DE2043538A1 - Verstärkerschaltung fur seismische Signale - Google Patents

Description

Dr. Ct. Schupfner

c/o Deutsche Texaco AG.

4102 Homberg/lidrh.

Baumstr. 31

TEXACO DEVELOPMENT CORPORATION .135 East 42nd Street New York, N.Y. 10017 U.S.A.

Verstärkerschaltung fllr seismische Signale

Die vorliegende.Erfindung betrifft allgemein Verstärkerschaltungen mit großer Bandbreite, mit denen Signale von großem Lautstärkeumfang verstärkt werden können. Genauer betrifft die Erfindung Verstärkerschaltungen mit automatischer und extrem schneller Regulierung des Verstärkungsfaktors, mit denen Signale, wie oie bei der Auswertung seismischer Daten anfallen und die sich deshalb Über einen breiten Amplitudenbereich erstrecken, verstärkt werden können. Deshalb ist die Erfindung speziell für den Gebrauch in digitalen Speichersystemen zum Speichern seismischer Daten gedacht.

Die Entwicklung von digitalen Speichergeräten für seismische Zwecke, die einen großen Amplitudenbereich bewältigen können und für den Gebrauch im Feld geeignet sein mlissen und mit denen man seismische Daten in digitaler Form auf hochtourigen Nagnetbändern speichern kann, hat cjie Forderung nach Analogverstärkern mit besonders präzisem Verstärkungsfaktor und ge-

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ringstmb'glicher Verzerrung mit sich gebracht. Derartige Verstärker werden zwischen den Geophonen und den Analog-Digital-Umwandlern der Speichersysteme angeordnet, um die seismischen Signale auf einen Amplitudenumfang zu transformieren, der vom > Analog-Digital-Umwandler aufgenommen werden kann. So wird es ermöglicht, den vollen Amplitudenumfang, d.h. den vollen Lautstärkeumfang der seismischen Signale zu speichern. Zweckmäßig sollten solche Systeme eine große Bandbreitencharakteristik besitzen.

Da sich seismische Signale gewöhnlich über einen großen Lautstärkeurafang erstrecken, etwa über einen von der Größenordnung von 120 db, hat man diese Signale bisher oftmals komprimiert, und zwar auf 78 db, so daß sie vom Analog-Digital-Umwandler verarbeitet und auch gespeichert werden konnten. Um dieses Komprimieren durchzuführen, hat man verschiedene Vorrichtungen zum Verändern bzw. Anpassen des Verstärkungsfaktors angewendet, z.B. vorprogrammierte Verstärkungen, bei denen der Verstärkungsfaktor langsam zwischen vorgegebenen Grenzen in dem Maß variiert wird, in dem sich die durchschnittliche Amplitude des seismischen Signals verändert. Ein anderes Beispiel eines für automatische Verstärkungsfaktorregulierung typischen Systems benutzt zeitliche Mittelwerte der verstärkten seismischen Energie, um den Verstärkungsfaktor einzustellen.

In neuerer Zeit sind Verstärker entwickelt worden, bei denen der Verstärkungsfaktor stufenweise verändert wird und die auf der innerhalb eines Zeitfensters erscheinenden Signalamplitude basieren. Ein Typ eines Verstärkersystems mit stufenweiser Faktorveränderung ist allgemein als Binärfaktorverstärker bekannt, wie er z.B. in den USA-Patenten 3 308 392 (McCarter) und 3 315 233 (Hibbard et al) beschrieben ist. Verstärkersysteme mit stufenweiser Faktorveränderung sind ferner In den USA-Patenten 2 967 292 (Eisner), 3 241 100 (Loofbourrow) und 3 264 (Loofbourrow) beschrieben.

Die vorliegende Erfindung betrifft prinzipiell Verbesserungen der Bandbreitenoharakteristik von fcaskadenverstärkeraohaltungen.

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Die Erfindung betrifft speziell derartige Verbesserungen an Verstärkersystemen mit automatischer stufenweiser Faktorregulierung, mit denen man einen großen Lautstärke- bzw. Amplitudenümfang beherrschen kann, bei denen der Verstärkungsfaktor automatisch angepaßt wird und die von der Art sind, wie sie in der USA-Patentanmeldung für "Amplifier System" unter dem Aktenzeichen 786 569 am 24. Dezember 1968 im Hamen von Donald L. Howlett angemeldet worden ist. Ein wesentliches Ziel .der vorliegenden Anmeldung besteht darin, ein derartiges Verstärkersystem zu bieten, das automatisch und sehr präzise den optimalen Verstärkungsfaktor einstellt, der sich aus der momentanen Eingangsamplitude zum Zeitpunkt des Beginns der Analog-Digital-Umwandlung ergibt, wobei das System eine verbesserte Bandbrei- * tencharakteristik mit einem über weiten Frequenzbereich, der sich bis zum Gleichstrom erstreckt, im wesentlichen konstant bleibenden Verstärkungsfaktor aufweist.

Die vorliegende Erfindung bietet eine Easkadenverstärkerschaltung, die mehrere Ausgänge mit verschiedenen VersSrkungsfaktoren besitzt, wobei die Ausgänge an bestimmte Stufen angeschlossen sind und bei der Mittel für eine Ausweitung der Bandbreite vorgesehen sind. Diese Mittel sind eine Gleichstromkoppelung zwischen aufeinanderfolgenden Easkadenstufen, eine Rlickkoppelung des Ausgangs der letzten Easkadenstufe mit dem Eingang der ersten Kaskadenstufe zusammen mit einer in bestimm- i ten Takt arbeitenden Zerhackerschaltung. Mittels der Zerhackerschaltung werden Eingangssignale und Rückkoppelung alternierend in Gegenphase zueinander unterbrochen. Die Erfindung bietet speziell ein Verstärkersystem für großen Amplitudenumfang mit extrem schneller automatischer Verstärkungsfaktorregulierung das eine Easkadenverstärkerschaltung aufweist, die aus einer Anzahl gleichstromgekoppelter Verstärkerstfen besteht und mit einer RUckkoppelungsschleife vom Ausgang der letzten Verstärkerstufe zum Eingang der ersten Verstärkerstufe ausgerüstet ist und Vorrichtungen besitzt, um den Ausgang an die einzelnen aufeinanderfolgenden Easkadenstufen zu legen und somit eine Anzahl von bestimmten sich progressiv verändernden Verstärkungsfaktoren am Ausgang zu erzielen. Vorteilhafterweise wird in

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die Rückkoppelung ein Filter mit einer Hochfrequenz-ämpfung und einem Verstärkungsfaktor von mindestens Eins geschaltet. Es sind Mittel vorgesehen, um während aufeinanderfolgender Abfragezeitintervalle von einem auf den nächstfolgenden Verstär- * kungsfaktor umzuschalten. Während eines Abfragezeitintervalls wird das Signal durch die Schaltung über eine gewisse Anzahl von Kaskadenstufen hindurchgeleitet und einer allen Kaskadenstufen gemeinsamen Ausgangsschaltung zugeführt. Letztere enthält Mittel, um das hindurchgeleitete Signal mit einer vorgegebenen Bezugsspannung zu vergleichen und, sofern es in einer bestimmten Beziehung zu dieser steht, den gerade eingeschalteten Verstärkungsfaktor für die Dauer eines Haltezeitintervalls aufrechtzuerhalten. Das. Haltezeitintervall ist beträchtlich langer als das Abfragezeitintervall.

Die in bestimmtem Takt arbeitende Zerhackerschaltung für das alternierende Abschalten des eingehenden Signals und der Rlickkoppelung ist mit dem Schalten der Verstärkungsfaktoren synchronisiert, so daß die Abfragezeitintervalle und Haltezeitintervalle dann auftreten, wenn das Eingangssignal an die Kaskadenstufen angeschlossen wird.

In einer bevorzugten Ausführungsform enthalten die Mittel für das Einrichten der genannten progressiv veränderlichen Verstärkungsfaktoren Vorrichtungen, um wahlweise die entsprechenden Ausgänge der einzelnen Kaskadenstufen während der Abfragezeitintervalle an die gmeinsame Ausgangsschaltung anzuschließen. Die Mittel für das Aufrechterhalten eines bestimmten Verstärkungsfaktors während des Haltezeitintervalles enthalten Vorrichtungen, um den Anschluß einer bestimmten Kaskadenstufe an die ©neinsame Ausgangsschaltung aufrechtzuerhalten.

Vorteilhaft ist gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung die gemeinsame Ausgangsschaltung über einen AnaIog-Digital-Umwandler an eine digitale Speichervorrichtung angeschlossen, mit der sowohl die Information über den Digitalwert des augenblicklich am gemeinsamen Ausgang auftretenden Signals als auch der Wert des Faktors, mit dem dns Signal verstärkt

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worden Ist, gespeichert werden, wobei letzterer Faktor derjenige ist, der während des Haltezeitintervalls, währenddessen das Signal dem gemeinsamen Ausgang zugeleitet wurde, . aufrechterhalten worden ist.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Anzahl von Verotärkersystemen mit der genannten Verstärkungsfaktorregulierung vorgesehen, sowie ein Multiplexer, um die jeweiligen Ausgänge der einzelnen Verstärkersysteme in zeitlicher Versetzung an den Analog-Digital-Urawandler anzuschließen.

In einer bevorzugten AusfUhrungsform ist das Verstärkersystem für großen Amplitudenumfang Bestandteil eines seismischen Datenverarbeitungssystenis einschließlich der Vorrichtunge, mit denen die seismischen Informationen dem Eingang den Verstärkersystemo zugeleitet werden.

