1), ..., I(N), projiziert auf die In-Phase-Achse, und Komponenten Q(1), ..., Q(N), projiziert auf die Quadraturphasenachse, nicht immer Ausgangssignalformen haben, die der gespreizten i-Kanal-Codereihe und der gespreizten q-Kanal-Codereihe des QPSK-modulierten Spread-Spectrum-Empfangssignals entsprechen. Die Signalverläufe (c), (d), (e), (f), (g) und (h) in 6 zeigen I(1), ..., I(N/M) und Q(1), ..., Q(N/M) unter der Annahme des Falls in 7B. Obgleich Ausgänge entsprechend dem Modulationssignal eines Basisbandes erzeugt werden, ist es aufgrund von 7B offensichtlich, daß sichnicht nur die + – und – – Zeichen der Ausgänge sondern auch die Pegel der Ausgänge ändern, da die Phasen der Ausgänge in positiver Richtung um einen Winkel von etwa der Größenordnung einiger zehn Grade in diesem Fall rotieren. Die Betrachtungen sind hier die gleichen wie bei dem Fall von 4, während die Phasenänderung entsprechend der Verzögerung zwischen Erregungswandler 26 und Empfangswandler 27-1 des ersten Verzögerungselements vernachlässigt werden. Folglich entsprechen I(1) und Q(1) in den Signalverläufen (c) und (f) in 6 direkt der Phase des Eingangssignals in dem Signalverlauf (a) in 6, und I(2) und Q(2) in den Signalverläufen (d) und (g) in 6 sind um ein Chip gegenüber I(1) bzw. Q(1) verzögert. Ähnlich sind I(N/M) und Q(N/M) in den Signalverläufen (e) und (h) in 6 um N/M – 1 Chips gegenüber I(1) bzw. Q(1) verzögert.
  • In 5 unterteilen die Umschaltgruppen 39-1, ..., 39-M, ..., 40-1, ..., 40-M, 41-1, ..., 41-M und 42-1, ..., 42-M die Größen I(1), ..., I(N) und Q(1), ..., Q(N) in M Gruppen à N/M und mit +1 und –1 durch Umschaltkreise in den jeweiligen Gruppen gewichtet. Die Ausgänge der jeweiligen Umschaltkreisgruppen werden pro Gruppe durch Addierer 43-I, ..., 43-M, 44-1, ..., 44-M, 45-1, ..., 45-M und 46-1, ..., 46-M addiert, so daß IIi(1), ..., IIi(M), IIq(1), ..., IIq(M), QQi(1), ..., QQi(M) und QQq(1), ..., QQq(M) ausgegeben werden (die Bedeutung der Zusätze i und q wird später erläutert). Die Auswahl der Wichtung aus +1 und –1 mittels Umschaltkreisen kann den jeweiligen Umschaltkreisen entsprechen, während die Reihenfolge der gespreizten Codereihe des Spread-Spectrum-Signals in der gleichen Art wie in dem Fall in 3 umgedreht wird. Es ist jedoch wichtig, daß die i- und q-Kanalmodulationssignalkomponenten eines Basisbandes ausgegeben werden, während sie gespreizt werden zu den Komponenten I(1), ..., I(N/M), projiziert auf die In-Phase-Achse, und Komponenten Q(1), ..., Q(N/M), projiziert auf die Quadraturphasenachse. Dementsprechend müssen die Modulationssignale für die jeweiligen Kanäle unter Verwendung von sowohl I(1), ..., I(N/M) und Q(1), ..., Q(N/M) festgelegt werden. Ein Ausgang, der erzeugt wird, wenn I(1), ..., I(N/M) entsprechend mit +1 oder –1 gemäß der gespreizten i-Kanal-Codereihe gewichtet werden, wird außerdem durch einen Addierer zu IIi(1) aufaddiert, während ein Ausgang, der erreicht wird, wenn I(1), ..., I(N/M) mit +1 oder –1 entsprechend der gespreizten q-Kanal-Codereihe gewichtet werden, durch einen Addierer zu IIi(1) aufaddiert wird. Ähnlich ergibt sich ein Ausgang, wenn Q(1), ..., Q(N/M) entsprechend der gespreizten i-Kanal-Codereihe gewichtet weiter durch einen Addierer aufaddiert werden zu QQi(1), während ein Ausgang, welcher sich ergibt, wenn Q(1), ..., Q(N/M) gewichtet gemäß der gespreizten q-Kanal-Codereihe weiter durch einen Addierer aufaddiert werden, QQq(1) ist. Die vorher genannten Ausgänge werden an den Anschlüssen 47-1, 48-1, 49-1 und 50-1 in 5 abgegriffen. Die gleiche Operation wird auch bei den vorigen Ausgängen eines Signals I(N/M + 1), ..., I(2N/M) und Q(N/M + 1), ..., Q(2N/M) durchgeführt, so daß sich die Ausgänge IIi(2), IIq(2), QQi(2) und QQq(2) ergeben und abgegriffen werden an den Anschlüssen 47-2, 48-2, 49-2 und 50-2. Wenn die gleiche Operation sukzessive weiter wiederholt wird, werden die Ausgänge bis zu IIi(M), IIq(M), QQi(M) und QQq(M) bestimmt. Aus der obigen Beschreibung ergibt sich für die Zusätze i und q die folgende Bedeutung. i drückt ein i-Kanalmodulationssignal aus, IIi und QQi stellen eine Komponente des i-Kanalmodulationssignals dar, das projiziert ist auf die In-Phase-Achse und eine Komponente des i-Kanalmodulations signals, projiziert auf die Quadraturphasenachse, q drückt ein q-Kanalmodulationssignal aus, IIq und QQq stellen eine Komponente des q-Kanalmodulationssignals dar, projiziert auf die In-Phase-Achse und eine Komponente des q-Kanalmoduationssignals, projiziert auf die Quadraturphasenachse.
  • Die Signalverläufe (l), (j), (k) und (l) zeigen ein Beispiel für IIi(1), QQi(1), IIq(1) und QQq(1). Es ist aus 6 offensichtlich, daß ein Ausgang, der dem Chip am weitesten links entspricht, d.h. dem ersten Chip in Bezug auf die Zeitachse, groß ist. Dies folgt daraus, daß In-Phase-Komponenten und Quadraturphasenkomponenten jeweils zusammen mit demselben Vorzeichen auf der Basis der Wichtung mit +1 und –1 gemäß den gespreizten i- und q-Kanal-Codereihen aufaddiert werden. Dies bedeutet, daß der Autokorrelationswert des Spread-Spectrum-Signals über ein Symbol auf die gleiche Art und Weise erhalten wird wie in dem Fall des Signalverlaufs (f) in 4. Die Amplitude des Autokorrelationswertes ist gegeben durch √{IIi(1)² + QQi(1)²} beim i-Kanal und durch √{IIq(1)² + QQq(1)²} beim q-Kanal. Hier wird die Modulation für das Senden von Daten mit 2 Bits, d.h. 1 Bit pro Symbol in den i-Kanal und 1 Bit pro Symbol im q-Kanal, wie folgt durchgeführt. Die Vorzeichen von IIi(1) und QQi(1) werden simultan geändert, um zu ermöglichen, daß Daten mit 1 Bit versendet werden können, und die Vorzeichen von IIq(1) und QQq(1) werden simultan verändert, um es zu ermöglichen, Daten von 1 Bit zu versenden.
  • Ähnlich dem Fall des Signalverlaufs (f) in 4 wird der Peak bei jedem Autokorrelationswert wieder zu dem Zeitpunkt erhalten, zu dem das Signal um ein Signal verzögert wird, aber die Ausgänge relativ sehr klein sind, wie es in den Signalverläufen (i), (j), (k) und (l) in 6 zu anderen Zeitpunkten gezeigt ist, weil es keine Korrelation zwischen dem Vorzeichen jedes Ausgangs I(i), ..., I(N/M), Q(1), ..., Q(N/M) und der Wichtung gibt.
  • Bei der Datendemodulation, wie sie beansprucht ist in Anspruch 21, werden Amplitude und Vorzeichen (Phase) von IIi(a) und QQi(1) für jedes Symbol überwacht, um Daten von 1 Bit zu erhalten, und die Amplitude und das Vorzeichen (Phase) von IIq(1) und QQq(1) werden für jedes Symbol überwacht, um Daten von 1 Bit zu erhalten. In diesem Fall können ein Trägerrückgewinnungsschaltkreis mit einer allgemeinen Schaltkreiskonfiguration eines synchronen Detektors und, wenn nötig, ein Taktableitungsschaltkreis zum Festlegen eines Beurteilungspunktes des Ausgangs separat außerhalb vorgesehen werden.
  • Die Verzögerungserfassung, die ein anderes Demodulationssystem ist, wie es in Anspruch 22 beansprucht ist, wird wie folgt durchgeführt. In 5 werden die Amplitude und das Vorzeichen (Phase) korrespondierender Ausgänge unter den ein Symbol vorangehenden Ausgängen IIi(2), QQi(2), IIq(2) und QQq(2) und momentanen Symbolausgängen IIi(1), QQi(1), IIq(1) und QQq(1) miteinander verglichen, um es dadurch zu ermöglichen, i- und q-Kanaldaten zu demodulieren. Genauer gesagt, es werden wie in Anspruch 23 beansprucht arithmetische Operationen, die in der Tabelle in 8A dargestellt sind, ausgeführt, um es damit zu ermöglichen, Daten zu demodulieren. Es seien m und n Modulationsdaten entsprechend dem i- bzw. q-Kanal (sowohl m als auch n nimmt einen Wert +1 oder –1 an). Kombinationen von Daten (aktuellen Daten) in einem momentanen Symbol und Daten (frühere Daten) in einem vorherigen Symbol für den Fall der Verzögerungserfassung sind links in 8A gezeigt. Um Demodulationsdaten zu erhalten, wird die folgende arithmetische Operation mit Bezug auf den i-Kanal durchgeführt. {IIi(1) + IIi(2)}2 + {QQi(1) + QQi(2)}2 – {IIi(1) – IIi (2)}2 – {QQi(1) – QQi(2)}2 = 4{IIi(1)·IIi(2) + QQi(1)· QQi(2)}.
  • Die folgende arithmetische Operation wird mit Bezug auf den q-Kanal durchgeführt: {IIq(1) + IIq(2)}2 + {QQq(1) + QQq(2)}2 – {IIq(1) – IIq(2)}2 – {QQq(1) – QQq(2)}2 = 4{IIq(1)·IIq(2) + QQq(1)·QQq(2)}.
  • Durch Kombinationen der vorliegenden Daten und früherer Daten von m und n werden die Ergebnisse der arithmetischen Operationen in dem unteren Abschnitt in der Mitte in der Tabelle in 8A erhalten. Die obengenannten Ergebnisse sind in 8B dargestellt. Das bedeutet, i- und q-Kanalmodulationsdaten werden in Kombination von +1 und –1 wie in dem oberen Abschnitt in 8B gezeigt gegeben. In jedem i- und q-Kanal sind Demodulationsdaten gegeben als "+"-Ausgang, wenn die Vorzeichen von 2 Bits +1 + 1 oder –1 – 1 sind, während Demodulationsdaten als "–"-Ausgang gegeben sind, wenn die Zeichen von 2 Bits +1 – 1 oder –1 + 1 sind. Dementsprechend werden Demodulationsdaten als eine Pulsfolge von "+" und "–" wie in der Mitte von 8B gezeigt ausgegeben, und Originaldaten werden ohne irgendein Problem demoduliert, wenn differentielles Kodieren auf der Senderseite verwendet wird.
  • Demodulationsdaten werden in der Form von Pulsen ausgegeben, wie sie in der Mitte von 8B gezeigt sind. Dementsprechend sind Taktpulse zum Bestimmen des Timings bei der Erfassung von diesen Pulsen erforderlich. Diese Taktpulse werden durch die folgende arithmetische Operation, die auf der rechten Seite in der Tabelle in 8A gezeigt ist, erhalten: {IIi(1) + IIi(2)}2 + {QQi(1) + QQi(2)}2 + {IIi(1) – IIi(2)}2 + {QQi(1) – QQi(2)}2 = 2 {IIi(1)2 + IIi(2)2 + QQi(1)2 + QQi(2)2} oder {IIq(1) + IIq(2)}2 + {QQq(1) + QQq(2)}2 + {IIq(1) – IIq(2)}2 + {QQq(1) – QQq(2)}2 = 2 {IIq(1)2 + IIq(2)2 + QQq(1)2 + QQq(2)2}.
