DE1964138A1 - Verstaerkersystem - Google Patents

Description

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Patentassessor Homberg/Ndrh., den 20. 12. 1969

Dr. G. Schupfner CD 69 021

c/o Deutsche Erdöl-AG
4102 Homberg/Ndrh.
Baumstr. 31

TEXACO DEVELOPMENT CORPORATION

135 East 42nd Street

New York, N.Y. 10017

U.S.A.

VerStärkersystem

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Verstärkersysteme mit großer Bandbreite, die geeignet sind, als Verstärkersysteme mit breitem Lautstärkebereich zu dienen. Die Erfindung bezieht sich genauer auf Verstärkersysteme mit automatischer sehr schneller Regulierung des Verstärkungsfaktors, die auf Signale innerhalb eines breiten Lautstärkebereichs angewendet werden können. Derartige Signale treten in der seismischen Datenverarbeitung auf und deswegen ist die Erfindung für den Gebrauch in digitalen seismischen Speichersystemen geeignet.

Die Entwicklung von digitalen seismischen Feldspeichergeräten für breiten Lautstärkebereich, mit denen mnn seismische Signale in digitaler Form auf sclinellßteri, Magnet-

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■bändern speichern kann, hat die Notwendigkeit von Analogverstärkern mit präzisem Verstärkungsfaktor und niedriger Verzerrung mit sich gebracht. Derar "^e Verstärker werden zwischen den Geophonen und den Anal Digital-Umwandlern benötigt, um die seismischen Signale exakt innerhalb eines Amplitudenbereiches, der für die Analog-Digital-Umwandler geeignet ist, zu reproduzieren. Dadurch wird es möglich, den gesamten Lautstärkebereich des Systems meßtechnisch zu erfassen. Vorzugsweise sollen derartige Systeme eine große Bandbreiten-Charakteristik haben.

Da seismische Signale üblicherweise einen sehr breiten Lautstärkebereich aufweisen, beispielsweise in der Größenordnung von 120 db, hat man bisher diese Signale häufig in einen geringeren Bereich komprimiert, beispielsweise in den Bereich von 78 cLb, ^so daß die Signale in einem Analog-Digital-Umwandler verarbeitet und gespeichert werden konnten. Verschiedene Einrichtungen zur Regulierung des Verstärkungsfaktors sind benutzt worden, um eine derartige Komprimierung zu unterstützen, beispielsweise benutzte man eine programmierte Regulierung des Verstärkungsfaktors, bei der der Verstärkungsfaktor langsam zwischen vorgegebenen Grenzen gewechselt wird, im gleichen Maße wie die Durchschnittsamplitude der seismischen Signale sich verändert. Ein anderes Beispiel eines typischen automatischen Verstärkungsfaktorreguliersystems verwendet die zeitliche Mitteilung der verstärkten seismischen Energie, um den Verstärkungsfaktor einzustellen. In neuerer Zeit sind Verstärker entwickelt worden, die einen stufenweisen Wechsel des Verstärkungsfaktors vornehmen und die in gewisser Weise die Signalamplitude innerhalb eines Zeitfensters des seismischen Speichers ausnutzen. Eine Art von Verstärkersysteinen bei dem der Verstärkungsfaktor stufenweise geändert wird, ist allgemein bekannt als Verstärker mit bi~ närem Faktor, wie er zum Beispiel in den USA-Patenten 3 308 McCarter und 3 315 233 Hibbard et al beschrieben wird. Ver-

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stärkersysteme mit stufenweisem l'aktorv.echsel sind auch in den ÜSA-Patenten 2 9&7 292 Eisner, 3 241 100 Luoibourrow and jj? 264 y,A- IiOGxbourrow -beschrieben.

Die vorlieeeiiue Ei-i'ir Jung betrifft im wesentlichen Verbesserungen in dei· Banuureiten-Cnarrktericuik von Kaskaden-Ver-Gtärker-Ibcliali'^iigi-.j. Die Erfindung betrifft genauer derartige Verbesserungen an Vt-rstärker-systeiuen mit kontrollierbaren VerstärkerstUxen, wie sie für die Verarbeitung von Signalen innerhalb eines b:· ei ten LevtstärkribereieiiB geeignet sind und in denen eine automatische? Stufeuverstellung vorgesehen ist, wie sie in einer Ϊ-utontanweluunK in der Bundesrepublik Deutschland, die gleichzeitig mit der vorliegenden Anmeldung im Ii am en von J am rs K. Vanderford eingereicht worden ist, offenbart ist. Einen der wesentlichen Zicü.e der vorliegenden Erfindung bestellt darin, ein Verstärkersystem mit automatischer schneller digitaler !''aktor-Itegulierung für. breiten Lautstärkebei^eich zu biev.en. bei dem automatisch ein optimaler Ver-Gtärkungsfaktoi¹ präzise festgesetzt vjird, der auf der augenblicklichen Amplitude des Eingangssignals au dem Seitpunkt, in dom der Analog-Digital-Umwandler die L'mv.^randlung beginnt, berv-ht und wobei die Bandbreiten-Charakteristik verbessert is·!-.

Ein Aspekt der Erfindung besteht darin, daß in einer Kaskaden-Vorßtärkerscneltujg verschiedene i'ii^na-l^ege vorgesehen sind, die über bestirjiatc Kaskadenstufen ].aufen und das Signal mit unterschiedlichen Faktoren verstärkei· und wobei Mittel für die Ausdehnung der Bandbreite der Schaltung vorgesehen sind, die in einer GJ.eichrüroai-Eupplung zwischen den aufeinanderfolgenden Kbk]:/ Uenstuf en und einer- Iiückkupp].ung vom Ausgang der letzten KotikadCi-etufe mit dom Eingang der ersten Easkafsnstui'e besütvien. I'ie Erfindujig Rtelj.t im einzelnen ein Verstärkersvßtem mit automatischer Ilochp'eGc

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lierung des Verstärkungsfaktors für breiten Lautstärkeber eich dar, das eine Kaskadenverstärkerschaltung aufweist, einschließlicli einer Anzahl von Gleichstrom-gekoppelten Verstärkerstufen mit einer Rückkopplung des Ausganges der letzten Verstärker- stufe mit dein Eingang der ersten Verstärkerstufe, ferner Mittel für das Ableiten der Ausgangssignale der aufeinanderfolgenden Verstärkerstufen dieser Schaltung, damit eine Anzahl von progressiv unterschiedlichen vorbestimmten Verstärkungsfaktoren dieser Schaltung geLoten werden. Vorzugsweise ist in der Rückkopplung ein Filter mit einer hochfrequenz-Rolloi-Charakteristik und mit dem Faktor der letzten Einheit vorgesehen. Es sind Kittel vorgesehen, um während der aufeinanderfolgenden Abtastung der Signale von einem zum anderen Verstärkungsbereich umscnalten zu können und wobei unterdessen Signale durch die genannte Schaltung hindurch einem gemeinsame:.j. Ausgang zugeführt werden. Diese Littel enthalten ihrerseits Vorrichtungen, mittels derer die zum gemeinsamen Ausgang hindurchgeleiteten Signale mit einem vorgegebenen Bezugssignal verglichen werden und mittels derer ein gewisser der genannten Verstärkungsfaktorbereiche während eines HalteseitIntervalls aufrechterhalten wird. ¥enn das durchgeleitcte νοίΰ gemeinsamen Ausgang ausgegebene Signal in einer vorbestimmten Beziehung zum gcnei-nten Üezugssignal steht, ist das Halteseitintervall signifikant länger als die genannter: Abtast-Intervalle. In einer bevorzugten Ausfülirungsform weisen die Kittel für das Einstellen der genannte:: progressivunterschiedlicnen Vor st ärkungsf aktor-üer eiche Vorrichtungen auf, mittels derer die entsprechenden Ausgänge der genannten Laskadenstufen während der Abtast-Intervalle an den gemeinsam en Ausgang angeschaltet werden können. Die Mittel für das wahlweise Aufrechterhalten eines der genannten Verstärkerfaktorbereiche enthalten ihrerseits Mittel, um wahlweise eine der genannten Kaskaden stuf e.uai:sgänge an dem genannten gemeinsamen Ausgang während des Haltezeitintervalle angeschlossen zu halten.

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Vorteilhaft xirird gemäß einer "bevorzugten i'orrn der Erfindung die gemeinsame Ausgangsschaltung über einen Analog-Digital-Umwandler mit einem digitalen Speicher verbunden. Letzterer speichert die Signalinformation, die mit dem augenblicklichen Digitalwert des Signals an der gemeinsamen Ausgangsschaltung korrespondiert und mit dem Verstärkungsfaktorniveau, mit dem das Signal durch das System hindurch übersetzt wird, wobei dieses i.iveau "bestimmt wird durch denjenigen Verstärkungsxaktorbereich, der während des Haltezeitintervalls aufrecht erhalten wird, während das Signal an den gemeinsamen Ausgang geleitet wird.

Lach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist eine Vielzahl der genannten Verstärker sy st erde mit regulierbarem Verstärkungsfaktor vorgesehen, und zwar zusammen mit einem Multiplexer zum Verteilen der entsprechenden Ausgänge auf das System, das den Analog-Digital-Umwandler enthält.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung enthält das Verstärkersystem für breiten Lautstärkebereich einen !i'eil eines seismischen Datenverarbeitungssystem einschließlich von Hilfsmittels, um seismische Signalinformationen in den Eingang des Verstärkersystems einzugeben.

In einer bevorzugten. Ausführungsform wird das Bückkopplungssignal und das Eingangssignal einer Verstärkerstufe mit dem Verstärkungsfaktor 2 zugeleitet, in der geeignete Abschwächerschaltungen mit dem Faktor 1/2 vorgesehen sind, so daß diese Stufe einen Ii etto-Verstärkungsbereich von 1 aufiveist.

Vorzugsweise enthält die .Rückkopplungsschaltung ein aktives i'ilter mit einem Faktor von mindestens 1 und einer Hochfrequenz-iioll-of-Charakteristik.

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Zwecke und Vorteile dieser Erfindung können besser anhand der folgenden genauen Beschreibung mit den Zeichnungen erläutert und verstanden werden.

Figur la ist ein teilweise in Blockform dargestelltes schematisches Schaltbild, das ein erfindungsgemäßes seismisches Datenverarbeitungssystem zeigt, in dem eine Anzahl von Verstärkersystemen mit automatischen schnellen Faktorregulierungen für weiten Lautstärkebereich vorgesehen ist.

Fig. Ib ist ein teilweise in Blockform dargestelltes schematisches Schaltbild, das eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, die genau wie die der Fig. la in einem seismischen Datenverarbeitungssystem enthalten ist.

Fig. Ic ist ein teilweise in Blockform dargestelltes schematisches Schaltbild, das ausführlicher einen Teil der Systeme der Figur la und Ib zeigt, speziell denjenigen Teil dieser Systeme, der in den Fig. la und Ib mit "J" bezeichnet ist.

Figur 2a ist ein teilweise in Blockform dargestelltes schematisches Schaltbild, das eine andere Form des erfindungsgemäßen seismischen Datenverarbeitungssystems zeigt, in dem eine Anzahl von Verstärkersystemen mit breitem Lautstärkebereich enthalten ist.

Fig. 2b ist ein teilweise in Blockform dargestelltes schematisches Schaltbild, das eine andere Ausführungsform der Erfindung zeigt, wie sie in einem seismischen Datenverarbeitungssystem gleich wie dem der Fig. 2a enthalten ist.

Fig. 2c ist ein teilweise in Blockform dargestelltes schematisches Schaltbild, das ausführlich einen Teil der in den Fig. 2a und 2b gezeigten Systeme zeigt_t speziell denjenigen Teil dieser Systeme, der in den Figuren 2a und 2b mit J bezeichnet ist.

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Fig. 3 ist ein in Blockform dargestelltes scliematisclies Schaltbild, das ausführlich das in den Fig. la, ITd, 2a und 2b mit A bezeicnnete Element seigb.

Fig. 4 ist ein teilweise in Blockform dargestelltes schematisch.es Schaltbild, das ausführlich das in den Fig. la, Ib, 2a und 2b mit ύ "bezeichnete Element tieigt.

Fig. 4a ist eine greipiiische Darstellung der Freqi^enzcharakteristik der in den Fig. la, Ib, 2a h.nd 2b dargestellen Kaskadenschaltiin;;:en, die das Element 0 in ihren itückkopp lungs- _Λ schleifen entnaIten.

Fig. 5 ißt c-iii Gcnematisches Schaltbild, das ausführlich das in den Fig. la, H:-, 2a und 2b mit C bezeichnete Element zeigt.

Fig. 6 ist em teilweise in Blockform dargestelltes schematisehes Schaltbild, df?ε ausführlich, das in den Fig. la, Ib, 2a und 2b mit D bezeichnete Element zeigt.

Fig. ba ict ein teilvieise in Blockform dargestelltes schemetisches bchfi] tbil'l, das eine rlteri^ative und bevcraugte Ausfüjirurj-gsror-iii des ii: den Fig. la, Ib, 2& m& 2b mit 1) bezeichneten Element'"-:Γ,, Cl-e in seiner alternativen Form in der Fig. 6e ( jiij.1; D'b'-^-^-'ichr.et¹ ist.

Fig. V ist ein in Blockform dargestelltes, scliematisches Schaltbild., d;:.- ausführlich dasjenige in den Fig. la, Ib, 2a und Zh mit E bezeichnete Eleriujit i:eigt.

Fig. B ict ein scheiuatisches Schaltbild in Blockform, das ausführlich df\n in den Fig. la, Ib, Ic, 2a, 2b und 2c mit F bezeichnete Lic.ment zeigt.

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Fig. 9 ist eine graphische Darstellung der Signal-Amplitude nach der Verstärkung. Es illustriert die Charakteristik eines erfindungsgemäßen Beispiels des Verstärkersystems.

Pig. 10 ist ein teilweise in Blockform dargestelltes, schematisches Schaltbild, das ausführlich dasjenige Element zeigt, das in den Fig.la, Ib, 2a und 2b mit 0 bezeichnet ist (dieses enthält die Elemente M und Ii) sowie das in den Fig. la, und 2a mit B₁ bezeichnete Element.

Fig. 11 ist eine graphische Darstellung, in der als gestrichelte Linie ein möglicher l;eigungsf ehler dargestellt ist, der am .«ausgang einer bestimmten Kaskadenstufe des Vor stärker syst ems, wie es in den Fig. la und 2c illustriert ist, auftreten I:crd±, wenn keine erfindungsgemäße Gleichstronkopplur.g und Eückliopplung vorgesehen ist. Gleichzeitig ist in dieser graphisehen Darstellung als ausgezogene Linie das zugehörige Ausgangssignal eingetragen, daß sich bei der vorliegenden Erfindung ergibt.