In einer bevorzugten AusfUhrungsform werden das RUckkoppelungssignal und daa eingehende Signal einer Verstärkerstufe mit dem Faktor 2 zugeführt, wobei eine geeignete Schaltung zur Abschwächung des jeweiligen Signals um den Faktor 1/2 vorgesehen ist, do daß die Stufe einen Nettofaktor "eins" hat.

Vorteilhafterweise enthält die RUckkoppelungsschaltung einen Aktivfilter mit einem Faktor von mindestens "eins" und einer Hochfrequenzdämpfungs-Charakteristik.

Die Ziele und Vorteile der Erfindung können in der nachfolgenden detaillierten Beschreibung besser erläutert und herausgehoben werden anhand der Zeichnungen, die folgendes bedeuten:

Pig. 1a ist ein Schaltbild, teilweise in Blockform, das ein Belarainches JJatenverarbeitungsoyatem zeigt, in dem eine Anzahl von erfindungsgemäßen Verstärkersystemen fUr großen Amplitudenumfang mit automatischer extrem schneller Veratärkungsfaktorregulierung vorhanden ist.

Fig. 1b ist ein achematischea Schaltbild, teilweise in Block-

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form, d&s eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung illustriert, die in einem seismischen Datenverarbeitungssystem wie dem der Pig. 1a enthalten ist.

Fig. 1c ist ein. schematischen Schaltbild, teilweise in Block- * form, das Einzelheiten eines Teils des Systems der Figuren 1a und 1b darstellt, speziell den in den Figuren 1a und 1b als Element J bezeichneten Teil.

Fig. 2a ist ein schematisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das eine andere Form eines seismischen Datenverarbeitungssystems darstellt, in dem eine Anzahl erfindungsgemäßer Verstärkersysteme enthalten ist.

Fig. 2b ist ein schematisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das eine andere Ausführungsform der Erfindung darstellt, die in einem seismischen Datenverarbeitungssysteni gleich dem der Fig. 2a enthalten ist.

Fig. 2c ist ein scheraatisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das Einzelheiten eines Teils der Systeme der Figuren 2a und 2b zeigt, speziell den in den Figuren 2a und 2b als Element J' bezeichneten Teil.

Fig. 3 ist ein schematisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das Einzelheiten des in den Systemen der Figuren 1a, 1b, 2a und 2b als Detail A identifizierten Teile zeigt.

Fig. 4 ist ein schematisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das Einzelheiten des in den Systemen der Figuren 1a, 1b, 2a und 2b als Detail B identifizierten Teils zeigt.

Fig. 4 ist ein Diagramm, das die charakteristische Frequenz-•lnabhänglßkeit der Ln den Figuren 1a, Ib, 2a und 2c gezeigten, " die RUckkoppelung, das Detail O und die Zerhackerschaltung enthaltenden Kaskadenschaltung zeigt.

Fig. 5 ist ein Bchematisches Schaltbild, das Einzelheiten des

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in den Systemen der Figuren 1a, 1b, 2a und 2b als Detail G identifizierten Teils zeigt.

Fig. 6 ist ein schematisches Schaltbild, teilweise in Block- _Λ form, das Einzelheiten des in den Systemen der Figuren 1a, 1b, 2a und 2b als Detail D identifizierten Teile zeigt.

Fig. 6a ist ein schematisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das eine alternative und bevorzugte Form des in den Systemen der Figuren 1a, 1b, 2a und 2b als Detail D identifizierten Teils zeigt, welches in der Fig. 6a als Detail D^f bezeichnet ist.

Fig. 7 ist ein schematisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das Einzelheiten des in den Systemen der Figuren 1a, 1b, 2a und 2 b als Detail E identifizierten Teils zeigt.

Fig. 8 ist ein schematisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das Einzelheiten des in den Figuren 1a, 1b, 1c, 2a, 2b und 2c als Detail F identifizierten Teils zeigt.

Fig. 9 ist ein Diagramm der Signalamplitude nach der Verstärkung, das das charakteristische Verhalten eines Beispiels eines erfindungsgemäßen Verstärker sy sterne illusirLert.

Fig. 10 ist ein schematisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das Einzelheiten der in den Systemen da? Figuren 1a, 1b, 2a und 2b als Detail O und in den Systemen der Figuren 1a und 2a als Detail B^¹ gezeigten Teile darstellt, wobei Detail 0 die Details M und N enthält.

Fig. 11 ist ein Diagramm, dessen gestrichelte Linie mögliche Kippfehler demonstriert, die an den Ausgängen der Kaskadenstufen auftreten können, wenn diese nicht die erfindungsgemäßen Gleichstromkoppelungen und die erfindungsgemäße RUckkoppelung aufweisen. Die ausgezogene Linie der Fig. 11 demonstriert demgegenüber das Verhalten des Ausgangs bei erfindungsgemäß ausgerüsteter Schaltung.

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Pig. 12 ist ein Diagramm, das das charakteristische Verhalten der als Detail O identifizierten Rückkoppelungsstufe, die als Teil einer illustrierten AusfUhrungsform der Erfindung vorgesehen ist, darstellt.

Fig. 13 ist ein schematisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das Einzelheiten des in den Systemen der Figuren 1b und 2b als Detail P identifizierten Teils darstellt. __ -

Fig. 14 ist ein schematisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das eine alternative Form des Details O der Figuren 1a_T 1b, 2a und 2b darstellt, die in der Fig. 14 als Detail O¹ bezeichnet ist.

Fig. 15a ist ein schematisches Schaltbild, das Einzelheiten des in den Systemen der Figuren 1a, 1b, 2a und 2b als Detail Q ("SPDT Input Chopper Sw") identifizierten Teils zeigt.

Fig. 15b ist ein schematisches Schaltbild, das Einzelheiten des in den Systemen der Figuren 1a, 1b, 2a und 2b als Detail Q¹ ("SPST Feedback Chopper Sw") identifizierten Teils zeigt.

Fig. 16 ist ein Diagramm, das das zeitliche Auftreten der Synchronisier ("sync") -Impulse und der Verstärkungsfaktorregulier-Schaltimpulse in Relation zum Auftreten der erfindungsgemäßen Eingangs- und RUckkoppelungszerhackerschaltfunktion zeigt.

Die Systeme der Figuren 1a und 1b sind im wesentlichen identisch und unterscheiden sich lediglich in der Schaltanordnung der Rückführung der das Detail 0 enthaltenden Rückkoppelung zum Eingang der Kaskadenschaltung. In Fig. 1a ist die RUckkoppelung an den Eingang der ersten Kaskadenstufe B₁· angeschlossen, weiche gemäß Fig. 10 modifiziert ist, so daß das RUckkoppelungssignal an einem Ende des Widerstandes Rg eintritt. Hierin liegt der Unterschied gegenüber der anderen als Detail B bezeichneten Kaskadenstufe, bei der das entsprechende Ende des Widerstandes Rg direkt an die gemeinsame Erde angeschlossen ist. Demgegen-

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Über i3t die das Detail O enthaltende RUckkoppelung im System der Fig. 1b an den Eingang der ersten Kaskadenstufe B^ über eine zwischen geschaltete zusätzliche Stufe P angeschlossen, die in Fig. 13 dargestellt ist und unten beschrieben werden wird.

Der Unberschied zwischen den Systemen der Figuren 2a und 2b ist ähnlich dem soeben beschriebenen Unterschied zwischen den Systemen der Figuren 1a und 1b. "

Es ist in der Seismik eine übliche Praxis, eine Anzahl von Geophonen in verschiedenen Abständen von einer am sogenannten Schußpunkt angeordneten Quelle seismischer Energie anzuordnen, ' a um die akustische Energie anzuzeigen, die von der Quelle aus über ver3ciiedene Wege zu den Geophonen gelangt, wobei die benötigten Zeitintervalle gemessen werdan. Die von den einzelnen Geophonen eintreffenden Signale werden in Form einer Kurvenschar entlang einer Zeitachse aufgezeichnet. In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung werden die Signale der einzelnen Geophone jedoch in zugeordneten Kanälen verstärkt und nach Umwandlung von der analogen in die digitale Form auf Magnetbändern gespeichert. Derartige auf Band gespeicherte Signale können im Bedarfsfall reproduziert, in die analoge Form zurUckverwandelt und in Form von Kurven gespeichert werden. Von größerer Wichtigkeit ist jedoch die Tatsache, daß derartige digital gespeicherte Signale modernen Datenverarbeitungstechniken unterzogen wer- ' den können, in denen digitale Hochleistungskoraputer und ähnliche Einrichtungen benutzt werden.

Dao hier offenbarte Verstärkersystem bietet den weiteren Vorteil daß ein Ausganga-Signal geliefert wird, das in der sogenannten "Fließpunkf-Form gespeichert werden kann, d.h. in Form eines aus Mantisse und Exponent bestehenden digitalen Wortes, wie ea Im folgenden genauer beschrieben werden wird und weiches sehr exakt den absoluten Werf des zugehörigen EingangB-iJignala repräsentiert. Beim Speichern derartiger Fließpunk t-iUgna Ie auf Magnetband ist es möglich, nicht nur die relativen sondern auch die absoluten Werte der verstärkten

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Signale zu konservieren.

In Fig. 1a ist ein seismisches Datenverarbeitungs- und Speichersystem dargestellt, das eine Anzahl von Geophonen g^, ^* ·· S_n aufweist, womit das Vorhandensein einer in der Technik üblichen Anzahl, z.B. 12, 24 oder irgendeiner anderen Anzahl solcher akustisch-elektrischer Ühertragungsinstrumente gemeint ist. Jedes der dargestellten Geophone kann seinerseits in der Praxis aus einer Gruppe individueller Geophone bestehen, die'zwecks Lieferung eines gemeinsamen Geophonsignals innerhalb jeder Gruppe zusammengeschlossen sind.

