DE102022100853A1

DE102022100853A1 - Dualband-orthomoden-wandler

Info

Publication number: DE102022100853A1
Application number: DE102022100853.3A
Authority: DE
Inventors: Pia Bergtholdt; Andreas Bettray; Oliver Litschke; Simon Otto
Original assignee: IMST GmbH
Current assignee: IMST GmbH
Priority date: 2022-01-14
Filing date: 2022-01-14
Publication date: 2023-07-20

Abstract

Es wird ein Dualband-Orthomoden-Wandler bereitgestellt. Der Dualband-Orthomoden-Wandler umfasst einen ersten Hohlleiter, einen zweiten Hohlleiter, einen dritten Hohlleiter und einen Verbindungsbereich. Der Verbindungsbereich liegt zwischen dem ersten Hohlleiter und dem dritten Hohlleiter und bildet einen Übergang zwischen dem ersten Hohlleiter und dem dritten Hohlleiter. Der zweite Hohlleiter mündet seitlich in den Verbindungsbereich. Der erste Hohlleiter weist ein vom Verbindungsbereich entferntes erstes Tor auf. Der zweite Hohlleiter weist ein vom Verbindungsbereich entferntes zweites Tor auf. Der dritte Hohlleiter weist ein vom Verbindungsbereich entferntes drittes Tor auf. Das erste Tor, das zweite Tor und das dritte Tor stellen jeweils ein Hohlleiterende des ersten, zweiten und dritten Hohlleiters dar. Das erste Tor einen im Wesentlichen quadratischen Querschnitt hat. Das zweite Tor und das dritte Tor haben jeweils einen Rechteckquerschnitt. Eine Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten und dritten Tores ist im Wesentlichen gleich einer Kantenlänge von Kanten des im Wesentlichen quadratischen Querschnitts des ersten Tores.

Description

[GEBIET DER ERFINDUNG]
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf einen Orthomoden-Wandler, speziell auf einen Dualband-Orthomoden-Wandler. Weitere Ausführungsformen beziehen sich auf ein Dualband-Antennensystem mit einem solchen Dualband-Orthomoden-Wandler und auf Verfahren zur Dualband-Kommunikation, insbesondere zur Dualband-Satellitenkommunikation.
[TECHNISCHER HINTERGRUND]
Ein Orthomoden-Wandler, auch Orthomoden-Transducer (OMT) genannt, dient dazu, elektromagnetische Signale in orthogonale Linearkomponenten (horizontale und vertikale Polarisation) beim Empfang zu zerlegen bzw. ein elektromagnetisches Signal aus den orthogonalen Linearkomponenten fürs Senden über eine Antenne zu kombinieren. Im Allgemeinen besteht ein in Hohlleitertechnik gefertigter OMT in der Zusammenschaltung von drei physikalischen Toren. Durch ein erstes Tor, auch als gemeinsames Tor bezeichnet, wird ein aus den Linearkomponenten kombiniertes Signal geführt. Durch ein zweites Tor wird ein linear polarisiertes Signal ein/ausgekoppelt (z.B. die Vertikalkomponente) und durch ein drittes Tor wird ein hierzu orthogonales, linear polarisiertes Signal ein/ausgekoppelt (z.B. die Horizontalkomponente). Das aus den Linearkomponenten kombinierte Signal kann ein zirkular links- oder rechtsdrehend polarisiertes Signal sein. An das erste, gemeinsame Tor des OMT kann ein Antennenelement angeschlossen werden. Das zweite Tor und das dritte Tor für vertikale bzw. horizontale Polarisation können an Polarisationsnetzwerke angeschlossen werden.
Grundsätzlich können OMT in zwei Kategorien unterschieden werden: OMT mit einfacher oder zweifacher Symmetrie des geometrischen Aufbaus. Mit OMT der zweiten Kategorie kann eine relative Bandbreite von bis zu 70% erzielt werden. Die relative Bandbreite des OMT in Hohlleitertechnik kann durch das Auftreten höherer Moden begrenzt sein. Gleichzeitig ist der Platzbedarf eines OMT mit zweifacher Symmetrie durch den Bedarf eines Rekombinationsnetzwerks relativ groß. OMT mit einfacher Symmetrie basieren auf einer T-Verbindung. Dieser OMT weist zwei Hohlleiter auf, an deren Enden sich das erste Tor und das dritte Tor befinden, wobei die zwei Hohlleiter sich in einem Verbindungsbereich in gerader Linie fortsetzen. Seitlich in den Verbindungsbereich mündet ein weiterer Hohlleiter, an dessen Ende sich das zweite Tor befindet. Bekannte OMT von einfacher Symmetrie erzielen in der Regel eine relative Bandbreite von 10% bis maximal 20%, da durch die Asymmetrie aufgrund der seitlichen Einspeisung des zweiten Tors höhere Moden im gemeinsamen Hohlleiter angeregt werden.
OMT der einfachen Symmetrie können weiterhin hinsichtlich der Methode unterschieden werden, mit der die Linearkomponente des zweiten Tors im Hohlleiter des dritten Tors blockiert wird. Die Blockierung kann einerseits durch den Einsatz eines Septums erreicht werden, durch den diese Linearkomponente kurzgeschlossen wird. Andererseits kann der Hohlleiter des dritten Tors zum dritten Tor hin verjüngt werden (sogenannter Taper). Durch die daraus folgende Verschiebung der Grenzfrequenz zu höheren Frequenzen ist ein Durchlass für die besagte Linearkomponente blockiert.
Orthomoden-Wandler sind gewöhnlich für den Betrieb in einem Frequenzband ausgelegt. Beispielsweise kann ein Orthomoden-Wandler ein zirkular polarisiertes Signal einer Frequenz an einem ersten Tor mit quadratischem Querschnitt empfangen bzw. senden, während an seinem zweiten und dritten Tor die jeweiligen orthogonalen Linearkomponenten ein- oder ausgekoppelt werden, wobei das zweite und dritte Tor einen Rechteckquerschnitt des zu der Frequenz passenden Standard-Rechteckhohlleiters aufweisen (Standard-Rechteckhohlleiter mit WR-Bezeichnung der Electronic Industries Alliance, EIA).
Sollen hingegen Signale zweier unterschiedlicher Frequenzbänder durch eine Antenne empfangen bzw. gesendet werden, kann ein Dualband-Orthomoden-Wandler zum Einsatz kommen. Es sind Dualband-OMT bekannt, die gleichzeitig bei Frequenzen zweier unterschiedlicher Bänder arbeiten und von einfacher Symmetrie sind. Bei diesen Dualband-OMT werden an allen Toren Standard-Rechteckhohlleiter verwendet und es ist jeweils eine der beiden orthogonalen linearen Polarisationen nur auf jeweils eines der beiden Frequenzbänder beschränkt. Mit solchen bekannten Dualband-OMTs ist der Empfang/das Senden eines zirkular polarisierten Signals nicht möglich.
Beispielsweise für die Satellitenkommunikation im K-Band und Ka-Band, z.B. bei 20 GHz (Empfang) und 30 GHz (Senden), werden sowohl für das Senden als auch für das Empfangen zirkular polarisierte Signale verwendet. Es stellt sich daher die Aufgabe, einen Dualband-Orthomoden-Wandler bereitzustellen, der in der Lage ist, gleichzeitig nicht-linear polarisierte Empfangs- und Sendesignale verschiedener Frequenzbänder in ihre orthogonalen Linearkomponenten zu zerlegen (Empfang) bzw. aus ihren orthogonalen Linearkomponenten zusammenzufügen (Senden). Auch soll eine Dualband-Antennensystem bereitgestellt werden, das einen solchen dualbandfähigen Orthomoden-Wandler verwendet, um gleichzeitig nicht-linear polarisierte Wellen unterschiedlicher Frequenzen verschiedener Frequenzbänder senden und empfangen zu können.
[ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG]
Im Lichte des Obigen wird ein Dualband-Orthomoden-Wandler gemäß Patentanspruch 1 bereitgestellt, ein Dualband-Antennensystem gemäß Patentanspruch 11 sowie ein Verfahren zur Dualband-Kommunikation gemäß Patentanspruch 12. Weitere vorteilhafte Ausführungsformen, die einzeln angewandt oder in geeigneter Weise beliebig miteinander kombiniert werden können, sind in den abhängigen Ansprüchen, den Zeichnungen und der Beschreibung angegeben.
Figurenliste
Die oben erwähnten und weitere detaillierte Aspekte werden in der folgenden Beschreibung beschrieben und teilweise mit Bezug auf die Abbildungen erläutert.

1 zeigt eine perspektivische Ansicht eines Dualband-Orthomoden-Wandlers gemäß hierin beschriebenen Ausführungsformen;
2-4 zeigen 2D-Ansichten des Dualband-Orthomoden-Wandlers aus 1 in verschiedenen Zeichenebenen;
5 zeigt eine perspektivische Ansicht eines Dualband-Orthomoden-Wandlers gemäß weiterer hierin beschriebenen Ausführungsformen;
6 zeigt schematisch den Aufbau eines Dualband-Antennensystems gemäß hierein beschriebenen Ausführungsformen;
7 zeigt ein Diagramm zur Veranschaulichung eines Verfahrens zur Dualband-Kommunikation gemäß hierein beschriebenen Ausführungsformen.