  • Das Ergebnis der obengenannten arithmetischen Operation ist in dem unteren Abschnitt rechts in 8A gezeigt. Speziell wird eine periodische Taktpulsfolge wie in dem unteren Abschnitt in 8 gezeigt erhalten.
  • Obgleich die obige Beschreibung in bezug auf den Fall erfolgte, wo QPSK als Modulationssystem verwendet wird, wird derselbe Effekt auch in dem Fall erreicht, bei dem BPSK verwendet wird. Bei BPSK jedoch wird entweder der i-Kanal oder der q-Kanal verwendet. Unter der Annahme, daß zur Vereinfachung nur der i-Kanal verwendet wird, werden Kombinationen von Daten, ausgedrückt in m = +1 oder –1, links in 9A gezeigt. Da Wichtung für die gespreizte q-Kanal-Codereihe nicht erforderlich ist, werden die Umschaltkreisgruppen 40-1, ..., 40-M, 42-1, ..., 42-M in 5 überflüssig. Demodulationsdaten werden durch die folgende arithmetische Operation auf die gleiche Art wie in dem Fall von 8A erreicht: {IIi(1) + IIi(2)}2 + {QQi(1) + QQi(2)}2 – {(IIi(1) – IIi(2)}2 – {QQi(1) – QQi(2)}2 = 4{(IIi(1)·IIi(2) + QQi(1)·QQi(2)}.
  • Das Ergebnis der obengenannten arithmetischen Operation ist in dem unteren Abschnitt in der Mitte von 9A in Abhängigkeit von dem Wert von m dargestellt. Außerdem werden Taktpulse durch die folgende arithmetische Operation erhalten: {IIi(1) + IIi(2)}2 + {QQi(1) + QQi(2)}2 + {IIi(1) – IIi(2)}2 + {(QQi(1) – QQi(2)}2 = 2{IIi(1)2 + IIi(2)2 + QQi(1)2 + QQi(2)2}.
  • Das Ergebnis der obengenannten arithmetischen Operation ist in dem unteren Abschnitt rechts in 9A gezeigt. Das vorher genannte Ergebnis ist in 9B im Vergleich zu einer Modulationsdatenreihe gezeigt, und Ursprungsdaten werden auf die gleiche Art wie in dem Fall in 8B demoduliert.
  • 10 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie beansprucht ist in Anspruch 9. 10 ist im wesentlichen gleich zu 3, aber 10 zeigt eine Konfiguration unter der Annahme eines QPSK Modulationssystems, während 3 eine Konfiguration unter der Annahme eines BPSK Modulationssystems zeigt. Die Ausgänge O(1), ..., O(N) von Mischern werden mit +1 oder –1 durch Umschaltkreise gewichtet und durch einen Addierer aufaddiert. Anders als in 3 ist eine Wichtung entsprechend den gespreizten i- und q-Kanal-Codereihen in dem Fall von QPSK erforderlich. Umschaltkreisgruppen 22-1, ..., 22-M werden zum Wichten gemäß der gespreizten i-Kanal-Codereihe verwendet, während die Umschaltkreisgruppen 52-1, ..., 52-M verwendet werden zum Wichten gemäß der gespreizten q-Kanal-Codereihe. Diese gewichteten Ausgänge werden pro Symbol aufaddiert durch die Addierer 23-1, ..., 23-M und 53-1, ..., 53-M, so daß die Ausgänge OOi(1), ..., OOi(M) und OOq(1), ..., OOq(M) abgegriffen werden.
  • 11 zeigt Signalformen an den jeweiligen Teilen in 10. Es sei im folgenden angenommen, daß das Eingangssignal dieselbe Signalform wie in 6 hat. Da fLO = fRF gilt, ist die Frequenz von O(1), ..., O(N) gleich dem Wert fIF = |fRF – fLO|. Die Ausgänge O(1), ..., O(N/M) sind die in den Signalverläufen (c), (d) und (e) in 11 gezeigten, so daß die Frequenz gewandelt ist, aber die Phasenbeziehung beibehalten wurde. Die Ausgänge OOi(1) und OOq(1) bei den Anschlüssen 24-1 und 54-1 in 10 sind in den Signalverläufen (f) und (g) in 11 gezeigt. Die Peaks der Autokorrelationswerte entsprechend dem i- und q-Kanal werden pro Symbol auf die gleiche Art wie in 4 und 6 erhalten. Diese Ausführungsform ist jedoch unterschiedlich gegenüber dem Fall in 6, da die Ausgangssignalformen eine andere Frequenz gegenüber der Modulationsfrequenz eines Basisbandes haben, d.h. der Zwischenfrequenz fIF, moduliert mit einem Basisbandsignal. Obgleich es nicht dargestellt ist, werden ein Symbol vorangehende Ausgangssignalformen OOi(2) und OOq(2) durch dieselben Vorrichtungen wie oben beschrieben erhalten.
  • Dementsprechend kann wie in den Ansprüchen 10 bis 11 beansprucht die synchrone Erfassung oder Verzögerungserfassung auf die gleiche Art wie oben beschrieben erfolgen. 12A zeigt ein Beispiel, das die demodulationsarithmetischen Operationen für den Fall der Verzögerungserfassung auf die gleiche Art wie in 8A betrifft. Es seien m und n Demodulationsdaten für i- bzw. q-Kanal. Kombinationen aus Daten bei einem aktuellen Symbol und Daten in einem vorangehenden Symbol sind links in 12A gezeigt. Um Demodulationsdaten zu erhalten, wird die folgende arithmetische Operation mit Bezug auf den i-Kanal wie in Anspruch 12 beansprucht durchgeführt: |OOi(1) + OOi(2)|2 – |OOi(1) – OOi(2)|2 = 4 OOi(1)·OOi(2).
  • Die folgende arithmetische Operation wird mit Bezug auf den q-Kanal durchgeführt: |OOq(1) + OOq(2)|2 – |OOq(1) – OOq(2)|2 = 4 OOq(1)·OOq(2)
  • Die Ergebnisse der obengenannten arithmetischen Operationen sind die in dem unteren Abschnitt in der Mitte von 12A dargestellten. Außerdem werden Taktpulse durch die folgende arithmetische Operation, die rechts in 12A dargestellt ist, erhalten: |OOi(1) + OOi(2)|2 + |OOi(1) – OOi(2)|2 = 2{OOi(1) + OOi(2)2} oder |OOq(1) + OOq(2)|2 + |OOq(1) – OOq(2)|2 = 2{OOq(1) + OOq(2)2}.
  • Das Ergebnis der obengenannten arithmetischen Operation ist in dem unteren Abschnitt rechts in 12A gezeigt, so daß eine periodische Taktpulsfolge erzeugt worden ist.
  • Die obengenannten Ergebnisse sind gegeben durch Signalformen, wie sie in dem Beispiel in 12B gezeigt sind. Die Signalformen sind im wesentlichen genauso wie in 8B hauptsächlich erhalten als Ausgangssignalformen bei den jeweiligen Teilen. Das Beispiel in 12B unterscheidet sich jedoch von dem Beispiel in 8B darin, daß Ausgangssignalformen gegeben sind als gleichgerichtete Signalformen, die mit einer Frequenz fIF oszillieren. Dementsprechend werden Ausgangssignalformen nahezu genauso wie in 8B erreicht, wenn die Ausgangssignalformen durch Tiefpaßfilter geschickt werden.
  • Die obige Beschreibung gilt direkt für ein Modulationssystem mit BPSK oder QPSK als Basis, wie in den Ansprüchen 36 und 37 beansprucht. Dementsprechend kann die obige Beschreibung auf MSK (minimum shift keying), GMSK (Gaußgefiltertes minimum shift keying), etc. ohne Probleme angewendet werden. Ein ähnliches Modulationssystem OQPSK (offset QPSK) ist ein System, bei welchem Modulation für i-Kanal und Modulation für q-Kanal um einen halben Chip zueinander auf der Zeitachse wie in 13 gezeigt verschoben sind, wenn die Modulation auf der Basis von gespreizten i- und q-Kanal-Codereihen durchgeführt werden soll. In diesem Fall hat die Konstellation, die die Beziehung zwischen Phase und Amplitude der Modulationsfälle ausdrückt, keinen Nulldurchgang im Übergang zwischen den Chips. Dementsprechend ergibt sich ein exzellentes Verhalten in bezug auf den geringen Einfluß von Schaltkreiselementen mit nichtlinearer Charakteristik, wie z.B. ein Verstärkersystem oder dgl.
  • Die vorliegende Erfindung kann ebenso auf ein OQPSK-Modulationssystem mit im wesentlichen der gleichen Vorrichtungskonfiguration angewendet werden. Die Phase der OQPSK-Modulationswelle ändert sich selbst in der Mitte von jedem Chip, wie in dem Signalverlauf (a) in 13 gezeigt, während die Phase der QPSK-Modulationswelle in dem Signalverlauf (a) in 6 sich bei jedem Chip ändert. Dementsprechend werden in nahezu der gleichen Konfiguration wie in 5 die Mischerausgänge I(1), ..., I(N/M) und Q(1), ..., Q(N/M) erhalten. Wie in den Signalverläufen (c), (d), (e), (f), (g) und (h) in 13 gezeigt, ändern sich die Ausgänge selbst in der Mitte von jedem Chip in Abhängigkeit von der obengenannten Phasenänderung. Die Ausgänge, die im wesentlichen dieselben wie in dem Fall der generellen QPSK sind, ergeben sich im wesentlichen als Ausgänge IIi(1), QQi(1), IIq(1) und QQq(1), wenn die Ausgänge mit +1 oder –1 je nach i- und q-Kanal gewichtet werden und aufaddiert werden durch Addierer, obgleich die Phasen der Ausgänge IIi(1), QQi(1), IIq(1) und QQq(1) um einen halben Chip gegenüber einander verschoben werden, wie dies in den Signalverläufen (i), (j), (k) und (l) in 13 gezeigt ist.
  • Dementsprechend kann synchrone Erfassung oder Verzögerungserfassung auf die gleiche Art wie oben beschrieben erfolgen. Zum Beispiel kann die Demodulation unter Verwendung von Verzögerungserfassung durchgeführt werden durch die arithmetischen Operationen in 8A.
  • Ein π/4-QPSK-Modulationssystem wird im folgenden beschrieben. Dieses Modulationssystem ist dadurch gekennzeichnet, daß allgemein QPSK im wesentlichen in der gleichen Art wie bei OQPSK verwendet wird, aber eine positive oder negative π/4-Drehung bei jedem Chip erfolgt, wie es in 14 gezeigt ist (14 zeigt den Fall der positiven Drehung). Als Ergebnis hat die Konstellation, die die Phase und Amplitude der Modulationswelle ausdrückt, keinen Nulldurchgang, ebenso wie bei dem Fall der OQPSK beim Übergang zwischen Chips. Daraus ergibt sich eine exzellente Charakteristik, insofern als der Einfluß eines nicht-linearen Elements kleiner ist und die Frequenzbandbreite, die notwendig ist für die spektrale Spreizung, relativ schmal sein kann, wenn die Chip-Rate konstant ist.
  • Auch in dem Fall der π/4-QPSK-Modulation kann die Demodulation auf die gleiche Art wie oben beschrieben erfolgen, aber der Verschiebungswert von π/4 oder –π/4 für jeden Chip muß auf der Grundlage der Frequenz eines lokalen Oszillatorsignals korrigiert werden. 15 zeigt Signalformen bei den jeweiligen Teilen. Wie in dem Signalverlauf (a) in 15 gezeigt, wird für die gespreizten Codereihen für i- und q-Kanal angenommen, daß sie aus Vereinfachungsgründen gleich sind, und zwar zur Vereinfachung +1 + 1 – 1. Es wird angenommen, daß ein Symbol aus drei Chips besteht. Die ursprüngliche QPSK-Modulationswelle ist gegeben durch eine gespreizte Codereihe, wie gezeigt in dem Signalverlauf (b) in 15. Unter der Annahme, daß eine positive π/4-Rotation vorliegt, ist dann die π/4-QPSK-Welle gegeben, wie sie in dem Signalverlauf (c) in 15 dargestellt ist. Bei Betrachtung der obengenannten Verschiebung muß das lokale Oszillatorsignal eine Frequenzverschiebung von etwa 1 MHz unter Verwendung von 8 Chips haben. Das heißt, wie in dem Signalverlauf (d) in 15 gezeigt, wird die Beziehung fLO = FRF + 1/(8Tc) beibehalten. In dem Fall einer negativen π/4-Rotation wird die Beziehung fLO = FRF – 1/(8Tc) beibehalten. Die Ausgänge I(1), I(2), I(3), Q(1), A(2) und Q(3) in 5 haben die Form wie in den Signalverläufen (e), (f), (g), (h), (i) und (j) in 15. Die Ausgänge IIi(1), QQi(1), IIq(1) und QQq(1), die erhalten werden, wenn die Ausgänge gemäß den gespreizten Codereihen gewichtet werden und aufaddiert werden durch Addierer, sind wie in den Signalverläufen (k), (l), (m) und (n) in 15 dargestellt. Peaks der Autokorrelationswerte gemäß i- und q-Kanal werden in Intervallen eines Symbols auf dieselbe Art wie in dem Fall der QPSK-Modulation erhalten. Dementsprechend kann die gleiche Modulation wie oben durchgeführt werden, z.B. durch arithmetische Operationen nach 8A.
