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Anordnung zur Signalspeisung bei einer in mehreren Modes arbeitenden
Einzelimpulsanlage.
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Die erfindung betrifft eine Anordnung zur Signalspeisung bei einer
in mehreren Modes arbeitenden Einzelimpulsanlage, bei welcher die zugeführte Energie
in einem breiten Frequenzband abgestrahlt wird.
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Das Anwendungsgebiet der Erfindung liegt bei Nikrowellenverbindungasystemen,
insbesondere bei mehreren Modes arbeitenden Breitband-Einzelimpulsintennen-Speisesystemen
mit einen honen Verhältnis von Gewinn zu Rauschtemperatur, wobei das System gleichzeitig
die Funktionen das Empfangens, das Sendens und der automatichen Zielverfolgung ausführt
und die ersten beiden dieser Funktionen durch die Verwendung eines Summensignals
und die dritte dieser Funktionen durch die Verwendung eines Differenzmodesignales
bewirkt wird.
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Speisesysteme, welche in der Lage sind, Mikrowellenenergie in iner
Mehrsahl von Schwingungsformen oder Modes zu erzeugen und zu empfangen, sind Mehrfachmode-Speisesysteme
bekannt.
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Solche Mehrfachmode-Speisesysteme werden oft bei Einzelimpulszielverfolgungsystemen
verwendet, bei denen die durch das Speisesystem gesondete und empfangene Energie
derart kombiniert wird, daß Suzamen-und Differenz-Strahlungsdiagramme während das
Sendens und/oder Empfangens entstehen. Diese Diagramme werden analysiert zur Bestinzung
der Lage des Objektes, welches entweder ein Flugzeug, eine Rakete oder ein Satellit
mein kann, oder zur automatischen Zielverfolgung dieses Objektes. Einselimpuls-Zielverfolgungssysteme
sind in dem Buch "Introduction to Radar Systems" von Merrill L. Skelnick, McGrew-Hill
Bock Co., 1962, und "Introduction to Monopulse" von D.R. Rhodos, McGrew-Hill Bock
Co., 1959, beschrieben.
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Die typischen Zielverfolgungs-Speisesysteme können mehrere Hornstrahler
oder Offnungen aufweisen. Wird nur eine geringe Anzahl von Hornstrahlern, beispeielsweise
ein Vier-Horn-System, verwendet, dann haben die Strahlungsdiagramme unerwünschte
Eigensehaften, welche den Wirkungsgrad des Systemes herabsetzen und einen höheren
Rauschpegel mit sich bringen. Es eind auch bereits einige Versuche angestellt werden,
ein wirksamenres Mehrfachmode-Speisesystem mit einer einsigen Strahlungsöffnung
und niedrigen Rauschpegel zu entwickeln. Die auf diese Weise entwickelten Geräte
haben jedoch ein relativ niedriges Verhältnis von Gewinn-zu Rauchtemperatur, wenn
sie als Speisesystemss für Reflektorantennen angewendet und wenn sie über einem
großen Frequenzbereich betrieben werden. Weiterhin zeigen die bekannten Mehrfachmode-Speisesysteme
keine zehr große Flexibilität hinsichtlich des Polarisationsmodes sowohl in Summenkanal
(Nachrichtzuverbindungskanal) als zuch in Differenzkanal (Zielverfolgungskanal).
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Obgleich bisher viele Speisesysteme gebaut werden sind, bei denen
eine oder mehrere der drei Funktionen des Sondens, Empfangens und der Zielverfolgung
unabhängig durch besonders Teile des Speisesystems ausgeübt werden, besteht dennoch
ein Bedürfnis nach wirksamen Systemen mit einfacheren Betrieb, die eine einzige
Strahlungsöffmung im Bereich des Brennpunktes des Primär- oder Sekundär-Reflektors
haben und gleichzeitig alle drei Funktionen über einen breiten Frequenzberwich ausüben.
Um darüberhinaus die beute und wirksonste Feldverteilung un erhalten, ist eine ungeteilte
Strahlungsquellenöffzung ersünseht, wie durch einen einzigen Hernstrahler gegeben
ist. Da die Polarisatien (Linear- oder Zirkular-Polarisation) von Satellit zu Satellit
zich ändern kann und außerden das Verhalten der Linear-Polarisation des Satelliten
veränderlich sein kann, ist eine velle Flexibilität hinsichtlich der Polarisationsmodes
für die optimale Verstärkung in Summenmode und für die Zielverfolgung erwünscht.
Ferner muß die Empfangs- und Sende-Polarisation in praktischen Systemen orthogonal
gehalten werden (rechts- gegenüber linkszirkular- oder orthogonal Linear-Polarisation).