[DETAILLIERTE BESCHREIBUNG]
Innerhalb von Beschreibungen der Abbildungen beziehen sich gleiche Referenzzeichen auf gleiche oder ähnliche Komponenten. Im Allgemeinen werden nur die Unterschiede zwischen einzelnen Ausführungsformen beschrieben. Die Abbildungen sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu und dienen der Illustration.
Es wird ein Dualband-Orthomoden-Wandler gemäß hierein beschriebenen Ausführungsformen bereitgestellt. Der Dualband-Orthomoden-Wandler ist dualbandfähig, d.h. ist für das gleichzeitige Senden und Empfangen von Signalen zweier unterschiedlicher Frequenzen eingerichtet. Der Dualband-Orthomoden-Wandler kann für die Satellitenkommunikation eingerichtet sein, insbesondere für das gleichzeitige Senden von Signalen zweier unterschiedlicher Frequenzen aus verschiedenen Satellitenkommunikationsbändern, insbesondere aus dem K-Band und dem Ka-Band. Die Begriffe Orthomoden-Wandler und Orthomoden-Transducer (=OMT) sollen synonym verstanden sein.
Die beiden unterschiedlichen Frequenzen können insbesondere eine erste Frequenz aus einem ersten Frequenzband und eine zweite Frequenz aus einem zweiten Frequenzband sein. Das erste Frequenzband kann das K-Band sein. Das zweite Frequenzband kann das Ka-Band sein. Das erste Frequenzband kann ein Band von 17,3 bis 21,2 GHz sein, in welchem in der Abwärtsstrecke (Downlink) Satellitenkommunikation sowohl mit geostationären als auch nicht-geostationären Satelliten und sowohl im festen Funkdienst über Satelliten (Fixed Satellite Services, FSS) als auch im mobilen Funkdienst über Satelliten (Mobile Satellite Services, MSS) stattfinden kann. Das erste Frequenzband kann insbesondere ein Band von 19,7 bis 20,2 GHz sein (kommerzielle Satellitenkommunikation im FSS über geostationäre Satelliten) oder ein Band von 20,2 bis 21,2 GHz (militärische Satellitenkommunikation im FSS über geostationäre Satelliten). Das zweite Frequenzband kann ein Band von 27,0 bis 31,0 GHz sein, in welchem in der Aufwärtsstrecke (Uplink) Satellitenkommunikation sowohl mit geostationären als auch nicht-geostationären Satelliten und sowohl im FSS als auch im MSS stattfinden kann. Das zweite Frequenzband kann insbesondere ein Band von 29,5 bis 30 GHz sein (kommerzielle Satellitenkommunikation im FSS über geostationäre Satelliten) oder ein Band von 30 bis 31 GHz (militärische Satellitenkommunikation im FSS über geostationäre Satelliten). Die erste Frequenz kann die Mittenfrequenz des ersten Frequenzbands sein. Die zweite Frequenz kann die Mittenfrequenz des zweiten Frequenzbands sein. Die erste Frequenz kann kleiner sein als die zweite Frequenz. Die erste Frequenz kann um mehr als 5 GHz, mehr als 6 GHz, mehr als 7 GHz, mehr als 8 GHz oder mehr als 9 GHz kleiner sein als die zweite Frequenz. Die erste Frequenz kann ungefähr 10 GHz kleiner sein als die zweite Frequenz. Die erste Frequenz kann im K-Band und die zweite Frequenz im Ka-Band liegen, bzw. in den Unter-Bändern davon, die oben beschrieben sind. Das Verhältnis der ersten Frequenz zur zweiten Frequenz kann ungefähr 2:3 betragen. Die erste Frequenz kann größer als 1, 2, 5 oder 10 GHz sein. Die erste Frequenz kann ungefähr 20 GHz und die zweite Frequenz ungefähr 30 GHz betragen.
Der Dualband-Orthomoden-Wandler umfasst einen ersten Hohlleiter, einen zweiten Hohlleiter und einen dritten Hohlleiter. Der Dualband-Orthomoden-Wandler weist einen Verbindungsbereich auf. Der Verbindungsbereich liegt zwischen dem ersten Hohlleiter und dem dritten Hohlleiter. Der Verbindungsbereich bildet einen Übergang zwischen dem ersten Hohlleiter und dem dritten Hohlleiter. Der dritte Hohlleiter kann den ersten Hohlleiter über den Verbindungsbereich hinweg fortsetzen. Der zweite Hohlleiter mündet seitlich in den Verbindungsbereich. Der Verbindungsbereich kann vom T-förmigen Typ sein. Der Dualband-Orthomoden-Wandler kann vom Typ einfacher Symmetrie sein. Der Verbindungsbereich kann auch als Verzweigungsbereich bezeichnet werden, wobei die Wortwahl von der Richtung des Signalflusses abhängen mag (Verzweigung also eher beim Empfang, wenn man vom ersten Tor in Richtung des zweiten und dritten Tors blickt, Verbindung eher beim Senden, wenn man vom zweiten und dritten Tor hin zum ersten Tor blickt). Hierin wird der Einfachheit halber immer vom Verbindungsbereich gesprochen.
Der erste Hohlleiter weist ein vom Verbindungsbereich entferntes erstes Tor auf. Das erste Tor stellt ein Hohlleiterende des ersten Hohlleiters dar. Der zweite Hohlleiter weist ein vom Verbindungsbereich entferntes zweites Tor auf. Das zweite Tor stellt ein Hohlleiterende des zweiten Hohlleiters dar. Der dritte Hohlleiter weist ein vom Verbindungsbereich entferntes drittes Tor auf. Das dritte Tor stellt ein Hohlleiterende des dritten Hohlleiters dar. Das erste Tor hat einen im Wesentlichen quadratischen Querschnitt. Das zweite Tor und das dritte Tor haben jeweils einen Rechteckquerschnitt. Eine Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten Tores ist im Wesentlichen gleich einer Kantenlänge einer Kante bzw. von Kanten des im Wesentlichen quadratischen Querschnitts des ersten Tores. Eine Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckquerschnitts des dritten Tores ist im Wesentlichen gleich einer Kantenlänge der Kante bzw. der Kanten des im Wesentlichen quadratischen Querschnitts des ersten Tores.
1 zeigt eine Ausführungsform eines Dualband-Orthomoden-Wandlers 100, der einen ersten Hohlleiter 110 mit einem ersten Tor 112, einen zweiten Hohlleiter 120 mit einem zweiten Tor 122, einen dritten Hohlleiter 130 mit einem dritten Tor 132 und einen Verbindungsbereich 140 aufweist. Der Verbindungsbereich 140 ist vom T-förmigen Typ. Der zweite Hohlleiter 120 mündet seitlich in den Verbindungsbereich 140, der einen Übergang zwischen dem ersten Hohlleiter 110 und dritten Hohlleiter 130 bildet. Das erste Tor hat einen quadratischen Querschnitt Q. Die Kanten q1 und q2 des quadratischen Querschnitts Q haben die gleichgroßen Kantenlängen L_q1 und L_q2. Das zweite Tor 122 hat einen Rechteckquerschnitt R₂ und das dritte Tor 132 hat einen Rechteckquerschnitt R₃, wobei die Rechteckquerschnitte R₂ und R₃ in 1 gleich sind. Die Rechteckquerschnitte R₂ und R₃ weisen jeweils eine längere Kante ra und eine kürzere Kante rb auf. Die Kantenlänge L_ra der längeren Kante ra der Rechteckquerschnitte R₂ und R₃ sind gleich den Kantenlängen L_q1 und L_q2 der Kanten q1 und q2 des quadratischen Querschnitts Q. Die längere Kante eines Rechteckquerschnitts eines Hohlleiters wird auch als Breite des Hohlleiters bezeichnet und die kürze Kante als Höhe des Hohlleiters, während die Längserstreckung senkrecht zur Breite und Höhe ist.
Der quadratische Querschnitt Q des ersten Tors in Verbindung mit den Rechteckquerschnitten R₂, R₃, deren Breite L_ra gleich den Kantenlängen L_q1, L_q2 des quadratischen Querschnitts Q ist, ermöglicht es, für zwei unterschiedliche Frequenzen, z.B. 20 GHz und 30 GHz, sowohl die Ausbreitungsfähigkeit der Grundmode des Signals der niedrigeren Frequenz sicherzustellen als auch die Unterdrückung angeregter Moden des Signals der höheren Frequenz im zweiten und dritten Hohlleiter zu fördern als auch das gleichzeitige Senden und Empfangen nicht-linear polarisierter, insbesondere zirkular polarisierter, Signale am ersten Tor zu ermöglichen. Mit solchen Geometrien kann also ein Dualband-Orthomoden-Wandler bereitgestellt werden, der für zwei unterschiedliche Frequenzen zweier Frequenzbänder ein gleichzeitiges Senden und Empfangen nicht-linear polarisierter Signale möglich macht.