Fig. 12 ist eine graphische Darstellung der mit 0 bezeichneten Eückkopplungsstufe der Verstärkerschaltung, die erfindungsgemäß vorgesehen ist. -

Fig. 15 ist ein teilweise in Blockform dargestelltes schematisches Schaltbild, das ausführlich das in den Fig. Ib und 2b mit P bezeichnete Element zeigt.

Die Systeme der Figuren la und Ib sind im wesentlichen identisch. Sie unterscheiden sich jedoch in der Schaltanordnung für die Rückführung der das Element 0 einschließenden Rückkopplung zum Eingang des Kaskadeiiverstärkerstuf en. In Pig. la wird die Rückkopplung zum Eingang der ersten Easkadenstufe B₁ •geführt. Aus der ausführlichen Darstellung in Fig. 10 dieser Kaskadenstufe entnimmt man, daß das Rückkopplungssignal an

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einen Ende des Widerstandes JtL-> eintrifft. Darin unterscheidet sich die Kaskadenstufe B-! von den übrigen Kaskadenstufen B, in denen das äquivalente Ende des Widerstandes Ep direkt an eine gemeinsame Erde angeschlossen ist. Im System der Fig. Ib ist die Bückkopplung einschließlich des Elementes 0 zum Ungar, g der ersten Iiaskadenstuf e B., , und zwar hindurch durch eine zusätzliche Stufe P angeschlossen, die in Figur 13 illustriert und unten beschrieben wird.

Die Unterschiede zwischen den Systemen der Fig. 2a und 2b sind ähnlich wie die eben beschriebenen Unterschiede zwischen den IPig. la und Ib.

In Fig. la ist ein seismisches Signalverarbeitungs- und Speichersystem dargestellt einschließlich einer Anzahl von Geophonen g-, , gp, g . Damit soll angedeutet werden, daß eine Vielzahl derartiger, akustisch elektrischer Übertragungsvorriehtungen, wie sie die Geophone sind, vorhanden sein können, wie es in der Praxis, in der man beispielsweise 12 oder 24 oder irgendeine andere Anzahl von Geophonen verwendet, üblich ist. Jedes dieser Geophone kann tatsächlich wieder eine Gruppe von einer Mehrzahl individueller Geophone bedeuten, deren individuelle Ausgänge zusammengekoppelt sind, um ein gemeinsames Geophonsignal auszugeben.

Es ist übliche Praxis in der seismischen Erforschung, eine Anzahl derartiger Geophone in aufeinanderfolgenden Entfernungen von einer Quelle seismischer Energie dem sogenannten Schußxjunkt anzuordnen. Die Geoj^hone ermitteln die akustische Energie, die vom Schußpunkt ausgehend über verschiedene Wege kommend bei ihnen eintrifft. Die von den Ausgängen der einzelnen Geophone gelieferten Signale werden in Form einer ICurvenschar in Abhängigkeit von der Zeit fixiert. In Übereinstimmung mit dem hier im folgenden offenbarten System worden die Signalinformatioiien der einzelnen Geophonausgänge

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in zugeordneten Signalkanälen verstärkt und der Analog-Digital-Umwandlung zugeführt und dan- auf Magnetband gespeichert. Derart auf Band gespeicherte Si₁ '.e können, sofern gewünscht, reproduziert oder in die analoge Form rückverwandelt werden und in !Form von Kurven gespeichert werden, so wie es hier offenbart ist. Jedoch ist es von größerer Wichtigkeit, daß solcher Weise digital gespeicherte Signale einer modernen Datenverarbeitungstechnik unterworfen werden können, wobei Hochleistungsdigitalkomputer und verwandte Einrichtungen eingesetzt werden können.

Das hier offenbarte Verstärkersystem besitzt den weiteren Vorteil, daß es ein Ausgangssignal ausgibt, das in der sogenannten "Floating-Point"-Form gespeichert werden kann. Zum Beispiel kann das Ausgangssignal als ein digitales Wort gespeichert werden, das eine Mantisse und einen Exponenten enthält, so wie es genauer im folgenden beschrieben wird. Ein derartiges digitales Wort repräsentiert exakt den absoluten Wert des korrespondierenden Eingangssignals. Durch Speicherung von Floating-Point-Sigiialen auf Magnetband ist es möglich, nicht nur den Relativwert sondern auch den Absolutwert der Verstärkersignale zii konservieren.

In Fig. la sind die Geophone g-, , gp und g an die Eingänge der ihnen zugeordneten Signalkanäle 1, 2 und η angeschlossen. Die Signalkanäle sind im wesentlichen identisch. Einander 'zugeordnete Elemente werden durch entsprechende Bezugsziffern beziehungsweise durch mit diesen Ziffern indizierte Buchstaben gekennzeichnet. Während in der dargestellten Ausführungsform drei Kanäle gezeiciinet sind, soll der Kanal η den letzten einer beliebigen Anzahl solcher Kanäle repräsentieren. In den meisten Fällen enthalten Systeme zur Verarbeitung seismischer Daten 12, 24 oder eine noch größere Zahl von Kanälen.

Jeder der Kanäle 1 bis η enthält; eine Anzahl von Verstärkerstuferi A urid B^ibis B^ , die direkt gekoppelt a.ind, ::,.B,

,ν'■·"-.--'■■■·■**·■ _ _Ll _

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gleiclistromgekoxjpelt sind, in Kaskadenschaltung zueinandergekopxDelt sind, ferner eine zugeordnete Schaltung einschließlich einer gemeinsamen Ausgangsschaltung F und Mittel für das wahlweise Anschließen des Ausgangs jeder einzelnen Verstärkerstufe an den gemeineamen Ausgang, wenn das Signal des Ausgangs dieser Verstärkerstufe zu einer vorgegebenen Bezugsspannung in bestimmter Be ζ i ei rang steht. Eine Kückkopp lungs schaltL\ng, die die η Inneren des mit 0 bezeichneten, gestrichelten Kästchen enthaltenen Schaltelemente einschließt, ist vom Ausgang der letzten Kaskadenstufe B^ zum Eingang der ersten Kaskadeiistufe B, ' geführt. Die Einzelheiten und Funktionen der Rückkopplung wird unten beschrieben werden und axfar im einzelnen anhand der Fig. 10.

Jeder der im Verstärkersystem enthaltenen Kanäle 1 bis η ist hier an eine seismische Signalverarbeitungs- und Speicheranlage angeschlossen und steht in Verbindung mit Mitteln, die unten beschrieben werden. Dabei werden die Ausgangssignale eines jeaen der Kanäle 1 bis η durch einen Multiplexer in der Zeit versetzt, so daß die Signale der einzelnen Geophone g-, bis g weiter verarbeitet und an einen einzigen Analog-Digital-Umwandler angeschlossen werden können und danach einem hier nicht gezeigte:, digitalen Bandspeichergerät.

Jetzt warleii die 'Einzelheiten des Teils der Figur 1, der den Kanal 1 enthält, beschrieben. Hau erkennt, daß der Ausgang des Geophone g-, mit dem Eingang der Eingangsschaltung A des Kanals 1 gekopx>elt ist, wobei die Eingangsschaltung A schematisch als Block A dargestellt und genauer in Figur 3 "als Detail A illustriert ist. Block A enthält eine geeignete Eingangsschaltung wie einen Eingangstransformator₅ ^inen Präzisionsvorverstärker, seismische Filter, eine Abgleichschaltung für eine Begrenzung nach oben, sonstige Filter und logische Gatter zur Steuerung des Eingangsabschwächers EA

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sowie der Präzisionsvorverstärkerstufe A-. . Dieser Block A erzeugt ein binär kodiertes Signal, daß die GesamtverStärkung dieser Stufe des Systems auf eine Weise präsentiert, die später genauer beschrieben werden wird. Die Kombination des Eingangsabschwächers Eil des Blocks A und dessen Präzisionsverstärker werden normalerweise von Hand justiert, um eine vorbestimmte Gesamtverstärkung zu erreichen. In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung soll der Verstärkungs-

k
faktor des Blocks A jedoch b sein, so daß k addiert bzw. subtrahiert werden kann zum bzw. vom Exponenten, der durch die folgenden Stufen des Kanals bestimmt wird. Für eine Ausführungsform dieses Systems ist k = 1 und b = 8. Es ist weiterhin dargestellt, daß der Ausgang des Blocks A direkt mit dem Eingang des ersten einer Serie von in Kaskade geschalteten Präzisionsverstärkern gekoppelt ist, die schematisch als Blöcke B-, bis B^. und genauer als Detail B in Figur 4- dargestellt sind. (Es wird darauf hingewiesen, daß die erste Kaskadenstufe B-, ■ der Figuren la und 2a gemäß Figur an die Schaltung angeschlossen ist.) Diese Blöcke bieten eine Wechselstromverstärkung und auch eine Gleichstromverstärkung mit einem gewissen Basiswert b zum Exponenten k. Beispielsweise ist k = 8, wenn in einer Ausfüiirungsform b = und k = 1 ist. Dieses gilt sowohl für Wechselstrom als auch für Gleichstromverstärkung. «Jede der Prazisionsverstärkerstuxen B, bis B^_ ist ein nicht invertierender Breitbandverstärker, dessen Verstärkungsfaktor durch Präzisionswiderstände in seiner Eückkoppelungsschleife vorgegeben werden kann, wie unten beschrieben werden wird.

Die Eingänge der Präzisionsverstärkerstufeii B, bis B^. sind mit konstanten Spannungsquellen C₁ bis O^ gekoppelt, wobei letztere als Detail C in Figur 5 ausführlich dargestellt sind. Jede der Spannungsquellen C-, bis C₂, liefert sowohl positive

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als auch, negative GleichstrombezugsspaiHiungen und enthält aus der Elektronik an sich bekannte Mittel zur Begrenzung des Eingangs der nachfolgenden Präzisionsverstärkerstufe, um diese vor großen Signalüberspannungen und Verzerrungen zu bewanren. Obgleich eine konstante Spannungsquelle in Verbindung mit dem Eingang jeder Präzisionsverstärkerstufe dargestellt ist, soll bemerkt werden, daß die Funktion einer derartigen konstanten Spairnungsquelle, z.B. den nachfolgenden Verstärker vor Überlastung zu schützen, auch direkt durch eine entsprechende Aasführung des Verstärkers an sich, erreicht werden kann.

An die jeweiligen Ausgänge der Blöcke A und B₁ bis B₂, sind die Blöcke D-, bis D_r gekoppelt. Jeder dieser Blöcke D. , . D_r ist eine Vorrichtung zur Bandbreitenbestimmung und ist ausführlich, als Detail D in Figur 6 illustriert. So ein Block D enthält eine Vorrichtung zur Phasenkompensation, eine Vorrichtung zur Kalibrierung des Verstärkerfaktors für präzise Verstärkung oder Abschwächung und einen Impedanztransformator. In einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verstärkersystems kann jede dieser Vorriclrtmngen zur Bandbreitenbestimmung D₁ bis Dr Mittel enthalten zur Entfernung der Gleichstromkomponente aus dem Signal. Jede der Vorrichtungen D-, bis D_n- enthält auch Schaltelemente, welche die jeweiligen Ausgänge der Verstärkerstufen A und B-, bis B₂, von den Signa !eingang en der zugeordneten Blöcke E-, bis E₁- trennen. Letztere sind ausführlich als Detail E in Figur 7 illustriert und bedeuten Schaltnetzwerke. Mit anderen Worten, die jeweiligen Ausgänge der Bandbreitenvorrichtungen D₁ bis D₁- sind mit den jeweiligen zugeordneten Schaltnetzwerken E₁ bis E₁- gekoppelt.

Jede der Bandbreitenvorrichtungen D-, bis Dc enthält auch Mittel, um sie an das jeweilige Gleichstromniveau des ge

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meinsamen Ausgangs aller Schaltnetzwerke E-, bis E₁- anzupassen.

Die Bandbreitenvorrichtungen D-, bis D₁- bieten Hittel zum Anpassen der Bandbreite der verschiedenen Signalwege vom Eingang eines speziellen Verstärkerkanals bis zum gemeinsamen Ausgang. Beispielsweise können die aufeinander folgenden Signalwege vom Eingang des Blocks A durch die verschiedenen elektronischen Netzwerke E-, bis E^ bis zum gemeinsamen Ausgang, der das Detail E¹ enthält, egalisiert werden, so daß die Bandbreiten dieser verschiedenen Wege gleich sind. Vorzugsweise sollen sich die verschiedenen Bandbreiten aller Signalwege nach dem längsten Weg richten, nämlich dem Weg durch die letzte Verstärkerstufe der Kaskade. Es ist derjenige Weg, der die Vorrichtung B^ und das Schaltnetzwerk E_nenthält, wie aus den Figuren la, Ib, 2a und 2b hervorgeht.

Zusätzlich zur Bandbreitenanpassung enthalten diese Vorrichtungen auch Mittel, um die Phasen der verschiedenen Signalwege anzupassen, so daß sie mit der Phase des läng'sten Weges, wie in oben beschriebener Weise, übereinstimmen. Es soll bemerkt werden, daß beim Gebrauch linearer Schaltelemente die Phasenegalisierung der verschiedenen Wege auch auf eine Bandbreitenegalisierung hinausläuft.

Die Blöcke D trennen auch die Eingänge der zugeordneten Blöcke E von den jeweiligen Eingängen der nachfolgenden Blöcke B.

In der illustriex'ten Ausführungsform trifft dieses natürlich nicht für den Block D,- zu, weil keine weitere Kaskadenstufe folgt, die durch den Block D₁- vom Schaltnetzwerk E₁- zu trennen wäre.

In der illustrierten Ausführungsform ist diesel¹ letst.e Block D_r nichtsdestoweniger nützlich fin* die Anpassung der -.;e.L'-

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schiedeilen Verstärkerausgangswege an das Gleichstromniveau des gemeinsamen Ausgangs aller Schalter und ist vorzugsweise für diesen Zweck vorgesehen.

Die vorangegangene D^-5 okussion betrifft die als Element D in !Figur 6 beschriebene Schaltung. Es wird .jedoch darauf hingewiesen, daß f'Giiiäß den bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung mit vei'üesserter Bandbreitencharakteristik wesentliche Vorteile erreicht werden können, wenn anstelle des Elementes D das in Figur 6a dargestellte Element D¹ verwendet wird.