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danit die Polarisationsmodes der Speisesignale mit dem verwandeten
Polarisationsmodes des Satelliten zusannenpassen.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines in dieser
Hinsicht verbesserten Mehrfachmode-Speisesystems, welches über relativ breiten Frequenzbereich
arbeitet.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein Einzelimpuls-Mehrfachmode-Speisesystem
zur Portleitung von Energie in einen breiten Frequenzband, welches einen Modekoppler
mit einen Summenmode-Koppelarn und mehreren von disses getrennten Differensmode-Koppelarnen
aufweist, sowie eine mit den Summenarm gekoppelte erste Einrichtung, welche die
ihr zugeführte Energie in eine erste Anzahl von Schwingungsmodes mit midestene einen
Polarisationszustand unwandelt, durch, eine mit der Mehrzahl der Differenzmode-Arme
gekoppelte zweite Einrichtung, welche die ihr zugeführte Energie in eine zweite
Mehrzahl von zirkularpolarisierten Schwingungsmodes unwandelt, und durch eine mit
des Mode-Koppler gekoppelte dritte Einrichtung, welche einen Hornstrahler mit einer
einzigen offnung zur Steuerung der Amplituden- und Phasenbesichungen über ein breites
Frequensband zwischen der Energie der ersten und der zweiten Mehrsahl von Schwingungsmodes
aufweist und Strahlungsdiagramme mit geringen Seitenkeulen in der E- und der H-Ebene
in Primär-Strahlungsdiagramm hat und das Axialverhältnis der zirkularpolarisierten
Differenmoddes aufrechterhält.
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Die Erfindung ist im folgenden anhand der Darstellungen von Ausfügrungsbeispielen
näher erläutert. Es zeigt Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Antennen-Speisesystems
einer bevorsugten Ansführungsform der Erfindung; Fig. 2 aine Darstellung des bei
der Erfindung verwendeten Mode-Kopplers; Fig. 3 eine Tabelle der im Mehrfachmode-Horn
auftretenden erwünschten Schwingungsformen; Fig. 4 ein Blockschultbild zur Veranschaulichung
der Phasezbesiehungen für rechtszirkular polarisierte Wollen;
Fig.
5 eine perspektivische Ansicht des Mode-Filters; Fig. 6 eine Seitenansicht des Mode-Filters;
Fig. 7 eine perspektivische Ansicht des Hornstrahlers; Fig. 8 eine perspektivische
Ansicht eines orthogonal Kopplere; Fig. 9 eine Seitenansicht eines 90° Differenz-Phasenschieber.
nach der Erfindung Fig. 10 ine Endansicht des Phasenschiebers der Fig. 9; Fig. 11
eine Ansicht des drehbaren Polarisators und Fig. 12 einen Teilschinitt durch die
Drehverbindung des Phasenschiebers nach Fig. 11 in Pfeilrichtung A gesehen.
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In Fig. 1 ist ein Breitband-Zielverfolgungs-Speisesystem 10 mit einer
Vielfachmode-Hornstrahleranordnung 11, einer dreiarmigen Polarisatoranordnung 12
und einer Zielverfolgungs-Modeschaltung 13 dargestellt. Die gesamte Speiseanordnung
für eine Satellitenverbindung muß beispielsweise ein breies Sendeband von 5925 bis
6425 MHz und ein Empfangsband von 3700 bis 4200 MHz verarbeiten. Die Polarisatoranordnung
12 sorgt dafür, daß die Ausbreitung der Sende- und Empfangs-Summensignale für die
Verbindung in orthogonaler Beziehung erforgt, während die Einzelimpuls-Differenzsignale
von der Bielverfolgungsmode-Schaltung 13 verarbeitet werden. Die Vielfachmode-Hornstrahleranordnung
11 umfaßt einen Mode-Koppler 16, ein Mode-Filter 17 und einen Hornstrahler 18 mit
einer einsigen offnung.
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Fig. 2 zeigt eine Endansicht des ode-Kopplers 16, vom Mode-Filter
17 her gesehen. Der Mode-Koppler 16 weist einem großen, konisch geformien Arm 25
in der Mittel einen Welleneiters von quadratichem puerschritt auf und hat acht symmetrisch
angeordnete identiche Wellerleiterarme 26 bis 33, die Ackpauren angeordnet nind
und vie strahlende Teilöffnunger für zirkulare Polarisation bilden, wobei jeder
Arm gegen ber dem zu seinem Paar gehörigen ande en arm eine rechtwinklige Polarisierungsorientierung
aufweist.
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Der mittlere, konisch geformte Kandlerarm 25 hat für das vorerwähnte
Frequenzband einen Durchmesser von etwa 5,4 mm am enpfüngeraeitigen ande 34 des
Mode-Kopplers und erweitert sich zum hornstrahlerseitigen Ende 35 auf etwa 7,6 mm.
Am Ende des konische. Armes 25 swischen dem 7,6 mm-Ende 35 des Konua und einem quadratischen
Wellenleiterabschnitt mit einer Kantenlange von etwa 10,2 mm am mode-filterseitigen
Ende hat der Mode-Koppler 16 eine Stufe. Die Stufe 36 wird durch die Kantenflache
des Kopples 16 gebildet, welche sich vor und un einer Ebene vor der die Offnungen
der arme 26 bis 33 und die Endöffnung 35 des konischen Kopplers 25 enthaltenden
Ebene befindet. Ende Linge des konischen miltleren Wandleramen 23 beträgt im baschriebenen
Beispiel etwa 11,4 mm. In Folge der Stufe 36 wird im Horn zusetzlich zum Grundmode
TE10, welche: dem Mode-Koppler 16 zugeführt wird, ein TE30- Mode sowie in geringerem
anteil TM12, TH12, TE21 und TM21 -Mode angeregt. Hinsichtlien des erwunschten TE10-
und TE30-Modes zei auf die in Fig. 3 gegebene bersicht verwiesen.