Der im Wesentlichen quadratische Querschnitt des ersten Tors kann eine Symmetrie aufweisen, die das Senden und Empfangen zirkular polarisierter Signale der ersten und zweiten Frequenz ermöglicht, wobei insbesondere die erste Frequenz 20 GHz und die zweite Frequenz 30 GHz betragen kann. Eine solche Symmetrie kann dasselbe bedeuten wie ein im Wesentlichen quadratischer Querschnitt. Die Kantenlänge der längeren Kante (Breite) des Rechteckquerschnitts des zweiten und dritten Tors kann so eingerichtet sein, dass zum einen das Senden und Empfangen dieser zirkular polarisierten Signale der ersten und zweiten Frequenz ermöglicht ist und dass zum anderen die Ausbreitungsfähigkeit der Grundmode des Signals der niedrigeren Frequenz sichergestellt und angeregte Moden des Signals der höheren Frequenz im zweiten und dritten Hohlleiter unterdrückt sind. Hierdurch ist ein Bezug zu dem im Wesentlichen quadratischen Querschnitt des ersten Tors gegeben. Gleichbedeutend für diesen Sachverhalt kann es sein, dass die Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten und dritten Tors im Wesentlichen gleich der Kantenlänge von Kanten des Querschnitts des ersten Tores ist.
Der Querschnitt des ersten Tors kann geometrisch ungefähr quadratisch sein. Der Querschnitt des ersten Tors ist geometrisch ungefähr quadratisch, wenn die relative Abweichung der Kantenlängen des Querschnitts des ersten Tors kleiner als 0,05 ist, vorzugsweise kleiner als 0,02, noch bevorzugter kleiner als 0,01, und insbesondere kleiner als 0,005 ist. Die relative Abweichung ist die Differenz der Kantenlängen geteilt durch die Kantenlänge der längeren Kante. Der Querschnitt des ersten Tors kann im geometrischen Sinn quadratisch sein. Die Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten Tores kann geometrisch ungefähr gleich der Kantenlänge der Kante bzw. der Kanten des Querschnitts des ersten Tores sein. Die Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckquerschnitts des dritten Tores kann geometrisch ungefähr gleich der Kantenlänge der Kante bzw. der Kanten des Querschnitts des ersten Tores sein. Die Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten bzw. dritten Tores ist geometrisch ungefähr gleich der Kantenlänge der Kante bzw. der Kanten des Querschnitts des ersten Tores, wenn die relative Abweichung der Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten bzw. dritten Tores von der Kantenlänge einer Kante bzw. der Kanten des Querschnitts des ersten Tores kleiner als 0,05 ist, vorzugsweise kleiner als 0,02, noch bevorzugter kleiner als 0,01, und insbesondere kleiner als 0,005 ist. Die relative Abweichung der Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten bzw. dritten Tores von der Kantenlänge der Kante bzw. der Kanten des Querschnitts des ersten Tores ist gleich der Differenz besagter Kantenlängen geteilt durch die Kantenlänge der längsten Kante. Die Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten bzw. dritten Tores kann geometrisch gleich der Kantenlänge der Kante bzw. der Kanten des Querschnitts des ersten Tores sein.
Der erste Hohlleiter kann ein im Wesentlichen quadratischer Hohlleiter bzw. ein geometrisch quadratischer oder zumindest ungefähr quadratischer Hohlleiter sein. Der zweite Hohlleiter kann ein Rechteckhohlleiter sein, insbesondere ein Nichtstandard-Rechteckhohlleiter. Der dritte Hohlleiter kann ein Rechteckhohlleiter sein, insbesondere ein Nichtstandard-Rechteckhohlleiter. Ein Rechteckhohlleiter ist ein Nichtstandard-Hohlleiter, wenn sein Tor eine längere Kante oder eine kürzere Kante oder sowohl eine längere als auch eine kürzere Kante aufweist, deren Kantenlänge bzw. deren Kantenlängen nicht den Standardmaßen nach der WR-Bezeichnung der EIA entspricht bzw. entsprechen.
Der Dualband-Orthomoden-Wandler kann eingerichtet sein zum Trennen eines Empfangssignals in eine erste linear polarisierte Komponente des Empfangssignals und eine zweite, hierzu orthogonale linear polarisierte Komponente des Empfangssignals sowie zum Zusammenführen einer ersten linear polarisierten Komponente eines Sendesignals und einer zweiten, dazu orthogonalen linear polarisierten Komponente eines Sendesignals zu dem Sendesignal. Dabei kann das Empfangssignal die erste Frequenz aufweisen und das Sendesignal die zweite Frequenz. Alternativ könnte das Empfangssignal die zweite Frequenz aufweisen und das Sendesignal die erste Frequenz. Die Kantenlänge der Kanten des im Wesentlichen quadratischen Querschnitts des ersten Tors können so bemessen sein, dass im ersten, zweiten und dritten Hohlleiter eine Welle ausbreitungsfähig ist, die der kleineren der ersten und zweiten Frequenz entspricht, und im zweiten und dritten Hohlleiter eine erste angeregte Mode einer Welle unterdrückt ist, die der größeren der ersten und zweiten Frequenz entspricht.
Die Kantenlänge der Kanten des im Wesentlichen quadratischen Querschnitts des ersten Tores kann zwischen 8,1 und 9,8 mm betragen, vorzugsweise zwischen 8,16 und 9,0 mm, noch bevorzugter zwischen 8,4 und 8,8 mm, insbesondere ungefähr 8,8 mm. Entsprechendes kann dann für die im Wesentlichen gleichen Kantenlängen der längeren Kante der Rechteckquerschnitte des zweiten und dritten Tors gelten. Hohlleitermaße sind Innenmaße (Maße des Hohlraums). Diese Maße sind für eine erste Frequenz von 20 GHz und eine zweite Frequenz von 30 GHz vorteilhaft. In einem Rechteckhohlleiter mit solchen Maßen sind die Signale der Frequenz 20 GHz ausbreitungsfähig (Grenzbreite wäre 7,5 mm) und sind höhere Moden der Signale mit Frequenz 30 GHz unterdrückt (Grenzbreite wäre 9,9 mm). Die besagte Kantenlänge kann weiter durch Bedingungen für die Anpassung des zweiten und dritten Hohlleiters bzw. eines daran anzuschließenden Polarisationsnetzwerks spezifiziert sein, insbesondere aus Kompromissen zwischen solchen Bedingungen. Leistungsteiler des Polarisationsnetzwerks können vorteilhaft über λ/2-Transformatoren realisiert werden. Solche Leistungsteiler können vorteilhafterweise für eine erste Frequenz von 20 GHz als λ₁/2-Transformatoren und für eine zweite Frequenz von 30 GHz als λ₂-Transformatoren wirken, wobei λ₁ in diesem Fall die Hohlleiterwellenlänge ist, die der Frequenz 20 GHz entspricht, und λ₂ in diesem Fall die Hohlleiterwellenlänge ist, die der Frequenz von 30 GHz entspricht. Hierdurch kann das Polarisationsnetzwerk für beide Frequenzen vorteilhaft ausgelegt werden. Im Hinblick auf das Polarisationsnetzwerk ist dementsprechend ein Wellenlängenverhältnis von 1:2 von Vorteil. Dieses Verhältnis ist bei einer Kantenlänge von 9,8 mm erfüllt. Die Anpassung des dritten Hohlleiters kann durch einen Stufentransformator bewirkt werden, der später beschrieben wird. Ein solcher Stufentransformator kann vorzugsweise als λ₁/4-Transformator für die Signale mit 20 GHz wirken und als 3λ₂/4-Transformator für die Signale mit 30 GHz. Im Hinblick darauf kann ein Wellenlängenverhältnis von 1:3 von Vorteil sein. Dieses Verhältnis ist bei einer Kantenlänge von 8,16 mm erfüllt. Ein Kompromiss, der beide Bedingungen noch angemessen berücksichtigt, ist durch eine Kantenlänge von 8,4 bis 8,8 mm gegeben, was Wellenlängenverhältnissen von 1:2,65 bzw. 1:2,36 entspricht, und damit einer etwa 6%-Abweichung vom mittleren Wellenlängenverhältnis von 1:2,5 welches einer Kantenlänge von 8,6 mm entspräche. Als besonders vorteilhaft hat sich ein Kompromiss in Richtung auf das niedrigere Wellenlängenverhältnis, also in Richtung auf das obere Ende dieses Kantenlängenbereichs erwiesen. Besonders bevorzugt ist daher eine Kantenlänge von ungefähr 8,8 mm. Es besteht aber keine Beschränkung auf eine erste Frequenz von 20 GHz und eine zweite Frequenz von 30 GHz. Andere Frequenzen mit demselben Frequenzverhältnis sind durch direkte Skalierung der Abmessungen zu realisieren. Bei Frequenzen mit anderen Frequenzverhältnissen sind entsprechende Bedingungen zu berücksichtigen, um die entsprechenden Kantenlängen zu bestimmen. Insbesondere kann die Kantenlänge der Kanten des im Wesentlichen quadratischen Querschnitts des ersten Tors so bemessen sein, dass sich im ersten, zweiten und dritten Hohlleiter für Wellen der ersten und zweiten Frequenz ein Wellenlängenverhältnis im Bereich von 1:2 bis 1:3 ergibt, vorzugsweise im Bereich von 1:2,3 bis 1:2,7, noch bevorzugter von 1:2,36 bis 1:2,65, insbesondere von ungefähr 1:2,36.