In Pig. 1a sind die Geophone g₁, g₂, ... S_n ^an die Eingangsschaltungen, der zugeordneten Kanäle 1, 2 ... η angeschlossen. Diese Signalkanäle sind untereinander identisch und ihre untereinander korrespondierenden Elemente sind mit gleichen Bezugszeichen, Nummern oder Buchstaben bezeichnet. Während in den Figuren jeweils drei Kanäle dargestellt sind, soll betont werden, daß η eine beliebige Zahl repräsentieren kann. In den meisten Fällen enthalten seismische Datenverarbeitungssysteme des hier beschriebenen Typs 12, 24 oder eine größere Anzahl von Kanälen.

Jeder der Kanäle 1 bis η enthält eineAnzahl Verstärkerstufen A und B^ bis B., die untereinander in Kaskade geschaltet, dLrekt raineinander gekoppelt, d.h. gleichstromgekoppelt sind. Für jede Kaskade ist eine allen Kaokadenstufen gemeinsame Ausgangsschaltung vorgesehen. Ferner sind Mittel vorgesehen, um wahlweise eine einzelne Kaskadenstufe zur Zeit mit ihrem Ausgang an die gemeinsame Ausgangsschaltung anzuschließen, sofern das Auogangssignal dieser Kaskadenotufe beim unten beschriebenen "Abfragen" in einer bestimmten Beziehung zu einer vorgegebenen Bezugsspannung steht. Weiterhin vorgesehen ist eine RUckkoppelungsschaltung, die das innerhalb des gestrichelten Rahmens gezeichnete, als Detail 0 bezeichnete Teil enthält und vom Ausgang der letzten Kuakadenstufe B, zum Eingang der ersten Kaskadenatufe R^¹ führt. DLe Schaltungseinzelheiten und Funktionen der RUokkoppelung werden später unter Bezugnahme auf die Flg.

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10, die die Details O und B..¹ zeigt, erläutert werden.

Es sind Mittel vorgesehen, die eine Eingangszerhackerschaltung und eine Rückkoppelungszerhaekerschaltung enthalten, um alternierend das Eingangssignal und die Rückkoppelung in Gegenphase von der Kaskadenschaltung zu trennen, und zwar in einer unten genauer beschriebenen Weise. Die Taktzeiten sind in Pig. 16 dargestellt, die das Arbeitsschema der Zerhackerschalter in zeitlicher Relation zum Signal-Abfrage-Takt und zum Synchronisier-O'syncOSignal veranschaulicht.

Es ist dargestellt, daß jeder der Verstärkerkanäle 1 bis η in einem seismischen Datenverarbeitungs- und Speichersystem · * mit seinem jeweiligen· Ausgang an einen Multiplexer angeschlossen ist, mit dem die von den Geophonen g^ bis g_Q angelieferten Signale zeitlich versetzt, d.h. zeitlich nacheinander einem Analog-Digital-Umwandler und diesem nachgeschalteten, nicht dargestellten digitalen Bandspeichern zugeleitet werden.

Aus dem Teil der Pig. 1a, der den Kanal 1 enthält, erkennt man, daß der Ausgang des Geophone g.. an die Eingangsschaltung des ■ Kanals 1, die schematisch als Block A dargestell^und in Pig. 3 genauer gezeigt ist, angeschlossen ist. Der Block A enthält seinerseits eine geeignete Eingangsschaltung, wie einen Eingangstransformator, ferner einen Präzisionsvorverstärker, seismische Filter, einen "High Line"-Ausgleich, soiEtige seismische f Filter sowie logische Gatter, um den Schalter für den Eingangsabschwächer und die Verstärkerstufe A₁ zu prüfen und ein Binärsignal zu erzeugen, das den GesamtverStärkungsfaktor des Details A repräsentiert. Die Kombination aus Eingangsabschwächer und Präzisionsvorverstärker im Detail A wird normalerweise von Hand justiert, um dem Detail A einen Gesamtverstärkungsfaktor zu verleihen, wie er durch die Arbeitsweise des Systems in einer unten beschriebenen Weise vorbeetimmt wird. In einer bevorzugten Aueführungsform ist der Verstärkungsfaktor des Details A gleich

b. , so daß der Exponent k zu dem Exponenten des durch die folgenden Kanalstufen bestimmten Verstärkungsfaktors addiert bzw. von diesem subtrahiert werden kann; Eine Ausführungsform dieses

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Systems benutzt den Wert k gleich Eins (k = 1 und b =8). Es ist dargestellt, daß der Ausgang der Eingangsschaltung A des Kanals 1 über einen zeitselektiven Schalter ("I)PST Input Chopper Sw") direkt an den Eingang der ersten einer Reihe von in Kaskade geschalteten Präzision3verstärkerstufen B angeschlossen ist. Jede dieser Stufen B₁ bis B. ist in Figur 4 als Detail B genauer illustriert. (Es wird darauf hingewiesen, daß die erste Kaskadenstufe Bj¹ der Figuren 1a und 1b so geschaltet ist, wie es aus Fig. 10 hervorgeht.) Die Stufe B bietet sowohl We_chselstroraverstärkung als auch Gleichstroraverstärkung mit einem als Potenz dargestellten bestimmten Verstärkungsfaktor mit einem bestimmten Basiswert b zum Exponenten k. Z.B. ist in einer Ausfiüirungsform b = 8 und k = 1,000 , so daß sowohl für Wechselstromver-Stärkung als auch für Gleichstromverstärkung der Faktor b = 8,000 gilt. Jede der Verstärkerötufen B₁ bis B. ist eine nicht invertierende Breitbandverstärkerstufe, deren Verstärkungsfaktor durch Präsisionswiderstände in der Rückkoppelungsschleife in unten beschriebener Weise festgesetzt wird.

Jede der Stufen B₁ bis B- ist mit ihrem Eingang an das ihr zugeordnete Exemplar der konstanten Spannungsquellen C₁ bis C. angeschlossen. Jede cLfeser Spannungsquellen C₁ bis C. bietet sowohl positive als auch negative Gleichstrombezugsspannungen und enthält auch geeignete Vorrichtungen, wie/sie aus der Elektronik bekannt sind, um den Eingang für die nachgeschaltete Verstärkerstufe zu begrenzen und Überspannungen und Verzerrungen in letzterer zu vermeiden. Die konstanten Spannungsquellen C₁ bis C. sind in ihren Einzelheiten unten beschrieben. Es soll bemerkt werden, daß trotz der den Verstärkerstufen vorgeschalteten konstanten Spannungsquellen deren Funktion, wie etwa der Schutz der Verstärkerstufen vor Überlastung, auch durch geeignete Konstruktion der Verstärkerstufen an sich erfüllt wer- „ den kann.

Die als D₁ bis Dc bezeichneten und in Fig. 6 als Detail D genauer illustrierten Blöcke sind Bandbreitenbestimmungsvorrichtungen, im folgenden kurz als Bandbreitenvorrichtungen bezeichnet. Sie sind an den Ausgang des Blockes A und an die Ausgänge

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der Stufen B₁ bis B. angeschlossen. Diese Bandbreitenvorrichtungen D enthalten eine Phasenkompensation, eine Verstärkungsfaktor-Eichvorrichtung mit der entweder eine Abschwächung oder eine Verstärkung feineingestellt werden kann, aowie einen Im_t pedanswandler. In einer AusfUhrungsform des erfindungsgemäßen Verstärkersystems kann jede der Bandbreitenvorrichtungen D mit Mitteln zum Entfernen der Gleichstromkomponente aus dem Signal ausgerüstet sein. Jede der Bandbreitenvorrichtungen D enthält auch Schaltelemente, die als Isolierstufen fungieren und die Ausgänge der Verstärkerstufen B von den Signaleingängen der elektronischen Schalter E (die schematisch als Blöcke E^ bis Ec dargestellt sind) separieren. Jede der Bandbreitenvorrichtungen D.. bis Dr- ist mit ihrem Ausgang an das zugeordnete Exemplar der elektronischen Schalter E₁ bis E₁- angeschlossen.

Jede Bandbreitenvorrichtung enthält auch Mittel, um sie dem entsprechenden Gleich3tromniveau des allen elektronischen Schaltern E geraeinsamen Ausgangs F anzupassen.

Die Kaskadenschaltung eines jeden Kanals enthält verschiedene Signalwege. Der kürzeste Signalweg führt von der Eingangsschaltung A über den elektronischen Schalter E. zum allen elektronischen Schaltern E gemeinsamen Ausgang F. Der längste Signalweg führt von der Eingangsschaltung A über den elektronischen Schalter E^ zu dem allen elektronischen Schaltern E₁ bis E^ gemeinsamen Ausgang F. Die Bandbreitenvorrichtungen D enthalten Mittel, um die Bandbreiten der verschieden langen Signalwege anzupassen, so daß die Bandbreiten dieser verschiedenen Signalwege gleich sind. Vorzugsweise entsprechen die Bandbreiten der verschiedenen Signalwege der des längsten Signalweges, nämlich desjenigen, der über die letzte Kaskndenotufe einschließlich des Blocks B. führt und über den elektronischen Schalter Er, wie in den Figuren 1a, 1b, 2a und 2b dargestellt.