In der Schaltung von Figur 6a ist au erkennen, daß das EIenei.t D¹ einen die Phase nicht umkehrenderi Arbeite verstärk er enthält, der einen normalen offenen Eingang aufweist, durch den freier Durchgang für Gleichstrom gewährleistet wird. Somit handelt es sich hier um einen direkt gekoppelten Gleichstromverstärker, der sich von der Schaltung D der Figur 6 deutlich unterscheidet. Das ΪΪet st eil enthält einen Eingangskondensator durch den Gleichstrom blockiert wird.

Die Verwendung der Schaltung D¹ der Figur 6a garantiert einen Gleich.stror.iweg für Jeden der Ausgänge, die von den aufeinanderfolgenden Kaskadenstufen ausgehen. Damit und zusammen mit, der aas Element 0 enthalt enden Rückkopplungsschleife wird eine weite Bauabreitencharakteristik des Verstärkers erreicht, die sich bis zum Gleichstrom erstreckt.

Jedes der Schaltnetzwerke E-, bis E₁- enthält ein elektronisches Ilochgeschwindigkeits-Schaltnetzwerk einschließlich einer oder mehrerer logischer Eingangsgatter für "ein"- oder "aus"-Zeiten, einer Schaltvorrichtung vorzugsweise in Form eines FeId-

i'fekt-iCransistors (FET) und einer Steuerschaltung für die Übersetzung der eingehenden "ein"- oder "aus"-Signale in Signale, welche den Feldeffekt-Transistor beeinflussen.

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Die Jeweiligen Ausgänge jedes Schaltnetzwerkes E^ bis E₁-sind mit dem Eingang eines Hoclileistungsverstarkers und Impedanztransformators gekoppelt, der schematisch als Block F dargestellt ist und ausführlich als Detail F in Figur 8 wiedergegeben wird. Es soll betont werden, daß der Eingang des Verstärker-Impedanz-Umformers F eine gemeinsame Verbindung für die Ausgänge von allen Schaltnetzwerken E^ bis Ες- darstellt. Es sind somit alle Kanäle mit dem Eingang dieses einen gemeinsamen Blocks I¹ verbunden, wie in den Ausführungsformen der Figuren la und Ib zu erkennen ist.

Der Verstärker-Umformer F hat eine relativ hohe Eingangs-

n impedanz. Sie ist vorzugsweise von der Größenordnung 10' mal des ^Irein"-WiderStandes des Feldeffekt-Transistor-Ausgangs des geweiligen Schaltnetzwerkes E, bis Ej-, das an den Eingang angeschlossen ist. In einer bevorzugten Ausführungsform, die eine Verstärkerstufe vom "Follower"-Typ verwendet, ist die Ausgangsimpedanz des Verstärker-Umformers F im wesentlichen ITuIl und der Faktor davon ist normalerweise 1,000.

Hier soll bemerkt v/erden, daß eine Kombination vor irgendeiner Anzahl der vorgenannten Eochgeschwindigkeitsschaltnetzwerke, wie E-, bis E^, mit einem einzelnen Hochgeschwindigkeitsverstärker und Impedanz-Umformer, wie Block F, in der hier offenbarten Schaltung gemeinsam mit unten beschriebenen Prüfelementen einen Hochgeschwindigkeitsmultiplexer oder Kommutator darstellt, in welchem relativ billige Schaltelemente, z.B. Feldeffekt-Transistoren mit nicht präzisem "ein"-Widerstand benutzt werden können, wobei ein wesentlicher Vorteil darin besteht, daß die Schalter ersetzt werden können, ohne daß die Verstärkerwege neu kalibriert zu werden brauchen.

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Der Ausgang des Blocks Ϊ ist mit den Eingängen von zwei digitalen Entscheidungsvorrichtungen gekoppelt, die schematisch als Blöcke H und I dargestellt sind. Sie haben die Funktion zu entscheiden, ob die Ausgangsamplitude des Verstärker-Irapedanz-ümformers F entweder die positive (Vorrichtung H) oder die negative (Vorrichtung -I) Bezugsspannung (+ V oder - V) überschreitet. Die Quelle für die Bezugsspannung ist schematisch als Block G- dargestellt.

Die digitalen Entscheidungsvorrichtungen H und I sind an sich bekannte Schaltungen des Typs, der im allgemeinen klassifiziert ist als "Voltage-Comperators" wie sie beispielsweise auf den Seiten 45 und 46 in "Handbook of Operational Amplifier Applications", published by Burr-Brown Research Corporation, Tucson, Arizona, 1963» beschrieben sind.

Die Vorrichtung G- ist eine bekannte Schaltung desjenigen Typs, den man auf Seite 49 der eben zitierten Referenz findet.

Die Bezugsspannungsquelle G ist eine Präzisionsspannung mit zwei Ausgängen, von denen der eine eine positive Spannung gibt, die an die Vorrichtung H angelegt ist und der andere eine negative Spannung liefert, die an die Vorrichtung I angelegt ist. Beide Bezugsspannungen der Quelle G, sowohl die positive als auch die negative, sind vorgegeben. Sobald das Ausgangssignal des Blocks F eine der vorgegebenen Bezugsspannungen überschreitet, entweder die positive oder die negative, wird ein Vergleichssignal durch die Entscheidungsvorriclrbung H bzw, I augelöst und an ein digitales Kontroll- und Multiplexnetzwerk, das schematisch als Block J gekennzeichnet ist, weiter geleitet. Block J ist ausführlich in Figur la als Detail J dargestellt. Block J seinerseits kontrolliert cU-n Kcmtrolleiiip-ang des entsprechenden elek-

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des entspreclienden Details E im gesperrten oder leitenden Zustand und dann geht das zu vergleichende Signal durch, so daß der erwähnte Schalter für < Dauer 'eines Abtastvorganges eingeschaltet bleibt, damiu die Analog-zu-Digital-Abtastund-Halteoperation in einer unten beschriebenen Weise vonstatten gehen kann.

Das digitale Kontroll- und Multiplexnetzwerk J funktioniert als Programmierung für die Hochgeschwindigkeitsschalter E-, bis Ες-. Das Netzwerk reagiert auf ein Synchronisiersignal, das heißt auf einen "Sync"- oder "Go"-Impuls, das über den "Sync"-Eingangskanal von einer geeigneten digitalen Uhr hergeleitet wird. Beispielsweise kann der "sync"-Impuls vom Analog-Digital-Uinwandler kommen. Als Reaktion auf solch einen "sync"- oder "go"-Impuls schaltet das Programmierungsnetzwerk J in zeitlicher Folge die aufeinanderfolgenden Hochgeschwindigkeitsschalter E₁ bis Ec. Das System kann so eingerichtet sein, daß es die Schalter entweder abwärts oder aufwärts in der Folge kontrolliert, z.B. von E₁ bis E₁- oder von E₁- bis E-,. Die bevorzugte Art der Arbeitsweise wird später diskutiert werden. Nehmen wir an, daß das System so programmiert ist, daß es die jeweiligen Schalter E-, bis En z.B. des Kanals 1 kontrolliert und danach die Kanäle 2 bis η durchgeht. Im Verlaufe des Kontrolleerens des Kanals 1 wollen wir annehmen, daß der Schalter E-, eingeschaltet ist, infolge der Wirkung des Kontrollsignals S₁ vom digitalen · Kontrollnetzwerk J, welches seinerseits auf einen "sync¹¹- oder "go"-Impuls vom Analog-Digital-Umwandler- und Kontrolllogikblock AD reagiert hat. In diesem Augenblick wird ein in den Eingang des Geophons S₁ eingegangenes Signal durch die Eingangs-Elektronik A geleitet, von dort durch die Bandbreitenbestimmungsvorrichtung D₁, dann weiter durch das eingeschaltete Schaltnetawerk E₁ zum gemeinsamen Ausgang, der den Yerstärkerimpedanztransforraator P enthalt, welcher

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gangene Signal mit der positiven und negativen Bezugsspannung + V und - V vergleichen, die von der Präzisionsspannungsquelle G- geliefert wird. Wenn das eingegangene Signal in seiner Amplitude entweder die positive an H anliegende Bezugsspannung oder die negative an I anliegende Bezugεspannung überschreitet, wird das Durchtesten, das durch das digitale Koritrollnetzwerk J gesteuert wird, gestoppt, womit das Schaltnetzwerk E, während des restlichen Zyklus eingeschaltet gehalten wird, so daß das Ausgangssignal durch den Block F zum Analog-DigitεΙ-Umwaiidler und zur digitalen Kontro!logik geleitet werden kann, deren Arbeitsweise noch genauer erläutert werden wird.

Jetzt soll noch einmal zur Arbeitsweise des digitalen Kontrollnetzwerkes oder Programmierers J zurückgekehrt werden. Im Gegensatz zur oben beschriebenen Situation soll ,jetzt angenommen werden, daß das Schaltnetzwerk E-, momentan eingeschaltet ist, als Reaktion auf ein Signal vom digitalen Netzwerk J und daß der Ausgang des Verstärkerimpedanztransforiiiators F Mieder die positive noch die negative Bezugsspannung, die von der Quelle G geliefert wird, überschreitet. In diesem Fall wird das digitale Netzwerk J den Schalter E-, ausschalten und den nächsten darauffolgenden Schalter Ep einschalten. Das Signal, das zu dem zweiten Schalter Ep geleitet worden ist, wird dann in der gleichen Weise getestet werden, wie das Signal, das durch den ersten Schalter E-, gegangen ist. So v/erden die gleichen Vergleiche mit der positiven und negativen Bezugsspannung angestellt werden, um zu bestimmen, ob der Programmierer J dem zweiten Schalter Ep in eingeschalteter Stellung halten soll oder nicht oder ob durch den ganzen Zyklus das" Testen hindurch fortgesetzt werden soll, bis ein Signal durch einen von den Schaltern E-, bis E,-exigeliefert wird, das die positive oder negative Bezugsspannung .überschreitet. Für den Fall, daß diese Bedingungen

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durch den ganzen Zyklus hindurch, nicht erfüllt werden, daß also das Kontrollnetzwerk J die Schalter E, bis E,- kurzzeitig vorübergehend einschaltet, ohne daß ein Signal an H oder I, das die vorgegebenen Bezugsspannungen überschreitet, angeliefert wird, wird der Zyklus am fünften im eingeschalteten Zustand befindlichen Schalter Ec- gestoppt. Der Zyklus wird erneut beginnen, als Reaktion auf den nächsten "sync"- oder "go"-Impuls, der in das digitale Kontrollnetzwerk J eingeht. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ist die für die Entscheidung über irgendeine Stellung der Schalter E-, bis E,-erforderliche Zeit ein Minimum von einer halben Mikrosekunde.

Jedem "sync"- oder "go"-Impuls, der in das digitale Kontrollnetzwerk J eingeleitet wird, ist ein zweites Signal zugeordnet, und zwar ein Kanalnummerimpuls, welcher einen Satz von Schaltern in einem speziellen der Kanäle 1 bis ii auswählt.

Das digitale Kontroll- und Hultiplexnetzwerk J enthält auch den Exponentenaddierer sowie Mittel für die Zuteilung der den Exponenten entsprechenden digitalen Signale It, , K^, K, zum digitalen Speicher. Diese Signale werden vom Ausgang des Kohtrollnetzwerkes J zum Block AD, der den Analog-Digital-Umwandler und die Kontrollogik enthält, geleitet und von dort zur Aufzeichenvorrichtung des in der Abbildung nicht dargestellten digitalen Bandspeichers. Die digitalen Exponentensignale, K₁, Kp und K, liefern dem Analog-Digital-Umwandler Informationen über die Größenordnung des gesamten Verstärkungsfaktors des Verstärkersystems, wie es durch den Block A gefordert worden ist. Mit anderen Worten, das vom gemeinsamen Ausgang Έ zum Analog-Digital-Umwandler geleitete Signal enthält den Wert des verstärkten Signals innerhalb eines gewissen Bereichs, nämlich die Mantisse. Die digitalen Exponentensignale geben den Exponenten des Verstärkungsfaktors, mit dem das Signal verstärkt worden ist und welcher

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durch die Konfiguration der Schalter E-, bis E₁- bestimmt wird, von denen nur ein einziger eingeschaltet und für das dem Analog-Digital-Umwandler zugelieferte Signal verantwortlich ist.

Es soll "bemerkt werden, daß durch diese Art der Aufzeichnung auf dem Magnetband des nicht dargestellten Speichers in Form einer digitalen Floating-Point-Zahl, d.h. in der Form von Mantisse und Exponent, es ermöglicht wird, die absolute Amplitude des seismischen Signals, wie es vom jeweiligen Geophon erzeugt v/ird, zu fixieren.

Es wird darauf hingewiesen, daß der Analog-Digital-Umwandler einen Abtast- und Haltestromkreis enthält und auch eine Quelle für echte Zeitimpulse. Der Abtast- und Haltestromkreis garantiert einen hinreichenden Zeitraum für das Abtasten des angelieferten Signals und für dessen Analog-Digital-Umwandlung zum Zwecke der Speicherung in digitaler Form auf einem geeigneten nicht dargestellten Speicher, der an den Ausgang des Analog-Digital-Umwandlers angeschlossen ist. Der Speicher kann.'irgendeine geeignete Vorrichtung, etwa ein digitaler Bandspeicher sein.