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Die acht symmetrisch angeordneten identischen Wellenleiterarme 26
bis 33, die für die Einzelimpuls-Zielverfolgung verwendet werden, enden an der Stufe
36, an welcher die Enregung des TE30-Modes auftritt. Zum Verstandnis der Einzelimpuls-Zielverfolgung
zei die gesamte an der Stufe 36 befindliche Öffnung des Mode-Kopplers 16 als in
vier Teilöffnungen a, b, c und d unterteilt betrachtet, wie es in Fig. 4 verunschnulicht
ist.
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Jede Roke oder Teilöffnung a, b, c und d des Mode-Kopplers 16 hat
einen entsprechend horizontalpolarisierten Arm 28, 27, 32 31 und einen entsprechend
vertikalpolarisierten Arm 29, 26, 33 und 30. Wegen der Kurzschlitz-Hybriden 44 bis
47, die in den Figuren 1 und 4 dargestellt sind, ist auch die jede Teilöffnung durchsetzende
Leistung gleich.
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Um eine Zirkular-Polarisation bei der Speisung für die Einzelimpuls-Zielverfolgung
zu erreichen, die sich zum Empfang und zum Senden von rechts- oder linkszirkularpolarisierten
oder von linearpolarizierten Wellen eignet, zoll die Phansenbezichung
zwischen
den vier Teilöffnungen a, b, c und d der Stufenöffnung 36 dieselbe sein. Jedoch
soil jede Teilöffnung a, b, c und d den TE01-Mode (horizontale Polarisation) und
TE10-Mode (vertikale Polarisation) unterstätzen, und diess solen gegeneinander um
90° vor- oder nacheilen, so daß für jede Teilöffunung ein zirkularpolarisiertes
elektromagnetisches Signal angeregt wird.
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Die Einzelimpuls-Zielverforgangzschaltung zur Tieferung der Differenzmodes
für entweder lineare Polarisierung oder Rechts-oder Eingezirkular-Polarisierung
ist in den Figuren 1 und 4 dargestellt. Die Schaltung welst sechs Kurzschlitz-hybriden
44 bis 47 und 50 bis 53 und zwei "magic tee"-Hybriden 35 und 52 sowie verschidene
Umlenkungen der Weilenleiter und Wellenleitersbechritte auf. Die Größen und Abmessungen
dieser fellenleiter und Wellenleiterabschnitte sind auf die Empfinger-Zielverfolgungsfrequenzbender
optisiert. Nach den Figuren 1, 2 und 4 ist jeder der acht paarweise angeordneten
Arms 26 bis 33 an einem der vier Kurzschlits-Hybriden 44 bis 47 mit aeinen orthogonalen
Paar-Arm gekoppelt. Jeweils ein Anschluß der Hybriden 44 bis 47 ist mit Abschlassen
55 bis 58 abgeschlossen, der andere Anschlus ist beispielsweise mit dem ausgang
einen der anderen Hybriden 44 bis 47 an den Hybriden 50 oder 53 zussmmengefaßt.
Welche die abzuschliessenden Arme der Hybriden 44 bis 47 sind, hängt von der Polarisation,
rechte oder linkezirkular-Polarisation, ab. Bei rechtezirkularpolarisierten Signalen
werden Wellenleiterabscheitte 48 und 49 benutst, und entsprechend Fig. 1 werden
die Ausgangsamschlüsse 1, 3, 5 und 7 der Hybriden 44 bis 47 abgeschlonsen und nicht
verwendet, während die Arschlüsse 2, 4, 6 und 8 benutzt werden. Für linkszirkularpolarisierte
Signale werden die Anschlüsse 2, 4, 6 und 8 abgeschlossen und die Anschlüsse 1,
3, 5 und 7 und die Wellenleiterabschnitte 59 und 60 bonutst. Auch die Hollen der
ausgangsanschlüsse 61 und 62 verändern sich bein Wechsel von Elevations-Differenzmodes
zu Asimut-Differenzmodes und ungekehrt, wie in Fig. 1
bezeglich
rechts- oder linkszirkularpolarizierten Signales angedeutet ist. Jeder der vier
Hybrid-Koppler 44 bis 47, welche mit den Eck-Armpaaren 26 bis 33 gekoppelt sind,
sorgt für eine Leistungsaufteilung und eine Phasenverschiebung von 90° zwischen
den Paarmen. Das kombinierte Sysgtem der vier Teilöffnungen mit je 90° Phasenverschiebung
zwischen dem vertikalpolarisierten TE10-Mode und dem horizontalpolarisierten TE01-Mode
mit der richtigen Phassenbeziehung zwischen den Teilöffnungen a, b, c und d sergt
für vertikalpolarisierten TE20-Mode und horizontalpolarisierten Hybrid-Mode TE11-TE11+TK11
im Mode-Filter 17, welche bei aberlungerung das zirkularpolarisierte zimut-Diiferenzmode-System
ergeben. In Fig. 3 sind diese erwanschten Modes veranschaulicht.