  • 16 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie in Anspruch 24 beansprucht wird. In der Grundkonfiguration wird das erste und zweite akustische Oberflächenwellenverzögerungselement in 1 vereinigt durch Verwendung von zwei Arten von akustischen Oberflächenwellenerregungswandlern, um ein drittes akustisches Oberflächewellenverzögerungselement zu erzeugen und damit einen Ausgangsanschluß zu erzeugen. Das bedeutet, daß ein OFW-Erregungswandler 61 zum Einspeisen eines Spread-Spectrum-Signals mit einer Frequenz f1 = FRF, OFW-Erregungswandler 62-1 und 62-2 auf gegenüberliegenden Seiten des Wandlers 61 zum Einspeisen eines nicht-modulierten Signals mit einer Frequenz f2 = FLO gleich FRF und ein Empfangswandler 63-1 auf einem piezoelektrischen Substrat wie in 16 gezeigt angeordnet werden. Zwei hochfrequente Eingangssignale des Erregungswandlers pflanzen sich als OFW in der gleichen Richtung und auf demselben Pfad auf demselben Substrat fort, so daß zwei hochfrequente Signale simultan bei dem Empfangswandler ankommen. Wenn der Wandler 61 in einer im wesentlichen in der Mitte liegenden Position zwischen den Wandlern 62-1 und 62-2 angeordnet wird, so sind die Phasenverzögerungen bei dem Empfangswandler der zwei hochfrequenten Signale von den Eingangsanschlüssen im wesentlichen einander gleich, so daß damit gilt ϕRF = ϕLO. Zwei hochfrequente Signale von den Ausgängen werden in einem Mischer 64-1 gemischt, so daß ein Modulationssignal O eines Basisbandes direkt ausgegeben wird. Dementsprechend wird in der Konfiguration der 2 die gleiche Funktion wie in dem Fall mit f1 = f2 erreicht. Nebenbei bemerkt, der Mischer 64-1 kann leicht als ein Mischer mit einem Transistor mit einer Basis oder Gate als gemeinsamem Eingang oder mit einem FET-Typ erreicht werden.
  • 17 zeigt eine weitere Ausführungsform in einem QPSK-Modulationssystem oder dgl., wie sie in Anspruch 25 beansprucht wird. Natürlich kann diese Ausführungsform auch bei einem BPSK-Modulationssystem angewendet werden. Diese Vorrichtung hat eine Konfiguration, bei welcher das erste, zweite und dritte OFW-Verzögerungselement in der Vorrichtung in 5 ersetzt worden sind durch zwei Verzögerungselemente, die jeweils zwei Arten von OFW-Erregungswandlern auf die gleiche Art wie in 16 verwenden. Das erste und zweite akustische Oberflächenwellenverzögerungselement in 5 wird vereinigt, um ein viertes akustisches Oberflächenwellenverzögerungselement zu bilden (Verzögerungselement in dem oberen Chip von 17), und das erste und dritte akustische Oberflächenwellenverzögerungselement wird vereinigt, um ein fünftes akustisches Oberflächenwellenverzögerungselement zu bilden (Verzögerungselement in dem unteren Abschnitt von 17). In dem vierten Verzögerungselement werden ein OFW-Erregungswandler 61 zum Einspeisen eines Spread-Spectrum-Signals mit einer Frequenz fRF und OFW-Erregungswandler 62-1 und 62-2 auf gegenüberliegenden Seiten des Wandlers 61 zum Einspeisen eines nichtmodulierten Signals mit einer Frequenz fLO gleich der Frequenz fRF wie in 17 auf die gleiche Art wie in 16 angeordnet. Außerdem werden N Empfangswandler 63-1, ..., 63-N wie in 17 gezeigt angeordnet. In dem fünften Verzögerungselement werden ein OFW-Erregungswandler 66 zum Einspeisen eines Spread-Spectrum-Signals und OFW-Erregungswandler 67-1 und 67-2 auf gegenüberliegenden Seiten des Wandlers 66 zum Einspeisen eines nicht-modulierten Signals wie in 17 gezeigt angeordnet. Außerdem werden N Empfangswandler 68-1, ..., 68-N wie in 17 gezeigt angeordnet. Das fünfte Verzögerungselement unterscheidet sich von dem vierten Verzögerungselement darin, daß die Mitte des Wandlers 66 verschoben wird (um eine viertel Wellenlänge in 17) gegenüber der mittleren Position zwischen den Wandlern 67-1 und 67-2. Für den Fall, daß zwei hochfrequente Signale von den Wandlern 62-1, 62-2 und 67-1, 67-2 des vierten und fünften Verzögerungselements empfangen werden durch N Empfangswandler, müssen die folgenden Beziehungen erfüllt werden, so daß die Differenz zwischen Phasenverzögerungen bei nicht-modulierten Signalen von entsprechenden Ausgangsanschlüssen des vierten und fünften Verzögerungselements etwa 90° wird: ϕ1 LO(1) = ϕ2 LO(1) ± 90°, ϕ1 LO(2) = ϕ2 LO(2) ± 90°, ..., ϕ1 LO(N) = ϕ2 LO(N) ± 90°.
  • Die Phasenverzögerungen bei den entsprechenden Ausgängen benachbarter Anschlüsse von N Empfangswandlern bei sowohl dem vierten als auch fünften Verzögerungselement erfüllen die folgende Beziehung auf die gleiche Art wie in dem Fall in 5. |ϕ1 RF(1) – ϕ1 RF(2)| = |ϕ1 RF(2) – ϕ1 RF(3)| =, ..., = |ϕ1 RF(N – 1) – ϕ1 RF(N)| = |ϕ2 RF(1) – ϕ2 RF(2)| = |ϕ2 RF(2) – ϕ2 RF(3)| = , ..., = |ϕ2 RF(N – 1) – ϕ2 RF(N)| = Tc·2πfRF(= ωRFTc).
  • Zwei hochfrequente Signale eines Spread-Spectrum-Signals und ein nicht-moduliertes Signal werden in die zwei Arten von OFW-Erregungswandlern bei dem vierten und fünften Verzögerungselement eingespeist, so daß zwei hochfrequente Signale, simultan erhalten aus N unabhängigen Empfangswandlern für das vierte und fünfte Verzögerungselement, gemischt werden durch N unabhängige Mischer 64-1, ..., 64-N, 69-1, ..., 69-N. Die N Modulationssignale I(1), I(2), ..., I(N) und N Modulationssignale Q(1), Q(2), ..., Q(N) jeweils mit einer Frequenz gleich der Differenzfrequenz, d.h. von einem Basisband, werden jeweils den Mischern entnommen. Die gleiche Wichtung und Addition wie nachher nach den Mischern in 5 wird durchgeführt, so daß M unabhängige Ausgangssignale IIi(1), IIi(2), ..., IIi(M), M unabhängige Ausgangssignale QQi(1), QQi(2), ..., QQi(M), M unabhängige Ausgangssignale IIq(1), IIq(2), ..., IIq(M) und M unabhängige Ausgangssignale QQq(1), QQq(2), ..., QQq(M) abgeleitet werden können. Dies ist in etwa das gleiche wie bei dem Ausgangssignal nach 5. Die Konfiguration in 17 ist insofern effektiv, als die Zahl von Verzögerungselementen reduziert werden kann.
  • 18 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie beansprucht ist in Anspruch 26. Die Konfiguration ist so gewählt, daß die Empfangswandler in dem vierten und fünften Verzögerungselement der Vorrichtung in 17 ersetzt werden durch N durchgehende Elektroden. Zur Vereinfachung zeigt 18 nur das Verzögerungselement in der oberen Hälfte entsprechend dem vierten Element. Die gleiche Funktion wie die oben beschriebene kann erreicht werden durch Verwendung dieser Konfiguration in zwei OFW-Verzögerungselementen in 17. Zwei hochfrequente Signale, eingespeist in zwei Arten von OFW-Erregungswandler, werden in zwei OFW-Signale gewandelt. Die zwei OFW-Signale pflanzen sich simultan auf dem Substrat fort und mischen miteinander aufgrund nicht-linearer Effekte in dem piezoelektrischen Substrat unter N durchgehenden Elektroden anstelle der Mischer. N unabhängige Ausgänge I(1), I(2), ..., I(N) und N unabhängige Ausgänge Q(1), Q(2), ..., Q(N) können abgeleitet werden als eine Spannung zwischen der durchgehenden Elektrode und der Masse 72 auf der Rückseite des piezoelektrischen Substrats. Wenn dieselbe Verarbeitung wie in 17 danach erfolgt, kann dasselbe Ergebnis erzielt werden mit einem relativ einfachen Aufbau, obwohl der Ausgangspegel klein ist.
  • 19 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie in Anspruch 27 beansprucht wird. Die Konfiguration ist so gewählt, daß das OFW-Verzögerungselement in der Vorrichtung in 18 eine Mehrschichtstruktur eines piezoelektrischen Materials 74 wie z.B. ZnO oder dgl. und einen Halbleiter 75 wie Si oder dgl. und außerdem N durchgehende Elektroden (Gate-Elektroden) hat. Ähnlich wie in 18 zeigt 19 nur eine obere Hälfte entsprechend dem vierten Verzögerungselement. Zwei hochfrequente Signale werden in die zwei Arten von OFW-Erregungswandlern in dem Verzögerungselement eingespeist. Zwei OFW-Signale pflanzen sich auf dem Substrat fort, induzieren ein elektrisches Feld und elektrisches Potential in dem Halbleiter durch das piezoelektrische Material. Die zwei hochfrequenten Signale werden aufgrund von nicht-linearen Beziehungen zwischen dem elektrischen Feld und dem Potential, das der Halbleiter un ter der Elektrode aufweist, gemischt. N unabhängige Ausgänge können abgeleitet werden als elektrische Signale von den durchgehenden Elektroden. Dieselbe Verarbeitung wird danach auf die gleiche Art und Weise wie in dem Fall in 18 durchgeführt, aber für den Ausgangspegel kann erwartet werden, daß er einen Wert hat, der größer als in 18 ist.
  • 20 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie in Anspruch 28 beansprucht wird. Diese Vorrichtung hat zusätzlich zu dem vierten und fünften Verzögerungselement (erstes und zweites Verzögerungselement von dem obigen in 20) wie in 17 gezeigt ein sechstes und siebtes OFW-Verzögerungselement (drittes und viertes Verzögerungselement von dem obigen in 20) mit zwei Arten von OFW-Erregungswandlern, wie in 17 dargestellt. In der Konfiguration in 20 sind außerdem ein achtes und ein neuntes OFW-Verzögerungselement (fünftes und sechstes Verzögerungselement von dem obigen in 20) mit jeweils einem OFW-Erregungswandler und mehreren Empfangswandlern vorgesehen, aber dieses ist nicht notwendig. Der Unterschied zwischen den OFW-Erregungswandlern des vierten Verzögerungselements und den OFW-Erregungswandlern des sechsten Verzögerungselements liegt darin, daß die OFW, die durch die Wandler 62-1 und 62-2 des vierten Verzögerungselements erregt wurde, das ein nicht-moduliertes Signal empfängt, eine Antiphasenbeziehung zu der OFW hat, die durch die Wandler 77-1 und 77-2 des sechsten Verzögerungselements, das ein nicht-moduliertes Signal empfängt, erregt wurde. Der Unterschied zwischen den zwei Arten von OFW-Erregungswandlern des fünften Verzögerungselements und der zwei Arten der OFW-Erregungswandler des siebten Verzögerungselements liegt darin, daß die OFW, die erregt wird durch die Wandler 66-1 und 66-2 des fünften Verzögerungselements, das ein nicht-moduliertes Signal empfängt, eine Antiphasenbeziehung zu der OFW hat, die durch die Wandler 80-1 und 80-2 des siebten Verzögerungselements erregt wird, das ein nicht-moduliertes Signal empfängt. Wenn die Erregungswandler wie in 20 konfiguriert werden, sind alle nicht-modulierten Hochpegelsignale allgemein aus dem Spread-Spectrum-Signalteil gelöscht, so daß ein Rückfluß vermieden werden kann. Dies ist ein sehr wichtiger Punkt bei Radiogeräten oder dgl.