Die Arbeitsweise des digitalen Kontroll- und Multiplexnetzwerkes J kann besser anhand der Figur la verstanden werden, in der die das Netzwerk J bildenden Elemente innerhalb des gestrichelt gezeichneten Eahmens enthalten sind. Eines dieser Elemente ist ein "auschließlich oder"-Gatter OG, an das die Ausgänge der zwei digitalen Entscheidungsvorrichtungen H und I angeschlossen sind. Das "ausschließlich oder"-Gatter OG iet eine an sich, bekannte Schaltung, die nur dann ein Aus- gangssignal abgibt, wenn die beiden Eingangssignale digital voneinander verschieden sind. Ein vom "ausschließlich oder"-Gatter OG ausgehendes Signal, das einer Kombination aus der EntScheidungsvorrichtung H und der Entscheidungsvorrichtung I

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entspricht, wird einem als "Auslösung 1" bezeichneten ersten Eingang einer AmplitudengedächtDislogik ML zugeführt, welche eine an sich bekannte Schaltung v, die im wesentlichen aus Flip-Flops bestehen. Die Ainplitudengedächtnislogik ML enthält noch einen zweiten als "Auslösung 2" bezeichneten Eingang, dem ein Zeitsignal vom ersten Ausgang eines Zeitdekodierregisters ZE zugeführt wird, welches eine übliche Schaltung für Binär-DezimaVerwandlungen ist, wie sie zum Beispiel in "Digital-Computer Primer" von E. M. McCormick beschrieben wird, speziell dort auf Seite 135 (published by McGraw-Hill Book Company, Inc., New York, 1959)· Das Zeitdekodierregister ZR besitzt auch einen zweiten und dritten Ausgang, aus denen "Set"- und "Reset"-Signale dem zweiten und dritten Eingang der Amplitudengedächtnislogik ML zugeführt werden. Das Zeitdekodierregister ZR wird programmiert von Signalen, die aus einem "teile durch 32"-FIiP-I¹IOp-ZaIiIer B¹C kommen, welcher mit seinem ersten Eingang an eine Quelle CL für Zeitimpulse mit konstanter Frequenz angeschlossen ist, die in der Abbildung beispielsweise als eine 1,024 MHz-Uhr dargestellt ist. Der "teile durch 32"-Flip-Flop-Zähler ist ebenfalls eine an sich bekannte Schaltung für die Lieferung von 32 möglichen Zeitimpulsen. In der illustrierten Ausführungsform ist es nämlich erwünscht, einen Arbeitszyklus von nominell 31 Mikrosekunden zu haben, und die Möglichkeit zu haben, Impulse auszugewählen, die innerhalb von Intervallen mit einer nominellen Dauer von 1 Mikrosekunde liegen. Der "teile durch 32"-Flip-Flop-Zähler enthält eine nicht dargestellte "reset"-Schaltung und einen zweiten Eingang für die Aufnahme von "reset"-Signalen von einer Quelle für "go"- oder "syiic"-Impulse, welche wie in Figur 1 dargestellt, durch den Block AD, der den Analog-Digital-Umwandler und die Kontrollogik enthält, gegeben ist.

Die Amplitudengedächtnislogik ML ist mit ihrem Ausgang an den ersten Eingang I¹ eines "Und"-Gatters UG angeschlossen.

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Der zweite Eingang 2' dieses "Und"-Gatters TJG ist an einen Ausgang des Zeitdekodierregisters ZR sngeschlossen, durch den ein "Advance-Switch-Cpunt er "-Signal geführt wird. Das "Und"-Gatter UG kann eine an sich bekannte Schaltung sein, die nur dann anspricht, wenn gleichzeitig zwei geeignete Signale durch ihre Eingänge I¹ und 2¹ eingehen und dann ein Ausgangssignal liefert, welches dem Eingang 1^!f eines Schalterzählers SC zugeführt wird. Der Schalterzähler SC ist eine an sich "bekannte Schaltung, die im wesentlichen aus einer Vielzahl von Flip-Flops in Kaskadenschaltung "besteht. Der Eingang 2'' des Schalterzählers ist mit einem vierten Ausgang des Zeitdekodierregisters ZE verbunden und erhält von diesem ein "reset"-Signal.

Der Schalterzähler SC enthält eine Vielzahl von Ausgängen, von "denen drei zeichnerisch dargestellt sind, für die Zuleitung von die Exponenten darstellenden Signalen X-, , X₀ und X₅. zu den entsprechenden Eingängen des Exponentenaddierers ES. Der Exponentenaddierer ES enthält darüberhinaus eine Yielzahl von zusätzlichen Eingängen, von denen drei zeichnerisch dargestellt und mit T-, , Y~ ^mi<3· ^x bezeichnet sind, für die Aufnahme von Binär-Sigrialen vom Block A, die der Gesamtverstärkung entsprechen. Der Exponentenaddierer ES enthält seinerseits eine Vielzahl von Ausgängen, von denen drei zeichnerisch dargestellt und ,mit IC,, Kp und Iw bezeichnet sind. Diese Ausgänge sind identisch mit den Ausgängen der Figur 1, die dort von dem Hetzwerk J ausgehen und in Figur 1 ebenfalls mit K-, , Kp und IC, bezeichnet sind. Der Exponentenaddierer ES ist eine an sich bekannte Vorrichtung, die aus einer Vielzahl von Flip-Flops besteht und aus "Und"-sowie "Oder"-Gattern. Seine Funktion besteht in der Addition und Speicherung der durch die Eingänge eingehenden Signale, sobald das "Addierexponen- ■ ten"-Signal gegeben wird«

Die dem Exponenten entsprechenden Signale X-, , Xp und X₇ ■.:erCv3n vom Zahlenschalter SC, wie in Figur la dargestellt,

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den entsprechenden Eingängen einer Verstärkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung VM zugleitet. Die Verstarkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung Wi besitzt 5 flial η Ausgänge, die mit 1-S-, "bis 1-S₁- sowie 2-S, bis 2-S^ usw. und schließlich n-S-, bis n-Sj- bezeichnet sind. Die aus diesen Ausgängen ausgehenden Signale werden, wie in den Figuren la und Ib dargestellt ist, den Schaltern E-, bis E₁- des ersten Kanales sowie den Schaltern E-, bis E₁- des zweiten Kanals usw. und schließlich den Schaltern E, bis E₁- des η-ten Kanals zugeführt. Dieletztgenannten Signale steuern oder programmieren die Schalternetzwerke E^ bis E₁-.

Die Verstarkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung VH enthält ferner eine Vielzahl von Eingängen für das Empfangen von Kanalnuraiaersignalen, die von Block AD geliefert werden, wie es in den Figuren la und Ib dargestellt ist. Die Aufgabe der Kanalnummersignale besteht darin, die Funktion der Verstarkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung VM derart zuzuordnen oder zu synchronisieren, daß die Kanalprogrammiersignale in der gewünschten Reihenfolge auftreten. Die Verstarkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtuiig VTi ist eine übliche Schaltung für die Binär-Digital-Umwandlung.

Die Verstarkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung steuert oder programmiert also die Keihen-folge, in der die Schaltsignale S-, bis S₁- angewendet v/erden und mit denen die Schalt net zvr erke E-, bis Ej- der verschiedenen Kanäle 1 bis 11 geschaltet v/erden.

Die Verstarkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung VM ist so programmiert, daß sie in einer zeitlichen Aufeinanderfolge zuerst alle Schalternetzwerke E₁ bis E,- des ersten Kanals, dann alle Schalter E, bis E₁- des zweiten Kanals usw. und schließlich alle Schalter E^ bis En des η-ten Kanals durcli-'geht. Die ßoeben beispielhaft aufgezählte SchaltreihenfοIge,

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die beim Kanal 1 "beginnt und beim Kanal η endet, kann jedoch auch eine andere sein. In jedem Fall wird die Reihenfolge der Kanäle durch die Kanalnumniersignale bestimmt, die der digitalen Kontro!logik und Kultiplexeinheit J zugeführt werden, und welche eine Funktion der vom Block AD gelieferten Signale ist, wie sich aus den Figuren la und Ib ergibt.

Die vorangegangene Beschreibung der Figur la gilt auch für die Figur Ib bis auf die das Element 0 enthaltende Rückkopplung .

Im System der Figur 1 ist eine negative Rückkopplung durch die das Element 0 (Aktivfilter) enthaltende Rückkopplungsτ schleife, die an den Eingang der ersten Kaskadenstufe B₁' angeschlossen ist, gegeben. Letztere ist eine Modifikation der anderen Kaskadenstufen der Figur la, nämlich der in Figur 4 dargestellten Stufen Bp bis B^. Aus Figur 10 erkennt man, daß die modifizierte Kaskadenstufe B-, ' identisch mit den anderen Kaskadenstufen ist bis auf die Tatsache, daß der Endpol" des Widerstandes Rp an den Ausgang der Rückkopplungsschleife angeschlossen ist, nämlich an den Ausgang der Filterschaltung 0 statt, wie die anderen Kaskadenstufen in der in Figur 4 dargestellten Weise geerdet zu- sein.

Das Element 0 der Rückkopplungsschleife enthält ein Aktivfilter mit einer Hochfrequenz-Rollcharakteristik und einem charakteristischen Faktor von mindestens 1. In der dargestellten Ausführungsform hat die FiIterschaltung des Elements 0 den Faktor 1, wie es sich durch das in Figur 10 dargestellte Koppeln des Ausgangs des Arbeitsverstärkers mit seinem negativen Eingang ergibt.

Wie aus Figur 10 ersichtlich, enthält das Element 0 der Eückkopplungsschleife ein Teilstück N,das ein Netzwerk von Widerständen und Kondensatoren ist, deren Werte so ausgewählt sind, daß sich die gewünschte Frequenzcharakteristik

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des Elements O ergibt. Ferner ist eine aktive Stufe zu erkennen, die einen Arbeitsverstärker enthält, bei dem die vorgenannte Rückkopplungsschle" von seinem Ausgang zu seinem negativen Eingang geleioeu ist, damit der Faktor 1 für das aktive Filter des Elementes 0 erzielt wird. Die " Schaltung 0 hat mindestens den Faktor 1 und in der dargestellten Ausführungsform ist der Faktor +1. Es wird daraufhingewiesen, daß ein negativer Faktor von-mindestens - 1 gewählt werden kann. In diesem Fall ist es notwendig, die Rückkopplung zum Eingang der Kaskadenschaltung zu leiten, damit eine exakte Phasenbeziehung zwischen dem Eingang der Rückkopplung und dem Eingangssignal gewährleistet wird.

Die in den Figuren Ib und 2b dargestellten Systeme sind bevorzugte Systeme der in den Figuren la und 2a dargestellten Systeme. In den Figuren Ib und 2b ist gezeigt, daß die das aktive Filte:.¹ 0 enthaltende Rückkopplungsschleife an den Eingang einer zusätzlichen Verstärkerstufe P geführt wird, die zwischen dem Ausgang der Eingangselektronik A einerseits und dem Eingang der konstanten Spannuiigsquelle C-,. und den Bandbreiten-Bestimmungsvorrichtungen D-, bzw. D-, ' geschaltet ist. Die Einzelheiten der Schaltung P und die Art ihrer Verbindungen zu den vorgenannten benachbarten Schaltelementen ist in Figur 13 dargestellt. Aus Figur 13 erkennt man, daß die Schaltung P für eine konstante, vom Eingangssignal unabhängige Eingangsimpedanz sorgt, indem sie den Effekt der konstanten Spannungsquelle G,"von, der Eingangselektronik A abisoliert. In anderen Worten, die Schaltung P bietet eine niedrige Impedanz-Steuerung zur Klipperschaltung der konstanten Spannungsquelle 0·,. Die Stufe P enthält einen Arbeit sverstärker mit dem Faktor 2 in Kombination mit einem Netzwerk aus Widerständen zur Abschwächung des Faktors um den Faktor 1/2, so daß die Schaltung P gegenüber Signalen, die zu jedem ihrer Eingänge geliefert werden, den Netto-Faktor 1 aufweist. Sie stellt ferner einen Vereinigungspunkt

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dar, in dem sich die vom Element O kommende Rückkopplung, die zußi Eingang der Verstärkerkaskade geleitet wird, mit dem Signal aus der Eingangselektronik A vereinigt.

Weiterhin wird bemer¹·'^, daß das in Figur 10 dargestellte . Schaltelement 0 eine im wesentlichen 100 %ige negative Üiickkopplung für Gleichstrom und eine vorbestimmten innerhalb des Paßbardes liegende Rückkopplung für Wechselstrom darstellt. Damit wird es möglich, die Kaskadenstufen des Verstärkernetzwerkes durchgehend über Gleichstrom-Kopplungen miteinander zu verbinden und dennoch eine Gleichstromstabilität zu bewahren. Ein wichtiger Vorteil dieser Schaltung gegenüber Schaltungen ohne G-leichstroiakopplung. und Rückkopp™ luiigsschleife besteht darin, daß die Kaskadenstufen des Verstärkernetzwerkes Gleichstromverstärker sind. I¹Ur alle jedoch sehr kleinen Signale werden einige der Verstärkerstufen durch die Wirkung der Diodenlclippersclialtung 0 gesättigt werden. Ein Wechselstromverstärker läßt derartige amplituden bescLmitteiie Signale nicht durch und-die Folge ist eine Verzerrung, wie sie in Figur 11 durch die gestrichelte Linie X dargestellt wird, die mögliche Heigungsabweichungen zeigt. Die ausgezogene Linie Y illustriert die durch die vorliegende Erfindung erzielte Korrektur.

Die Reaktion der'Rückkopplungsfilterstufe 0 ist in Figur dargestellt rau. man erkennt eine Hochfrequenz-Roll-Off-Charakteristik bei f-, , wie sie sich in einer bevorzugten Ausführui-gsform der Größenordnung von 10 ^ bis 10 ^ hertz zeigt. Die ausgezogene Linie in Figur 12 ist eine etwas idealisierte Kurve und die gestrichelte Linie eine typische tatsächliche Kurve für eine Ausführungsform der Schaltung 0, bei der sich ein Rolling-oxf bei einem Wert, der 12 db per Oktave erreicht, "eigt. Der Ro U-Qf f soll vorzugsweise mindestens 6 db pro Oktave betragen, jedoch weniger als 12 db pro Oktave, da .eine "Hinging-Schwingung bei 12 db pro Oktave auftreten kann· Iu einer bevorzugten Ausführungsform ist das Filter durch

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einen "Anfangs-Roll-Off, der 12 db pro Oktave erreicht und auf 6 db pro Oktave für ungefähr das unterste Drittel seines Bereichs wechselt, charakterisiert. Diese vorteilhafte Kombination 12 db bis 6 db lioll-Off läßt sich erreichen durch eine genaue Vorgabe des Widerstandes E,-, in Figur 12, Schaltung L, der zwischen dem Kondensator C^. und der Erde liegt.

Das Rückkopplungsfilter 0 ist somit ein Kiedrig-Paß-Filter mit einem Rolliiig-Off bei niedriger !Frequenz, wie es von der oben beschriebenen und in Figur 11 dargestellten Paßbandcharakteristik gezeigt wird.

Die hier beschriebene Schaltungskonfiguration der Rückkopplungsschleife und die Gleichstromkoppliuig der Kaskadenstufen eliminieren die Tendenz zu Wellenformen, die dem ersten begrenzten Eingang folgen, wie es ir. Figur 11 dargestellt ist. Der Nettoeffekt der Anwendung der Gleichstromkopplung und der vorbeschriebenen Rückkopplungsschleife bestellt darin, daß der Gleichstromdriftfehler an jedem Stufenausgang effektiv der gleiche ist, wieder Fehler jeder individuellen Stufe, wenn man sie von allen anderen Stufen abschaltet.