Die Bandbreitonvorrichtungen D enthalten auch Mittel für die Phaocnaripassunft der verschiedenen SignaLwege, so daß die Phaoen der vernchiedenen Signnlwcge mit der do» Uingnten Signalwegea analog der obenbonchrlf-benen Welae llbere inst Immen. PJa ooll hier

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bemerkt werden, daß bei Benutzung linearer Schaltelemente eine Phasenanpassung der verschiedenen Signalwege auch deren Bandbreitenanpassung ergibt.

Die Bandbreitenvorrichtungen D wirken auch als Isolierstufen, die Schaltstöße der zugeordneten elektronischen Schalter E von den Eingängen der nächstfolgenden Kaskadenstufen mit den Blöcken B fernhalten.

Hier muß bemerkt werden, daß in den abgebildeten AusfUhrungsformen die letzte Bandbreitenvorrichtung Dc, die zwischen dem Ausgang der letzten Kaskadenstufe B. und dem letzten Schalter E(- liegt, hinsichtlich des Zurückhaltens von Schaltstößen bedeutungslos ist, da keine weitere Kaskadenstufe folgt, von der etwas zurückgehalten werden mUßte. Auch hinsichtlich des Bandbreitenund Phasenausgleichs ist die letzte Bandbreitenvorrichtung D₁- im Zusammenhang mit dem offenbarten Verstärkersystem unwesentlich, weil die vorhergehenden kürzeren Signalwege dem längsten Signalweg angepaßt werden können.

Dennoch ist der Schaltungsteil mit der letzten Bandbreitenvorrichtung nützlich, da er in den abgebildeten AusfUhrungsformen ein Mittel darstellt, um die verschiedenen Verstärkerstufenausgänge dem Gleichstromniveau des allen Schaltern E gemeinsamen Ausgangs anzupassen. Vorzugsweise für diesen Zweck ist Dc vorgesehen. Obgleich die obige Diskussion das in Fig. 6 dargestellte Detail D betrifft, ist zu bemerken, daß sich gemäß bevorzugter AusfUhrungsformen der Erfindung, die verbesserte Bandbreitencharakteristiken bietet, wesentliche Vorteile durch die Benutzung der in Fig. 6a als Detail D¹ bezeichneten Schaltung anstelle des Details D erzielen lassen.

Das in Fig. 6a dargestellte Detail D' enthält einen nichtphaseninvertierenden Arbeitsverstärker, welcher normalerweise offenen Eingang hat und Gleichstrom nicht blockiert. Somit handelt es sich hier um eLnen direkt gekoppelten Gleichstromverstärker, der sich vom DtHaLl D der Flg. 6 unterscheidet, weil Detail D einen Eingangakondensator Gg besitzt, der Gleichstrora-blockierend wirkt. _ 15 _

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Die Benutzung der Schaltung D' nach Pig. 6a gewährleistet einen Gleichstromdurchgang für jeden Ausgang der aufeinanderfolgenden Stufen der Kaskadenschaltung. Dieses gewährleistet zusammen mit der das Detail O enthaltenden RUckkoppelungsschleife, daß das Verstärkersystem eine sehr weite Bandbreitencharakteristik hat, die sich herab bis zu Gleichstrom erstreckt.

Jeder der elektronischen Schalter E enthält ein oder mehrere logische Eingangsgatter, die das "ein"- oder "aus"-Schälten aufgrund von außen kommender Signale steuern, ferner eine Schaltvorrichtung, vorzugsweise in der Form eines Feldeffekttransistors (FET) und schließlich eine Steuerschaltung, die * die einkommenden "ein¹¹- und "aus"-Signale in Signale umwandelt, ■ ™ die geeignet sind, den Feldeffekttransistor zu aktivieren.

Die Ausgänge aller elektronischen Schalter E sind an den Eingang eines extrem schnellen Verstärkers und Impedanzwandlers F, der im folgenden kurz als Verstärker-Impedanzwandler F bezeichnet ist, und in Fig. 8 dargestellt ist, angeschlossen. Somit ist der Eingang des Verstärker-Impedanzwandlers F eine gemeinsame Verbindung für die Ausgänge aller elektronischen Schalter E^ bis E₅ bezüglich jedes Kanals und in den Ausführungsformen der Figuren 1a und 1b, in denen ein Verstärker-Impedanzwandler F gemeinsam für das gesamte Verstärkersystem vorgesehen ist, sind alle Kanäle an den Eingang eines Verstärker-Impedanzwandlers F { angeschlossen.

Der Verstärker-Impedanzwandler F hat eine relativ hohe Eingangsimpedanz. Sie ist vorzugsweise größenordnungsmäßig das 10-fache des "ein"-Widerstandes des Feldeffekttransistors des jeweiligen Schalters E. In einer bevorzugten AusfUhrungsform, in der eine Verstärkerstufe vom "Nachfolge¹¹ (^follower")-Typ verwendet wird, ist die Ausgangsimpedanz des Verstärker-Impedanzwandlers F praktisch Null und sein Verstärkungsfaktor normalerweise Eins.

Hier soll bemerkt werden, daß eine Kombination von irgendeiner Anzahl der vorgenannten Hochgeschwindigkeitsschaltnetzwerke,

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wie E₁ "bis Ec, mit einem einzelnen Hochgeschwindigkeitsveratärker und Impedanz-Umformer, wie Block F, in der hier offenbarten Schaltung gemeinsam mit unten beschriebenen Prüfelementen einen Hochgeschwindigkeitsmultiplexer oder Kommutator darstellt, in welchem relativ billige Schaltelemente, z.B. Feldeffekt-Transistoren mit nicht präzisem "ein"-Widerstand benutzt werden können, wobei ein wesentlicher Vorteil darin besteht, daß die Schalter ersetzt werden können, ohne daß die Verstärkerwege neu kalibriert zu werden brauchen.

Der Ausgang des Blocks F ist mit den Eingängen von zwei digitalen Entscheidungsvorrichtungen gekoppelt, die schematisch als Blöcke H und I dargestellt sind. Sie haben die Funktion, zu entscheiden, ob die Ausgangsamplitude des Verstärker-Irapedahz-Umformers F entweder die positive (Vorrichtung H) oder die negative (Vorrichtung I) Bezugsspannung (+ V oder -V) überschreitet. Die Quelle für die Bezugsspannung ist schematisch als Block 6 dargestellt.

Die digitalenEntscheidungsvorrichtungen H und I sind an sich bekannte Schaltungen des Typs, der im allgemeinen klassifi-.ziert ist als "Voltage-Comperators" wie sie beispielsweise auf den Seiten 45 und 46 in "Handbook of Operational Amplifier Applications", published by Burr-Brown Research Corporation, Tucson, Arizona, 1963, beschrieben sind. Die Vorrichtung G ist eine bekannte Schaltung desjenigen Typs, den man auf Seite 49 der eben zitierten Referenz findet.

Die Bezugsspannungoquelle G ist eine Präzisionsspannung mit zwei Ausgängen, von denen der eine eine positive Spannung gibt, die an die Vorrichtung H angelegt ist und der andere eine negative Spannung liefert, die an die Vorrichtung I angelegt ist. Beide Bezugsspannungen der Quelle G, sowohl die positive als auch die negative, sind vorgegeben. Sobald das Ausgangssignal des Blocks F eine der vorgegebenen Bezugsspannungen überschreitet, entweder die positive oder die negative, wird ein Vergleichssignal durch die Entscheidungsvorrichtung H bzw. I ausgelöst und an ein digitales Kontroll-

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und Multiplexnetzwerk, das schematisch als Block J gekennzeichnet ist, weitergeleitet. Block J ist ausfuhrlich in Figur 1a als Detail J dargestellt. Block J seinerseits kontrolliert den Kontrolleingang des entsprechenden elektronischen Hochgeschwindigkeitsschaltnetzwerkes, nämlich, des entsprechenden Details E im gesperrten oder leitenden Zustand und dann geht das zu vergleichende Signal durch, so daß der erwähnte Schalter für die Dauer eines Abtastvorganges eingeschaltet bleibt, damit die Analog-zu-Digital-Abtast-und -Halteoperaticm in einer unten beschriebenen Weise vonstatten gehen kann.

Das digitale Kontroll- und Multiplexnetzwerk J funktioniert als Programmierung für die Hochgeschwindigkeitsschalter E₁ " λ bis Ef. Da3 Netzwerk reugiert auf ein Synchronisiersignal, das heißt auf einen "Sync"- oder ¹¹Go"-Impuls, das über den "Sync"-Eingangskanal von einer geeigneten digitalen Uhr hergeleitet wird. Beispielsweise kann der "sync"-Impuls vom Analog-Digital-Urawandler kommen. Als Reaktion auf solch einen "sync"- oder "go"-Impuls schaltet das Programmierungsnetzwerk J in zeitlicher Folge die aufeinanderfolgenden Hochgeschwindigkeitsschalter E₁ bis Ec. Das System kann so eingerichtet sein, daß e3 die Schalter entweder abwärts oder aufwärts in der Folge kontrolliert, z.B. von E₁ bis E,- oder von E,- bis E₁. Die bevorzugte Art der Arbeitsweise wird später diskutiert werden. Nehmen wir an, daß das System so programmiert ist, daß es die jeweiligen Schalter E₁ bis E^ z.B. des Kanals 1 kontrolliert ' und danach die Kanäle 2 bis η durchgeht. Im Verlaufe des Kontrollierens des Kanals 1 wollen wir annehmen, daß der Schalter E₁ eingeschaltet ist, infolge der Wirkung des Kontrollsignals S₁ vom digitalen Kontrollnetzwerk J, welches seinerseits auf einen "oync"- oder "go"-Impuls vom Analog-Digital-Umwandler- und Kontrollogikblock AD reagiert hat. In diesem Augenblick wird ein in den Eingang dop Geophons g₁ eingegangenes Signal durch die Eingangs-Elektronik A geleitet, von dort durch die BandbreitenbestJmmungBvorrichtung D₁ , dann weiter durch daa eingeschaltete Schaltnetzwerk E₁ zum gemeinoamen Ausgang, der den VeratärkerimpedanztranBformator P enthält, welcher seinerseits ein Signal, gleichzeitig an die digitalen Entscheidungsvorrich-

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tungen H und I abgibt, welche das eingegangene Signal mit der positiven und negativen Bezugsspannung + V und - V vergleichen, die von der Präzisionsspannungsquelle G geliefert wird. Wenn das eingegangene Signal in seiner Amplitude entweder die positive an H anliegende Bezugsspannung oder die negative an I anliegende Bezuggspannung überschreitet, wird das Durchtesten, das durch das digitale Kontrollnetzwerk J gesteuert wird, gestoppt, womit das Schaltnetzwerk E, während des restlichen Zyklus eingeschaltet gehalten wird, so daß das Ausgangssignal durch den Block F zum Analog-Digital-Umwandler und zur digitalen Kontrollogik geleitet werden kann, deren Arbeitsweise noch genauer erläutert werden wird.