Der Rechteckquerschnitt des zweiten Tors kann eine kürzere Kante haben, die eine Kantenlänge aufweist, die kleiner als ein Drittel oder kleiner als 3/10 der Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckequerschnitts des zweiten Tors ist, und vorzugsweise ungefähr gleich einem Viertel der Kantenlänge der längeren Kante des zweiten Tors ist. Die Kantenlänge der kürzeren Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten Tors kann zwischen 2,02 und 4,45 mm betragen, vorzugsweise zwischen 2,04 und 4,25 mm, noch bevorzugter zwischen 2,1 und 2,2 mm, insbesondere ungefähr 2,2 mm. Diese Maße sind für eine erste Frequenz von ungefähr 20 GHz und eine zweite Frequenz von ungefähr 30 GHz vorteilhaft.
Mit dieser Ausgestaltung wird der Einfluss der Asymmetrie verringert, welche aus Sicht des dritten Hohlleiters bzw. der Signale, die in das dritte Tor ein- bzw. ausgekoppelt werden, durch den seitlich in den Verbindungsbereich mündenden zweiten Hohlleiter mit dem zweiten Tor generiert wird. Hierdurch wird die Anregung höherer Moden im ersten Hohlleiter unterdrückt. Der Rechteckquerschnitt des dritten Tors kann eine kürzere Kante haben, die eine Kantenlänge aufweist, die kleiner als ein Drittel oder kleiner als 3/10 der Kantenlänge der längeren Kante des Rechteckequerschnitts des dritten Tors ist, und vorzugsweise ungefähr gleich einem Viertel der Kantenlänge der längeren Kante des dritten Tors ist. Die Kantenlänge der kürzeren Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten Tors kann gleich oder zumindest geometrisch ungefähr gleich der Kantenlänge der kürzeren Kante des Rechteckquerschnitts des dritten Tors sein. Der Rechteckquerschnitt des zweiten Tors und der Rechteckquerschnitt des dritten Tors im Wesentlichen können gleich oder zumindest geometrisch ungefähr gleich sein. Durch diese Ausgestaltung kann das an das zweite und dritte Tor anzuschließende Polarisationsnetzwerk vereinfacht werden.
1 zeigt eine Ausführungsform, in der die Kantenlänge L_ra der längeren Kante ra der Rechteckquerschnitte R₂ und R₃ gleich 8,8 mm ist, ebenso wie die Kantenlängen L_q1 und L_q2 der Kanten q₁ und q₂ des quadratischen Querschnitts Q, und die Kantenlänge L_rb der kürzeren Kante rb der Rechteckquerschnitte R₂ und R₃ gleich 2,2 mm ist. Vergleiche zu den Maßen die 2-4 mit 2D-Ansichten in drei verschiedenen, orthogonalen Zeichenebenen.
Der erste Hohlleiter und der dritte Hohlleiter können mindestens an der jeweiligen Mündung in den Verbindungsbereich eine erste bzw. dritte Achse aufweisen, wobei die erste und dritte Achse parallel sein können und insbesondere eine gemeinsame Achse bilden können. Die parallelen ersten und dritten Achsen bzw. die gemeinsame Achse können/kann als Längsachse des Dualband-Orthomoden-Wandlers bezeichnet werden, bzw. können/kann sie eine Längsrichtung des Dualband-Orthomoden-Wandlers definieren. Der zweite Hohlleiter kann mindestens an der Mündung in den Verbindungsbereich eine zweite Achse aufweisen, die einen Winkel zu der gemeinsamen Achse bzw. zu den parallelen ersten und dritten Achsen des ersten und dritten Hohlleiters bilden kann, und z.B. senkrecht auf diesen Achsen stehen kann.
Der erste Hohlleiter kann an der Mündung in den Verbindungsbereich einen ersten Mündungsquerschnitt aufweisen. Der zweite Hohlleiter kann an der Mündung in den Verbindungsbereich einen zweiten Mündungsquerschnitt aufweisen. Der dritte Hohlleiter kann an der Mündung in den Verbindungsbereich einen dritten Mündungsquerschnitt aufweisen. Die Flächennormalen des ersten und dritten Mündungsquerschnitt können parallel sein. Die Flächennormale des zweiten Mündungsquerschnitt kann einen Winkel zu den Flächennormalen des ersten und dritten Mündungsquerschnitt aufweisen, und insbesondere senkrecht dazu stehen. Der erste Mündungsquerschnitt kann im Wesentlichen quadratisch sein bzw. im geometrischen Sinn quadratisch oder zumindest ungefähr quadratisch. Der erste Mündungsquerschnitt kann gleich dem Querschnitt des ersten Tors sein. Der zweite Mündungsquerschnitt kann ein zweiter Mündungsrechteckquerschnitt sein. Der zweite Mündungsrechteckquerschnitt kann eine längere Kante aufweisen, die gleich lang ist wie die längere Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten Tors. Der zweite Mündungsrechteckquerschnitt kann eine kürzere Kante aufweisen, die gleich lang ist wie die kürzere Kante des Rechteckquerschnitts des zweiten Tors. Der dritte Mündungsquerschnitt kann ein dritter Mündungsrechteckquerschnitt sein. Der dritte Mündungsrechteckquerschnitt kann eine längere Kante aufweisen, die gleich lang ist wie die längere Kante des Rechteckquerschnitts des dritten Tors. Der dritte Mündungsrechteckquerschnitt kann eine kürzere Kante aufweisen, die größer ist als die kürzere Kante des Rechteckquerschnitts des dritten Tors. Hier dienen die Ausdrücke „zweiter/dritter Mündungsrechteckquerschnitt“ als Abkürzung für „Mündungsrechteckquerschnitt des zweiten/dritten Hohlleiters“. Der dritte Hohlleiter kann sich in Richtung zum dritten Tor verjüngen, und kann sich speziell ausgehend vom dritten Mündungsquerschnitt hin zum dritten Tor kontinuierlich verjüngen (Taper). Dabei kann die Verjüngung in der Höhe des dritten Hohlleiters, also in der Kantenlänge der kürzeren Kante, erfolgen, während die Kantenlänge der längeren Kante längs des dritten Hohlleiters gleichbleibt. Das Verhältnis der Kantenlänge der kürzeren Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts zur Kantenlänge der kürzeren Kante des Rechteckquerschnitts des dritten Tors kann größer als eins und kleiner als 1,5 sein, insbesondere kleiner als 1,2, beispielsweise 1,18. Die Kantenlänge der kürzeren Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts kann zwischen 2,1 mm und 3 mm betragen, und kann z.B. ungefähr 2,6 mm sein.
1 zeigt eine Ausführungsform, in der der zweite Hohlleiter einen zweiten Mündungsrechteckquerschnitt aufweist, der gleich dem Rechteckquerschnitt R₂ des zweiten Tors ist, wobei die kürzere Kante beider Querschnitte eine Kantenlänge von 2,2 mm aufweist. Der dritte Hohlleiter verjüngt sich allein in seiner Höhe. Der dritte Mündungsrechteckquerschnitt hat eine kürzere Kante von 2,6 mm, während der Rechteckquerschnitt R₃ des dritten Tors eine kürzere Kante mit einer Kantenlänge von 2,2 mm aufweist. Vergleiche hierzu wiederum die 2-4.
Die längere Kante des zweiten Mündungsrechteckquerschnitts kann senkrecht zur längeren Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts sein oder einen Winkel mit letzterer bilden, wobei der Winkel zwischen 45° und 90° sein mag. Die längere Kante des zweiten Mündungsrechteckquerschnitts kann parallel zur Flächennormalen des ersten Mündungsquerschnitts sein, bzw. parallel zur Längsachse des Dualband-Orthomoden-Wandlers oder einen Winkel damit bilden, wobei der Winkel zwischen 45° und 90° sein mag. Das zweite Tor kann zur Ein- und Auskopplung vertikal polarisierter Signale eingerichtet sein, insbesondere zur Auskopplung vertikal polarisierter Signale der ersten Frequenz und zur gleichzeitigen Einkopplung vertikal polarisierter Signale der zweiten Frequenz. Die längere Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts kann parallel zur Flächennormalen des zweiten Mündungsrechteckquerschnitts sein oder einen Winkel damit bilden (z.B. im Bereich 45°-90°). Das dritte Tor kann zur Ein- und Auskopplung horizontal polarisierter Signale eingerichtet sein, insbesondere zur Auskopplung horizontal polarisierter Signale der ersten Frequenz und zur gleichzeitigen Einkopplung horizontal polarisierter Signale der zweiten Frequenz. Das erste Tor kann zur Ein- und Auskopplung zirkular polarisierter Signale eingerichtet sein, insbesondere zum Empfang (Einkopplung, Einspeisung) zirkular polarisierter Signale der ersten Frequenz und zum Senden (Auskopplung) zirkular polarisierter Signale der zweiten Frequenz. Durch eine orthogonale Ausrichtung der längeren Kanten des zweiten und dritten Mündungsrechteckquerschnitts an der Mündung in den Verbindungsbereich („90°-Verdrehung“) kommen die Feldrichtungen der Signale aus dem zweiten und dritten Hohlleiter orthogonal im Verbindungsbereich an. Hierdurch, sowie unterstützt durch ein Kantenverhältnis von kürzerer Kante zu längerer Kante des zweiten und dritten Tors von kleiner als 1:3 und vorzugsweise von ungefähr 1:4, wird das zweite Tor aus Sicht des dritten Tores „unsichtbar“. Das bedeutet, dass die vom seitlich in den Verbindungsbereich mündenden zweiten Hohlleiter bewirkte Asymmetrie sich nicht wesentlich auf das dritte Tor und die Signale im dritten Hohlleiter auswirkt. Es findet eine gute Entkopplung des zweiten und dritten Tors statt.