Obgleich die individuellen Verstärkerstufen, die in Kaskade geschaltet sind, gleichen Faktor sowohl für Wechselstrom als auch für Gleichstrom aufweisen, hat das Verstärkernetzwerk einschließlich der negativen Rückkopplungsschleife einen gesamten Gleichstromfaktor an der gemeinsamen Ausgangsschaltung F, der im wesentlichen 1 beträgt, während ein wesentlich höherer Wechselstromfaktor geboten wird.

Die Systeme der Figuren 2a und 2b sind andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die im allgemeinen denen der Figuren la und Ib gleichen, bis auf die Hilfsmittel für die Durchführung der Multiplexerfunktionen. In den Ausführungsformen der Figuren 2a und 2b wird das Multiplexen durch

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einen genieinsamen Kanal Multiplexer KM ausgeführt, wobei die Steuerung von einem modifizierten digitalen Kontrollnetzwerk J' übernommen wird, das in Figur 2c dargestellt ist. Die JLusführungsformen der Figuren 2a und 2b unterscheiden sich in ähnlicher Weise wie die Ausführungsformen der Figuren la und Ib darin, daß im Fall der Figur 2a die Rückkopplung direkt in die negative Seite des Arbeitsverstärkers der Stufe B₁ gefülrrc ist, genau wie bei der Figur la, und wie in Figur 10 gezeigt, während im Fall der Figur 2b die Rückkopplung über eine zusätzliche Stufe P, wie sie in Figur IJ gezeigt ist, geführt wird.

Während die Ausgänge der einzelnen Kanäle 1 bis η der Ausführungsformen der Figuren la und Ib alle an den Eingang eines gemeinsamen Impedanzanpaßelements F angeschlossen sind, ist in den Ausführungsformen der Figuren 2a und 2b für jeden der Kanäle 1 bis η ein separater Impedanzumformer F vorgesehen. Die jeweiligen Ausgänge eines jeden dieser separaten Impedanzanpaßelemente F sind an die entsprechenden Eingänge des Multiplexers KEi angeschlossen, dessen gemeinsamer Ausgang an die zugeordneten Eingänge der digitalen Entscheidungsvorrichtungen H und I zwecks Vergleich mit einer Bezugsspannung (+V, -V) in der für die Ausführungsformen der Figuren la und Ib beschriebenen Weise angeschlossen ist.

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Der Multiplexer KM der Figuren 2a und 2b enthält zusätzlich noch einen Eingang für ein "sync"-Signal, der an den Ausgang des Blocks AD angeschlossen is⁴ ^as "sync¹¹-Signal synchronisiert die Arbeitsweise des Multiplexers KM. Dieser ordnet die von den Kanälen 1 bis η ankommenden Signale nach Maßgabe von Synchronisierinipulsen in eine zeitliche Reihenfolge ein, er verbindet die Ausgänge der einzelnen Kanäle in einer ausgewählten Reihenfolge über die digitalen Entscheidungsvorrichtungen II und I mit einem modifizierten digitalen Kontrollnetzwerk J¹, dessen Details ausführlicher in der Figur 2c dargestellt sind.

Das modifizierte digitale Kontrollnetzwerk J¹ ist im wesentlichen identisch mit dem digitalen Kontroll- und Multiplexnetzwerk J der Figur Ic. Es unterscheidet sich von diesem jedoch in der Verstärkerschaltlogik, auch in dei" Schalt- und Kanaldekodierlogik. In dem digitalen Kontroll- und Multiplexnetzwerk J der Figuren la, Ib und Ic sind in der Verstärkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung VM Mittel für die Ausführung der Multiplexer-Funktion nach Maßgabe der'vom Block AD eintreffenden Signale vorgesehen. In dem modifizierten digitalen Kontrollnetzwerk J' der Figur 2c ist demgegenüber keine solche Vorrichtung für das Multiplexen vorgesehen. Hier wird das Multiplexen von einem separaten Multiplexer, wie es in den Figuren 2a und 2b gezeichnet ist, vorgenommen.

In dem System der Figuren 2a, 2b und 2c enthält die Verstärkerschaltlogik lediglich Eingang zum Empfangen der Schaltzählersignale X_-1, X_ und X-, außerdem ist sie mit nur einmal fünf Ausgängen, die S bis S_ bezeichnet sind, ausgerüstet. Jeder dieser Ausgänge ist an die entsprechenden Elemente E. bis E_ aller Kanäle gemeinsam angeschlossen, wie es in den Figuren 2a und 2b dargestellt ist. Dieses in anderen Worten: In der Ausführungsform der Figuren 2a und 2b mit dem in Figur 2c dargestellten modifizierten Netzwerk J' werden die

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gleich bezifferten Elemente E bis E sämtlicher Kanäle von 1 bis η gleichzeitig geschaltet durch ein Schaltsignal, das von dem modifizierten-Netzwerk J' kommt. Beispielsweise schaltet ein Schaltsignal S gleichzeitig die Schaltnetzwerke E sämtlicher Kanä¹ ο 1 bis η. Ein Schaltsignal S schaltet gleichzeitig sämtliche Schaltnetzwerke E₀ der Kanäle 1 bis η usw.

Der Multiplexer EII der Figiiren 2a und 2b teilt jeweils selektiv nur einen einzigen Kanal zur Zeit, den digitalen Entscheidung svorri chtung en IT und I und gleichzeitig dem Analog-Digital -Uiuwandler im J31ock AD zu. Das heißt, der Multiplexer KH läßt Signale selektiv passieren, die vom Kanal 1 kommen, während der vollständigen Zeitperiode, in der das digitale Kontrollnetzwerk J¹ die Signale S bis S_r durchprüft, um den Kanalschaltzyklus vom Schaltnetzwerk E bis zum Schaltnetzwerk E_r durchzuprüfen. Danach unterbricht der Multiplexer KM seinen Eingang für den Kanal 1, um Zeit für die Abtast- und Ilalteoperation in dem Block AD zu resenderen und läßt selektiv das Signal des Kanals 2 zu den digitalen Entscheidungsvorri chtung en II und I und zum Block AD für ein Zeitintervall passieren, daß wieder ausreichend ist, um dem digitalen Kontrollnetzwerk J' das Durchprüfen des ganzen Zyklus der Schalt signale S bis S_ und damit der Schaltnetzwerke E bis E_r des Kanals 2 vu ermöglichen, danach wird wieder Zeit für die Abtast- und Halteoperationen gewährt. In gleicher Weise läßt der Multiplexer KM selektiv alle aufeinander folgenden Kanäle passieren, bis durch zum Kanal η. Jeder Kanal wird dabei von dem Multiplexer im wesentlichen nur für das Zeitintervall offengehalten, das erforderlich ist, damit das digitale Kontrollnetzwerk J¹ die ganze Folge der Schaltsignals S bis S_r durchprüfen kann, zusätzlich der Zeit, die erforderlich ist, um die Abtast- und Ilalteoperation durchzuführen. Nach dem der Multiplexer KlI in der hier beschriebenen Weise alle Kanäle von 1 bis η durchgegangen ist, beginnt er damit wieder von vorne·

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Innerhalb des gestrichelten Rahmens der Figur 3 ist der Block A ausführlich dargestellt. Ein Eingangsabschwächer ist über einen AuswahlSchalter SW an einen "high-line"-Ausgleichsschalter HL und an einen Eingangstransformator ET angeschlossen. Der AuswahlSchalter SW ist mit einen StufenverStärkungs-Kontrollschalter SV gekoppelt und gestattet, wahlweise den Eingangsabschwächer zu umgehen, mittels einer vom Geophon zum zweiten Pol des Schalters führenden Leitung UL.

Der in Flockform dargestellte Eingangstransformator ET kann geeignete übliche Eingangs- und Ausgangswicklungen enthalten, wobei die letztere mit dem Eingang des· Vorverstärkers A verbunden ist. Der Eingangstransformator ET dient zur Abisolation des Geophone und des Eingangskabels vom Vorverstärker A und von den dara^iffolgenden Schaltelementen, wobei jedoch die Anwendung einer üblichen Bx-ückenausgleichtechnik oder Ausfiltertechnik nicht untei'bunden wird, sofern unerwünschte Energien überspielt oder ausgemerzt werden sollen, wie die 60 Hertz-Interferenz infolge eines induktiven und kapazitiven Effekts am Verstärkereingang. Derartige unerwünschte Signale können mittels der "high-line"-AusgleicIisschaltung zurückgehalten werden.

Der Präzisionsstufenvorverstärker A ist vorgesehen, um die gewünschten Eingangssignale ausreichend zu verstärken, damit das Niveau des unerwünschten Eingangsrauschens der dieser Stufe folgenden aktiven Filter überschritten wird. Filter sind, wie in Figur 3 dargestellt ist, in Reihe an den Ausgang des Verstärkers A in folgender Reihenfolge angeschlossen. Erst ein einstellbarer Niedrig-Schnittfilter LF, dann ein einstellbarer Hoch-Schnittfilter HF und schließlich ein einstellbarer Filter AF für sonstige Frequenzen. In einer Ausführungsform kann der Eingangsverstärker A des Blockes A einen Verstärkungsfaktor von 8,0 insgesamt aufweisen, oder irgendeinen anderen vorbestimmten Faktor, wenn der Eingangsabschwächer EA in die Schaltung mittels des Schalters SW eingeschaltet ist.

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Es sind Mittel vorgesehen, um den Gesamtverstärkungsfaktor des Blockes A einzustellen, einschließlich der Stufenverstär-K¹JiIgskontrolle SV, die manuell eingestellt werden kann und die in einer bevorzugten Ausführungform mit Mitteln ausgerüstet ist, die in Figur 3 als "Stufe A Verstärkungslogik" GL bezeichnet sind. Letztere dienen der Herausgabe der dem Gesai:itverstärlr.uar;sfaktor des Blockes A entsprechenden Signale Y , Y tmd Y in binärer *'orri_: die über geeignete Leitungen dCiU digitalen Kontrolliiotzi/erlc J α sw. J'zugeführt werden. Genauer gesagt werden diese de:r. Verstärkunjsniveau des Blocks A entsprechenden Signale den Eingängen Y , Y„ und Y_ des Exponentenaddierers ES in den digitalen Kontrollnetzwerk J bzw, J' zugeführt, wie es in den Figuren Ic bzw» 2c dargestellt ist. Die Funktion dieser Verstärkungsfaktorniveau-

signale Y., Y_ und Y besteht darin, den Exponentenaddierer ld J

ES so einzustellen, daß seine Exponentenausgangssignale automatisch so bemessen werden, daß in ihnen das Verstärkungsfaktorniveau des Blockes A berücksichtigt ist. Für den Fall, daß der Block A einen vorbestimmten Verstärkungsfaktor verschieden von 3 aufweist, wird es notwendig, zusätzliche digitale Signale zum oder vom Exponentenaddierer ES zu leiten.

Obgleich das offenbarte System Mittel enthält für die automatischa Einführung des vorbestimmten VerStärkungsfaktorniveaus des Blockes A in den Exponentenaddierer ES, um die Exponentensignale auf das entsprechende Verstärkungsfaktorniveau am Eingang einzustellen, ist es auch beabsichtigt, daß der Exponentenaddierer ES manuell eingestellt wird, damit das manuell eingestellte Verstärkungsfaktorniveau der Ein-gangselektronik berücksichtigt werden kann. Es soll bemerkt werden, daß der Gesamtverstärkungsfaktor der Eingangseiektroriik A in aft sich bekannter Weise eingestellt werden kann. Z. B-, kann er eingestellt werden durch einen in der Figur nicht gezeigten geeigneten Spannungsteller im Eingangsabachwächer EA.mittels einer '.»Zethoue, de ierari; gestaltet ist, daß die Eingangsimpedanz erhalten bleibt, sowie durch geeignete Einstellung

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der nicht dargestellten Rückkopplung in dem Präzisionsverstärker A , indem dessen Verstärkungsfaktor eingestellt wird. Es. wird weiterhin bemerkt, daß die Einstellung des Eingangsabscliwächers ES und das Verstärkungsfaktors des Präzisionsverstärkers A mechanisch synchronisiert oder gekoppelt werden kann. In anderen IJbrten stellen die digitalen Verstärkung sniveausignale vom Block A Hilfsmittel dar, mittels derer die logischen Gatter des Exponentenaddierers ES in den Stand versetzt werden, die Schaltung des Blockes A abzufragen und die Exponentensignale demgemäß in bekannter Weise einzustellen, wie es in Figur 3 durch die entsprechenden gestrichelten Linien angedeutet wird, die vom Eingangsabschwächer EA und vom Präzisionsverstärker A zum Schalter SV führen. Darüberhinaus kann die Einstellung der Verstärkungsniveaukontrolle des Blockes A in üblicher Weise mit dem Exponentenaddierer ES verbunden werden, wie durch geeignete elektrische Verbindungen, die die Position des Schalters SW anzeigen, gemeinsam mit konventionellen Mitteln, wie die "Stufe A Verstärkungslogik" GL. Mit ihnen werden geeignete binäre Signale

Y , Y und Y„ hergeleitet, die representativ für die Stellung J. ti j ·

des Schalters SV sind Und andererseits das vorgegebene Verstärkungsniveau der Eingangselektronik A wiedergeben. Die einzelnen Blöcke A der Kanäle 1 bis η sind gewöhnlich im wesentlichen auf gleichem Verstärkungsfaktorniveau. Demgemäß wird man die Schalter SV, die die VerStärkungsniveaujustierung der einzelnen Kanäle 1 bis η darstellen, gewöhnlich auf die gleichen oder einander entsprechenden Niveaus einstellen und sie zweckmäßigerweise miteinander synchronisieren oder koppeln, etwa durch eine geeign^^s mechanische Kopplung von einem Kanal zum anderen. In solch einem Falle ist es erforderlich, die "Stufe A - Verstärkungslqgik" GL nur in einem einzigen der Kanäle vorzusehen, zwecks Abgabe eines Signals über das Verstärkungsniveau des Blockes A zum digitalen Kontrollnetzwerk J bzw. J¹. Die Koordination der Verstärkungsniveaus der Blöcke A der einzelnen Kanäle 2 bis η mit dem Ver ist ärkung sniveau des zum Kanal 1 gehörigen Blockes A ist

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illustriert durch die gestrichelten Linien, die die Blöcke A der Kanäle 2 und η mit der linie verbinden, die die Signal-1 ei tuns bedeutet, durch die die Signal.e des Verstärkungsniveaus des Blockes A des Kanals 1 zum digitalen Kontrollnetzwerk J bzw. J' gele⁴.cet werden (vergleiche Figuren la und Ib bzw. 2a und 2b).