Jetzt soll noch einmal zur Arbeitsweise des digitalen Kontrollnetzwerkes oder Programmierers J zurückgekehrt werden. Im Gegensatz zur oben beschriebenen Situation soll jetzt angenommen werden, daß das Schaltnetzwerk E. momentan eingeschaltet ist, als Reaktion auf ein Signal von dem digitalen Netzwerk J und daß der Ausgang des Verstärkerirapedanztransformator3 F weder die positive noch die negative Bezugsspannung, die von der Quelle G geliefert wird, überschreitet. In diesem Fall wird das digitale Netzwerk J den Schalter E^ ausschalten und den nächsten darauffolgenden Schalter E₂ einschalten. Das Signal, das zu dem zweiten Schalter Ep geleitet worden ist, wird dann in der gleichen Weise getestet werden, wie das Signal, das durch den ersten Schalter E^ gegangen ist. So werden die gleichen Vergleiche mit der positiven und negativen Bezugsspannung angestellt werden, um zu bestimmen, ob der Programmierer J dem zweiten Schalter E₂ in eingeschalteter Stellung halten soll oder nicht oder ob durch den ganzen Zyklus das Testen hindurch fortgesetzt werden soll, bis ein Signal durch einen von den Schaltern E^ bis Er angeliefert wird, das die positive oder negative Bezugaspannung Überschreitet. Für den Fall, daß diese Bedingungen durch den ganzen Zyklus hindurch nicht erfüllt werden, daß also das Kontrollnetzwerk J die Schalter E^ bis E,-kurzzeifcig vorübergehend einschaltet, ohne daß ein Signal an H oder Γ, das die vorgegebenen Bezugsspannungen überschreitet, angoLiefert wird, wird der ZykLua um fünften im eingeschalteten

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Zustand befindlichen Schalter E^ gestoppt. Der Zyklus wird erneut beginnen, als Reaktion auf den nächsten "sync"- oder "go"-Impuls, der in das digitale Kontrollnetzwerk J eingeht. Gemäß einer bevorzugten AusfUhrungsform ist die für die Entscheidung über irgendeine Stellung der Schalter E^ bis E,-erforderliche Zeit ein Minimum von einer halben Mlkrosekunde.

Jedem "syncⁿ- oder "go"-Impuls, der in das digitale Kontrollnetzwerk J eingeleitet wird, ist ein zweites Signal zugeordnet, und zwar ein Kanalnummerimpuls, welcher einen Satz von Schaltern in einem speziellen der Kanäle 1 bis η auswählt.

Das digitale Kontroll- und Multiplexnetzwerk J enthält auch den Exponentenaddierer sowie Mittel für die Zuteilung der den Exponenten entsprechenden digitalen Signale K.,, Kg, K~ zum digitalen Speicher. Diese Signale werden vom Ausgang des Kontrollnetzwerkes J zum Block AD, der den Analog-Digital-Umwandler und die Kontrollogik enthält, geleitet und von dort zur Aufzeichenvprrichtung des in der Abbildung nicht dargestellten digitalen Bandspeichers. Die digitalen Exponentensignale, K^, K₂ undK~ liefern dem Analog-Digital-Umwandler Informationen über die Größenordnung des gesamten Verstärkungsfaktors des Verstärkersystems, wie es durch den Block A gefordert worden ist. Mit anderen Worten, das von dem gemeinsamen Ausgang P zum Analog-Digital-Umwandler geleitete Signal enthält den Wert des " verstärkten Signals innerhalb eines gewissen Bereichs, nämlich die Mantisse. Die digitalen Exponentensignale geben den Exponenten des Verstärkungsfaktors, mit dem das Signal verstärkt worden ist und welcher durch die Konfiguration der Schalter E₁ bis Ec bestimmt wird, von denen nur ein einziger eingeschaltet und für das dem Analog-Digital-Umwandler zugelieferte Signal verantwortlich ist.

Es soll bemerkt werden, daß durch diese Art der Aufzeichnung auf dem Magnetband des nicht dargestellten Speichers in Form einer digitalen ^MPließpunkt"-Zahl, d.h. in der Form von Mantisse und Exponent, es ermöglicht wird, die absolute Amplitude des seismischen Signals, wie es vom jeweiligen Geophon erzeugt

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wird, zu fixieren.

Es wird darauf hingewiesen, daß der Analog-Digital-Umwandler einen Abtast- und Haltestromkreis enthält und auch eine Quelle * für echte Zeitimpulse. Der Abtast- und Haltestromkreis garantiert einen hinreichenden Zeitraum für das Abtasten des angelieferten Signals und für dessen Analog-Digital-Umwandlung zum Zwecke der Speicherung in digitaler Form auf einen, geeigneten nicht dargestellten Speicher, der an den Ausgang des Analog-Digital-Umwandlers angeschlossen ist. Der Speicher kann irgendeine geeignete Vorrichtung, etwa ein digitaler Bandspeicher sein.

Die Arbeitsweise des digitalen Kontroll- und Multiplexnetzwerkes J kann besser anhand der Figur 1a verstanden werden, in der die das Netzwerk J bildenden Elemente innerhalb des gestrichelt gezeichneten Rahmens enthalten sind. Eines dieser Elemente ist ein "ausschließlich oder"-Gatter OG, an das die Ausgänge der zwei digitalen Entscheidungsvorrichtungen H und I angeschlossen 3ind. Das "ausschließlich oder"-Gatter OG ist eine an sich bekannte Schaltung, die nur dann ein Ausgangssignal abgibt, wenn die beiden Eingangssignale digital voneinander verschieden Bind. Ein vom "ausschließlich oder"-Gatter OG ausgehendes Signal, das einer Kombination aus der Entscheidungsvorrichtung H und der Entscheidungsvorrichtung I entspricht ,wird einem als "Auslösung 1" bezeichneten ersten Eingang einer Amplitudengedächtnislogik MI zugeführt, welche eine an sich bekannte Schaltung ist, die im wesentlichen aus Flip-Flops bestehen. Die Amplitudengedächtnislogik ML enthält noch einen zweiten als "Auslösung 2" bezeichneten Eingang, dem ein Zeitsignal vom ersten Ausgang eines Zeitdekodierregisters ZR zugeführt wird, welches eine übliche Schaltang für Binär-Dezimal-Umwandlungen ist, wie sie zum Beispiel in "Digital-Computer Primer¹' von E.M. McCormick beschrieben wird, speziell dort auf Seite 135 (published by McGraw-Hill Book Company, Inc», Hew York, 1959). Das Zeitdekodierregister ZR besitzt auch einen zweiten und dritten Ausgang, aus denen "Set"« im J ⁿ Re set''''- -Signale dem zweiten und dritten Eingang der Acp⁵ itu.den.7edachtnl3log.ik KL zugeführt werden. Das

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Zeitdekodierregister ZR wird programmiert von Signalen, die aus einem "teile durch 32"-Flip-Flop-Zähler FC kommen, welcher mit seinem ersten Eingang an eine Quelle CL für Zeitimpulse mit konstanter Frequenz angeschlossen ist, die in der Abbildung beispielsweise als eine 1,024 MHz-Uhr dargestellt ist. Der "teile durch 32"-Flip-Flop-Zähler ist ebenfalls eine an sich bekannte Schaltung für die Lieferung von 32 möglichen Zeitimpulsen. In der illustrierten AusfUhrungsform ist es nämlich erwünscht, einen Arbeitszyklus von nominell 31 MikrοSekunden zu haben, und die Möglichkeit zu haben, Impulse auszuwählen, die innerhalb von Intervallen mit einer nominellen Dauer von 1 Mikrosekunde liegen. Der "teile durch 32"-Flip-Flop-Zähler enthält eine nicht dargestellte "reset"-Schaltung und einen · g zweiten Eingang für die Aufnahme von "reset"-Signalen von einer Quelle für "go"- oder "sync"-Impulse, welche wie in Figur 1 dargestellt, durch den Block AD, der den Analog-Digital-Umwandler und die Kontrollogik enthält, gegeben ist.