  • Außerdem werden in 20 die Ausgänge des sechsten und siebten Verzögerungselements in die OFW-Erregungswandler des achten und neunten Verzögerungselements eingespeist. wie in 20 gezeigt können N unabhängige Ausgänge abgeleitet werden von den Empfangswandlern des vierten und achten Verzögerungselements und von den Empfangswandlern des fünften und neunten Verzögerungselements. Dies ist äquivalent dazu, daß die Länge des Verzögerungselements quasi verdoppelt ist, so daß dies effektiv für die Reduktion in der Größe des Gerätes oder dgl. genutzt werden kann.
  • 21 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, wie sie in den Ansprüchen 29 und 30 beansprucht wird. Die Konfiguration ist so gewählt, daß zwei Arten von OFW-Erregungswandlern und ein Empfangswandler auf dem vierten und fünften Verzögerungselement in 17 angeordnet sind, wie in Anspruch 29 und 30 beansprucht. 21 zeigt nur eine obere Hälfte zur Vereinfachung, die dem vierten Verzögerungselement entspricht. Wandler, die jeweils ein nicht-moduliertes Signal empfangen und eine Aperturlänge von etwa der halben Aperturlänge eines Wandlers 90 haben, der ein Spread-Spectrum-Signal empfängt, sind mit den Bezugszeichen 91-9 und 91-2 bezeichnet. Wandler zum Erregen von OFW mit Antiphasenbeziehung mit den Wandlern 91-1 und 91-2 sind mit den Bezugszeichen 92-1 und 92-2 bezeichnet. Ausgänge von dem Wandler 90 und den N-Wandlern 93-1, ..., 93-N, die zwei OFW-Signale empfangen, die erregt wurden durch die Wandler 91-1 und 91-2, und Ausgänge, die von dem Wandler 90 und den N-Wandlern 94-1, ..., 94-N, die zwei OFW-Signale empfangen, die durch die Wandler 92-1 und 92-2 erregt wurden, werden mit N unabhängigen abgeglichenen Mischern gemischt, so daß N Paare von Basisbandmodulationssignalen mit Antiphasenrelation zueinander abgeleitet werden als Differenzausgänge I(1) und I'(1), I(2) und I'(2), ..., I(N) und I'(N). Die Paare der Differenzausgänge werden in Gruppen à N/M unterteilt. Wenn einer bei jedem Differenzausgangspaar mit +1 gewichtet wird, wird in jeder der Gruppen der andere mit –1 gewichtet. Wenn einer von jedem Ausgangsdifferenzpaar mit –1 gewichtet wird, wird der andere mit +1 gewichtet. Die gewichteten Ausgänge werden aufaddiert durch Gruppen von Addierern, so daß sich die Ausgangssignale IIi(1), IIi(2), ..., IIi(M) auf die gleiche Art wie in 17 ergeben. Die gleiche Wichtung wird bei der gespreizten q-Kanalcodereihe vorgenommen, und dann werden die gewichteten Ausgänge aufaddiert durch Gruppen von Addierern, so daß die Ausgangssignale IIq(1), IIq(2), ..., IIq(M) erhalten werden. Wenn ein Verzögerungslement entsprechend dem fünften Verzögerungselement auf die gleiche Art wie in 17 verwendet wird, können N Ausgangssignale QQi(1), QQi(2), ..., QQi(M) und QQq(1), QQq(2), ..., QQq(M) außerdem abgezweigt werden. Allgemein wird bei einer Differenzkonfiguration allgemeines Rauschen auf einer Signalleitung ausgelöscht, so daß der Einfluß von Rauschen wesentlich reduziert werden kann. Insbesondere ist die Konfiguration nach 21 sehr nützlich für Spread-Spectrum-Kummunikationsanwendungen, da die Energiedichte bei der Spread-Spectrum-Kommunikation sehr klein ist.
  • 22 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie in Anspruch 31 beansprucht ist. Anstelle der Empfangswandler der OFW-Verzögerungselemente und der abgeglichenen Mischer in 21 sind mehrere Paare (N Paa re) von durchgehenden Elektroden symmetrisch mit Bezug zur Mittellinie der OFW-Erregung angeordnet. Zur Vereinfachung ist nur ein Verzögerungselement dargestellt. Zwei hochfrequente Signale (OFW), die in zwei Arten von OFW-Erregungswandler eingespeist werden, werden durch einen nichtlinearen Effekt in dem piezoelektrischen Substrat unter N Paaren von durchgehenden Elektroden anstelle von Mischern gemischt. N Basisbandmodulationssignale können unabängig voneinander und differenziert abgegriffen werden als Potentialdifferenzen zwischen den durchgehenden Elektroden. Wenn danach die gleiche Verarbeitung wie in 21 erfolgt, wird dasselbe Ergebnis bei einer relativ einfachen Konfiguration erzielt, obgleich der Ausgangspegel klein ist.
  • 23 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie beansprucht wird in Anspruch 32. In 22 bildet jedes der OFW-Verzögerungselemente eine Mehrschichtstruktur aus einem piezoelektrischen Material wie ZnO oder dergleichen und einen Halbleiter wie Si oder dergleichen in derselben Art wie in 19 und hat mehrere Paare (N Paare) durchgehender Elektroden (Gate-Elektroden). Zur Vereinfachung ist nur ein Verzögerungselement in 21 gezeigt. Wenn diese Struktur auf das Verzögerungselement nach 21 angewendet wird, kann dieselbe Funktion erzielt werden. Zwei hochfrequente Signale (OFW), die zwei Arten von OFW-Erregerwandlern eingespeist werden, werden durch die nichtlineare Funktion des Halbleiters genau unter den durchgehenden Elektroden anstelle der Mischer gemischt. N unabhängige Basisbandmodulationssignale werden als Differenzausgänge abgeleitet. Wenn danach dieselbe Verarbeitung wie in 22 erfolgt, kann für den Ausgangspegel erwartet werden, daß er einen größeren Wert als in 22 hat.
  • 24 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie in Anspruch 33 beansprucht ist. Diese Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, daß die Mischer in 17, 20 und 21 und die Verzögerungselemente auf demselben Substrat angeordnet sind. Wie in 24 gezeigt, ist jedes der OFW-Verzögerungselemente als eine Mehrschichtstruktur aus einem piezoelektrischen Material 74 und einem Halbleiter 75 wie Si oder dergleichen angeordnet. Zur Vereinfachung ist nur ein Verzögerungselement gezeigt. N Ausgänge von Empfangswandlern für jedes Verzögerungselement werden gemischt durch Verwendung von N nichtlinearen Elementen wie Dioden oder dergleichen, angeordnet auf demselben Halbleiter, so daß N Ausgänge unabhängig abgeleitet werden als Basisbandmodulationssignale mit einer Frequenz, die gleich der Differenzfrequenz ist. Die Modulationssignale werden auf die gleiche Art wie in 17 gewichtet und aufaddiert. Dementsprechend werden das Verzögerungselement und der Mischer vereinigt, so daß eine extreme Verkleinerung erreicht werden kann.
  • 25 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie in Anspruch 34 beansprucht ist. Jedes der OFW-Verzögerungselemente in 25 ist so konfiguriert, daß Empfangswandler der OFW-Verzögerungselemente in 17 dünner gemacht werden. Ein Wandler, der mehreren (K) Chips entspricht, wird vorgesehen. Die Phasenverzögerungen bei den entsprechenden Ausgängen bei benachbarten Anschlüssen erfüllen die folgenden Beziehungen bei K ≥ 2: |ϕ1 RF(1) – ϕ1 RF(2)| = |ϕ1 RF(2) – ϕ1 RF(3)| =, ..., = |ϕ1 RF(N – 1) – ϕ1 RF(N)| = |ϕ2 RF(1) – ϕ2 RF(2)| = |ϕ2 RF(2) – ϕ2 RF(3)| =, ..., = |ϕ2 RF(N – 1) – ϕ2 RF(N)| = Tc·2πfRF·K.
  • Zwei hochfrequente Signale werden bei beiden OFW-Verzögerungselementen wie in 25 gezeigt eingespeist, so daß zwei hochfrequente Signale von N unabhängigen Empfangswandlern gemischt werden durch N unabhängige Mischer, und N Basisbandmodulationssignale I(1), I(2), ..., I(N) und N Ba sisbandmodulationssignale Q(1), Q(2), ..., Q(N) abgeleitet werden von den Mischern. Die Modulationssignale werden eingespeist in K digitale oder analoge Verzögerungsschaltkreise D(1), D(2), ..., D(K). Diese Verzögerungsschaltkreise sind so ausgelegt, daß die Größe der Verzögerung sukzessive zunimmt mit der Chip-Länge (Tc) des Spread-Spectrum-Signals. Die jeweiligen Größen bei der Verzögerung erfüllen die folgenden Beziehungen: τ(1) = 0, τ(2) = Tc, τ(3) = 2Tc, ..., τ(K) = (K – 1)·Tc.N Basisbandmodulationssignale von den Mischern werden durch die K Verzögerungsschaltkreise jeweils geschickt, um dadurch N·K Ausgänge abzugreifen, nämlich unabhängig von I(1) zu K Ausgängen I'(1), I'(2), ..., I'(K), von (2) zu K Ausgängen I'(K + 1), I'(K + 2), ..., I'(2K), ..., von I(N) zu K Ausgängen I'((N – 1)K + 1), I'((N – 1) K + 2), ..., I'(N·K) und N·K Ausgängen, nämlich von Q(1) zu K Ausgängen Q'(1), Q'(2), ..., Q'(K), von Q(2) zu K Ausgängen Q'(K + 1), Q'(K + 2), ..., Q'(2K), ..., von Q(N) zu K Ausgängen Q'((N – 1)K + 1), Q'((N – 1)K + 2), ..., Q'(N·K). Alle N·K Ausgänge werden in M Gruppen à N·K/M auf die gleiche Art wie in 17 unterteilt, so daß jede der Gruppen einem Symbol entspricht. Teile jeder Gruppe werden mit +1 oder –1 gewichtet und dann aufaddiert, so daß jedes der M Ausgangssignale unabhängig abgegriffen werden kann. Dementsprechend erhält man dieselbe Funktion wie in 17. Diese Konfiguration eignet sich für den Fall, bei dem die Chip-Rate sehr hoch ist, nachdem das Spektrum gespreizt wurde, so daß diese Konfiguration den Vorteil hat, daß OFW und konventionelle Signalverarbeitung in Kombination verwendet wird, um damit den Anwendungsbereich sehr zu vergrößern.
  • 26 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie in Anspruch 31 beansprucht wird. In 5 und 17 ist die Zahl N der Empfangswandler größer als die Zahl der Chips für eine gespreizte Codereihe, ein Einheits symbol darstellend, so daß N Basisbandmodulationssignale, erhalten von N unabhängigen Mischern, M (≥ 1) Symbolen entsprechen können. 26 zeigt den Fall für M < 1. In 26 sind die OFW-Erregungswandler die gleichen wie in 17, aber die Zahl von Empfangswandlern ist kleiner als die Zahl von Chips für eine gespreizte Codereihe, ein Einheitssymbol darstellend. Zur Vereinfachung zeigt 26 nur ein Verzögerungselement. Zwei hochfrequente Signale, ausgegeben von N Empfangswandlern, werden durch N Mischer gemischt, so daß N Basisbandmodulationssignale I(1), I(2), ..., I(N) abgegriffen werden. Die Beziehungen zwischen Phasenverzögerungen bei den jeweiligen Ausgängen sind die gleichen wie in 17. N Ausgänge werden gewichtet mit +1 oder –1 entsprechend N Chips für eine gespreizte Codereihe und dann durch Addierer aufaddiert. Außerdem werden die Ergebnisse der Addition in h digitale oder analoge Verzögerungsschaltkreise D(1), D(2), ..., D(h) eingespeist, wobei die folgenden Beziehungen gelten, wenn h = 1/M: τ(1) = 0, τ(2) = N·Tc, τ(3) = N·2Tc, ..., τ(h) = N·(h – 1)·Tc.