Die Figur k stellt das Schaltelement B dar und zeigt einen transistorisierten Breitbandarbeitsverstärker AV in nichtinvertierender Konfiguration, wie er als "Nexus SQl" handelsüblich ist. Der Präzisionsverstärkungsf aktoi^ wird durch die Präzisionswiderstände R und R_ des Rückkopplungsnetzwerkes gegeben. Der in Figur *la mit f2 bezeichnete Ilochfrequenz-Cut-Gff des Verstärkers wird durch den Kondensator C bestimmt, der von dem Widerstand R in der Rückkopplungsschleife überbrückt wird. Der in Figur 4a als fl bezeichnete Niedirgfrequenz-Cut-Off der Verstärkerschaltung wird durch den Widerstand R₀, der durch Gleichstronrkojjpluiag die negative Seite des Arbeitsvei"stärkers erdet (das gilt nicht für die Stufe B ' ) bestimmt.- In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Verstärkungsfaktor der Verstärkerstufe eine Konstante von + 0,000 in Paßband herab bis sum Gleichstrom. Eine Abgleichvorrichtung zur Korrektur von Ungleichmäßigkeiten in der Eingangsspannung im Arbeitsverstärker kann vorgesehen werden und ist als ein veränderbarer Widerstand R„ für den Gleichstrom abgleichenden Arbeitsverstärker AV vorgesehen.

Die Einzelheiten des Details C sind innerhalb des gestrichelt gezeichneten Rahmens der Figur 5 dargestellt, die eine Begrenzungsschaltung zeigt, die das Ausgangssignal irgendeiner vorhergehenden Stufe beschneidet und so die Eingangsspannung sschwingungen für irgendeine folgende Stufe auf einen Wert begrenzt, der so bemessen ist, daß, wenn mit einem Verstärkungsfaktor von plus 8,000 verstärkt wird, wie es in der illustrierten Ausführungsform geschieht, die nachfolgende Sutfe nicht ausgelastet wird. Die Begrenzungsschaltung C

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009827/1382 _{δΑ0 ommi}

enthält einen Eingangswiderstand R., der mit seinem Ausgangsende an den elektrischen Hittelpunkt eines Diodenpaares angeschlossen ist, das aus den Dioden D und D besteht, Aireiche ihrerseits in Serie zwischen dem negativen Pol und dem positiven Pol einer nicht dargestellten Gleichstromquelle geschaltet sind. Dieser Begrenzer garantiert, daß der Arbeitsverstärker niemals den linearen Arbeitsbereich überschreitet. Damit wird keine wesentliche Verzerrung in dem "Ein-Skale"-Amplitudenbereich (d.h. 0,512 Volt bis ^t, 09 6 Volt) am Ausgang der folgenden Stufe D gefunden werden. In einer bevorzugten Ausführungsform wird das Signal am Eingang auf etwa 0,7 + 0,1 Volt =0,8 Volt begrenzt, woraus sich maximal 0,8 χ 8,0 = 6,4 Volt am Ausgang der nachfolgenden Stufe B ergeben. Der Arbeitsverstärker AV des Details B ist fähig, seinen Ausgang in einem Bereich von + 10 Volt bis - 10 Volt linear schwingen zvt lassen. Das Beschneiden oder Begrenzen durch die Schaltung des Details C bringt Verzerrungen hinein während der Beschneiderperiode, jedoch nicht während des niedrigen "EinSkala" -Aiiiplitudenverlauf s . Die Gleichstromquelle, zwischen deren Pole die erste und die zweite Diode in Serie geschaltet sind, ist eine Präzisionsspannungsquelle, die von einem Regulator mit niedriger Impedanz versorgt wird und liefert Spannungen in der dargestellten Ausführungsform von 0,7 Volt und - 0,7 Volt. Der Widerstand R, hat in einer bevorzugten Ausführungsform 5»! kOhm. Die erste und die zweite Diode sind fähig, sehr rasch aus dem Leitungsztistand herauszukommen, d. li. sie besitzen eine schnelle Regenerationscharakteristik.

Die Dioden leiten so lange nicht, bis die Eingangsspannungsschwingungen die Hintergrundvorspannungen von + oder - 0,7 Volt überschreiten. An diesem Punkt findet ein Spannungsabfall über äsn Widerstand R. statt infolge des Diodenstroms und der Ausgang verbleibt im wesentlichen bei - (0,7 +0,1= 0,8 Volt) während des Begrenzungsprozesses. Es wird nochmal darauf hingewiesen, daß die Impedanz der Vorspannungsquelle von + und - 0,7 Volt niedrig sein muß, um eine Steifigkeit, d.h. hohe Stabilität der Vorspannung zu gewährleisten.

.009827/1382 " ^3? " BAD OWOINAL

Die Schaltung des Details D ist innerhalb des gestrichelt gezeichneten Rahmens der Figur 6 dargestellt. Sie enthält einen Arbeitsverstärker AV _t der in einer Phasen unikehrenden Konfiguration geschaltet ist, um einen nominalen Verstärkungsfaktor von - 1,000 zu bieten, wobei Kompensationsregulierungen für den Verstärkungsfaktor und die Phase vorgesehen sind. Diese Funktionen sind in der Zeichnung beschrieben. Ein Gleichstromabgleich ist erforderlich, um Unebenheiten in der Eingangsüpannuiig d?s Arbeitsverstärkers AV zu korrigieren, und er wird von einem regulierbaren Widerstand Ro im Inneren des Arbeitsverstärkers AV gebildet. Zwischen dem Eingang des Arbeits- ä Verstärkers AV und dsia Eingang des Gleichstromabgleichs ist der Kondensator C in Reihe geschaltet. Der Kondensator C kann vreggelassen werden, wenn Spannungsunebenheiten und Drift-Spannungen am Gleichstromabgleich angemessen kontrolliert werden. Ohne daß die Funktion der Stufe D wesentlich geändert wird, kann ein derartiger Arbeitsverstärker entweder in der invertierenden oder in der nicht invertierenden Version angewendet werden. Eine Phasenumkehr um l8o Grad wäre der einzige Unterschied und dieser könnte korrigiert werden durch ein Vertauschen der Geophonzuleitungen am Eingangstransformator, daß ist am Eingang zum Block A. In einer typischen Ausführungsform können Verstärkungsfaktor und Phasendifferenz zwischen den weiteren Stromwegen in irgendeinem Kanal bis zu " einer gewünschten Genauigkeit von 0,1 % oder noch genauer ausreguliert werden, unabhängig von der Anzahl der vorhandenen Verstärkerstufen. In einem Stromweg vom Geophon bis zum Eingang de» Analog-Digital-Umwandlers kann die Bandbreite des gäeamten Verstärkerweges auch verengt oder reguliert werden durch den Phasenverschiebungskondensator δ_, der die Rückkopplungawlderstände R_r und R_ überbrückt.

Die in Figur 6a dargestellte Schaltung D¹ ist gegenüber der in Figur 6 dargestellten Schaltung D zu bevorzugen, da sie •Ine bedetH ena bersoro Bandbreitencharakteristik für das er-

System ergibt» Die Schaltungen D und D¹ unter-

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64138

scheiden sich unter anderem in folgendem: Die Schaltung D besitzt lediglich einen Wechselstromfaktor, die Schaltung D' hingegen besitzt beides, sowohl einen Wechselstrom- als auch einen Gleichstromfalctor. Die SchdLtung D hat einenJEgativen Faktor, nämlich -1, demgegenüber hat die Schaltung D^? einen positiven Faktor, nämlich +1. Während in der Schaltung B sin Phasenangleichnetzwerk enthalten ist, fehlt dieses int der Schaltung D¹, weil bei dieser Schaltung keins erforderlich ist. Obgleich in der Figur 6a keine Mittel für das Abgleichen von Gleichstromunebenheiten in der Schaltung D^r gezeigt sind, ist es durchaus möglich, derartige Mittel vorzusehen, etwa in Form eines Abgleichwiderstandes, wie der In Figur 6 gezeigte Widerstand Rp der Schaltung D. Es wird hierzu bemerkt, daß Arbeitsverstärker im Idealfall keine Gleichstromunebenheiten haben und deshalb an sich keinen Gleichstromabgleich benötigen. Im praktischen Fall ist ein derartiger Abgleich jedoch erwünscht und kann durch Mittel wie etwa einen Widerstand Rp gegeben werden.

Die Gesamtwirkung des hier beschriebenen Verstärkersystems übersteigt einen relativ weiten Bereich, der sich von sehr niedrigen Frequenzen, die dem Gleichstrom nahe sind, bis zu hohen Frequenzen erstreckt, welche durch die Charakteristiken der Kaskadenstufe B und im einzelnen durch deren Komponente R und C bestimmt werden. In einer typischen Ausführungsform kann der Widerstand R 35000 Ohm betragen und der Kondensator C kann eine Kapazität von 1 Picofarad aufweisen, womit ein Hochfrequenz-Roll-Off bei etwa *i0000 Hertz gegeben ist. Das Ansprechen des beschriebene;! Verstärkersystems auf niedri~ ge Frequenzen liegt bei einer typischen Ausführungsform ungefähr bei 3/10 Hertz. Das Verhalten bei niedrigen Frequenzen ist umgekehrt wie die in Figur 12 gezeigte RoIl-Off-Charakteristik der FiIterschaltung 0.

_# Die Schaltung des Details E ist innerhalb des gestricheltan Rahmens der Figur 7 dargestellt und enthält ein Schaltelement

- 39 -' ^^:;/;- 009827/1382 '

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LL mit niedriger Leckage, das einen Festkörpex*schalter enthält« In der "Aus"-Stellung hat es einen anßerox-dentlichen hohen Widerstand und eine außerordentlich geringe Leckage,

10 vorzugsweise von der Größenordnung von 10 Ohm und im "Ein"-Zustand hat es einen '.Widerstand von der Größenordnung zwischen 30 und 3000 0hm. Dieser FestkorperanalogEchalter ist vorteilhaft vom Typ eines Feldeffekttransistors, der üblicherweise als FET-Typ bezeichnet wird. Ein 'Steuerstromkreis wird benutzt, um den normalerweise in der ^l!Aus"-Stellung befindlichen Schalter in der "Aus"-Stellung eu halten. Solch ein S{.euerStrompreis ist im Diagramm als der Block SD dargestellt, dessen Ausgang mit dem Kontrolleingang des Festkörperschalters LL verbunden ist und der einen mit S bezeichneten Eingang hat. 2 or Eingang S dient für das E^fangen von Zeit impulsen S , ^o> S->> S. und S vom digitalen Eontrollnetzwerk J bzw. J¹. Wie oben erwähnt, ist in der Arbeitsweise des offenbarten Verstär!:ersys,tep.is die Steuerstroinkreisstuf e SD dazu vorgesehen, um den normalerweise in der "Aus"-Stellung befindlichen Festkörperschalt er LL zu kontrollieren, wobei daß Steuersignal von der Zeitlogikschaltung herkommt, so daß in gewünscht en Zeitpunkt das Schaltelement LL in die "EinE-Stellung geschaltet wird, und in dieser Stellung für ein vorgegebenes Zeitintervall gehalten wird. In dieser "Ein"-Stellung kann das Analogsignal vom Eingang des Schalters kommend, diesen bis (|

zu seinem Ausgang während des vorgegebenen Zeitintervalls passieren, so wie es für die gewünschte Arbeitsweise erforderlich i fit.

Die Schaltung des Details F ist innerhalb des gestrichelten Rahmens der Figur 3 dargestellt. Sie enthält einen nicht invertierenden Impedanzumformer IT mit dem Verstärkungsfaktor 1. Ein geeigneter Impedanzuniformer ist beispielsweise in dem Artikel "A potpourri of FET Applications", Electrical Design News, liHrz 19^5, Seiten 3^ bis k5, beschrieben, insbesondere auf Seite Ί5. Vergleiche auch "Handbook of Operational Amplifier Applications", Seite 47» Burr-Brown Research Corporation

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1963. Der Inipedanzumformer des Details F ist durch eine extrem hohe Eingangsimpedanz charakterisiert, die vorzugsweise

10
von der Größenordnung von 10 Ohm ist, bei gleichzeitig sehr niedriger Ausgangsimpedanz, die vorzugsweise im Bereich von einem Ohm liegt. Die sehr hohe Impedanz erlaubt den Gebrauch eines relativ billigen Feldeffelrttransistorschalters mit größerem "ein!¹-Widerstand in dem vorgeschalteten Schalt-Netzwerk E. Die Eingangs-Irnpedanz der Schaltung Γ soll gleich oder größer als das 10 -fache des "ein"-Widerstandes des Feldeffekt-Transistors sein, so daß der "ein"-Widerstand die Meßgenauigkeit nicht beeinträchtigt.

Während die in den Figuren la, Ib, 2a und 2b dargestellten Systeme Verstärkerkanale mit fünf in Kaskade geschalteten Verstärkerstufen aufweisen, soll betont werden, daß erfindungsgemäß auch andere Anzahlen von Verstärkerstufen angewendet werden können. Die Anzahl der in Kaskade geschalteten Stufen hängt vom Verstärkungsfaktor pro Stufe und vom geforderten gesamten Verstärkungsfaktor ab. Es ist für die binäre Speicherung zweckmäßig, Stufen mit als Zweierpotenzen angebbaren Verstärkungsfaktoren zu verwenden. So ergeben (vgl.

Fig. 9) sieben Stufen mit je einem Verstärkungsfaktor 8 einen

7 7 21

gesamten Verstärkungsfaktor 8' = 2 Ο97 152. Da 8 =2 ist, wurden für den gleichen gesamten Verstärkungsfaktor einundzwanzig Stufen mit Verstärkungsfaktor 2 erforderlich sein.