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Betrachtet kann mit Bezug auf fig. 4 beispielsweise den rechtszirkularpolarisierten
Azimut-Differenzmode, dann werden die kurzschlits-Hybrid-Koppler 50 und 53 und die
"magic tee"-Koppler 35 und 52 zo angeschlossen, daß die Phasenbezichungen an jedem
Arm der Teilöfinungen in der dargesteilten eise vorliegen. Die in Fig. 4 hinter
dem Symbol A markierte Phase gibt die relative Phasenlage in dem Azimut-Differenzmode-System
an. Die mit richtiger Pharenlage (a und d mit den Phasenwinkel 0 und b und c mit
dem Phasenwinkel 180°) und vertikalpolarisierten TE10-Modes in den Teilöffnun en
a, b, c und d regen den vertikalpolarisierten TE20-Mode an. Die in gleicher Phasenlage
befindlichen und horizontalpolarisierten TE10-Modes in den Teilöffnungen a, b, c
und d (a und d mit 0°, b und c mit 180° hasenlate) regen den horizontalpolarisierten
Hybrid-Mode TE11-TE11+TM11 an. Da physikalisch gesehen die Polarisation oder Richtung
des elektrischen Feldes in der Weilöffnung b derjeningen in der Teilöffnung a entgegensetzt
ist, und die Polarisation in der Teilöffnung e derjenigen inder Teilöffnung d entgegengesetzt
ist, sind die Arme a und d und c und d an gegenüberliegenden Enden dieses Foldes
angeordnet, und die Teilöffnungen a und d arbeiten effektiv mit 180° in Gegenphase,
während die Teilöffnungen b und c effektiv mit 0° in Phase arbeiten. Die gleich
eitige Anwesenheit und 90° Phasenverschiebung des vertikalpolarisierten TE20-Modes
und des horizontalpolarisierten
Hybrid-Modes HE11-TE11+TM11 führt
zu einem zirkulapolarisierten Differenzmodem, dessen Strahlungsfeldkomponente in
der vertikalen Ebene Null ist (Horizontal- oder Azimut-Differenzmode).
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Das gleiche kombinierte System der vier Teilöffnungen mit einen orthogonalen
Satz richtigen Phasenbeziehungen liefert den vertikalpolarisierten Hybrid-Mode HE11-TM11+TE11
und horisontalpolarisierten TE02-Mode in Mode-Filter, welche bei Überlagerung das
zirkularpolarisierte Elevations-Differenzmode-System ergeben. Die Phasenbeziehung
seichen den zirkularpolarisierten Teilöffnungen a, b, c und d wird durch die übrigen
vier Hybrid-Koppler des Systems bestinat, nämlich die beiden Kurzechlitz-Hybrid-Koppler
50 und 53 und die beiden "magic tet"-Koppler 35 und 52.
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Betrachtet man mit Bezug auf Fig. 4 beispeilsweise den rechtszirkularpolarisierten
Vertikal-Differensmode, dann sind die Hybridkoppler 50 und 53 und die "magic tee"-Koppler
35 und 52 zo geschaltet, daß die Phasenbeziehungen an jeden Arm der Teilöffnungen
a, b, c und d die dargestellte Lage haben. Die hinter des Symbol E (Elevation) markierte
Phase gibt die relative Phasenlage in Eleveations-Differenzmode der Teilöffnungen
für den kombinierten zirkularpolarisierten Differenzmode an, welcher den mit den
horizontalpolarisierten TE02-Mode zusammengefaßten vertikalpolarisierten TE11+TM11-Mode
umfaßt. Fig. 3 veranschsulicht diese gewünschten Modes. In diesem Beispiel hat an
der Teilöffnung ein a die horizontale Polarisation E oder Elevation die Phasenlage
0°, an den Teilöffnungen b und c hat die horizontale Polarisation die Phasenlage
180° und an der Teilöffnung c hat die horizontale Polarisation die Phasenlage 0°
gegenüber den Elevationsanschluß 61.
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Da die Polarisationsrichtung oder die Richtung des elektrichen Feldes
in der Teilöffnung b derjenigen in der Teilöffnung a antgegengesetzt ist, und die
Polarisationsrichtung in der Teilöffnung c derjanigen in der Teilöffnung d antgegengerichtet
ist, ist die effektive elektriche Phasenlage an der
Teilöffzung
b 0°, an der Teilöffnung c dagegen 180°. Da die effektive relative Phasenlage zwischen
den Teilöffnunge a und b 0°, zwischen den Teilöffnungen c und d 180° beträgt, und
swar zwischen den Teilöffnungen eines Elevations-Systemes, wird der vertikalpolarisierte
Hybrid-Mode TE11 und der horizontalpolarizierte Mode TE02 angergt. Das gleichzeitige
Vorhandensein und die 90° Phasenverschibung des vertikalpolarisierten Modes HE11
und des horizontalpolarisierten Modes TE02 ergibt den zirkulapolarisierten Elevations-Differenzmode.