Der Verbindungsbereich kann stufenförmig sein, bzw. einen stufenförmigen Abschnitt umfassen. Die Stufenförmigkeit kann in der Höhenrichtung des dritten Hohlleiters gegeben sein und/oder in der Höhenrichtung des zweiten Hohlleiters. Der Verbindungsbereich kann einen Stufentransformator umfassen. Der Stufentransformator kann eingerichtet sein, um Wellencharakteristiken für das dritte Tor anzupassen, insbesondere eine charakteristische Impedanz, die proportional zur Ausdehnung in der Höhenrichtung des dritten Hohlleiters ist. Ausgehend vom dritten Mündungsrechteckquerschnitt, der mit seiner kürzeren Kante die Höhenrichtung des dritten Hohlleiters festlegt, mit seiner längeren Kante die Breitenrichtung des dritten Hohlleiters und mit seiner Flächennormalen die Längsrichtung des dritten Hohlleiters und des Dualband-Orthomoden-Wandlers, kann im Stufentransformator der senkrecht zur Längsrichtung stehende Querschnitt des Verbindungsbereichs (mindestens über einen Teil der Kantenlänge der längeren Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts hinweg) in der Höhenrichtung des dritten Hohlleiters stufenförmig aufgeweitet sein. Diese Stufe kann eine Stufenlänge aufweisen, die ungefähr λ₁/4 für die Signale der ersten Frequenz (z.B. 20 GHz) ist und ungefähr 3λ₂/4 für die Signale der zweiten Frequenz (z.B. 30 GHz). In diesem Fall wirkt der Stufentransformator als λ₁/4-Transformator für die Signale der ersten Frequenz und als 3λ₂/4-Transformator für die Signale der zweiten Frequenz. Da aber auf Grund des hierin beschriebenen Kompromisses das Wellenlängenverhältnis nicht 1:3, sondern z.B. 1:2,36 sein mag, kann die Stufenlänge dem Wellenlängenverhältnis der Hohlleiterwellenlängen der Signale der ersten und zweiten Frequenz entsprechend angepasst sein. Beispielsweise ist für eine erste Frequenz von 20 GHz und eine zweite Frequenz von 30 GHz eine Stufenlänge von 8,4 mm vorteilhaft, welche 0,29 λ₁ bei 20 GHz und 0,69 λ₂ bei 30 GHz entspricht und das Wellenlängenverhältnis von 1:2,36 widerspiegelt. Die Stufenhöhe kann ungefähr λ₂/2 (halbe Hohlleiterwellenlänge) bei der zweiten Frequenz betragen (z.B. 30 GHz). Dies ist für die Einspeisung/Auskopplung des Signals mit der zweiten Frequenz aus/in das zweite Tor bedeutsam, da dieses Signal unter dieser Bedingung wenig in das zweite Tor zurückreflektiert wird. Die Stufenhöhe der Stufe kann für eine zweite Frequenz von 30 GHz z.B. 5,3 mm betragen, was in etwa λ₂/2 bei dieser Frequenz entspricht. Die Stufenhöhe entspricht auch in etwa der Wurzel aus dem Produkt von Kantenlänge der kürzeren Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts und Kantenlänge einer Kante des im Wesentlichen quadratischen ersten Mündungsquerschnitts (Impedanz-Transformationsformel für einen λ/4-Transformator), wobei der im Wesentlichen quadratische erste Mündungsquerschnitt dem Querschnitt des ersten Tors entsprechen kann.
Die 2-4 sind Ansichten der Ausführungsform eines Dualband-Orthomoden-Wandlers nach 1. Es ist ein x-y-z-Koordinatensystem ausgezeichnet, wobei die z-Richtung der Längsrichtung des Dualband-Orthomoden-Wandlers entspricht (Richtung der Flächennormalen des ersten und dritten Mündungsquerschnitts und Richtung der längeren Kante des zweiten Mündungsquerschnitts; im gezeigten Fall auch der Richtung der Flächennormalen des Querschnitts des ersten und dritten Tors entsprechend). Die x-Richtung entspricht der Richtung der kürzeren Kante des ersten und dritten Mündungsquerschnitts (Höhenrichtung des dritten und ersten Hohlleiters). Die y-Richtung entspricht der Richtung der längeren Kante des dritten Mündungsquerschnitts (Breitenrichtung des ersten und dritten Hohlleiters) und der Richtung der kürzeren Kante des zweiten Mündungsquerschnitts (Höhenrichtung des zweiten Hohlleiters). 2 ist in diesem Koordinatensystem eine x-z-Ansicht, 3 eine y-z-Ansicht und 4 eine x-y-Ansicht. Dimensionen sind in Millimetern angegeben.
In den 2 und 4 ist die Stufe 152 des Stufentransformators 150 erkennbar, die den senkrecht zur z-Richtung stehenden Querschnitt des Verbindungsbereichs 140 in der x-Richtung aufweitet. Der dritte Hohlleiter wird also ausgehend vom dritten Mündungsrechteckquerschnitt, der am Ende 149 des Verbindungsbereichs 140 liegt, in der Höhenrichtung des dritten Hohlleiters aufgeweitet. Die Stufe 152 hat eine Stufenhöhe von 5,3 mm und eine Stufenlänge von 8,4 mm.
Der Stufentransformator kann eingerichtet sein, um Wellencharakteristiken für das zweite Tor anzupassen, insbesondere um eine kapazitive Belastung an der Mündung des zweiten Hohlleiters zumindest zu reduzieren, ohne die Signale für das dritte Tor übermäßig zu stören. Ausgehend vom dritten Mündungsrechteckquerschnitt kann im Stufentransformator der senkrecht zur Längsrichtung stehende Querschnitt des Verbindungsbereichs nur über einen Teil der Kantenlänge der längeren Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts hinweg in der Höhenrichtung des dritten Hohlleiters stufenförmig aufgeweitet sein (woraus sich ein kreuzförmiger Querschnitt ergibt). Dadurch wird auch eine Stufe des Stufentransformator gebildet, deren Stufenbreite sich in der Richtung der längeren Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts erstreckt, d.h. in Richtung der kürzeren Kante (Höhenrichtung) des zweiten Mündungsrechteckquerschnitts. Für diese Stufe kann die Erstreckung der Stufenbreite größer sein als die (Wellen)Länge, die der Cut-off-Frequenz der kleineren der ersten und zweiten Frequenz entspricht. Andernfalls würden die Signale der kleineren Frequenz für das dritte Tor ggfs. zu stark gestört. Beispielsweise ist für eine kleinere, erste Frequenz von 20 GHz die Stufenbreite größer als 7,5 mm, wobei die größere, zweite Frequenz 30 GHz betragen mag. Die Stufenbreite kann z.B. im Bereich von 7,6 mm bis 8,4 mm liegen, wenn die erste Frequenz 20 GHz und die zweite Frequenz 30 GHz ist, vorzugsweise im Bereich von 8,0 bis 8,3 mm, noch bevorzugter ungefähr 8,2 mm. Die Stufenhöhe bleibt dieselbe, also z.B. 5,3 mm. Hierdurch findet eine Anpassung für Signale des zweiten Tors statt. Gleichzeitig werden die Signale des dritten Tors wenig gestört, da auch im Verbindungsbereich eine Fortsetzung des dritten Hohlleiters mit derselben Breite (Kantenlänge der längeren Kante) gegeben ist.
In den 3 und 4 ist die Stufe 154 des Stufentransformators 150 zu erkennen. Die Stufe 154 verringert den senkrecht zur z-Richtung stehenden Querschnitt des Verbindungsbereichs 140 dort, wo er in der x-Richtung über die Kantenlänge der kürzeren Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts hinausragt, in der y-Richtung gegenüber der längeren Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts. Die Stufe 154 hat eine Stufenhöhe von 5,3 mm und eine Stufenbreite von 8,2 mm. Der Querschnitt des Verbindungsbereichs ist im Bereich des Stufentransformators 150 dort, wo er in der x-Richtung nicht über die Kantenlänge der kürzeren Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts hinausragt, in der y-Richtung gleich groß wie die längere Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts (Fortsetzung des dritten Hohlleiters im Verbindungsbereich). Es ergibt sich daraus neben der Stufe 154 in y-Richtung jeweils ein 0,3 mm langer Flächenbereich, durch den die längere Kante des dritten Mündungsrechteckquerschnitts fortgesetzt wird (Kantenlänge 0,3+8,2+0,3 mm = 8,8 mm, wie gehabt). Der senkrecht zur z-Richtung stehende Querschnitt des Verbindungsbereichs 140 ist im Bereich des Stufentransformators 150 daher kreuzförmig, wie in 4 am besten erkennbar.