  • Die Ausgangssignale von den h Verzögerungsschaltkreisen werden weiter aufaddiert, so daß die Ausgangssignale IIi, IIq, QQi und QQq entsprechend einem Symbol unabhängig abgegriffen werden können. Diese sind die gleichen Ausgänge wie IIi(1), IIq(1), QQi(1) und QQq(1) in 5 und 17. Wie die ursprüngliche Kombination für die Wichtung der N Mischerausgänge mit +1 oder –1, so können h Kombinationen pro einem Symbol verwendet werden. Dementsprechend wird die Wichtung mit +1 oder –1 schließlich durch N Chips aktualisiert entsprechend der gespreizten Codereihe, aber die Zeit h·Ts im Maximum ist erforderlich, um den endgültigen Zustand zu erreichen. In der Konfiguration in 26 ist eine kurze Anfangszeit zum Bestimmen von Autokorrelationswerten von gespreizten Codereihen erforderlich, aber diese Konfiguration ist sehr effektiv für die Reduktion der Länge jedes OFW-Verzögerungselements bei Spread-Spectrum-Kommunikation, bei der die Länge eines Symbols sehr groß ist.
  • Obgleich die Beschreibung der 18 bis 26 sich auf den Fall bezog, wo QPSK hauptsächlich als Modulationssystem verwendet wird, ist es selbstverständlich, daß BPSK ebenso verwendet werden kann.
  • Obgleich die vorliegende Erfindung oben beschrieben wurde mit Bezug auf spezielle Ausführungsformen, werden kritischere Punkte angefügt. Obgleich die Phasendifferenz von ±90° zwischen dem dritten OFW-Verzögerngselement und dem zweiten Verzögerungselement in 5, die Phasendifferenz von ±90° zwischen dem fünften und vierten Verzögerungselement in 17 und 25 und die Phasendifferenz von ±90°, ±180° und ±270° zwischen dem fünften, sechsten und siebten Verzögerungselement in 20 erreicht wird durch die Fortpflanzungsweglänge der OFW oder die Polarität der Erregung von Wandlern, müssen solche Phasendifferenzen nicht immer in Verzögerungselementen erreicht werden, wenn ein Phasenschieberschaltkreis von ±90° oder Phasenschieberschaltkreise von ±90°, ±180° und ±270° außerhalb angeordnet werden können. Außerdem sind die OFW-Verzögerungselemente in den Zeichnungen allgemein dadurch gekennzeichnet, daß bei Wandlern auf demselben Material auf demselben piezoelektrischen Substrat die Temperatureigenschaften oder dergleichen der Verzögerungselemente genau aneinander angepaßt werden können. Obgleich die obige Beschreibung sich auf den Fall bezieht, wo ein Modulationssignal an ein Verzögerungselement oder einen Anschluß und ein nichtmoduliertes Signal an das andere Verzögerungselement oder Anschluß angelegt wird, ist es selbstverständlich, daß dieselbe Funktion erreicht wird, wenn die Reihenfolge der Anlegung des Modulationssignals und des nichtmodulierten Signals umgedreht wird. Mit Bezug auf die Beziehung zwischen den zwei Arten von OFW-Erregungswandlern in jedem der Verzögerungselemente in 16 bis 26 wird außerdem das gleiche Ergebnis erzielt, unabhängig von der Struktur jedes Wandlers, der Zahl der Wandler etc., wenn OFW-Signale sich auf demselben Pfad in derselben Richtung fortpflanzen können und die Phasenbeziehung zwischen den Signalen, die als Ausgänge von den Verzögerungselementen erhalten wird, konstant gehalten wird.
  • Die Vereinfachung der Schaltkreiskonfiguration in dem Fall der 3, 5, 10 und 17 bis 26 wird speziell im folgenden beschrieben. Zur Vereinfachung der Beschreibung wurde die Beschreibung der obengenannten Zeichnungen für den Fall gemacht, daß Ausgänge der Mischer gewichtet werden mit +1 oder –1 durch Umschaltkreise und dann die gewichteten Ausgänge aufaddiert werden durch Addierer. Selbst für den Fall, daß die Reihenfolge des Umschaltens zum Wichten und Addieren zum Erhalten der Summe wie in Anspruch 38 beansprucht umgedreht wird, ergibt sich das gleiche Resultat. Das heißt, daß nachdem die jeweiligen Ausgänge der Mischer, die mit +1 oder –1 gewichtet werden sollen, addiert worden sind, die Resultate der Addition mit +1 oder –1 gewichtet werden können und dann die resultierenden Ausgänge aufaddiert werden. Letzteres kann erreicht werden mit einem Schaltkreis kleiner Größe. Natürlich ist es selbstverständlich, daß dies sich noch im Rahmen der vorliegenden Erfindung bewegt.
  • Obgleich die obige Beschreibung mit Bezug auf den Fall erfolgte, daß das Spread-Spectrum-Signal grundsätzlich demoduliert ist, kann die Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden als Demodulator zum Demodulieren eines allgemeinen Phasenmodulationssignals. Das heißt, die vorliegende Erfindung kann angewendet werden auf die Demodulation eines Multiphasenmodulationssignals wie BPSK, QPSK, 8- oder 16-PSK oder 16QAM (quadrature amplitude modulation).
  • Obgleich die Beschreibung der Zeichnungen zu dem Fall erfolgte, wo Mischer, Addierer, Umschaltkreise etc. durch einfache Zeichen, Dioden, bipolare Transistoren, FETs, zusammengesetzte Halbleiter etc. dargestellt sind, kann man auch in Betracht ziehen, für diese Schaltkreiselemente und eine tatsächliche Konfiguration CMOS-Techniken in der Zukunft einzusetzen, um eine Reduktion des elektrischen Leistungsverbrauchs oder eine Herstellung der Vorrichtung auf einem Chip, wie in Anspruch 39 beansprucht, zu erreichen. Wenn außerdem ein OFW-Chip und ein CMOS-Schaltkreis-Chip direkt miteinander unter Verwendung von Bump-bonding oder dergleichen verbunden werden, läßt sich die Größe der Vorrichtung als Ganzes extrem reduzieren. Dementsprechend ist es selbstverständlich Sache der Schaltkreiskonfiguration – des Demodulationsabschnittes eines Spread-Spectrum-Kommunikationsradios, daß der Aufbau des obengenannten Gerätes sehr vereinfacht wird, um so einen großen Beitrag zur Größenreduktion und Kostenreduktion des Radios zu leisten.
  • In der OFW-Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung werden viele Probleme, die konventionelle OFW-Konvolver, OFW-Matched-filters etc. bei der Demodulation bei Spread-Spectrum-Kommunikationsanwendungen etc. betreffen, gelöst. Das heißt, die Demodulation eines hocheffizienten Spread-Spectrum-Signals kann ohne Notwendigkeit von Abbildungssignalgeneratorschaltkreisen oder dergleichen durchgeführt werden. Mit Bezug auf das verwendete piezoelektrische Substrat kann außerdem ein billiges Substrat, das exzellent in der Effizienz bei der Konvertierung eines elektrischen Signals in OFW ist, verwendet werden, unabhängig von der Temperatureigenschaft des Substrats. Wenn außerdem eine Schaltkreiskonfiguration unter Verwendung von CMOS in externen Mischern etc. verwendet wird, kann eine weitere Reduktion der Kosten und Größe erreicht werden. Wenn ein OFW-Chip und ein CMOS-Schaltkreischip direkt miteinander durch Bump-bonding etc. verbunden werden, ist eine extreme Reduktion in der Größe des Gerätes als Gesamtes erreicht, so daß dadurch ein großer Beitrag zur Reduktion in Größe von Radiogeräten erreicht wird.

Claims (42)

  1. Signalprozessor für akustische Oberflächenwellen zum Verarbeiten eines ersten und eines zweiten hochfrequenten Signals mit den Frequenzen f1 bzw. f2, mit einem ersten und einem zweiten Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen zum Empfangen des ersten bzw. zweiten hochfrequenten Signals unabhängig voneinander, wobei die Verzögerungselemente aufgebaut sind als Erregungs- (15, 18) und Empfangswandler (16-1, 16-2) für akustische Oberflächenwellen auf einem piezoelektrischen Substrat (1), so daß eine Phasenverzögerung ϕ1 in Bezug auf die Frequenz f1 im wesentlichen gleich einer Phasenverzögerung ϕ2 mit Bezug auf die Frequenz f2 ist (d.h. ϕ1 = ϕ2); und einem Mischer (6) zum Mischen des ersten und zweiten hochfrequenten Ausgangssignals des ersten und zweiten Verzögerngselements, so daß ein Signal mit einer Frequenz |f1 – f2|, die die Differenz zwischen zwei Frequenzen f1 und f2 ist, als ein Ausgangssignal des Mischers vorliegt.
  2. Signalprozessor nach Anspruch 1, bei dem das erste hochfrequente Signal ein moduliertes Wellensignal ist, während das zweite hochfrequente Signal ein nichtmoduliertes Wellensignal ist.
  3. Signalprozessor nach Anspruch 2, bei dem die Frequenz f1 des ersten hochfrequenten Signals und die Frequenz f2 des zweiten hochfrequenten Signals einander gleich sind bis auf die Verbreiterung der spektralen Bandbreite des ersten hochfrequenten Signals aufgrund der Modulation, so daß ein demoduliertes Signal als Basisbandsignal direkt von dem Mischer ausgegeben wird.
  4. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem sowohl das erste als auch zweite Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen mehrere Ausgangsanschlüsse (16-1, 16-2, ..., 16-N, 19-1, 19-2, ..., 19-N) aufweist, deren Zahl N sei, so daß die Phasenverzögerungen ϕ1(1), ϕ1(2), ..., ϕ1(N) für die Frequenz f1 bei den jeweiligen Ausgangsanschlüssen (16-1, 16-2, ..., 16-N) des ersten Verzögerungselements für akustische Oberflächenwellen im wesentlichen gleich den Phasenverzögerungen ϕ2(1), ϕ2(2), ..., ϕ2(N) für die Frequenz f2 bei den jeweiligen Ausgangsanschlüssen (19-1, 19-2, ..., 19-N) des zweiten Verzögerungselements für akustische Oberflächenwellen jeweils ist (d.h. ϕ1(1) = ϕ2(1), ϕ1(2) = ϕ2(2) , ..., ϕ1(N) = ϕ2(N)); wobei das erste hochfrequente Signal ein DS-Spread-spectrum-Signal mit einem im wesentlichen durch Phasenänderung gespreizten Spektrum hat, während das zweite hochfrequente Signal ein nichtmoduliertes Signal ist; wobei jede Differenz (|ϕ1(1) – ϕ1(2)|, |ϕ1(2) – ϕ1(3)|, ..., |ϕ1(N – 1) – ϕ1(N)|) zwischen den Phasenverzögerungen in den Ausgängen benachbarter Anschlüsse bei N Ausgangsanschlüssen des ersten Verzögerungselements im wesentlichen gleich einem Wert von 2πf1 mal der Länge Tc bei jedem Chip, die eine gespreizte Einheitscodereihe (entsprechend einem Einheitssymbol des Modulationssignals) des Spread-spectrum-Signals oder einem ganzzahligen (K) Vielfachen des Wertes 2πf1 mal der Länge Tc ist; und wobei das erste und zweite hochfrequente Signal, das entsprechend jeweils von den Anschlüssen des ersten und zweiten Verzögerungselements abgegriffen wird, gemischt werden durch N unabhängige Mischer (20-1, 20-2, ..., 20-N), so daß N unabhängige Ausgangssignale (O(1), O(2), ..., O(N)) von den jeweiligen Mischern abgeleitet werden, wobei jedes gleich einer Differenzfrequenz zwischen den Frequenzen f1 und f2 ist.