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Jedes Dreieck in Fig. 4 bezeichnet die Phase zwichen den Hybrid-Kopplern,
während die Phase in den Teilöffnungen durch die Zahl angegeben wird, welche der
E- oder Elevations-Phase und der A- oder Azimut-Phase folgt. Die Phase gegenüber
den mit A markierten Azimut oder der mit E markierten Elevation bezeichnet die Phasen
der entsprechenden Anschlüsse an Eingang der acht Arme der vier Teilöffnungen a,
b, c und d für eine Rechtz-zirkular-Polarisation. Der Betrieb für eine Linkszirkular-Polarisation
ist estsprechend. Jedoch vertzuschen sich die Rollen der Speiseanschlüsse 61 und
62, wenn die Polarisation in dem Differenzmode von Rechtezirkular-Polarisation,
wie sie in Fig. 4 dargestellt ist, in Linkszirkular-Polarisation geändert wird,
und daher tritt im Azimut-Differenzmodekanal der Elevations-Differenzmode auf.
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Die bis zu diesen Punkt beschriebene Zielverfolgungs-Schaltung entspricht
in Richtung auf den Empfänger und die Verarbeitungeschaltung zur Kombinierung der
Differenzmode-Signale den üblichen Einzelimpuls-Brückenanordnungen, wie sie beispielsweize
auf Beite 178 des bereits erwühnten Buches "Introduction of Radar Systems" beschvieben
ist.
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Es sei nun wieder auf Fig. 2 eingegangen, wo der mittlers, konische
Summen-Mode-Wandlerarm 23 im besonderer Weise dimensioniert und gefornt ist und
einen inneren Ring 37 aufweist, der bei den beschriebenen Beispiel etwa 3,15 mm
diek und etwa 7,6 mm von Kornseitigen Ende des Arnee 25 entferst ist, so daß eine
Rücksunbreitung der erzengten Differenzmodes (Hybrid-Modes HE11-TE11+TE11 und TE20)
in das Summensystem
unterbunden wird und Störungen des Differenzmode-
zialverhältzisses vermieden worden. Jeder der acht Differenzmode-Arms hat Abstimversprünge
40 zur Umterdrüskung der umerwünschten Modes TE12, TN12, TE21 und TN21 in Nals des
Hornstrahlers und zur Verwingerung der Kopplung zwischen den Summen und Differenzarmen
und zwichen den verschiedenen Differenzmode-Armen. Die Differenzmodes höherer Ordzung,
die durch die Acht-Element-Einganzendung erzengt werden, werden, nachden sie im
Verlauf des Summenmodeäbergange im konischen Teil im Mode-Koppler reflektiert und
modifiziert werden sind, schlißlich mit Hilfe des Mode-Filters 17 und Hernstrahlers
18 gefiltert und in ihrer Phasenlage eingestellt, so daß die gewinschte Differenzmode-Öffnungsverteilung
und Primär-Strahlungsmuster entstehen.
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Wenn aus den vier Teilöffungen a, b, c und d zikularpolarisierte
Wellen werittelbar in den Raus abgestrahlt werden, wobei die Phasenlage zwischen
den Armen der Teilöffzungen 90° beträgt, das wirde das Speisesystem su einen zirkularpolarisierten
Vier-Here-Einzelimpuls-System entarten. Da jedoch der Mode-Koppler nicht in dem
scadern im einen sinzigen Horastrahler strahlt, wird das System an einen Einzelhorn-Vielfachmode-System,
bei dem eine Eizselimpuls-Öffensgeverteilung größeren Wirkungsgrades vorliegt als
bei einen Vier-Horn-System.
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Ein Breithand-Zielverfelgunge-Spersystem, welches für Satellitenverbindungen
erferdelich ist, sell beispielsweise für den Sondebetrieb ein Rond von 5923 bis
6425 MHz und für Empfangsbetrieb ein Rond von 3700 bis 4200 MHz aufweisen. Die richtige
Breitband-Phaserstenerung und die Besinflusung der beschriebanen Modes für solche
Falle erfolgt zit Hilfe des Mode-Filters 17 und des Herstrahlers 18. Das Mode-Filter
17 wird zeichen dem Mode-Koppler 16 und den Nemstrahler 18 engerdnet, wobei die
Verbindungsignale (Summen-Mode) und die Zielverfolgungssignale (Differenzmode) in
einer einsigen Öffzung summenangefaßt werden. In den Figuren 5 und 6 ist das Mode-Filter
17 dargestellt; es hat einen quartisehen semi-ergestiellen Wellenleiterekechnitt
mit ja einer Rippe an den veir Seiten
42, so daß ein breites Frequenzband
angeregt wird. Das Mode-Filter 17 hat länge der Ausbreitungesches ein säherungsweise
halklosinasförmiges Profil und einen quadratischen Querschnitt mit in seinen beiden
Hauptebenen symmetrisch angeordneten Rippen 41. Diese Form oder jede Abesnßlung
mit in gesignoter Weise gegenähwandergenzigten Seiten, wie ein halbkoniausförmiges
Profil, ist so gewählt, daß sich ein minimaler Quadratqueschnitt swischen den beiden
Endflanschen des Mode-Filters 17 ergibt. Das Halbkesinsprofil ist zur ein Beispiel.