Die Amplitudengedächtnislogik ML ist mit ihrem Ausgang an den ersten Eingang 1' eines "und"-Gatters TJG angeschlossen. Der zweite Eingang 2¹ dieses "und"-Gatters UG ist an einen Ausgang des Zeltdekodierregisters ZR angeschlossen, durch den ein ^ilAdvance-Switch-Counter"-Signal geführt wird. Das "und"-Gatter UG kann eine an sich bekannte Schaltung sein, die nur dann anspricht, wenn gleichzeitig zwei geeignete Signale durch ihre Eingänge 1¹ und 2^f eingehen und dann ein Auagangssignal liefert, I welches dem Eingang 1^I! eines Schalterzählers SC zugeführt wird. Der Schalterzähler SC ist eine.an sich bekannte Schaltung, die im wesentlichen aus einer Vielzahl von Flip-Flops in Kaskadenschaltung besteht. Der Eingang 2'· des Schalterzählers ist mit einem vierten Ausgang dee Zeitdekodierregisters ZR verbunden und erhält von diesem ein Voratell-Slgnal.

Der Schalterzähler SC enthält eine Vielzahl von Ausgängen, von denen drei zeichnerisch dargestellt sind, für die Zuleitung von die Exponenten darstellenden Signalen X^, X₂ und X, zu den entsprechenden Eingängen des Exponentenaddierers ES, Der Exponentenaddierer ES enthält darüberhinaue eine Vielzahl

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von zusätzlichen Eingängen, von denen drei zeichnerisch dargestellt und mit Y₁, Y₀ und Y, bezeichnet sind, für die Aufnähme von Binär-Signalen von Block A, die der Gesamtverstärkung entsprechen. Der Exponentenaddierer ES enthält seinerseits eine Vielzahl von Ausgängen, von denen drei zeichnerisch dargestellt und mit K₁, K₂ und K, bezeichnet sind. Diese Ausgänge sind identisch mit den Ausgängen der Figur 1, die dort von dem Netzwerk J ausgehen und in Figur 1 ebenfallls mit K₁, K₂ und K, bezeichnet sind. Der Exponentenaddierer ES ist eine an sich bekannte Vorrichtung, die aus einer Vielzahl von Flip-Flops besteht und aus "Und"- sowie "Ode^-Gattern. Seine Funktion besteht in der Addition und Speicherung der durch die Eingänge eingehenden Signale, sobald das "Addierexponenten'^LSignal gegeben wird.

Die dem Exponenten entsprechenden Signale X-, X₂ und X, werden vom Zählerschalter SC, wie in Figur 1a dargestellt, den entsprechenden Eingängen einer Verstärkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung VM zugeleitet. Die Verstärkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung VM besitzt 5 mal η Ausgänge, die mit 1-S₁ bis 1-Sc sowie 2-S₁ bis 2-S,- usw. und schließlich mit n-S.. bis n-S,- bezeichnet sind. Die aus diesen Ausgängen ausgehenden Signale werden, wie in den Figuren 1a und 1b dargestellt ist, den Schaltern E₁ bis E,- des ersten Kanales sowie den Schaltern E₁ bis E^ des zweiten Kanals usw. und schließlich den Schaltern E₁ bis E,- des η-ten Kanals zugeführt. Die letztgenannten Signale steuern oder programmieren die Schalternetzwerke E₁ bis E^.

Die Verstärkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung VM enthält ferner eine Vielzahl von Eingängen für daa Empfangen von Kanalnummersignalen, die vom Block AD geliefert .werden, wie es in den Figuren 1a und 1b dargestellt ist. Die Aufgabe der Kanalnummersignale besteht darin, die Funktion der Veratärkersohaltloglk- und Multiplexvorrichtung VM derart zuzuordnen oder zu synchronisieren, daß die Kanalprogrammlersignale in der gewünschten Reihenfolge auftreten. Die Veratärkereehaltlogik- und Multiplexvorrichtung VM iat eine übliche Sohaltung

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für' die Binär-Digital-Umwandlung.

Im Apparat der Figuren 1a und 1b einschließlich des Details J der Fig. 1c wird das Multiplexen der elektronischen Schalter E₁ bis Ec durch Mittel ausgeführt, die in der Verstärkerschaltlogik bestehen. Letztere steuert die Reihenfolge, in der die Signale S₁ bis Sc angewendet werden, die ihrerseits die Schalter E.. bis E_c für alle Kanäle 1 bis η schalten.

Die Verstärkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung ist so programmiert, daß sie in zeitlicher Folge die Schalter E₁ bis Ec des ersten Kanals durchgeht, darauf die des zweiten Kanals j

und so fort bis zu den Schaltern E,, bis E_c des η-ten Kanals. '

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Es ist aber auch möglich, daß die numerische Reihenfolge der Kanäle eine andere ist. Auf jeden Fall wird die Kanalreihenfolge durch die Kanalnummersignale bestimmt , die der digitalen Kontroll- und Multiplexerschaltung J zugeleitet werden, welche ihrerseits durch die vom Analog-Digital-Umwandler und der digitalen Kontroll-Logik (vgl. Figuren 1a und 1b) ausgegeben werden. , ;

Die Verstärkerschaltlogik enthält auch Mittel für die Ausgabe der Signale an die SPDT-Elngangs- und SPST-RUckkoppelungs-Zerhackerschaltungen, die in den Figuren 1a, 1b, 2a und 2b dargestellt sind. Die Takteinteilung dieser Kontrollsignale wird | genauer unten beschrieben und in Fig. 16 illustriert.

Die vorangegangene Beahreibung ,der Figur 1a gilt auch für die Figur 1b bis auf die das Element O enthaltende RUckkoppelung.

Im System der Figur 1 ist eine negative Rtickkoppelung durch die das Element O (Aktivfilter) enthaltende RUckkoppelungsschleife, die an den Eingang der ersten Kaskadenstufe B₁ ¹ angeschlossen ist, gegeben. Letztere ist eine Modifikation der anderen Kaekadenstufen der Figur 1a, nämlich der in Figur 4 dargestellten Stufen B₂ bis B.. Aus Figur 10 erkannt man, daß die modifizierte Kaskadenstufe B₁' identisch mit den anderen Kaskadenstufen ist bis auf die Tatsache, daß der Endpol des

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Widerstandes R₂ an den Ausgang der RUckkoppelungsschleife angeschlossen ist, nämlich an den Ausgang der Filterschaltung 0, statt wie die anderen Kaskadenstufen in der in Figur 4 dargestellten Weise geerdet zu sein.

Das Element 0 der Rückkoppelungsschleife enthält einenAktivfilter mit einer Hochfrequenz-Rollcharakteristik und einem charakteristischen Faktor von mindestens 1. In der dargestellten Ausführungsform hat die Filterschaltung des Elements 0 den Faktor 1, wie es sich durch das in Figur 10 dargestellte Koppeln des Ausgangs des Arbeitsverstärkers mit seinem negativen Eingang ergibt.

Wie aus Figur 10 ersichtlich, enthält da3 Element 0 derRUckko'ppelungsschleife ein Teilst Uck N, das ein Netzwerk von Wi rl erständen und Kondensatoren ist, deren Werte so ausgewählt sind, daß sich die gewünschte Frequenzcharakteristik des Elements ergibt. Ferner ist eine aktive Stufe zu erkennen, die einen Arbeitsverstärker enthält, bei dem die vorgenannte RUckkoppelungsschleife von seinem Ausgang zu seinem negativen Eingang geleitet ist, damit der Faktor 1 für das aktive Filter des Elementes 0 erzielt wird. Die Schaltung 0 hat mindestens den Faktor 1 und in der dargestellten Ausführungsform ist der Faktor +1. Es wird daraufhingewiesen, daß ein negativer Faktor von mindestens -1 gewählt werden kann. In diesem Fall ist es notwendig, die RUckkoppelung zum Eingang der Kaskadenschaltung zu leiten, damit eine exakte Phasenbeziehung zwischen dem Eingang der RUckkoppelung und dem Eingangssignal gewährleistet wird.

Eine weitere AusfUhrungsform des RUckkoppelungsfilters ist als Detail O¹ in Fig. 14 dargestellt. Dieses Filter ist im wesentlichen dasselbe wie das Detail 0 der Fig. 10, mit Ausnahme der Modifikation des Details M zwecks. Erreichung eines Verstärkungsfaktors größer als Eins. In Fig. 14 ist die Modifikation als Detail M' bezeichnet und man erkennt, daß zusatz-" liehe Widerstände R.j und R^g in der Schaltung des Arbeitsverstärkers vorgesehen sind, um den Verstärkungsfaktor einstellen zu können. Er wird nämlich durch das Verhältnis der Werte

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der Widerstände R^ und R^₈ zueinander bestimmt. In Pig. 14 liegt Ruη zwischen der negativen Klemme des Arbeitsverstärkers und der Erde während R^q direkt zwischen die Ausgangsklemme und die negative Klemme des Arbeitsverstärkers geschaltet ist. Da die DetaÜ3 derartiger Arbeitsverstärkerscbaltungen in der Elektronik allgemein bekannt sind, erübrigt sich eine weitere Erläuterung.