Anschließend an die sich in Längsrichtung des Dualband-Orthomoden-Wandlers erstreckende Stufe (z.B. anschließend an die Stufenlänge von 8,4 mm) kann sich der senkrecht zur Längsrichtung stehende Querschnitt auf allen Seiten zu dem im Wesentlichen quadratischen Querschnitt aufweiten, den auch der erste Mündungsquerschnitt besitzt. Diese Aufweitung kann kontinuierlich sein. Dort, wo der senkrecht zur Längsrichtung stehende Querschnitt erstmals zum im Wesentlich quadratischen Querschnitt aufgeweitet ist, liegt das Ende des Stufentransformators.
Die Ausführungsform der 1-4 zeigt eine solche Aufweitung mit Aufweitungskomponente 156 in x-Richtung und Aufweitungskomponente 157 in y-Richtung. Der kreuzförmige Querschnitt wird (am Ende 158 des Stufentransformators 150) in den quadratischen Querschnitt überführt, der anschließend auch am ersten Mündungsquerschnitt (am Ende 148 des Verbindungsbereichs 140) vorliegt, ebenso wie im ersten Hohlleiter 110 samt dem ersten Tor 112. Der dritte Mündungsquerschnitt ist am Ende 149 des Verbindungsbereichs gelegen, wo auch das Ende 159 des Stufentransformators liegt.
Der zweite Hohlleiter, der seitlich in den Verbindungsbereich mündet, kann mittig oder zumindest in etwa mittig auf das Ende des Stufentransformators platziert in den Verbindungsbereich münden. Die mittige Platzierung auf das Ende des Stufentransformators bedeutet, dass die eine Hälfte der längeren Kante des zweiten Mündungsrechteckquerschnitts des zweiten Hohlleiters sich in der Längsrichtung des Dualband-Orthomoden-Wandlers (hin zum ersten Tor) oberhalb des Endes des Stufentransformators befindet, während sich die andere Hälfte unterhalb des Endes des Stufentransformators befindet. Die Platzierung (und auch die Kantenlänge) der längeren Kante des zweiten Mündungsrechteckquerschnitts kann so gewählt sein, dass sich mindestens ein Teil des zweiten Mündungsrechteckquerschnitts im Bereich der Stufe des Stufentransformators befindet (die in etwa λ₂/2 bei der zweiten Frequenz entfernt sein kann) und sich mindestens ein Teil des zweiten Mündungsrechteckquerschnitts im Bereich des voll aufgeweiteten, im Wesentlichen quadratischen Querschnitts befindet, der auch den ersten Mündungsquerschnitt bei der in Längsrichtung oberen kurzen Kante des zweiten Mündungsrechteckquerschnitts bildet. Die besagten Teile können gleich sein (dann erfolgt eine Platzierung auf die Mitte des Aufweitungsbereichs des Stufentransformators). Durch solche Anordnungen kann nicht nur unterdrückt werden, dass das Signal der zweiten Frequenz (z.B. 30 GHz) in den zweiten Hohlleiter zurückreflektiert wird, sondern kann auch sichergestellt werden, dass das Signal der ersten Frequenz (z.B. 20 GHz) im voll aufgeweiteten Teil des Verbindungsbereichs ausbreitungsfähig ist, ebenso wie im sich daran anschließenden ersten Hohlleiter. Daneben kann bei diesen Gegebenheiten das Signal der ersten Frequenz aus dem zweiten Hohlleiter nicht in den dritten Hohlleiter mit dem dritten Tor einkoppeln, da für die Polarisationskomponente des Signals, die im zweiten Hohlleiter geführt wird, die (mit Blickrichtung hin zum dritten Tor) vorhandene Verengung bedeutete, dass die Cut-off-Frequenz unterschritten wird. Ebenso kann das Signal der zweiten Frequenz aus dem zweiten Hohlleiter nicht Wesentlich in den dritten Hohlleiter einkoppeln, wenn die Stufenlänge des Stufentransformators in etwa 3λ₂/4 für das Signal der zweiten Frequenz beträgt (z.B. 8,4 mm für 30 GHz). Dann ergibt sich durch die Stufe ein sogenannter Back Short, der das Einkoppeln der Polarisationskomponente des Signals der zweiten Frequenz aus dem zweiten Hohlleiter in den dritten Hohlleiter unterbindet. Die mittige Platzierung kann insbesondere auch mittig-mittig sein, d.h. auch die kürzere Kante (Höhe) des zweiten Mündungsrechteckquerschnitts mittig liegt. Dies ist aus Symmetriegründen vorteilhaft.
Der zweite Hohlleiter kann eine Einbuchtung aufweisen. An der Einbuchtung verengt sich der Querschnitt vorübergehend. Insbesondere kann die Einbuchtung so beschaffen sein, dass sich die Höhe des zweiten Hohlleiters (kürzere Kante bei einem Rechteckhohlleiter) vorübergehend verringert, während die Breite des zweiten Hohlleiters (längere Kante bei einem Rechteckhohlleiter) gleich bleibt. Die Einbuchtung kann ein Kompensationselement zur Anpassung von Wellencharakteristiken für das zweite Tor bilden. Die Position des Kompensationselements entlang der Längsrichtung des zweiten Hohlleiters kann so gewählt werden, dass die Anpassung der Wellencharakteristiken für das zweite Tor sowohl für die erste Frequenz als auch für die zweite Frequenz gegeben ist. Das Kompensationselement kann so platziert sein, dass eine kapazitive Last, die an der Einmündungsstelle des zweiten Hohlleiters in den Verbindungsbereich messbar ist, über eine durch die Position des Kompensationselements bestimmte Leitungslänge entlang des zweiten Hohlleiters in eine induktive Last transformiert wird. Diese Leitungslänge wird ausgehend von der Einmündung am im Wesentlichen quadratischen Querschnitt am oberen Ende der längeren Kante des zweiten Hohlleiters bis zur Mitte der Einbuchtung des Kompensationselements gemessen. Eingangs- und Wellenimpedanzen sind für eine erste Frequenz von z.B. 20 GHz und eine zweite Frequenz von z.B. 30 GHz verschieden. Berücksichtigt man dies, sind für eine zweite Frequenz von 30 GHz geeignete Positionen im Abstand von d₂ + n λ₂/2 gegeben, gemessen von der Einmündung des zweiten Hohlleiters in den Verbindungsbereich (Einmündung in den im Wesentlichen quadratischen Querschnitt des Verbindungsbereichs). Für eine erste Frequenz von 20 GHz sind geeignete Positionen im Abstand von d₁ + m λ₁/2 gegeben. Dabei sind m und n natürliche Zahlen. Der Abstand d₂ kann im Bereich von 2,2 bis 2,8 mm liegen, z.B. 2,5 mm. Der Abstand d₁ kann im Bereich von 8,9 bis 9,8 mm liegen, z.B. 9,1 mm. Hier ist die Position von 9,1 mm für beide Frequenzen genügend geeignet, da sie in etwa auch d₂ + λ₂/2 entspricht. Die Einbuchtung kann z.B. eine Länge von 1 mm aufweisen (in der Längsrichtung des zweiten Hohlleiters) und eine Tiefe von beidseitig 0,4 mm (in der Höhenrichtung des zweiten Hohlleiters), so dass in der Einbuchtung die Höhe des zweiten Hohlleiters auf 1,4 mm verringert sein kann, während sie in Längsrichtung vor und nach der Einbuchtung 2,2 mm betragen kann.
In den 1, 2 und 4 ist eine Einbuchtung 160 im zweiten Hohlleiter 120 zu sehen, wobei die Einbuchtung 160 ein Kompensationselement bildet.
Der zweite Hohlleiter und/oder der dritte Hohlleiter können gerade sein, und sich insbesondere gerade in der Richtung der Flächennormalen des zweiten bzw. dritten Mündungsrechteckquerschnitts erstrecken. Der zweite Hohlleiter und/oder der dritte Hohlleiter können alternativ auch geknickt, gebogen oder beides sein.
5 zeigt eine Ausführungsform eines Dualband-Orthomoden-Wandlers 100, in der der dritte Hohlleiter 130 in der y-z-Ebene um 90° geknickt und zusätzlich in x-Richtung in eine S-Form gebogen ist. Das dritte Tor 132 liegt hier in der x-z-Ebene, statt in der x-y-Ebene wie in 1. Der zweite Hohlleiter 120 ist in y-Richtung in eine S-Form gebogen. Das zweite Tor 122 liegt weiterhin in der y-z-Ebene, aber gegenüber der Lage des zweiten Tors im Dualband-Orthomoden-Wandler der 1 in y-Richtung verschoben.