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Es läßt sich jede gesignate Variation mit längs der Ausbreitungsachse
gensigten Flächen wühlen, wobei die Länge 1. des Mode-Filters und die Anderung der
Breite oder Form des Profile (entsprechend der Amplitude der erwähsten Kasinusfunktion)
so gewählt wird, daß die Frequenzelhängigkeit der Phasenlage zwischen den Differenzmodes
TE20, TE02 und HE11-TE11+TH11 einerseits und der Frequenzabhängigkeit der Phasenlage
zwichen den Summenmodes TE10 und TE30 andererseits virtuall elininsiert wird und
auf diese Weise ein sehr breithandiger Vislfach-Mode-Betrieb erreichbar ist. Der
quadratische Querschnitt des Mode-Filters 17 hat eine minimale Breite von typissherweise
zwei # und eine minimale Länge 1 von 5#, wobei # das genstrische Mittel der Wellenlängengransen
etwa einer Oktave des Frequenzbandes ist, welsches durch die untere Empfangsfrequenz
und die obere Sendfrequens, welche bei dem vorgenamten Beispeiel erwähnt sind, begrenzt
ist. Dimensioniert man das Filter in dieser Art, dann können sich nur die Bumzen-
und Differenzmodes höherer-Ordnung durch den Filterquersehnitt ausbreiten, und die
Phasenlage zwischen dieses erwünschten Modes ergibt kleine Seitenkeulen in der E-
und E-Ebene des Primär-Etrahlungadingrames, ohne daß dadurch das Axialverhälnis
für die zirkularpolarisierten Bummen- und Differenzmodes geändert würde. Die genszen
Abmessungen des beschriebonen Mode-Filters lassen sich von einen Fachsann auf den
Mikrowellen-Antennegebist für den Einselfall nach den vorstehenden Gesichtsyankten
leicht bestismen. Der Ausgangsquerschnitt des Mode-Filters wird genägend groß genacht,
so
daß nur eine kleine Differenz-ihasenverschiebung zwichen den Modes in Vielfach-Mode-Hornstrahles
selbst auftritt. Der Grundmode TE10 und die Summenmodes höherer Ordnung TE30, welche
von der Stufe sum 10,4 mm Guerscheitt des Mode-Kopplers 16 angeregt werden, sind
nach ihrer Filterung und Phaseneinstellung durch das Mode-Filter und den Rornstrahler
schlileßlich für die Verteilung und das Strahlungsdiagramm an der Summenmode-Öffnun
verantwortlich. Das Mode-Filter 17 und der quadratiche, semiexponentielle Wellenleits
abachsitt 18 folgen desart, daß die erzeugten Modes höherer Ordnung an dei Öffnung
der Hornstrahlers mit der richtigen Phasenlage eintreffen. Hierunter ist zu verstehen,
daß die gesamte Öffnungefläche des Hornstrahlers in den gesamten, beispielsweise
500 Wilz umfasenden Empfungsfrequenzband mehr oder weniger axialsymmetrisch abgeschrägt
ist.
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Wie Fig. 7 erkennen läst, ergibt sich die enlegtige Form und die
Frequenzstabilisierung der öffnung des Hornstrahlers aus der Form des Hornstrahlers
18, desßen Neigungswinkel am Ende des Hornes anwächst. Dieser anwachsende Weigungswinkel
führt zu einen relativ großen quadratischen Phasenfehler im Sendefrequenzband und
zu einen kleineren quadretische Phasenfehler im Empfangsfrequenzband, so daß die
Strahlbreite des Sanderbandes noch näher an die Strahlbreite des Empfangsbendes
gebracht wird. Der Sornstrahler 18 weist ferner Rippen 19 langs den geneigten Teil
jeder der vier Seiten auf, so daß eine noch bessers Annderung an ein Gaussches Ausgangestrahlungsdiagramm
erreicht wird. Der Hornstrahler 18 hat ferner einen quadratischen Wollenleiterabschnitt
20 in jeder seiner vier Wolen, so daß die Geschwindigreit der in dem besonderen
geneigten abschnitt am unteren Ende des Frequenzbandes sich ausbreitenden Wellen
heraufgesetzt wird und auf diese Weise für niedrige Frequenzen eine gleichförmigere
Phasenfront an der Öffnung erreicht wird.
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Bis zu diesem unkt ist hauttsächlich die Behandlung der Xielverfolgungssignale
beschrieben, es nun auf die Verbindungssignale eingsgangen. Die Summenmode-Signale
am Mode-
Koppler 16 nach Fig. 1 werden den dreiarmigen Polarisator
12 ober den konischer Mittelarm 25 zugeführt. Der dreiarmige Polarisator umfaßt
einen orthogonal Koppler 71, einen festen 90° Differential-Phasenschiber 73 und
einen drehbaren 90° Differential-Phasenschieber 75.