In einer bevorzugten Ausführungsform mit einem Analog-Digital-Umwandler, der in das binäre System umgewandelt, wird eine mit der Zahl zehn vergleichbare Basis, wie etwa die Zahl acht gewählt, der in binäres System drei Bits entsprechen. Es kann auch die Zahl zwei als Basis gewählt werden, jedoch wurden damit die Kanäle beträchtlich komplexer werden. In einem typischen seismischen Signalverarbeitungssystem kann sich der Bereich der Geophonsignale von eiern Volt herab bis zu einem •zehntel Mikrovolt erstrecken, was einem Bereich über 1^0 db entspricht. Dieser Bereich kann von acht Verstärkerstufen mit

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dem Faktur acht überdeckt werden. Bei Stufen rait dem Faktorbereich ZTfei v.'ären 2k Stufen, erforderlich» In ökonomischer Hinsicht bilden Stufen mit dem Faktor 8 einen guten'Kompromiß. Bei Verwendung eines Analog-Digital-Uriwandlers mit 15 binären Bits wird, der signifikanteste Bit iiberlicherweise für das Vorzeichen benutzt, während die übrigen ik Bits den absoluten Uert der gemessenen Spannung darstellen. Anhand der Figur 9 erkennt man, daß der auf der Abszisse dargestellte Eingangsx«rc-x't jedesmal um den Faktor 8 von links nach rechts steigt. Die auf der Ordinate dargestellte Spannung am Umwandler vermindert sich dabei jeweils von ik auf 11 Bits und der Verstärkungsfaktor muß automatisch um 8 vergrößert werden, um den Umwandlereingang auf l4 Bit Meßgenauigkeit zurückzustellen. Der Verstärkungsfaktor am Ausgang jeder Stufe ist am Kopf der Fig. 9 zusammen mit der Stufennummer oder dem Exponenten angegeben. Der Wert am Verstärkerausgang oder am Eingang des Analog-Digital-Umwandlers ist in Fig. 9 rechts zusammen mit Anzahl der Bits angegeben, während die db-Variation auf der linken Seite der Fig. 9 dargestellt ist, Am Fuß der Fig. 9 ist die Eingangsspannung und ihre db-Variation aufgetragen.

Der Verstärkungsfaktor wird gelesen bzw. gespeichert als Exponent zu einer geeigneten Basis. Das Ergebnis ist mit der Mantisse zu multiplizieren, wobei sich die gewünschte Maßzahl für das Eingangssignal ergibt. Damit entspricht die Genauigkeit eines derartigen Systems mindestens 11 Bits oder 1 Promill für einen Eingangsbereich von ikk db bei Verwendung von acht Jtaakadenstufen und für einen Bereich von 90 db bei Verwendung von fünf Kaskadenstufen. Wenn der Konverterbereich arf eiire Genauigkeit von weniger als 11 Bits reduziert wird, ergibt sich ein möglicher Lautstärkonbereich von 210 db. Die« aer wird bei Beachtung des Vorzeichensignals auf 2l6 db erweitert» Wie oben erwähnt, ist dia gelesene Spannung, d* h« dft· gespeicherte Ausgängssignal des Systems aiii exaktes Maß für die Spannung an den Geophonklemmen. In einer praktischen

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009827/1382 tncmmu.

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Aiisführungsforrn stellt die lies sting unterhalb eines Ein.cangssignals von l/k Mikrovolt in Wesentlich en das Rausclmiveau am Verstärkereingang exakt dar.

Bei der Anwendung des offenbai-ten Verstärker syst eins werden große Eingangssignale leicht auf ein so hohes Niveau verstärkt, daß der Eingang aller nachfolgenden Stufen blockiert wird. Die Regenerierzeitkonstanten im Verstärker system t-rürden die Messung eines jeden kleineren Signals, das unmittelbar auf ein großes Eingangssignal folgt, verhindert. Wenn man jedoch alle Eingangsainplituden, die größer als der volle Skalcaibereich dividiert durch den Verstärkungsfaktor der Stufe sind, beschneidet, so daß das Ausgangssignal innerhalb des linearen Arbeitsbereiches der Verstärkerstufe bleibt, kann man einen Verstärkerkanal von η Stufen in einem linearen Bereich arbeiten lassen. Dieses kann getan werden, indem man alle Begrenzungen durch Schaltelemente zuläßt, von denen bekannt ist, daß sie sehr kurze Regeiierierzeiten haben. Auf diese Weise wird der Verstärkungsfaktor im gesaraten Signalweg nicht geändert und keine Versträkerstufe wird vorübci'gehende Verzerrungen in das System einführen.

Die Ausgänge eines Satzes von in Kaskade geschalteten Verstärkerstufen mit amplitudenbegrenzten Eingängen werden so dem Bereich des Analog-Digital-Umwandlers angepaßt, daß der maximale lineare Ausgang jedes Signalweges ein wenig größer als der volle Bereich des Einganges vom Analog-Digital-Uinwandler ist. Bleibt man mit den Ausgancswerten im Bereich zwischen einer achtel (im Fall eines Systeias mit dem Faktor 8 pro Kaskadenstufe) und der vollen Skalenbreite und schaltet den Analog-Digital-Umwandler an den Ausgang der angemessenen Verstärkerstufe an, kommt man jederzeit mit drei binären Bits (entsprechend l8 db) der vollen Skalenbreite des Analog-Digital -Umwandler s aus und kann die Eingangsspannung exakt abschnittsweise von einem NuI1durchgengspunkt des Eingangssignal s zum nächsten messen. Das einzige Erfordernis dabei ist, -, .-;:·/ - 43 -

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daß die in Kaskade geschalteten Pr-äzisionsverstärkerstuf en automatisch und mit hoher Geschwindigkeit schalten kann. Es ist nicht erforderlich, irie in üblichen binären Verstärkersystemen, die Abtastwerte früherer Amplituden aufzubewahren. Hier ist jede spezielle Amplitude völlig unabhängig vonsämtlich en vorangegangenen. Dieses ist gleichbedeutend damit, wenn man mit einem Analog-Digital-Umwandler mit 36 binären Bits die augenblickliche Geophonspannung abtastet und zu allen Zeitpunkten mit einer garantierten Genauigkeit von 11 Bits digitalisiert. Da die gespeicherte Geophonspannung in For::¹, einer "Flotating Point "-Zahl fixiert ist, was ideal für die Eingabe in digitale Computer ist, vrird dieses Verstärkersystei." als '"Floating Poiiif-Verstärkersystem bezeichnet werden.

Das oben offenbarte Signalverarbeitungssystem ist ein Mittel zur Umwandlung eines Analogsignals in digitale Wörter, die in einem solchen Format gespeichert werden können, in dem jedes digitale Uort eine Anzahl von binären Bit-Positionen auf einem magnetischen Speichermittel, z.B. einem Magnetband, besetzt. Jedes derartige digitale Wort wird in der Floating-Po int -Form gespeichert. Durch diese Art der Speicherung der Signal informationen ermöglicht dieses System eine große Anpassungsfähigkeit an die Aufgabe sowie eine leichte Handhabung von Signalen mit großen Unterschieden in ihren Werten, wobei gleichzeitig eine hohe Genauigkeit erreicht wird. (Vgl. "Digital Computer Primer" von E. Ii. IlcCormick, 1959» 1-IcGraw-Ilill Book Co., Seiten 152 und folgende.)

In der illustrierten Ausführungsform repräsentiert die auf Magnetband gespeicherte digitale Floatiiig-Point-Zahl die augenblickliche seismische Spannungsamblitude, wie sie in das Verstärkersystem, vom angeschlossenen Geophon kommend, ein-' tritt.

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Das digitale Floating-Point-Wort besteht aus Mantisse und Exponent und hat folgende Form:

Q = - χ b~ ' (Gleichung l)

Darin ist Q die absolute Größe der Amplitude des Eingangssignals, wie es in einen Kanal eingegeben wird, der eine Anzahl von Verstärkerstufen in Kaskadenschaltung aufweist, b ist der Verstärkungsfaktor einer einzelnen Verstärkerstufe. χ ist die Mantisse, die die Ausgangsamplitude einar einzelnen, durch den Signalabtastteil in oben beschriebener Weise ausgewählten Verstärkerstufe repräsentiert. Der Exponent k ist die Nettozahl der Verstärkerstufen, durch die das Eingangssignal durchgeleitet wird, bevor es den durch die Abtastschaltung ausgewählten Ausgang erreicht.

In der bevorzugten Ausführungsform hat jede der in Kaskade geschalteten Verstärkerstufen den Verstärkungsfaktor 8, d.h.:

Q = ί χ 8~^k (Gleichung 2)

Um das digitale Floating-Point-Wort der Gleichung 2 mit einer Genauigkeit von beispielsweise lA Bits zu speichern, sind l8 Bit-Positionen erforderlich. Die Mantisse χ wird in binärer Form dargestellt und erfordert Ik Bits. 3 Bits sind für den Exponenten k erforderlich und 1 Bit für das Vorzeichen.

Die hier offenbarten Verstärkersysteme tasten nicht durch Zeitmittelung ab. Hier wird das Eingangssignal in aufeinanderfolgenden Zeitpunkten abgetastet. Die an den entsprechenden Ausgängen der Verstärkerstufen erscheinenden Signale werden derart weitergeleitet, daß der im Floating-Point-Wort gespeicherte Wert des Exponenten k für jeden einzelnen Abtastwert unabhängig hergeleitet wird, d.h. der gespeicherte Exponent k ist unabhängig vom Exponenten eines vorangegangenen oder,nachfolgenden Wortes.

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Vorteilhaft erfolgt das Abtasten beim hier offenbarten Verstärker syst em im wesentlichen in aufeinanderfolgenden Zeitpunkten ohne Zeitmittelung, und zwar in einer Weise, bei der der Verstärkun^sbereich während des Durchleitens des Signals durch den Vei"stärker geändert werden kann. Charakteristisch für den Verstärker ist somit ein Arbeitszyklus, während dein der optimale Gesamtverstärkungsfaktor ermittelt, eingestellt, während des Durchleitens des Signals durch das Verstärkersystera bis zu dessen Ausgang aufrechterhalten wird und während eines Haltezeitintervalls aufrechterhalten wird, das mindestens so lang ist, daß der Analog-Digital-Umwandler die Umwandlung in digitale Form vornehmen kann. Der Arbeitszyklus wird innerhalb eines Signalzyklus abgeschlossen, während dem ein dem Eingang des Verstärkersystems zugeführtes Signal zwecks Umwandlung in ein entsprechendes digitales Signal, das beispielsweise auf einem Magnetband gespeichert werden kann, durchgeleitet wird.

Es wird hier gemeint, daß das Haitezeitintervall für den auserwählten, vom Comparator bestimmten Verstärkungsgrad so lang sein soll, daß der Analog-Digital-Umwandler die geeignete Umwandlung in digitale Form vornehmen kann. Damit soll aber nicht gesagt werden, daß es unbedingt erforderlich ist - für die meisten Fälle ist es nicht erforderlich - daß das genannte Haltezeitintervall während der gesaraten Periode fortge setzt wird, die der Analog-Digital-Umwandler benötigt, um eine derartige Umwandlung zu vollenden. Es wird darauf hingewiesen, daß in einem typischen Analog-Digital-Umwandler geeignete Abtast- und Halt«Stromkreise enthalten sind, welche ein Analog-Signal, das in digitale Form umgewandelt werden soll, abtasten und halten. Beispielsweise enthalten Analog-Digital -Umwandler geeignete innere Kurzzeit-Gedächtnis-Schaltungen oder auch Signal-Versetz-Schaltungen, die es dem Analog-Digital-Umwandler ermöglichen, ein Analog-Signal in die digitale Form umzuwandeln, ohne daß unbedingt das betreffende Signal für* di.e ganze dafür benötigte Zeitdauer gehalten oder beobachtet zu werden braucht. Die vorbeetimmte Hai-

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tezeit für den aus erwähl ten Verstärkungsgrad, die äer Umwandler für die Durchführung seiner Abtast- und Haltefunktion benötigt, enthält also nicht unbedingt die gesamte Zeit, die der Analog-Digital-Umwandler für die Vollendung der tatsächlichen Analog-Digital-Unwandlung braucht.

In der hier beschriebenen speziellen Ausführungsform mit 5 Stufen pro Kanal liegt im Falle von 32 Kanälen das Zeitintervall, das ein Kanal für das Aufnehmen eines Abtastreertes vom Analog-Signal braucht, bei 31»25 Mikrosek, Damit benötigt das gesamte 32-Kanal-System für einea gesamten Abtast-Vorgang, bei dem pro Kanal ein Abtastwert aufgenommen wird, ein Intervall, daß bei einer Millisek. liegt. Der Comparator benötigt zum Durchtesten eines einzelnen der fünf möglichen, über die Schalter E - E führenden Signalwege zwecks Ermittlung des optimalen Gesamtverstärkungsfaktors je 2 Mikrosek. Das bedeutet, daß die Ermittlung des optimalen Gesamtverstärkungsfaktors durch den Comparator 0 bzw. 2 bzw. k bzw. 6 bzw. φ Mikrosek. benötigt, je nach dem, ob der Durchtestprozeß mit dem Durchtesten des über E bzw. E₀ bzw. E₀ bzw. E. bzw. E_ führenden Signalweges beendet ist. Um das Signal in die Abtast- und Halteschaltung des Analog-Digital-Umwandlers einzugeben, werden 5 Mikrosek. benötigt. Diese 5 Mikrosek. können zu den eben genannten, vom Komparator benötigten 0-8 Mikrosek. hinzu, so daß in einer Aus führung s form mit 5 Stufen pro Kanal, die Halteperiode 5-13 Mikrosek. dauern kann. In der illustrierten Ausführungsform kann die Halteperiode auch die vom Comparator nicht benötigte, d.h. überschüssige Zeit enthalten. Somit können insgesamt 15 Mikrosek. von ά9η zur Verfügung stehenden 31»25 Mikrosek. abgehen, wobei 10 Mikrosek. vom Comparator benötigt werden und 5 Mikrosek. für die Eingabe des Signals in die Abtast- und Halteschaltung des Analog-Digital-Umwandlers,

Damit in dem hier offenbarten Verstärker syst ent das gespeicherte Floating-Point-Wort eine exakte Darstellung de« abso-

..w*'«"- 001827/1*1? ■

luten Wertes des Eingangssignals Q ist, ist es vorteilhaft, daß sämtliche, in Kaskade geschaltete Verstärkerstufen einschließlich der Eingangsverstärkerstuf.e A und den darauffolgenden Stufen B bis B. eine geraeinsame Yerstärkungsbasis B haben, so daß die Exponenten einer jeden einzelnen Verstärkerstufe algebraisch sum gespeicherten, Exponentenwert k
addiert werden können. Für die illustrierte Ausführungsfora bedeutet dieses, ca" der für ein spezielles Signal gespeicherte liert dee Disponenten, k die Suinue atis den Exponenten für die Stufe A plus den Exponenten der darauffolgenden Kaskadenstufe, wie sie durch die S ehalt er st el lung en der Schaltnetzwerke E
bis E bestirai-rfc werden, ist. ™

Da erfindungsgemäS konstruierte Verstärkersysteme ein Ausgangssignal in der Floating-Point-Fora liefern, daß den absoluten Wert des Eingangssignals wiedergibt, ergibt sich eine größere Anpassungsfähigkeit in der TJe it er verwendung und der Speicherung der Ausgangssignale.