Durch Knicke und Biegungen im zweiten Hohlleiter und/oder dritten Hohlleiter lassen sich das zweite Tor bzw. das dritte Tor in beliebige Ebenen legen. Die Biegungen können bei gleicher Hohlleiterlänge auch zu einer Kompaktifizierung des Dualband-Orthomoden-Wandlers führen. Beides kann vorteilhaft sein zur Integration des Dualband-Orthomoden-Wandlers in eine Polarisationsnetzwerk.
Der Dualband-Orthomoden-Wandler kann aus Metall gefertigt sein. Alternativ könnte der Dualband-Orthomoden-Wandler aus einem anderen Material gefertigt sein, z.B. aus Plastik oder einer Keramik, wobei die Innenflächen metallisiert sind. Das Plastik könnte ein vakuumgegossenes Plastik sein, z.B. auf 3K-Polyamid-Basis. Die Keramik könnte beispielsweise aus einem LTCC-Material (LTCC = Low Temperature Cofired Ceramics) bestehen. Geeignete Metalle für den Köper bzw. für eine Metallisierung sind beispielsweise Kupfer, Silber, Aluminium, Messing und Kombinationen bzw. Legierungen davon.
Nach weiteren Ausführungsformen wird ein Dualband-Antennensystem bereitgestellt. Das Dualband-Antennensystem umfasst einen Dualband-Orthomoden-Wandler gemäß den hierin beschriebenen Ausführungsformen. Das Dualband-Antennensystem umfasst ein Strahlerelement, das mit dem ersten Tor verbunden ist. Das Strahlerelement kann ein Hornstrahler sein. Der Hornstrahler kann quadratisch ausgeführt sein. Der Hornstrahler kann eingerichtet sein, nicht-linear (z.B. zirkular) polarisierte elektromagnetische Wellen der ersten Frequenz zu empfangen und ein entsprechendes Signal der ersten Frequenz über das erste Tor in den ersten Hohlleiter einzuspeisen und gleichzeitig nicht-linear (z.B. zirkular) polarisierte Wellen der zweiten Frequenz zu senden, für die ein entsprechendes Signal der zweiten Frequenz aus dem ersten Hohlleiter über das erste Tor ausgekoppelt wurde.
Das Dualband-Antennensystem umfasst eine Polarisationsnetzwerkanordnung, die mit dem zweiten Tor und dem dritten Tor verbunden ist. Die Polarisationsnetzwerkanordnung kann eingerichtet sein, aus dem zweiten Tor eine erste Linearkomponente (z.B. vertikale Komponente) des nicht-linear polarisierten Signals der ersten Frequenz auszukoppeln zeitgleich eine erste Linearkomponente (z.B. vertikale Komponente) des nicht-linear polarisierten Signals der zweiten Frequenz in das zweite Tor einzuspeisen, und wiederum zeitgleich aus dem dritten Tor eine zweite Linearkomponente, die zur ersten Linearkomponenten orthogonal ist (z.B. horizontale Komponente), des nicht-linear polarisierten Signals der ersten Frequenz auszukoppeln sowie zeitgleich eine zweite Linearkomponente, die zur ersten Linearkomponenten orthogonal ist (z.B. horizontale Komponente), des nicht-linear polarisierten Signals der zweiten Frequenz in das dritte Tor einzuspeisen.
Das Dualband-Antennensystem bzw. die Polarisationsnetzwerkanordnung kann ein erstes Polarisationsnetzwerk umfassen, das mit dem zweiten Tor verbunden ist, und ein zweites Polarisationsnetzwerk, das mit dem dritten Tor verbunden ist. Das erste Polarisationsnetzwerk kann eingerichtet sein, aus dem zweiten Tor die erste Linearkomponente (z.B. vertikale Komponente) des nicht-linear polarisierten Signals der ersten Frequenz auszukoppeln und zeitgleich die erste Linearkomponente (z.B. vertikale Komponente) des nicht-linear polarisierten Signals der zweiten Frequenz in das zweite Tor einzuspeisen. Das zweite Polarisationsnetzwerk kann eingerichtet sein, aus dem dritten Tor die zweite Linearkomponente, die zur ersten Linearkomponenten orthogonal ist (z.B. horizontale Komponente), des nicht-linear polarisierten Signals der ersten Frequenz auszukoppeln sowie zeitgleich die zweite Linearkomponente, die zur ersten Linearkomponenten orthogonal ist (z.B. horizontale Komponente), des nicht-linear polarisierten Signals der zweiten Frequenz in das dritte Tor einzuspeisen. Die Trennung der ein- bzw. ausgekoppelten Signalkomponenten (Empfangs- bzw. Sendesignalkomponenten) kann durch Diplexer-Strukturen bewerkstelligt werden, z.B. durch eine erste Diplexer-Struktur im ersten Polarisationsnetzwerk und eine zweite Diplexer-Struktur im zweiten Polarisationsnetzwerk. Das Dualband-Antennensystem kann eine Vielzahl von solchen Dualband-Orthomoden-Wandlern und an deren jeweiliges erstes Tor gekoppelten Strahlerelementen umfassen. Die Polarisationsnetzwerkanordnung, welche das erste und das zweite Polarisationsnetzwerk umfassen kann, ist jeweils an die zweiten und dritten Tore der Vielzahl von Dualband-Orthomoden-Wandler angeschlossen und kann eingerichtet sein, die nicht-linear polarisierten Signale der ersten und zweiten Frequenz, bzw. die orthogonalen Linearkomponenten hiervon, amplituden- und phasenrichtig in die zweiten und dritten Tore einzuspeisen bzw. daraus zu empfangen/auszukoppeln. Das Dualband-Antennensystem kann eine planare Antenne umfassen, die die Strahlerelemente in einer planaren Anordnung umfasst. Das Dualband-Antennensystem kann eine Gruppenantenne, insbesondere eine phasengesteuerte Gruppenantenne, umfassen, die die Strahlerelemente umfasst. Das Dualband-Antennensystem kann für die Satellitenkommunikation eingerichtet sein, insbesondere für die Satellitenkommunikation in zwei verschiedenen Bändern wie dem K-Band und dem Ka-Band, insbesondere für den Empfang von zirkular polarisierten, elektromagnetischen Wellen einer ersten Frequenz von ungefähr 20 GHz und dem gleichzeitigen Senden von zirkular polarisierten, elektromagnetischen Wellen einer zweiten Frequenz von ungefähr 30 GHz.
6 zeigt schematisch eine Ausführungsform eines Dualband-Antennensystems 200, welches ein Strahlerelement 210, einen Dualband-Orthomoden-Wandler 100 gemäß hierin beschriebenen Ausführungsformen, und eine Polarisationsnetzwerkanordnung 220 umfasst. Das Strahlerelement 210 ist an das erste Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers 100 gekoppelt und die Polarisationsnetzwerkanordnung 220 an das zweite und dritte Tor. Das Dualband-Antennensystem 200 kann weitere Strahlerelemente, Dualband-Orthomoden-Wandler und entsprechende Anschlüsse an die Polarisationsnetzwerkanordnung 220 umfassen (in 6 gestrichelt dargestellt). Das Dualband-Antennensystem 200 kann eine planare, phasengesteuerte Gruppenantenne sein.
Nach weiteren Ausführungsformen wird ein Verfahren zur Dualband-Kommunikation, insbesondere zur Dualband-Satellitenkommunikation, bereitgestellt. Das Verfahren umfasst: Empfangen eines ersten nicht-linear polarisierten Signals einer ersten Frequenz aus einem ersten Band an einem ersten Tor eines Dualband-Orthomoden-Wandlers, Auskoppeln einer ersten Linearkomponente des ersten nicht-linear polarisierten Signals der ersten Frequenz an einem zweiten Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers, Auskoppeln einer zweiten, zur ersten orthogonalen Linearkomponente des ersten nicht-linear polarisierten Signals der ersten Frequenz an einem dritten Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers, und, zeitgleich mit dem Empfangen des ersten nicht-linear polarisierten Signals der ersten Frequenz bzw. mit den zuvor beschriebenen Schritten, Einkoppeln einer ersten Linearkomponente eines zweiten nicht-linear polarisierten Signals einer zweiten Frequenz aus einem zweiten Band in das zweite Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers, Einkoppeln einer zweiten, zur ersten orthogonalen Linearkomponente des zweiten nicht-linear polarisierten Signals der zweiten Frequenz in das dritte Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers, und Senden des zweiten nicht-linear polarisierten Signals der zweiten Frequenz über das erste Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers. Der Dualband-Orthomoden-Wandler kann gemäß hierin beschriebenen Ausführungsformen ausgestaltet sein.
7 illustriert in einem schematischen Diagramm eine Ausführungsform eines Verfahrens 700 zur Dualband-Kommunikation, bei dem das Empfangen 710 eines zirkular polarisierten Signals von 20 GHz an einem ersten Tor eines Dualband-Orthomoden-Wandlers, das Auskoppeln 720 einer Vertikalkomponente des zirkular polarisierten Signals von 20 GHz an einem zweiten Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers und das Auskoppeln 730 einer Horizontalkomponente des zirkular polarisierten Signals von 20 GHz an einem dritten Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers zeitgleich (dargestellt durch den Doppelpfeil 702) stattfindet mit dem Einkoppeln 740 einer Vertikalkomponente eines zweiten zirkular polarisierten Signals von 30 GHz in das zweite Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers, mit dem Einkoppeln 750 einer Horizontalkomponente des zirkular polarisierten Signals von 30 GHz in das dritte Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers und mit dem Senden 760 des zirkular polarisierten Signals von 30 GHz über das erste Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers.