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Gemäß Fig. 8 ist der orthogonal Koppler 71 mit einem quadratischen
Wellenleiterabach itt 80 aufgebaut, der auf der Innenfläche jeder seiner Seiten
82 eine Rippe 81 zur Anregung einen breiten Frequenzbandes hat. Der Koppler 71 dient
der Kombinierung der von enderanschluß 70 her kommenden Sendesignale mit den zum
Espfangsanschluß 72 gerichteten Empfangssignalen in einen geneinsamen quadratischen
Esllenleiter, der dimensioniert und mit Rippen versehen ist, daß er beide Signale
fertleitat.
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Die gesendeten Signale liegen beispielsweise im TM10-Mode vor, die
empfangenen Signale beispielsweise im orthogonal TE01-Mode.
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Drei innere Blenden 83 oder sohnale Metallstreifen sind in Orthogonal-Koppler
71 an dezsen Genderende vorgesehen; sie verlaufen senkrecht zur Richtung des eletrischen
Feldes des TE10-Modes des Senders. Die TE10-Mode-Signale vom Sender werden mit vernachläßigbar
kleiner Reflektion an den Blenden 83 auf den ereten festen Phasenschieber 73 gekoppelt,
und die orthogonalen Empfangssignale von ersten festen Phasenschieber 73, die im
TE01-Mode vorliegen, werden an den Blenden 83 in den Seitenarm des Orthogonal-Kopplers
71 zum Espfängeranschluß 72 reflektiert. Auf diese Weise stören die Blenden die
gesendete Welle nicht, wirken aber als 90° Umlenkung für die durch den Seitenarm
84 zum Empfangsanschluß 72, kommenden Wellen.
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Der erste feste Phassenschieber 73 ist in den Figuren 9 und 10 dargestellt
und hat einen quatradischen Wellenleiterabschnitt mit je einer Rippe 86 auf den
vier Seiten, welche ein breites Frequenzband anregen. Dieser Phasenschieber ist
das nächste Element vom Orthogonal-Koppler 71 in Richtung auf den Hornstrahler 18
gesehen. Durch den quadratischen Esllenleitersbach itt künnen sich Signale sowehl
im TE10-Mode, beispielsweise in Falle von Sendesignalen, und in Orthogonal-TE10-Mode
für Empfangesignale
ausbreiten. Der Phasenschieber 73 hat im vorliegenden
Beispiel fünfzehn Blenden 89 in der rechten unteren Koke des Wellenleiters, wenn
zan in Ausbreitungerichtung sicht, und fünfzehn Blenden 88 in der oberen linken
Koke des Wellenlei ers.
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Diese Anzahl von Eckenblenden 88 wirkt so, daß eine mit parallel zur
Seitenwand des quadratischen seilenleiters verlaufender Polarisation, wie eine Welle
in TE10 oder TE01-Mode, in zwei gleiche rechtwinklige Leistungskompnenten aufgespalten
wird, und es tritt swichen diesen beiden Komponenten eine nominells Phasenverschiebungsdifferens
von 90° auf, wenn diese Komponenten sich durch den Phasenschieber 73 ausbreiten.
Diese Aufspaltung und Phasendifferens führt dann, daß eine ankosende, vertikale
bzw. horizontal linearpolariziserte Welle in eine linkszirkularpolarisierte bzw.
eine rechtezirkularpolarisierte Welle (Sendewelle bzw. Empfangswelle) ungewandelt
wird. Für diese Polarisationskombination befinden sich die Blenden 88 im Phasenschieber
73 in der oberen linken und der unteren rechten Eoke, wenn man den dreiermigen Polarisator
vom Sendereingansanschluß her sicht. Im Interesse eines richtigen Breithandbetriebes
dieser drei Elenden 88 ist in die Mitte jeder Blendeein Stab 90 gesetzt. Diese Stäbe
90 schwingen im oberen Teil des Frequensbandes beispielsweise bei 6,2 GHz im vorerwähnten
Beispiel, und die Blenden 88 schwingen im unteren Teil des Frequensbandes, beispielsweise
bei 4GHz. Auf diese Weise bleibt ihre Gesentimpedenz über den Frequensbereich konstant,
und man erhält einen Breitbandbetrieb. Die restlichen Fehlanspasungseffekte dieser
Streifen oder Blenden lassen sich durch Abstineschrauben 89 kompensieren, welche
obenfalls zur weiteren Optinierung des Axialverhältnieses verwenden lassen können,
daß der Phasenschilber im Sende- und Espfangsfrequenzband in dem obersrähnten Beispiel
hat.
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Da der Orthogonal-Koppler 73 zwischen den gesendsten und den ampfangenen
Wollen für Orthogonalität sergt, erhält san entsprechend eine Rechtszirkularpolarität
oder eine Linkszirkularpolarität.
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Das nachste Bauelement des dreiermigen Polarisators in Richtun uf
die Antenne gesehen, ist der drehbare Polarisator 75, der in Fig. 11 dargestellt
ist. Er hat ein drehbares Verbindungsteil 74 mit einem ellenleiterübergang 96, der
von einer quadratischen zu einer runden Form überleitet, ferner mit einem Wellenleiterübergang
97, der von einer runden zu einer quadratischen Form Überleitet, mit einem drehbaren
90°. Differential-Phasenschieber 75 und einem sweiten drehbaren Verbindungsteil
76 mit einem von einem runden zu einem quadratischen Querschuitt überleitenden Wellenleiter
105 und einem kurzen Abschnitt eines runden ellenleiters 106, der an den mittleren
Arm 25 des Kode-Kopplers 16 gekospelt ist.