  5. Signalprozessor nach Anspruch 4, bei dem: eine Differenz |ϕ1(1) – ϕ1(N)| zwischen den Phasenverzögerungen der Ausgänge bei dem ersten und dem N-ten Ausgangsanschluß (16-1 und 16-N) des ersten Verzögerungselements im wesentlichen gleich einem Produkt (Ts × 2πf1 × M) der Einheitsymbollänge (Ts) des Spreadspectrum-Signals und eines Wertes M mal 2πf1 ist, wenn M eine ganze Zahl mit M ≥ 1 ist, wobei die Ausgangssignale O(1), O(2), ..., O(N) von den jeweiligen N Mischern in M Gruppen unterteilt werden, nämlich von 1 bis N/M, von N/M + 1 bis 2N/M, ..., von (M – 1)N/M + 1 bis N; wobei jede der Gruppen (22-1, 22-2, ..., 22-M) einem Einheitssymbol des besagten Spread-spectrum-Signals entspricht, und wobei nachdem N/M Ausgänge in jeder Gruppe gewichtet (21-1, 21-2, 21-N) mit +1 oder –1 entsprechend den Chips einer gespreizten Codereihe, wodurch ein Einheitssymbol gebildet wird, sind, die N/M Ausgänge entsprechend aufaddiert werden (23-1, 23-2, ..., 23-M) zu jeder Gruppe, so daß M Ausgangssignale (24-1, 24-2; ..., 24-M) (OO(1), OO(2), ..., OO(M)) unabhängig voneinander abgegriffen werden.
  6. Signalprozessor nach Anspruch 5, bei welchem M gleich 1 ist und ein synchroner Detektor zur Demodulation eines Spread-spectrum-Signals unter Verwendung der Amplitude und der Phase des Ausgangssignals OO(1) vorgesehen ist.
  7. Signalprozessor nach Anspruch 5, bei welchem M gleich 2 ist und ein Verzögerungsdetektor zum Demodulieren eines Spread-spectrum-Signals unter Verwendung der Korrelation von Amplitude und Phase zwischen Ausgangssignalen OO(1) und OO(2) vorgesehen ist.
  8. Signalprozessor nach Anspruch 5, der einen Spread-spectrum-Signal-Verzögerungsdetektor umfaßt, in welchem Datenerfassungs-Taktpulse zum Demodulieren eines Spread-spectrum-Signals auf der Basis eines Ergebnisses einer arithmetischen Operation |OO(1) + OO(2)|2 + |OO(1) – OO(2)|2 bestimmt werden und Daten erfaßt werden auf der Basis eines Ergebnisses einer arithmetischen Opera tion |OO(1) + OO(2)|2 – |OO(1) – OO(2)|2 oder auf der Basis eines Ergebnisses eines Ausgangs eines Mischers, in den OO(1) und OO(2) eingespeist werden.
  9. Signalprozessor nach Anspruch 4, bei dem die Ausgangssignale O(1), O(2), ..., (O(N) von den N Mischern (20-1, 20-2, ..., 20-N) in M Gruppen auf die gleiche Art wie beim Prozessor nach Anspruch 5 unterteilt werden, wobei die Gruppen (22-1, ..., 22-M, 52-1, ..., 52-M) Einheitssymbolen jeweils des Spread-spectrum-Signals entsprechen, wobei jedes Einheitssymbol aufgebaut ist durch ein Modulationssignal, das erhalten wird durch Ausführen der Modulation bei zwei zueinander senkrecht liegenden Phasen auf der Basis von zwei gespreizten Codereihen; und wobei nachdem die Ausgangssignale O(1), O(2), ..., O(N) gewichtet sind (21-1, 21-2, ..., 21-N, 51-1, 51-2, ..., 51-N) mit +1 oder –1 entsprechend den jeweiligen Chips der zwei gespreizten Codereihen, die Ausgangssignale O(1), O(2), ..., O(N) aufaddiert (23-1, ..., 23-M, 53-1, ... 53-M) werden für jede Gruppe entsprechend den zwei senkrecht zueinander liegenden Phasen, d.h. zwei gespreizten Codereihen, so daß M Ausgangssignale OOi(1), OOi(2), ..., OO1(M) und M Ausgangssignale OOq(1), OOq(2), ..., OOq(M) unabhängig voneinander abgegriffen werden.
  10. Signalprozessor nach Anspruch 9, bei welchem M gleich 1 ist und ein Synchrondetektor zum Demodulieren eines Spread-spectrum-Signals unter Verwendung der Amplitude und Phase des Ausgangssignals OOi(1) und OOq(1) vorgesehen ist.
  11. Signalprozessor nach Anspruch 9, bei welchem M gleich 2 ist und ein Verzögerungsdetektor zum Demodulieren eines Spread-spectrum-Signals unter Verwendung von Korrelationen der Amplitude und Phase zwischen den Ausgangssignalen OOi(1) und OOi(2) und zwischen den Ausgangssignalen OOq(1) und OOq(2) vorgesehen ist.
  12. Signalprozessor nach Anspruch 9, bei dem ein Spread-spectrum-Signal-Verzögerungsdetektor vorgesehen ist, bei welchem: Datenerfassungstaktpulse zum Demodulieren eines Spread-spectrum-Signals auf der Basis eines Ergebnisses einer arithmetischen Operation |OOi(1) + OOi(2)|2 + |OOi(1) – OOi(2)|2 oder |OOq(1) + OOq(2)|2 + |OOq(1) – OOq(2)|2 bestimmt werden und Daten entsprechend den zwei zueinander senkrecht liegenden Phasen demoduliert werden durch die arithmetische Operation |OOi(1) + OOi(2)|2 – |OOi(1) – OOi(2)|2 oder eine Mischung aus OOi(1) und OOi(2) oder durch die arithmetische Operation |OOq(1) + OOq(2)|2 – |OOq(1) – OOq(2)|2 oder Mischung aus OOq(1) und OOq(2).
  13. Signalprozessor nach Anspruch 1, wobei das erste und das zweite hochfrequente Signal jeweils ein Spread-spectrum-Signal mit einer Frequenz fRF und ein nichtmoduliertes Signals mit einer Frequenz fL O sind, so daß jede der beiden Frequenzen fRE und fL O gleich einer Frequenz f bis auf die Verbreiterung der spektralen Bandbreite aufgrund der Modulation ist (d.h. fRF = fL O = f), wobei das erste Verzögerungselement N Ausgangsanschlüssen (27-1, 27-2, ..., 27-N) hat, bei denen die Phasenverzögerungen der Ausgänge jeweils ϕ1(1), ϕ1(2), ..., ϕ1(N) betragen, und das zweite Verzögerungselement N Ausgangsanschlüssen (30-1, 30-2, ..., 30-N) hat, bei denen die Phasenverzögerungen an den Ausgängen jeweils ϕ2(1), ϕ2(1), ..., ϕ2(N) betragen, so daß die Phasenver zögerungen in den Ausgängen bei den Ausgangsanschlüssen des zweiten Verzögerungselements im wesentlichen gleich den Phasenverzögerungen an den Ausgängen an den Ausgangsanschlüssen des ersten Verzögerungselements in entsprechender Reihenfolge (d.h., ϕ1(1) = ϕ2(1), ϕ1(2) = ϕ2(2), ..., ϕ1(N) = ϕ2(N)) sind; und wobei ein drittes Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen mit N Ausgangsanschlüssen (32-1, 32-2, 32-N) vorgesehen ist, bei denen Phasenverzögerungen an den Ausgängen bei der Frequenz f ϕ3(1), ϕ3(2), ..., ϕ3(N) jeweils mit Phasendifferenzen von etwa 90° gegenüber denen bei dem zweiten Verzögerungselement sind (d.h., ϕ2(1) = ϕ3(1) ± 90°, ϕ2(2) = ϕ3(2) ± 90°, ..., ϕ2(N) = ϕ3(N) ± 90°); und N unabhängige Mischer, bei denen die Differenzen |ϕ1(1) – ϕ1(2)|, |ϕ1(2) – ϕ1(3)|, ..., |ϕ1(N – 1) – ϕ1(N)|, |ϕ2(1) – ϕ2(2)|, |ϕ2(2) – ϕ2(3)|, ..., |ϕ2(N – 1) – ϕ2(N)| und |ϕ3(1) – ϕ3(2)|, |ϕ3(2) – ϕ3(3)|, ..., |ϕ3(N – 1) – ϕ3(N)|) zwischen den Phasenverzögerungen an den Ausgängen bei benachbarten unter den N Ausgangsanschlüssen bei jedem der Verzögerungselemente im wesentlichen gleich einem Wert 2πf mal der Länge Tc jedes Chips, der eine gespreizte Einheitscodereihe bildet (entsprechend einem Einheitssymbol) des Spread-spectrum-Signals oder einem ganzzahligen (K) Vielfachen des Wertes von 2πf mal der Länge Tc jedes Chips ist, wobei das erste und zweite hochfrequente Signal dem ersten und zweiten Verzögerungselement eingespeist wird und das erste und zweite hochfrequente Ausgangssignal jeweils aus den entsprechenden Anschlüssen des ersten und zweiten Verzögerungselements abgeleitet und durch die unabhängigen N Mischer (33-1, 33-2, ..., 33-N) gemischt werden, so daß N Signale (1(1) , 1(2) , ..., 1(N)), die jeweils gleich den Differenzfrequenzen sind, d.h. welche zu einem Basisband gehören, unabhängig von den N Mischern abgeleitet werden; und wobei ein drittes hochfrequentes Signal, das das gleiche Signal wie das zweite hochfrequente Signal ist, in das dritte Verzögerungselement eingespeist wird, und wobei das erste und dritte hochfrequente Ausgangssignal jeweils von den entsprechenden Anschlüssen des ersten und dritten Verzögerungselements abgeleitet gemischt werden durch die besagten N unabhängigen Mischer (34-1, 34-2, ..., 34-N) , so daß N Signale (Q(1), Q(2) , ..., Q(N)), die gleich den jeweiligen Differenzfrequenzen sind, d.h. welche vom Basisband kommen, unabhängig von den besagten N Mischern abgeleitet werden.
  14. Signalprozessor nach Anspruch 13, bei dem die 90°-Phasendifferenz des dritten Verzögerungselements für akustische Oberflächenwellen gegenüber dem zweiten Verzögerngselement erreicht wird durch eine Änderung (Kürzung oder Ausdehnung um eine viertel Wellenlänge) eines Fortpflanzungsweges von jedem Verzögerngselement für akustische Oberflächenwellen erreicht wird.
  15. Signalprozessor nach Anspruch 13, bei dem die 90°-Phasendifferenz des dritten Verögerungselements für akustische Oberflächenwellen gegenüber dem zweiten Verzögerungselement erreicht wird durch einen externen Schaltkreis unabhängig von einer Änderung eines Fortpflanzungsweges bei jedem Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen.
  16. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 13 bis 15, bei dem: die Differenzen |ϕ1(1) – ϕ1(N)|, |ϕ2(1) – ϕ2(N)| und |ϕ3(1) – ϕ3(N)| zwischen Phasenverzögerungen in den Ausgängen bei den jeweiligen ersten und N-ten Ausgangsanschlüssen des ersten, zweiten und dritten Verzögerungselements im wesentlichen gleich einem Produkt (Ts × 2πf × M) der Einheitsymbollänge (Ts) des Spread-spectrum-Signals und einem Wert M mal 2πf ist; wobei M eine ganze Zahl mit M ≥ 1 ist und die Ausgangssignale I(1), I(2), ..., I(N) und Q(1), Q(2), ..., Q(N) von den jeweiligen N Mischern in M Gruppen (39-1, 39-2, ..., 39-M, 41-1, 41-2, ..., 41-M) sind, nämlich von 1 bis N/M, von N/M + 1 bis 2N/M, ..., von (M – 1)N/M + 1 bis N; wobei jede der Gruppen einem Einheitssymbol des Spreadspectrum-Signals entspricht, wobei nachdem N/M Ausgänge in jeder Gruppe gewichtet (35-1, ..., 35-N, 37-1, 37-2, ..., 37-N) sind mit +1 oder –1 je nach Chip einer gespreizten Codereihe, die das Einheitssymbol bildet, die N/M Ausgänge aufaddiert werden (43-1, 43-2, ..., 43-M, 45-1, 45-2, ..., 45-M) durch die Gruppen, so daß M Ausgangssignale IIi(1), IIi(2), ..., IIi(M) und M Ausgangssignale QQi(1), QQi(2), ..., QQi(M) unabhängig abgegriffen werden.