Einige der sich durch das Speichern seismischer Signale in

digitaler Foru ergebende Vorteile sind beschrieben in "Tools For Tomorrows Geophysics" von Hilton B. Dobrin und Stanley

II. 17ard (Geophysical Prospecting, Band 10, Seiten 433 bis

452, 1962). (

Hinsichtlich des Gebrauchs von Arbeitsverstärkern in oben beschriebenen Datenverarbeitungssysterien wird hingewiesen auf "Handbook of Operational Amplifier Applications, Burr-Brown Research Corp., Tucson Arizona, I963)·

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Claims (16)

1. — »ο —

   Patent ansprüche

   ί Iy Vorrichtung zur Umsetzung von Geophonsignalen mit breitem Lautstärkebereich auf breitem Frequenzband in speicherbare, insbesondere auf Magnetband speicherbgtre Digit al signale, die mehrere Kanäle zum Anschließen mehrerer Geophone besitzt, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Kanal eine Eingangselektronik (A), an deren Ausgang angeschlossene in Kaskade geschaltete Verstärker stufen (B,,, Bp...B_m), eine an den Ausgang der letzten Verstärkerstufe (B) angeschlossene, ein Aktivfilter mit einer Hochfrequenz-Roll-Off-Charakteristik enthaltende und zum Eingang der ersten Verstärkerstufe (Β,,) geführte Rückkopplung, an den Ausgang der Eingangselektronik (A) und an die Ausgänge der Verstärkerstufen (B,*,Bp...B) angeschlossene elektronische Schalter (E^. ,Ep... E_./i) aufweist, deren Ausgänge kanalweise zum jeweiligen Kanalsausgang zusammengeschlossen sind, wobei die einzelnen Kanalausgänge über eine Vereinigungsschaltung an einen allen Kanälen gemeinsamen Ausgang angeschlossen sind und wobei an den gemeinsamen Ausgang eine die speicherbaren Digital-

   / signale prodzierende Schaltung (AD) und eine Komparatorschaltung (H,I,G) zum Vergleichen der aus dem gemeinsamen Ausgang austretenden Spannungssignale mit einer Bezugsspannung angeschlossen sind, wobei an Ausgänge der Komparatorschaltung (H,I,G) eine Kontrollschaltung (J bzw. J') angeschlossen ist, die ihrerseits Eingänge zum Aufnehmen von von den Eingangselektroniken (A) und der die speicherbaren Digitalsignale produzierenden Schaltung (AD) ausgehenden Kontrollsignale und Ausgänge zum Ausgeben von Steuersignalen (S^, So-o.S >|) an die elektronischen Schalter (E^ ,Eg.. »E_m+1>( und Informativsignalen (K^,K₂...) an die die speicherbaren

   Digitalsignale prodzierende Schaltung (AD) aufweist und wobei letztere Schaltung (AD) mit einem Ausgang zum Ausgeben der speicherbaren Digitalsignale versehen ist.

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2. 2. Vorrichtung nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Verdaigungsschaltung eine impedanzumformende Verstärkerstufe (F) ist, an deren Eingang sämtliche Kanalausgänge angeschlossen sind und deren Ausgang der genannte, allen Kanälen gemeinsame Ausgang ist.
3. 3. Vorrichtung nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Vereinigungsschaltung ein Kanalmultiplexer (KM) ist, an dessen Eingänge sämtliche Kanalausgänge über impedanzumformende Verstärker stuf en (F) angeschlossen sind, und dessen Ausgang der genannte, allen Kanälen gemeinsame Ausgang ist, an den die genannte Schaltung " (AD) und über die genannte Komparatorschaltung (A,I,G) die genannte Kontrollschaltung (J bzw. J¹) angeschlossen sind.
4. 4. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine impedanzumformende Verstärkerstufe (F) im wesentlichen aus einem nicht invertierenden Impedanzumformer (IT) mit dem Verstärkungsfaktor 1 besteht, wobei dasBen Eingangsimpedanz größenordnungsmäßig das 10 -fache seiner Ausgangsimpedanz beträgt und minde-

   stens das 10-fache des Widerstandes, den die elektronischen Schalter (E^ ,Eg...E_m ^) in "ein"-Stellung aufweisen.
5. 5. Vorrichtung nach Anspruch 2» dadurch gekennzeichnet, daß eine an den Ausgang der impedanzumformenden Verstärkerstufe (F) angeschlossene Komparatorschaltung (H,I,G) mit einer Kontrollschaltung (J) gekoppelt ist, die die Schalterserien (E^,Bg...E ^) der einzelnen. Kanäle in zeitlicher Aufeinanderfolge steuert und somit einen MuMplexer darstellt.

   BAD ORIGlNAt

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6. 6. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangselektronik (A) einen Eingangsabschwächer (EA) und einen Verstärker (A.*) mit einstellbarem Abschwächungs- bzw. Verstärkungsfaktor sowie eine Verstärkungskontrolle (SV) aur Einstellung eines den zu erwartenden Geophonsignalen angepaßten Faktorrenthält, sowie eine logische Schaltung (G-L), die dem eingestellten Paktor entsprechende Signale (Y^ ,Xp...) der Kontrollschaltung (J bzw. J^r) zuleitet.
7. 7. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Eingangselektronik (A) und den Verstärkerstufen (B,,, Bp... B) Begrenzungsschaltungen (CL , Cp. ...C) und zwischen den Ausgängen (B_x. ,Bp...B) einerseits und den Eingängen der elektronischen Schalter (E^,Ep... E_m+/j) andererseits Bandbreitenvorrichtungen (D.*,Dp...D ^) liegen.
8. 8. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Eiickkopplung an die erste Verstärker stufe (B/j) geführt ist, indem sie mit dem freien Ende des enterdeten Widerstandes (Hp), dessen anderes Ende an den negativen Eingang des Arbeitsverstärkers angeschlossen ist,verbunden ist.
9. 9. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Rückkopplung an die erste Verstärkerstufe (B^) geführt ist, indem sie an einen Eingang einer zusätzlichen Verstärkerstufe (P) geführt ist, deren anderer Eingang mit dem Ausgang der Eingangselektronik (A) und deren Ausgang mit den Eingängen sowohl der Begrenzungsschaltung (C^i) als auch der Bandbreitenvorrichtung (D^) verbunden ist.

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10. 10. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Yerstärkerstufe (B^₁B₂...B_m) einen Gleichstromverstärkungs-Faktor und einen Wechselstromverstärkungsfaktor größer als 1 hat, wobei dieser Faktor für Gleichstrom und Wechselstrom im wesentlichen gleich ist und für jede Verstärkerstufe (Β^,Βρ...B_m) gleich ist.
11. 11. Vorrichtung nach Anspruch 1-10, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselstrom-Verstärkungsfaktor des aus allen Verstärkerstufen (B^,Bg...B_m) und der Rückkopplung einschließlich des Aktivfilters (0) bestehenden Systems größer als 1 und der Gleichstromverstärkungsfaktor + | ulüses Systems gleich 1 ist.
12. 12. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronischen Schalter (Ey₁, Eo-. · E .) im wesentlichen aus je einem Festkörperschalter (LL) und je einer Steuerschaltung (SD) bestehen, deren Eingänge mittels Signalleitungen (S^, ^"""^m+'P ⁸^ ^^e kontrollschaltung (J bzw. J¹) angeschlossen sind.
13. 13. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Komparatorschaltung (H,I,G) aus zwei mit dem genannten gemeinsamen Ausgang verbundenen Entscheidung svorrichtungen (H,I) und einer die Bezugsspannung " liefernden Gleichstromquelle (G) besteht, deren positiver Pol mit der einen Entscheidungsvorrichtung (H) und deren negativer Pol mit der anderen Entscheidungsvorrichtung (I) verbunden ist, wobei die Entscheidungsvorrichtungen (H,I) so dimensioniert sind, daß die mit dem positiven Pol verbundene Entscheidungsvorrichtung (H) ein Signal eines gewissen ersten Wertes ausgibt, wenn das vom gemeinsamen Ausgang eintreffende Signal oberhalb der positiven Bezugsspannung liegt, sonst ein Signal eines gewissen zweiten Wertes und daß die mit dem negativen Pol verbundene Entscheidungsvorrichtung (I) ein Signal des gewissen ersten Wertes ausgibt, wenn das vom gemeinsamen Ausgang eintreffende Signal

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    unterhalt) der negativen Bezugs spannung liegt, sonst ein Signal des gewissen zweiten Wertes.
14. 14·. Vorrichtung nach Anspruch 5,und Anspruch 1$, d a d u r ch gekenn aeichnet, daß die Kontrollschaltung (J) ein Oder-Gatter (OG-) mit zwei Eingängen für die von den Entscheidungsvorrichtungen (H,I) eintreffenden Signale, das seinerseits nur Signale ausgibt, wenn die eintreffenden Signale verschiedenwertig sind, aufweist, sowie eine Bezugsuhr (OL), eine Dividier-Flip-Flop-Schaltung (FO), ein Zeitdecodierregister (ZR), eine Gedächtnisschaltung (ML), ein Und-Gatter (UG), einen Schalterzähler (SO), einen Exponentenaddierer (ES) und eine einen Multiplexer enthaltende Steuerschaltung (VM), wobei die Dividier-Flip-Flop-Schaltung (FG) Eingänge für die Aufnahme .von von der Bezugsuhr (OL) gelieferte Zeitimpulse und von von der vorgenannten Schaltung (AD) gelieferte Synchronisierimpulse sowie Ausgänge zur Ausgabe von Zählimpulsen an das Zeitdekodierregister (ZR), Ausgänge zur Ausgabe von Auslöse-, Set- und -Reset signal en an die Gedächtnisschaltung (ML) sowie einen Ausgang zur Ausgabe eines Signals zum Weiterstellen des Schalterzählers (SO) an das Und-Gatter (UG) sowie einen Ausgang zur Ausgabe eines Presetsignals an den Schalter zähler (SO) sosie einen Ausgang zur Ausgabe eines Signals an den den Exponentenaddierer (ES) aufweist, wobei die &edächtnisschaltung (ML) Eingänge für die Aufnahme der vom Oder-Gatter (OG) und dem Zeitdekodierregister (ZR) gelieferte Signale sowie einen Ausgang für die Ausgabe von Signalen go. das Und-Gatter (UG) aufweist, wobei der Schalterzähler (SO) Eingänge für die Aufnahme der vom Und-Gatter (UG) und vom Zeitdekodierregister (ZR) gelieferten Signale sowie Ausgange zur gemeinsamen Ausgabe von Signalen sowohl an den Exponentenaddierer (SS) als auch an die Steuerschaltung (VM) aufweist, wobei der Exponentenaddierer (ES) Eingänge für vom Schalterzähler (SO) und von den Eingangselektroniken (A) und vom Zeitdekodierregister (ZR) gelieferte •Signale sowie Ausgänge zur Ausgabe von Signalen an die vorgenannte» Schaltung (AB) aufweist und wobei schließlich

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    BAD ORIGINAL

    die Steuerschaltung (VM) Eingänge für die Aufnahme der vom Schalterzähler (SO) gelieferten Signale sowie Eingänge für die Aufnahme der von der vorgenannten Schaltung (AD) gelieferten Kanalnummer-Impulse sowie Ausgänge für die Ausgabe von Stffl.ersignalen (S^₁Sp...S ^) an die elektronischen Schalter (E^ ,E₂.. .E_m+X]) aufweist.
15. 15. "Vorrichtung nach Anspruch 3 und 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Kontrollschaltung (J) ein Oder-Gatter (OG) mit zwei Eingängen für die von den Entscheidungsvorrichtungen (H,I) eintreffenden Signale, das seinerseits nur Signale ausgibt, wenn die eintreffenden Signa- * Ie verschiedenwertig sind, aufweist, sowie eine Bezugsuhr (OL), eine Dividier-Flip-Flop-Schaltung (PO), ein Zeitdekodierregister (ZR), eine Gedächtnisschaltung (MD), ein Und-Gatter (UG), einen Schalterzähler (SG), einen Exponentenaddierer (ES) und eine Steuerschaltung (V), wobei die Dividier-Flip-JMqp-Schaltung (E¹C) Eingänge für die Aufnahme von von der Bezugsuhr (CL) gelieferte Zeitimpulse und von von der vorgenannten Schaltung (AD) gelieferte Synchronisierimpulse sowie Ausgänge zur Ausgabe von Zählimpulsen an das Zeitdekodierregister (ZE) aufweist, wobei das Zeitdekodierregister (ZR) Ausgänge zur Ausgabe von Auslöse-ßet- und Resetsignalen an die Gedächtnis schaltung (ML) sowie einen Ausgang zur ä

    Ausgabe eines Signals zum Veiterstellen des Schalterzählers (SC) an das Und-Gatter (UG) sowie einen Ausgang zur Ausgabe eines Resetsignals an den Schalterzähler (SG) sowie einen Ausgang zur Ausgabe eines Signals an den Exponentenaddierer (ES) aufweist,wobei die Gedächtnisschaltung (ML)Eingänge für die Aufnahme der vom Oder-Gatter (OG) und dem Zeitdekodierregister (ZR) gelieferten Signale sowie einen Ausgang für di· Auegabt von Signalen an das Und-Gatter (UG) aufweist, wobei der Schalterzähler (SO) Eingänge für die Aufaahae der vom Und-Gatter (UG) und vom Zeitdekodierregister (ZS) gelieferten Signale sowie Aasgänge zur gemeinsamen Ausgabe von Signalen sowohl 'an den Xxponentenaddierer (ES) «le auch KX die Sfceuerfchaltung (?) aufweist, wobei des

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    Exponentenaddierer (ES) Eingänge für vom Schalterzähler (SC), sowie von den Eingangselektroniken (A) und vom Zeitdekodierregister (ZR) gelieferten Signale sowie Ausgänge zur Ausgabe von Signalen an die vorgenannte Schaltung (AD) aufweist, wobei schließlich die Steuerschaltung (Y) Eingänge für die Aufnahme der vom Schalter zähl er (SC) gelieferten Signale sowie Ausgänge für die Ausgabe von Steuersignalen (S^, ,So- · S_m+*j) an die elektronischen Schalter (E,, ,E-. ..E) aufweist.
16. 16. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandbreitenvorrichtungen (D^,Dp. _O.D ^) einen Gleichstrom nicht blockierenden Eingang haben.

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