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Gemit den Figuren 11 und 12 hat das erste drehbare Verbindungsteil
74 einen bergingsabschnitt 96 von quadretischen zu rundem uersch itt, einen Wellenleiterübergang
97 von runden zu quadratischen uerschnitt und ein Paar drehbare Koaxialflanche 98
und 99, deren Abstrandespalt 109 von etwa 0,57 mm (0,025 Zoll) breit ist. Die Koaxialflanche
98 und 99 sind koaxial zu den beiden bergängen angeordnet und bedecken den Spalt
zwiedhen den Übergängen, Jeder der Koaxialflanche 98 und 99 der drehbaren Verbindung
hat zwei Huten 100 und 101 am inneren Umfang der Flanchabdeckung, wobei der Abstand
zwischen des Endo der Nut 100 ode. 101 der Drahverbindung zu der Endkante des Abergangsteile
eine halbe Wellenlänge (#/2) bei der Sendefrequenz für eine Eute und für die andere
Nute eine halbe Wellenlänge (#/2) bei der Empfangsfrequens ist. Die Nuten 100 und
101 wirken daher wie zwei Drosseln, deren eine bei der Empfansfrequenz schwingt
und das Empfangesignal in den Wellenleiter zur okreflektiert, während die andere
das Sendesignal reflektiert, so daß Strahlungsverluste an der drehbaren Verbindung
herabgesetzt werden.
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Die erste Drehverbindung 74 wirkt als Dopreltransformatorabschnitt
hinsichtlich der zirkularpolarisierten gesendeten Welle, als Wellenleiterübergang
von quadratischen zu runden Querschnitt und als Übergangsabachnitt von runden zu
quadratischen Querschnitt, die beide Rücken an Rücken miteinanderverbunden
sind.
Die ausgangsanschlüsse der ersten Drehverbindung 74 haben quadratischen Querschnitt,
der sich für die Fortleitung von TE10 und TE01-Modes der richtigen Phasenlage eignet.
Die Mitte des Drehflanches 98 ist rund. Der Durchmesser des runden Wellenleiterabschnittes
ist etwa gleich einer Quadratseite, so daß die Ausbreitung des Zirkular-TE11-Modes
sishergestellt ist. Der usgang der ersten Drehverbindung 74 ist an einen drehbaren
90° Differential-Phasenschieber 75 angekoppelt, der elektrisch identisch mit dem
ersten festen Differential-Phasenschieber 73 in den Figuren 9 und 10 ist und dreißig
Elenden und Stäbe aufweist, von denen je fünf in den beiden geeigneten Ecken sitsen.
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Der drehbare Polarisator ampfüngt die zirkulapolarisierten Wellen
von festen Phasenschieber 73 und transformiert sie zurück in linearpolarisierte
Wellen am Ausgang der Drehverbindung 76. Die Ausgangspolarisation hängt nun von
der Orientierung oder Einstellung des drehbaren Polarisators ab, die rechtwinklige
Beziehung zwichen den Wellen des Empfangebandes und des Sendebandes bleibt davon
jedoch unberührt. Der des Hornstrahler zugewandte usgangsanschluß des 90° Differential-Phasenadhiebers
75 zu einer zweiten Drehverbindung 76 geführt, die in derselben Weise sufgebaut
ist, wie es anhand von Fig. 12 beschrieben ist, wobei die Drosseln bei den Sende-
bzw. Empfangsbändern schwingen. Das Ausgangsignal der zweiten Drahverbindung 76
wird den mittleren runden Wellenleiterarm 25 sugeführt, dessen Durchmesser 5,4 mm
beträgt und der ein Teil des Modekopplers 16 ist. Da die Ausgangspolarisation immer
parallel zu einer Seite des quadratischen Wellenleiters gerichtet ist, bestimen
der Ausgangsanschluß des festen 90° Polarisators und die Stellung des drehbaren
Polarisators die Orientierung der linearpolarisierten Sendewellen. Der drehbare
90° Polarisator kann unter Verwendung eines Motors 110 und von Zahnrädern 111 und
112 eingestellt werden, so daß die Summenmode-Schaltung auf die Linear-Polarisation
des Satelliten eingestellt werden kann. Die lineare Polarisation hängt von Winkel
swischen den beiden Thasenschieborn ab. Die ursprüngliche rechtwinklige Beziehung
zwischen
den Wellen des Senderfrequenzbandes und des Empfängerfrequenzbandes bleibt jedoch
unaböängig davon erhalten. Bei Entfernen des sweiten Phasenschiebers 75 und der
beiden drehbaren Verbindungen 74 und 76 erhält man einen Betrieb für rechts- oder
linkszirkularpolarsierte Signale für die Verwendung zum Senden oder Empangen von
zirkularpolarisierten Signalen mit den Hornstrahler.