Weiteren Ausführungsformen beziehen sich auf die Verwendung eines hierin beschriebenen Dualband-Orthomoden-Wandlers bzw. eines hierin beschriebenen Dualband-Antennensystems zum gleichzeitigen Senden und Empfangen nicht-linear (z.B. zirkular) polarisierter Signale der ersten und zweiten Frequenz, insbesondere für die Satellitenkommunikation. Während einige spezielle Ausführungsformen mit ihren Dimensionen, beispielsweise die in den Abbildungen dargestellten Ausführungsformen, sich insbesondere auf eine erste Frequenz aus dem Band von 19,7 bis 20,2 GHz und eine zweite Frequenz aus dem Band von 29,5 bis 30 GHz beziehen, besteht keine Beschränkung hierauf. Die hierin beschriebenen Dimensionen und Parameter können auch bei zwei anderen Frequenzen aus anderen Bändern bzw. Unterbändern grundsätzlich eine gleichartige Geometrie aufweisen, wobei die Längen, Breiten und Höhen gemäß den hierein beschriebenen Erwägungen auf die besagten zwei anderen Frequenzen angepasst werden können, wodurch weitere Ausführungsformen der Erfindung gegeben sind.
Während sich obige Erläuterungen auf einzelne Ausführungsformen der Erfindung beziehen, können also andere und weitere Ausführungsformen der Erfindung ersonnen werden, ohne von dem Schutzumfang der Erfindung abzuweichen, welcher durch die nachfolgenden Patentansprüche festgelegt ist.

Claims

Dualband-Orthomoden-Wandler (100), wobei der Dualband-Orthomoden-Wandler umfasst: einen ersten Hohlleiter (110), einen zweiten Hohlleiter (120), einen dritten Hohlleiter (130) und einen Verbindungsbereich (140), wobei der Verbindungsbereich zwischen dem ersten Hohlleiter und dem dritten Hohlleiter liegt und einen Übergang zwischen dem ersten Hohlleiter und dem dritten Hohlleiter bildet und wobei der zweite Hohlleiter seitlich in den Verbindungsbereich mündet, wobei der erste Hohlleiter ein vom Verbindungsbereich entferntes erstes Tor (112) und der zweite Hohlleiter ein vom Verbindungsbereich entferntes zweites Tor (122) und der dritte Hohlleiter ein vom Verbindungsbereich entferntes drittes Tor (132) aufweist, wobei das erste Tor, das zweite Tor und das dritte Tor jeweils ein Hohlleiterende darstellen, wobei das erste Tor einen im Wesentlichen quadratischen Querschnitt (Q) hat und wobei das zweite Tor und das dritte Tor jeweils einen Rechteckquerschnitt (R₂, R₃) haben, wobei eine Kantenlänge (L_ra) der längeren Kante (ra) des Rechteckquerschnitts des zweiten und dritten Tores im Wesentlichen gleich einer Kantenlänge (L_q1, L_q2) von Kanten (q1, q2) des im Wesentlichen quadratischen Querschnitts des ersten Tores ist.
Dualband-Orthomoden-Wandler nach Anspruch 1, wobei der Rechteckquerschnitt des zweiten Tors und der Rechteckquerschnitt des dritten Tors im Wesentlichen gleich sind, insbesondere wobei der Rechteckquerschnitt des zweiten Tors und der Rechteckquerschnitt des dritten Tors jeweils eine kürzere Kante (rb) haben, die eine Kantenlänge (L_rb) aufweist, die kleiner ist als ein Drittel der Kantenlänge (L_ra) der längeren Kante (ra) des Rechteckequerschnitts, vorzugsweise ungefähr gleich einem Viertel der Kantenlänge der längeren Kante.
Dualband-Orthomoden-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Kantenlänge der Kanten des im Wesentlichen quadratischen Querschnitts des ersten Tores zwischen 8,1 und 9,8 mm beträgt, vorzugsweise zwischen 8,16 und 9,0 mm, noch bevorzugter zwischen 8,4 und 8,8 mm, insbesondere ungefähr 8,8 mm.
Dualband-Orthomoden-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der zweite Hohlleiter an der Mündung in den Verbindungsbereich einen Mündungsrechteckquerschnitt aufweist und der dritte Hohlleiter an der Mündung (149) in den Verbindungsbereich einen Mündungsrechteckquerschnitt aufweist, wobei eine längere Kante des Mündungsrechteckquerschnitts des zweiten Hohlleiters senkrecht zu einer längeren Kante des Mündungsrechteckquerschnitts des dritten Hohlleiters ist.
Dualband-Orthomoden-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Verbindungsbereich stufenförmig (152, 154) ist.
Dualband-Orthomoden-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der zweite Hohlleiter eine Einbuchtung (160) aufweist, an der sich der Querschnitt vorübergehend verengt.
Dualband-Orthomoden-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei sich der dritte Hohlleiter in Richtung zum dritten Tor verjüngt.
Dualband-Orthomoden-Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Dualband-Orthomoden-Wandler eingerichtet ist zum Trennen eines Empfangssignals in eine erste linear polarisierte Komponente des Empfangssignals und eine zweite, hierzu orthogonale linear polarisierte Komponente des Empfangssignals sowie zum Zusammenführen einer ersten linear polarisierten Komponente eines Sendesignals und einer zweiten, dazu orthogonalen linear polarisierten Komponente eines Sendesignals zu dem Sendesignal, wobei das Empfangssignal eine erste Frequenz aufweist und das Sendesignal eine zweite Frequenz aufweist, die von der ersten Frequenz verschieden ist, wobei die Kantenlänge der Kanten des im Wesentlichen quadratischen Querschnitts des ersten Tors so bemessen ist, dass im ersten, zweiten und dritten Hohlleiter eine Welle ausbreitungsfähig ist, die der kleineren der ersten und zweiten Frequenz entspricht, und im zweiten und dritten Hohlleiter eine erste angeregte Mode einer Welle unterdrückt ist, die der größeren der ersten und zweiten Frequenz entspricht.
Dualband-Orthomoden-Wandler nach Anspruch 8, wobei die erste Frequenz kleiner ist als die zweite Frequenz, vorzugsweise wobei die erste Frequenz um mehr als 5 GHz, mehr als 6 GHz, mehr als 7 GHz, mehr als 8 GHz oder mehr als 9 GHz kleiner ist als die zweite Frequenz, insbesondere wobei die erste Frequenz ungefähr 10 GHz kleiner ist als die zweite Frequenz, wobei bevorzugt die erste Frequenz im K-Band und die zweite Frequenz im Ka-Band liegt, wobei noch bevorzugter die erste Frequenz ungefähr 20 GHz und die zweite Frequenz ungefähr 30 GHz beträgt.
Dualband-Orthomoden-Wandler nach einem der Ansprüche 8-9, wobei die Kantenlänge der Kanten des im Wesentlichen quadratischen Querschnitts des ersten Tors so bemessen ist, dass sich im ersten, zweiten und dritten Hohlleiter für Wellen der ersten und zweiten Frequenz ein Wellenlängenverhältnis im Bereich von 1:2 bis 1:3 ergibt, vorzugsweise im Bereich von 1:2,3 bis 1:2,7, noch bevorzugter von 1:2,36 bis 1:2,65, insbesondere von ungefähr 1:2,36.
Dualband-Antennensystem (200), umfassend einen Dualband-Orthomoden-Wandler (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ein Strahlerelement (210), das mit dem ersten Tor verbunden ist, und eine Polarisationsnetzwerkanordnung (220), die mit dem zweiten und dritten Tor verbunden ist.
Verfahren (700) zur Dualband-Kommunikation, insbesondere zur Dualband-Satellitenkommunikation, wobei das Verfahren umfasst: Empfangen (710) eines ersten nicht-linear polarisierten Signals einer ersten Frequenz aus einem ersten Band an einem ersten Tor eines Dualband-Orthomoden-Wandlers, Auskoppeln (720) einer ersten Linearkomponente des ersten nicht-linear polarisierten Signals der ersten Frequenz an einem zweiten Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers, Auskoppeln (730) einer zweiten, zur ersten orthogonalen Linearkomponente des ersten nicht-linear polarisierten Signals der ersten Frequenz an einem dritten Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers; und, zeitgleich (702) mit dem Empfangen des ersten nicht-linear polarisierten Signals der ersten Frequenz, Einkoppeln (740) einer ersten Linearkomponente eines zweiten nicht-linear polarisierten Signals einer zweiten Frequenz aus einem zweiten Band in das zweite Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers; Einkoppeln (750) einer zweiten, zur ersten orthogonalen Linearkomponente des zweiten nicht-linear polarisierten Signals der zweiten Frequenz in das dritte Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers; und Senden (760) des zweiten nicht-linear polarisierten Signals der zweiten Frequenz über das erste Tor des Dualband-Orthomoden-Wandlers.