  17. Signalprozessor nach Anspruch 16, bei dem M gleich 1 ist und ein Synchrondetektor zum Demodulieren eines Spread-spectrum-Signals unter Verwendung der Amplitude und Phase des Ausgangssignals IIi(1) und QQi(1) vorgesehen ist.
  18. Signalprozessor nach Anspruch 16, bei welchem M gleich 2 ist und ein Synchrondetektor zum Demodulieren eines Spread-spectrum-Signals unter Verwendung der Korrelationen in Amplitude und Phase zwischen den Ausgangssignalen IIi(1) und IIi(2) und zwischen den Ausgangssignalen QQi(1) und QQi(2) vorgesehen ist.
  19. Signalprozessor nach Anspruch 18, der einen Spread-spectrum-Signalverzögerungsdetektor umfaßt, bei welchem: Datenerfassungstaktpulse zum Demodulieren eines Spread-spectrum-Signals auf der Basis eines Ergebnisses einer arithmetischen Operation {IIi(1) + IIi(2)}2 + {QQi(1) + QQi(2)}2 + {IIi(1) – IIi(2)}2 + {QQi(1) – QQi(2)}2; und Daten demoduliert werden durch ein Resultat einer arithmetischen Operation {IIi(1) + IIi(2)}2 + {QQi(1) + qqi(2)}2 – {IIi(1) – IIi(2)}2 – {QQi(1) – QQi(2)}2.
  20. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 13 bis 15, bei dem die Differenzen |ϕ1(1) – ϕ1(N)|, |ϕ2(1) – ϕ2(N)| und |ϕ3(1) – ϕ3(N)| zwischen Phasenverzögerungen bei den Ausgängen bei dem jeweiligen ersten und N-ten Ausgangsanschluß des ersten, zweiten und dritten Verzögerungselements im wesentlichen gleich einem Produkt (Ts × 2πf × M) der Einheitsymbollänge (Ts) des Spread-spectrum-Signals und eines Wertes M mal 2πf ist, wobei M eine ganze Zahl mit M ≥ 1 ist und die Ausgangssignale I(1), I(2), ..., I(N) von den N Mischern und die Ausgangssignale Q(1), Q(2), ..., Q(N) von den jeweiligen N Mischern unterteilt werden in M Gruppen (39-1, ..., 39-M, 40-1, ..., 40-M, 41-1, ..., 41-M, 42-1, ..., 42-M), nämlich von 1 bis N/M, von N/M + 1 bis 2N/M, ..., von (M – 2)N/M + 1 bis N; wobei jede der Grupen einem Einheitssymbol des Spread-spectrum-Signals entspricht; wobei das Einheitssymbol gebildet wird durch Modulation auf der Basis von zwei gespreizten Codereihen entsprechend zwei senkrecht zueinander liegenden Phasen; wobei nachdem die Ausgangssignale I(1), I(2), ..., I(N) und die Ausgangssignale Q(1), Q(2), ..., Q(N) gewichtet (35-1, 35-2, ..., 35-M, 36-1, 36-2, ..., 36-M, 37-1, 37-2, ..., 37-M, 38-1, 38-2, ..., 38-M) werden mit +1 oder –1 je nach Chips der zwei gespreizten Codereihen, die besagten Ausgangssignale I(1), I(2), ..., I(N) und Ausgangssignale Q(1), Q(2), ..., Q(N) aufaddiert werden durch die Gruppen entsprechend den zwei senkrechten Phasen, d.h. entsprechend den zwei gespreizten Codereihen, so daß M Ausgangssignale IIi(1), IIi(2), ..., IIi(M), M Ausgangssignale QQi(1), QQi(2), ..., QQi(M), M Ausgangssignale IIq(1), IIq(2), ..., IIq(M) und M Ausgangssignale QQq(1), QQq(2), ..., QQq(M) unabhängig voneinander abgegriffen werden.
  21. Signalprozessor nach Anspruch 20, bei dem M gleich 1 ist und ein Synchrondetektor zum Demodulieren eines Spread-spectrum-Signals unter Verwendung der Amplitude und Phase des Ausgangssignals IIi(1) und QQi(1) und IIq(1) und QQq(1) vorgesehen ist.
  22. Signalprozessor nach Anspruch 20, bei dem M gleich 2 ist und ein Synchrondetektor zum Demodulieren eines Spread-spectrum-Signals unter Verwendung der Korrelationen in Amplitude und Phase zwischen den Ausgangssignalen IIi(1) und IIi(2), QQi(1) und QQi(2), IIq(1) und IIq(2) und QQq(1) und QQq(2) vorgesehen ist.
  23. Signalprozessor nach Anspruch 22, der ein Spread-spectrum-Signalverzögerungsdetektor umfaßt, bei welchem: Datenerfassungstaktpulse zum Demodulieren eines Spread-spectrum-Signals auf der Basis eines Ergebnisses einer arithmetischen Operation {IIi(1) + IIi(2)}2 + {QQi(1) + QQi(2)}2 + {IIi(1) – IIi(2)}2 + {QQi(1) – QQi(2)}2 oder {IIq(1) + IIq(2)}2 + {QQq(1) + QQq(2)}2 + {IIq(1) – IIq(2)}2 + {QQq(1) – QQq(2)}2 bestimmt wird und Daten entsprechend den zwei Phasen senkrecht zueinander demoduliert werden auf Grundlage eines Ergebnisses einer arithmetischen Operation {IIi(1) + IIi(2)}2 + {QQi(1) + QQi(2)}2 + {IIi(1) – IIi(2)}2 + {QQi(1) – QQi(2)}2 oder {IIq(1) + IIq(2)}2 + {QQq(1) + QQq(2)}2 + {IIq(1) – IIq(2)}2 + {QQq(1) – QQq(2)}2.
  24. Signalprozessor nach Anspruch 3, bei dem: das erste und zweite Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen integriert sind, so daß sie ein drittes Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen bilden; zwei Arten von Erregungswandlern (61, 62-1, 62-2) für akustische Oberflächenwellen und eine Art von Empfangswandler (63-1) auf dem piezoelektrischen Substrat ange ordnet sind, das erste und zweite hochfrequente Signal, welches ein HF-Signal wie ein Spread-spectrum-Signal oder dergleichen und ein nichtmoduliertes Signal mit einer Frequenz f gleich der Frequenz des HF-Signals bis auf die spektrale Spreizung aufgrund der Modulation sind, eingespeist wird in die zwei Arten von Erregungswandlern für akustische Oberflächenwellen des dritten Verögerungselements für akustische Oberflächenwellen, das ausgelegt ist für die Ausbreitung der zwei hochfrequenten Signale in der gleichen Richtung und in demselben Pfad auf demselben Substrat; das erste und zweite hochfrequente Signal simultan von Ausgängen der zwei Arten von Erregungswandlern für akustische Oberflächenwellen durch einen Mischer (64-1) gemischt werden, und ein Basisbandsignal eines Basisbandes direkt von dem Mischer ausgegeben wird.
  25. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 13 bis 23, bei dem: das erste und zweite Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen integriert ist, so daß ein viertes Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen gebildet wird, wobei das erste und dritte Verzö- gerungselement für akustische Oberflächenwellen integriert ist, so daß ein fünftes Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen gebildet wird, wobei das vierte Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen zwei Arten von Erregungswandlern (61, 62-1, 62-2) für akustische Oberflächenwellen und N Empfangswandler (63-1, 63-2, ..., 63-N) auf dem piezoelektrischen Substrat umfaßt und für die Ausbreitung von zwei hochfrequenten Signalen in derselben Richtung und auf demselben Pfad auf demselben Substrat ausgelegt ist, so daß Phasenverzögerungen ϕ1 RF(1), ϕ1 RF(2), ..., ϕ1 RF(N) bei den Ausgängen bei den jeweiligen Anschlüssen für das Spread-spectrum-Signal mit einer Frequenz f im wesentlichen gleich den Phasenverzögerungen ϕ1 LO(1), ϕ1 LO(2), ..., ϕ1 LO(N) bei den Ausgängen von denselben Anschlüssen für das nichtmodulierte Signal ist (das heißt ϕ1 RF(1) = ϕ1 LO(1), ϕ1 RF(2) = ϕ1 LO(2), ..., ϕ1 RF(N) = ϕ1 LO(N)); das fünfte Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen zwei Arten von Erregungswandlern für akustische Oberflächenwellen und N Empfangswandler auf dem piezoelektrischen Substrat hat und ausgelegt ist für die Ausbreitung von zwei hochfrequenten Signalen in derselben Richtung und auf demselben Pfad auf demselben Substrat, so daß Phasenverzögerungen ϕ2 RF(1), ϕ2 RF(2), ..., ϕ2 RF(N) bei den Ausgängen bei den N Ausgangsanschlüssen für das Spread-spectrum-Signal mit der Frequenz f gleich den Phasenverzögerungen ϕ1 RF(1), ϕ1 RF(2), ..., ϕ1 RF(N) bei den Ausgängen des vierten Verzögerungselements für das Spread-spectrum-Signal ist und daß Phasenverzögerungen ϕ2 LO(1), ϕ2 LO(2), ..., ϕ2 LO(N) bei den Ausgängen von den gleichen Anschlüssen für das nichtmodulierte Signal mit einer Phasendifferenz von 90° gegenüber den Phasenverzögerungen ϕ1 LO(1), ϕ1 LO(2), ..., ϕ1 LO(N) in den Ausgängen des vierten Verzögerngselements für das nichtmodulierte Signal ist (das heißt ϕ1 LO(1) = ϕ2 LO(1) ± 90°, ϕ1 LO(2) = ϕ2 LO(2) ± 90°, ..., ϕ1 LO(N) = ϕ2 LO(N) ± 90°); wobei von dem ersten und zweiten hochfrequenten Signal eines ein moduliertes Signal wie z.B. ein Spread-spectrum-Signal oder dergleichen ist mit einer Frequenz fRF und das andere ein nichtmoduliertes Signal mit einer Frequenz fL O gleich der Frequenz des modulierten Signals bis auf die spektrale Spreizung aufgrund der Modulation ist (das heißt fRF = fLO = f) und sie eingespeist werden in die zwei Arten von Erregungswandlern (66, 67-1, 67-2) für akustische Oberflächenwellen des vierten und fünften Verzögerungselements für akustische Oberflächenwellen; wobei das erste und zweite hochfrequente Signal, beide gleichzeitig von den N Ausgangsanschlüssen des vierten Verzögerungselements abgeleitet, gemischt werden, so daß N Signale (I(1), I(2), ..., I(N) eines Basisbandes mit Frequenzen gleich Differenzfrequenzen abgegriffen werden von den Mischern (64-1, 64-2, ..., 64-N), wobei das erste und zweite hochfrequente Signal, gleichzeitig erhalten von den N Ausgangsanschlüssen des fünften Verzögerungselements so gemischt werden, daß N Signale (Q(1), Q(2), ..., Q(N)) eines Basisbandes mit Frequenzen gleich Differenzfrequenzen abgegriffen werden bei den Mischern (69-1, 69-2, ..., 69-N), und nachdem N Ausgänge (I(1), I(2), ..., I(N)) und die Ausgänge Q(1), Q(2), ..., Q(N)) gewichtet sind mit +1 oder –1 entsprechend der gespreizten Codereihe, die N Ausgänge (I(1), I(2), ..., I(N)) und die Ausgänge (Q(1), Q(2), ..., Q(N) aufaddiert werden entsprechend den Phasen, die senkrecht zueinander sind, so daß Ausgangssignale unabhängig voneinander abgegriffen werden.
  26. Signalprozessor nach Anspruch 25, bei dem: mehrere uniforme Elektroden (70-1, 70-2, ..., 70-N), deren Zahl N sei, anstelle des Empfangswandlers auf den Verzögerungselementen für akustische Oberflächenwellen angeordnet ist; ein nichtlineares Phänomen von akustischen Oberflächenwellen in dem piezoelektrischen Substrat genau unter den uniformen Elektroden anstelle von den Mischern verwendet wird, um damit zwei hochfrequente Signale zu mischen; und die Mischausgänge an den N uniformen Elektroden unabhängig voneinander abgegriffen werden.