Die RUckkoppelungsschleife einschließlich des aktiven"Filters 0 bzv/. O¹ arbeitet mit der Eingangszerhackerschaltung und mit der Rückkoppelungszerhackerschaltung zusammen, um die Ableitung eines RUckkoppelungsdrift-Korrektursignals zu ermöglichen. Hierzu wird der Ausgang der Kaskadenschaltung während derjeni- ' J gen Zeitintervalle abgetastet, während denen das Eingangssignal durch Öffnen de3 Eingangszerhackerschalters und Erden der Eingangsklemme der ersten Kaskadenstufe abgetrennt ist. Durch diese Maßnahmen wird die Kaskadenverstärkerschaltung von eingehenden Signalen völlig frei gehalten mit dem Resultat, daß der Ausgang der letzten Kaskadenstufe nur entsprechend innerer Verstärkervariationen variiert, z.B. bei merkbarer Verstärkerdrift. Durch Schließen des Rückkoppelungszerhackerschalters während dieser signalfreien, in folgendem "Stabilisierintervallc" genannten Intervalle kan ein Driftsignal von der Kaskadenveratäterschaltung abgeleitet und dem Eingang des RUckkoppelungnaktivfilters 0 oder O¹ zugeleitet werden, um diese Drift μ durch negative RUckkoppelung zu korrigieren. Dieses Drlftsignal ist ein Maß für die Drift oder andere Verstärkervariationen, das frei vom Einfluß des Eingangssignals ist. Das Driftsignal wird im Rtickkoppelungsfilter gespeichert, wie es durch dessen Zeitkon3tante bestimmt wird, und dann in den Eingang der Kaskadenschaltung eingeführt, wo es als RUckkoppelungsdrift-Korrektursignal während des nächsten Meßintervalls des Verstär kersystems, während der Eingangszerhaokerschalter geschlossen und der Kaskadeneingang von der Erde getrennt ist, dient. Der genaue Arbeitszyklus wird im einzelnen weiter unten beschrieben.

Die in den Figuren 1b und 2b dargestellten Systeme sind bevorzugte Systeme der in den Figuren 1a und 2a dargestellten Syste-

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me. In «en Figuren 1b und 2b ist gezeigt, daß die das aktive Filter O enthaltende Rückkoppelungsschleife an den Eingang einer zusätzlichen Verstärkerstufe P. geführt wird, die zwischen dem Ausgang der Eingangselektronik A einerseits und dem Eingang der konstanten Spannungsquelle 0.. und den Bandbreiten-Bestimmungsvorrichtungen D-j bzw. D..¹ geschaltet ist. Die Einzelheiten der Schaltung P und die Art ihrer Verbindungen zu den vorgenannten benachbarten Schaltelementen ist in Figur 13 dargestellt. Aus Figur 13 erkennt man, daß die Schaltung P für eine konstante, vom Eingangssignal unabhängige Eingangsimpedanz sorgt, indem sie den Effekt der konstanten Spannungsquelle C, von der Eingangselektronik A abisoliert. In anderen Worten, die Schaltung P bietet eine niedrige Impedanz-Steuerung zur Klipperschaltung der konstanten Spannungsquelle C.. Die Stufe P enthält einen Arbeit sver star leer mit dem Faktor 2 in Kombination mit einem Netzwerk aus Widerständen zur Abschwächung des Faktors um den Faktor 1/2, so daß die Schaltung P gegenüber Signalen, die zu jedem ihrer Eingänge geliefert werden, den Netto-Faktor 1 aufweist. Sie stellt ferner einen Vereinigungspunkt dar, in dem sich die vom Element O kommende Rückkoppelung, die zum Eingang der Verstärkerkaskade geleitet wird, mit dem Signal aus der Eingangselektronik A vereinigt.

Weiterhin wird bemerkt, daß das in Figur 10 dargestellte Schaltelement 0 eine im wesentlichen 100 %ige negative Rückkoppelung für Gleichstrom und eine vorbestimmte, innerhalb des Paßbandes liegende Rückkoppelung für Wechselstrom darstellt. Damit wird es möglich, die Kaskadenstufen des Verstärkernetzwerkes durchgehend über Gleichstrom-Kopplungen miteinander zu verbinden und dennoch eine Gleichstromstabilität zu bewahren. Ein wichtiger Vorteil dieser Schaltung gegenüber Schaltungen ohne Gleichstromkopplung und RUokkopplungssohleife besteht darin, daß die Kaskadenstufen des Verstärkernetzwerkes Gleichstromverstärker sind. Für alle jedoch sehr kleinen Signale werden einige der Verstärkerstufen durch die Wirkung der Diodenklipperschaltung 0 gesättigt werden. Ein Wechselstromveretärker läßt derartige amplitudenbesohnittene Signale nicht durch und die Folge ist eine Verzerrung, wie sie in Figur 11 duroh die gestrichelte

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Linie X dargestellt wird, die mögliche Neigungsabweichungen zeigt. Die auegezogene Linie T illustriert die durch die vorliegende Erfindung erzielte Korrektur.

Die Reaktion der Rückkopplungsfilterstufe 0 ist in Figur 12 dargestellt und man erkennt eine Hochfrequenz-Dämpfungs-Charakteristik bei f _Λ , wie sie sieh in einer bevorzugten Ausführungs-

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form der Größenordnung von 10 ^ bis 10 Hertz zeigt. Die ausgezogene Linie in Figur 12 ist eine etwas idealisierte Kurve und die gestrichelte Linie eine typische tatsächliche Kurve für eine Ausführungsform der Schaltung 0, bei der sich eine Dämpfung bei einem Wert, der 12 db per Oktave erreicht, zeigt. ^ Die Dämpfung soll vorzugsweise mindestens 6 db pro Oktave be- ' ' tragen, jedoch weniger als 12 db pro Oktave, da eine "Klirr"-Schwingung bei 12 db pro Oktave auftreten kann. In einer bevorzugten Ausführungsform ist das Filter durch eine "Anfangs"-Dämpfung, die 12 db pro Oktave erreicht und auf 6 db pro Oktave für ungefähr das unterste Drittel seines Bereichs wechselt, charakterisiert. Diese vorteilhafte Kombination einer 12 db bis 6 db Dämpfung läßt sich erreichen durch eine genaue Vorgabe des Widerstandes R^ in Figur 12, Schaltung N, der zwischen dem Kondensator C, und der Erde liegt.

Das Rückkopplungsfilter 0 ist somit ein Niedrig-Paß mit einer Dämpfung bei niedriger Frequenz, wie es von der oben beschrie- | benen und in Figur 11 dargestellten Paßbandcharakteristik gezeigt wird.

Der SPDT-Eingangszerhackerschalter, mit dem wahlweise entweder Eingangssignale an die Kaskadenschaltung angeschlossen werden oder deren Eingangsklemme geerdet wird, ist ein konventioneller elektronischer Schalter, dessen Arbeitsweise durch elektrische Gattersignale während ausreichender Zeitintervalle in bekannter ■ Weise gesteuert wird. Eine- typische für diese Zwecke geeignete Schaltung ist der elektronische SPDT-Schalter, der in Fig. 15a ■ als Detail Q dargestellt ist und der ein bekannter Typ eines einen Feldeffekttransistor (FET) enthaltenden einpoligen elektronischen Umschalters ist. Der SPDT-Eingangszerhackerschalter kann durch Zuführen von geeigneten Signalen von der digitalen

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Kontroll- und Multiplexerschaltung gesteuert werden. Diese Signale werden nach einem Zeitschema zugeführt, so daß die Impedanz Über die jeweiligen Ausgangsklemmen derart gesteuert wird, daß die an den Eingang der Verstärkerschaltung angeschlos-

* sene zentrale Klemme entweder an die mit der Eingangselektronik A verbundene Schalterklemme oder an die geerdete Schalterklerame gelegt wird. Typische Schalter aus dieser Kategorie sind die handelsüblichen Schalter mit der Bezeichnung "Hibred Circuit Switch No. 2126-DG" von "Amelco Semi-Conductor", Mountainview,

• Kalifornien.

In Fig. 15b ist die Schaltung Q¹ abgebildet, die einen doppelpoligen elektronischen Umschalter darstellt, der als der SPST-Rückkopplungszerhackersehalter in den Systemen der Figuren 1a, 1b, 2a und 2b fungiert und auf Gattersignale von der digitalen Kontroll- und Multiplexerschaltung anspricht. Die Schaltung der Fig. 15b ist mit demjenigen Teil der Schaltung der Fig. 15a identisch, der das wahlweise Anschließen und Abtrennen des Verstärkereingangs vollzieht, d.h. wahlweise den Signalweg herstellt und unterbricht. Diejenigen Schaltungsteile der Fig. 15a, die die Verbindung mit der Erde herstellen, fehlen in der Schaltung der Fig. 15b.

Die Arbeitsweise der hier offenbarten Zerhackerstabilisierschaltung, die die Rückkopplungsschleife mit dem Detail 0 oder O¹ und die beiden Zerhackerschalter für Eingang und Rückkopplung einschließt, kann anhand der Fig. 16 besser verstanden werden. Diese Stabilisierschaltung bietet eine Korrekturspannung am Eingang der Kaskadenschaltung, um die sonst an deren Ausgang infolge der Verstärkerdrift auftretenden Schwankungen zu korrigieren. Dieses wird durch Abtasten des Ausgangs der letzten Kaskadenstufe B. durchgeführt. Das Abtasten geschieht während Zeitintervalle, in denen der. Signaleingang vom Verstärkersystem abgetrennt ist, d.h. während die Verbindung vom Vorverstärker A zur Kaskadenschaltung unterbrochen und die Verstärkereingangsklemme geerdet ist, um eine Isolation der Verstärkerschaltung zu gewährleisten. Das Abtrennnen un,d Erden wird vom SPDT-Ein-

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gangszerhackersehalter vollzogen. Während des Abtastens ist gleichzeitig der SPST-Rückkopplungszerhackerschalter geschlossen, damit ein Signalweg vom Ausgang der letzten Kaskadenstufe zum Eingang des Rückkopplungsfilters 0 bzw. O¹ existiert. Gleichstromspannungsschwankungen infolge der Verstärkerdrift, die zu unerwünschten Schwankungen am Signalausgang der Verstärkerschaltung führen würden, werden nun während des Stabi-Iisierintervalle3 dem Filter 0 zugeführt, d.h. während der Abwesenheit eines Eingangsignals, und ein im Rückkopplungsfilter gespeichertes Driftsignal ist ein Bezugssignal, das der Größe der während des Stabilisierintervalles entstehenden Drift entspricht. Dieses Driftsignal wird über die RUckkopplungsschleife dem Eingang der Kaskadenschaltung zugeführt und zwar ' f in einer geeigneten Phasenbeziehung, so daß es eine Korrekturspannung darstellt, durch die die Drift ausgeglichen wird. Wenn der SPDT-Eingangszerhackerschalter nun wieder schaltet, d.h. die Erde abtrennt und die Verbindung für das Eingangssignal wiederherstellt, wird der Verstärker Signale während des Meßintervalls verstärken und dabei gegen Drift stabilisiert sein, nämlich während der Zeit, während das Eingangssignal zwecks Auswahl de3 Verstärkungsfaktors und zwecks Durchleitens durch das Verstärkersystem zum Analog-Digital-Umwandler an die Kaskadenschaltung angeschlossen ist, d.h. während des Abfragezeitintervalls und des Haltezeitintervalls.