  27. Signalprozessor nach Anspruch 25, bei dem jedes der Verzögerungselemente für akustische Oberflächenwellen eine Mehrschichtstruktur eines piezoelektrischen Materials (74) wie z.B. ZnO oder dergleichen und einen Halbleiter (75) wie z.B. Si oder dergleichen aufweist; mehrere uniforme Elektroden (70-1, 70-2, ..., 70-N), deren Zahl N sei, anstelle von den Empfangswandlern auf den Verzögerungselementen für akustische Oberflächenwellen angeordnet sind; und eine nichtlineare Beziehung zwischen Potential und elektrischem Feld in dem Halbleiter verwendet wird, so daß Mischausgänge von zwei hochfrequenten Signalen bei den N uniformen Elektroden unabhängig voneinander abgegriffen werden.
  28. Signalprozessor nach Anspruch 25, der außerdem umfaßt: ein sechstes Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen, das eine ähnliche Konfiguration wie das vierte Verzögerungselement aufweist und bei dem akustische Oberflächenwellen eine umgekehrte Phase gegenüber der Phase beim vierten Verzögerungselement aufweisen und das von einem von zwei Arten von Erregungswandlern (66-1, 66-2) für akustische Oberflächenwellen erregt wird; und ein siebtes Verzögerungselement für akustische Oberflächenwellen, das ähnlich konfiguriert ist wie das fünfte Verzögerungselement und bei welchem akustische Oberflächenwellen eine Phase umgekehrt zu der Phase beim vierten Verzögerungselement haben und das erregt wird von einem von zwei Arten von akustischen Oberflächenerregungswandlern (77-1, 77-2), wobei: das erste und zweite hochfrequente Signal eingespeist wird in jeweilige zwei Arten von Erregungswandlern für akustische Oberflächenwellen bei dem vierten, fünften und sechsten und siebten Verzögerungselement; und das erste und zweite hochfrequente Signal, die simultan von den jeweiligen N Ausgangsanschlüssen von wenigstens dem vierten und fünften Verzögerungselement abgegriffen werden, gemischt werden, so daß jeweilige N Signale jeweils mit einer Frequenz gleich der Differenzfrequenz, d.h. eines Basisbandes, unabhängig von den Mischern abgegriffen werden.
  29. Signalprozessor nach Anspruch 24 oder 25, bei dem: die zwei Arten von Erregungswandlern für akustische Ober flächenwellen eine Art von Erregungswandlern (91-1, 91-2) für akustische Oberflächenwellen zum Erregen von akustischen Oberflächenwellen in Phase in bezug auf eine Zentralachse von erregten akustischen Oberflächenwellen und die anderen Arten von Erregungswandlern (92-1, 92-2) für akustische Oberflächenwellen zum Erregen von akustischen Oberflächenwellen mit Gegenphase in bezug auf eine Zentralachse von erregten akustischen Oberflächenwellen umfaßt; wobei der Empfangswandler (93-1, 93-2, ..., 93-N, 94-1, 94-2, ..., 94-N) eine Summe von akustischen Oberflächenwellensignalen in Phase und eine Summe von akustischen Oberflächenwellensignalen in Phase und in Gegenphasen unabhängig voneinander ausgibt; wobei die Ausgänge gemischt werden durch abgeglichene Mischer (100-1, 100-2, ..., 100-N), so daß N Paare von Basisbandsignalen mit einander gegenüber umgedrehten Phasen unabhängig voneinander in der Form von Differenzausgabepaaren abgegriffen werden.
  30. Signalprozessor nach Anspruch 29, bei dem: jedes der N Paare von Basisbandsignalen mit umgedrehten Phasen zueinander und aus den Ausgängen der abgeglichenen Mischer gewichtet wird, so daß, wenn einer der Differenzausgänge mit +1 gewichtet wird entsprechend der gespreizten Codereizhe, der andere mit –1 gewichtet wird oder wenn einer der Differenzausgänge gewichtet (102-1, 102-2, ..., 102-N, 103-1, 103-2, ..., 103-N) wird mit –1 entsprechend der gespreizten Codereihe, so wird der andere mit +1 gewichtet; wobei die gesagten Ausgänge addiert (110-1, 110-2, ..., 110-M, 111-1, 111-2, ..., 111-M) werden entsprechend den zueinander senkrecht liegenden Phasen, so daß die Ausgangssignale als unabhängige Signale abgegriffen werden.
  31. Signalprozessor nach Anspruch 29 oder 30, bei dem: die Empfangswandler der Verzögerungselemente für akustische Oberflächenwellen und die abgeglichenen Mischer ersetzt werden durch merere Paare (N Paare) uniformer Elektroden (118-1, 118-2, ..., 118-N, 119-1, 119-2, ..., 119-N), die symmetrisch zueinander mit Bezug auf eine Zentralachse der erregten akustischen Oberflächenwelle angeordnet sind; und zwei hochfrequente Signale gemischt werden unter Verwendung eines nichtlinearen Phänomens von akustischen Oberflächenwellen in dem piezoelektrischen Substrat genau unter den uniformen Elektrodenpaaren, so daß deren Ausgänge als differentielle Basisbandsignale von den N Paaren von uniformen Elektroden unabhängig voneinander abgegriffen werden.
  32. Signalprozessor nach Anspruch 29 oder 30, bei dem: jedes der Verzögerungselemente für akustische Oberflächenwellen eine Konfiguration aufweist, bei der eine Mehrschichtstruktur eines piezoelektrischen Materials (74) wie ZnO oder dergleichen und ein Halbleiter (75) wie Si oder dergleichen vorliegt; wobei die Empfangswandler der Verzögerungselemente für akustische Oberflächenwellen und die abgeglichenen Mischer ersetzt werden durch mehrere Paare (N Paare) von uniformen Elektroden (63-1, 63-2, ..., 63-N), die symmetrisch zueinander in bezug auf eine Zentralachse von erregten akustischen Oberflächenwellen angeordnet sind; und zwei hochfrequente Signale gemischt werden durch Ausnutzung einer nichtlinearen Beziehung zwischen Potential und elektrischem Feld in dem Halbleiter, sop daß dessen Ausgänge als differentielle Basisbandsignale von den N uniformen Elektrodenpaaren unabhängig voneinander abgegriffen werden können.
  33. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 24, 25 und 28 bis 30, bei dem: jedes der Verzögerungselemente für akustische Oberflächenwellen eine Konfiguration aufweist, bei der eine Mehrscichtstruktur eines piezo elektrischen Substrats (74) und ein Halbleitersubstrat (75) wie z.B. ein Si-Substrat oder dergleichen vorliegt; und wobei das erste und zweite hochfrequente Signal von den N Ausgangsanschlüssen (63-1, 63-2, ..., 63-N) des dritten und vierten Verzögerungselements gemischt werden durch Verwendung eines Arrays aus nichtlinearen Elementen (122-1, 122-2, ..., 122-N), wie z.B. ein Diodenarray oder dergleichen auf dem Halbleitersubstrat, so daß N Signale mit jeweils einer Frequenz gleich der Differenzfrequenz, d.h. eines Basisbandes unabhängig voneinander abgegriffen werden.
  34. Signalprozessor nach Anspruch 13 oder 25, bei dem: K eine ganze Zahl mit K ≥ 2 ist; N Basisbandsignale I(1) , I(2), ..., I(N) und N Basisbandsignale Q(1), Q(2), ..., Q(N) von den Mischern ein gespeist werden in K digitale oder analoge Verzögerungsschaltkreise (127-1, 127-2, ..., 127-NK oder 128-1, 128-2, ..., 128-NK) D(1), D(2), ..., D(K) für das sukzessive Steigern der Größe der Verzögerung durch die Chiplänge Tc des Spread-spectrum-Signals (das heißt, τ(1) = 0, τ(2) = Tc, τ(3) = 2Tc, ..., τ(K) = (K – 1) × Tc), so daß N × K Ausgänge, nämlich I'(1), I'(2), ..., I'(K) von I(1), I'(K + 1), I'(K + 2), ..., I'(2K) von I(2), ..., I'((N – 1)K + 1), I'((N – 1)K + 2), ..., I'(N × K) von I(N), und N × K Ausgängen, nämlich Q'(1), Q'(2), ..., Q'(K) von Q(1), Q'(K + 1), Q'(K + 2), ..., Q(2K) von Q(2), ..., Q'((N – 1)K + 1), Q'((N – 1)K + 2), ..., Q'(N × K) von Q(N) unabhängig voneinander abgegriffen werden; und wobei die Ausgänge, die so abgegriffen wurden, gewichtet (35-1, 35-2, ..., 35-N, 36-1, 36-2, ..., 36-N, 37-1, 37-2, ..., 37-N, 38-1, 38-2, ..., 38-N) werden mit +1 oder –1 entsprechend den gespreizten Codereihen und dann entsprechend den senkrecht zueinander liegenden Phasen aufaddiert werden, so daß Ausgangssignale unabhängig voneinander abgegriffen werden.
  35. Signalprozessor nach Anspruch 13 oder 25, bei dem: M kleiner als 1 ist; die Basisbandsignale I(1), I(2), ..., I(N) und Q(1), Q(2), ..., Q(N) von den Mischern gewichtet (131-1, 131-2, ..., 131-N, 132-1, 132-2, ..., 132-N) werden mit +1 oder –1 entsprechend den gespreizten Codereihen und dann aufaddiert werden auf der Basis von zwei zueinander senkrecht stehenden Phasen; und wobei die Ergebnisse der Addition eingespeist werden in h (= 1/M) digitale oder analoge Verzögerungsschaltkreise (137-1, 137-2, ..., 137-h oder 138-1, 138-2, ..., 138-h) D(1), D(2), ..., D(h) zum sukzessiven Steigern der Größe der Verzögerung um das N-fache der Chiplänge Tc des Spread-spectrum-Signals (das heißt τ(1) = 0, τ(2) = N × Tc, τ(3) = N × 2Tc, ..., τ(h) = N × (h – 1) × Tc), so daß N × h nicht kleiner als die Zahl von Chips ist, die ein Einheitssymbol darstellen, wobei die jeweiligen h Ausgänge von den digitalen oder analogen Verzögerungsschaltkreisen abgegriffen werden und je nach Phasen addiert werden, wobei die Signale IIq und QQq unabhängig voneinander abgegriffen werden.
  36. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 4 bis 35, bei dem ein Spread-spectrum-Signaldemodulator vorgesehen ist, bei welchem das Spread-spectrum-Signal moduliert wird durch ein Modulationssystem unter Verwendung von BPSK auf der Basis von zweiwertigem BPSK, π/2-BPSK etc.
  37. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 4 bis 35, bei dem ein Spread-spectrum-Signaldemodulator vorgesehen ist, bei welchem das Spread-spectrum-Signal moduliert wird durch ein Modulationssystem unter Verwendung von QPSK auf der Basis von vierwertigem QPSK, MSK, GMSK, OQPSK, π/4-QPSK etc.
  38. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 5, 16, 20, 25 bis 28 und 30 bis 35, bei dem: die Reihenfolge der Gewichtung mit +1 oder –1 und Addition durch die Gruppen umgekehrt ist, so daß die entsprechenden Ausgänge, die +1 oder –1 gewichtet werden sollen, aufaddiert werden, mit +1 oder –1 gewichtet werden und dann aufaddiert werden.
  39. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 4 bis 38, bei dem: Mischer, Addierer und Wichtungsschaltkreise mit +1 oder –1 als CMOS-Schaltkreiselemente vorliegen.
  40. Verwendung eines Signalprozessors nach einem der Ansprüche 4 bis 39 in einem Spread-spectrum-Kommunikationsradio.
  41. Verwendung eines Signalprozessors für akustische Oberflächenwellen nach Anspruch 40 in einem Spread-spectrum-Kommunikationsradio, wobei das Spread-spectrum-Signal ein Empfangssignal für das Radio oder ein Zwischenfrequenzsignal ist, während das nichtmodulierte Signal ein lokales Oszillatorsignal für das Radio ist; und das Radio einen externen Schaltkreis (d.h. einen Trägerrückgewinnungsschaltkreis) zum Vorgeben der Frequenz und Phase des lokalen Oszillatorsignals in Abhängigkeit von dem Spread-spectrum-Signal hat oder das Radio die Frequenz und Phase äquivalent durch digitale Signalverarbeitung anpaßt.
  42. Verwendung nach Anspruch 41, bei dem ein Spread-spectrum-Kommunikationsradio einen externen Schaltkreis aufweist (d.h. einen Taktableitungsschaltkreis) zum Erfassen der Symbolwiederholungsratenfrequenz eines Spread-spectrum-Signals in Abhängigkeit von einem Empfangssignal.
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