Der Aktivfilter der RUckkopplungsschleife besitzt eine relativ große Zeitkonstante. Dadurch i8t er imstande, eine Ladung zu speichern, die der sich am Ausgang der Kaskadenschaltung während des Stabilisierintervalls einstellenden Drift proportional ist. In der dargestellten AusfUhrungsform werden die Zeitkonstanten der Details 0 und 0' durch die Kondensatoren C. und C,- im RC-Netwerk bestirnt. Auf dem Kondensator 0. wird eine der Drift proportionale Ladung gespeichert. Somit wird also die Drift der Kaskadenschaltung abgetastet und in Form von Ladung auf den Kondensatoren C. und Ce der Filter 0 und O¹ gespeichert, während das Eingangesignal abgetrennt und der Eingang geerdet ist. Anschließend, wenn der Ruckkopplungszerhaclcerechalter in offener Position ist und das Eingangsβignal wieder an den Eingang der

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Verstärkerschaltung angeschlossen ist, wird das der Drift entsprechende und auf dem Kondensator C. gespeicherte Signal dem Verstärkereingang zugeleitet und zwar in Gegenphase mit der Drift, so daß diese effektiv im Verstärker aufgehoben wird und » ein driftfreies Ausgangssignal während der Meßintervalle vorliegt. Zusammengefaßt arbeitet die Zerhackerstabilisierung folgendermaßen. Sie tastet die Drift während eines Stabilisierintervalls in Abwesenheit eines Eingangssignals,am Ausgang der Verstärkerschaltung ab, leitet daraus ein der Drift entsprechendes Signal her, speichert dieses im Aktivfilter der Rückkopplungsschleife und führt es dem Eingang des Verstärkers wieder zu, aber in Gegenphase mit der Drift, so daß die Drift während der Meßintervalle, während denen das Signal durch das Verstärkersystem geführt wird, eliminiert ist.

In Fig. 16 ist der zeitlichejVerlauf des Auftretens der Synchronisierimpulse ("sync"-Impulse) für die Kanäle 1 und 2 sowie der Steuerimpulse S-j bis S,- für die Verstärkungsfaktorschalter des Kanals 1 während eines ganzen Abfrage- und Meßzyklus dargestellt, d.h. während eines Abfrage- und eines Haltezeitintervalls des Kanals 1. Unterhalb dieser Darstellung ist der zeitliche Verlauf de* Arbeitsweisen des SPDT-Eingangszerhackerschalters und des SPST-RUckkopplungszerhackerschalters aufgetragen. Man erkennt, daß der VerstärkereingangWährend des gesamten Meßintervalls, d.h. während des Abfrage- und Haltezeitintervalls des betreffenden Kanals an den Vorverstärker angesiilossen ist. In dem darauffolgenden Stabilisierintervall, d.h. während der SPDT-Eingangszerhackerschalter den Signaleingang abgetrennt und den Verstärkereingang geerdet hält, werden keine Messungen vom Verstärkersystern durchgeführt, d.h. es wird kein Signal vom Eingang durch das Veratärkersystern-hindurch zum Analogdigital-Umwandler übertragen.

Kurz auf den Schaltvorgang des SPDT-Eingangszerhackerschalters von Kanal 1, durch den der Signaleingang vom Verstärkereingang getrennt und dieser geerdet wird, folgt der Sohaltvorgang des SPST-RUokkopplungezerhackersohalters von Kanal 1, durch den die Rückkopplung an den Eingang des Aktivfilters angeschlossen wird.

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Der SPST-RUckkopplungszerhackerschalter von Kanal 1 schaltet dann nochmal, um die Rückkopplung wieder abzutrennen und zwar bevor das Stabilisierintervall beendet wird, d.h. bevor der SPDT-Eingangszerhackerschalter von Kanal 1 wieder schaltet und die Erde vom Verstärkereingang trennt und dessen Verbindung zum Signaleingang wieder herstellt. Obgleich die Teile der Zwangszyklen des Eingangs- und des RUckkopplungszerhackersehalters im Fall idealer Schalter gleich sein können, ist es in einer praktischen AusfUhrungsform vorteilhafter, die "Rückkopplung wegen der jedem Schaltvorgang unmittelbar folgenden Schaltstöße für langer als einen halben Arbeitszyklus abgetrennt zu " halten. Genauer gesagt, die Rückkopplung ist während eines Zeit- intervalls, dessen Beginn und Ende vollständig innerhalb des . ' ™ Stabilisierintervalls liegen, angeschlossen.

Die hier.beschriebene Schaltungskonfiguration der abtastbaren RückkopplungssQhleife und die Gleichstromkopplung der Kaskadenstuferi eleminieren die Tendenz zu Wellenformen, die dem ersten begrenzten Eingang folgen, wie es in Figur 11 dargestellt ist. Der Nettoeffekt der Anwendung der Gleichstromkopplung und der vorbeschriebenen RückkopplungsschTeife besteht darin, daß der Gleichstromdriftfehler an jedem Stufenausgang effektiv der gleiche ist, wie der Fehler jeder individuellen Stufe, wenn man sie von allen anderen Stufen abschaltet.

Es soll bemerkt werden, daß jede individuelle Kaskadenstufe denselben Verstärkungsfaktor wowohl für Wechselstrom als auch für Gleichstrom hat und daß die Verstärkerschaltung einschließlich der abtastbaren negativen Rückkopplungsschleife im wesentlichen denselben Wechselstromverstärkungsfaktor und Gesamtgleichstromverstärkungsfaktor besitzt.

Die Systeme der Figuren 2a und 2b sind andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die im allgemeinen denen der Figuren 1a und 1b gleichen, bis auf die Hilfsmittel für die Durchführung der Multiplexerfunktionen. In den AusfUhrungsformen der Figuren 2a und 2b wird das MuItipiexen durch einen ' gemeinsamen Kanal Multiplexer KM ausgeführt, wobei die Steue-

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rung von einem modifizierten digitalen Kontrollnetzwerk J¹ übernommen wird, das in Figur 2c dargestellt ist. Die Ausführung sformen der Figuren 2a und 2b unterscheiden sich in ähnlicher Weise wie die Ausführungsformen der Figuren 1a und 1b darin, daß im Fall der Figur 2a die Rückkopplung direkt an die negative Seite des Arbeitsverstärkers der Stufe B^ geführt ist, genau wie bei der Figur 1a, und wie in Figur 10 gezeigt, während im Fall der Figur 2b die Rückkopplung über eine zusätzliche Stufe P, wie sie in Figur 13 gezeigt ist, geführt wird.

Während die Ausgänge der einzelnen Kanäle 1 bis η der Ausführungsformen der Figuren 1a und 1b alle an den Eingang eines gemeinsamen Impedanzanpaßelementes F angeschlossen sind, 1st in den Ausführungsformen der Figuren 2a und 2b für jedon der Kanäle 1 bis η ein separater Impedanzumformer F vorgesehen. Die jeweiligen Ausgänge eines jeden dieser separaten Impedanzianpaßelemente F sind an die entspreilenden Eingänge des Multiplexers KM angeschlossen, dessen gemeinsamer Ausgang an die zugeordneten Eingänge der digitalen Entscheidungsvorrichtungen Hund I zwecks Vergleich mit einer Bezugsspannung (+V, -V) in der für"die AusfUhrungsformen der Figuren 1a und 1b beschrie benen Weise angeschlossen ist.

Der Multiplexer KM der Figuren 2a und 2b enthält zusätzlich noch einen Eingang für ein "sync"-Signal, der an den Ausgang des Blocks AD angeschlossen ist. Das "sync"-Signal synchronisiert die Arbeitsweise des Multiplexers KM. Dieser ordnet die von den ,Kanälen 1 bis η ankommenden Signale nach Maßgabe von Synchronisierimpulsen in eine zeitliche. Reihenfolge ein, er ver bindet die Ausgänge der einzelnen Kanäle in einer ausgewählten Reihenfolge über die digitalen Entscheidungsvorrichtung H undl mit einem modifizierten digitalen Kontrollnetzwerk J¹, dessen Details ausführlicher in der Figur 2c dargestellt sind.

Das modifizierte digitale Kontrollnetzwerk J¹ ist im wesentlichen identisch mit dem digitalen Kontroll- und Multiplexnetzwerk J der Figur 1c. Es unterscheidet sich von diesem je-

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doch in der Yerotärkerschaltlogilc, auch in der Schalt- und Kanaldekodierlogik. In dem digitalen Kontroll- und Multiplexnetzwerk J der Figuren 1a, 1b und 1c sind in der Verstärkerschaltlogik- und Multiplexvorrichtung VM Mittel für die Aus- * führung der Multiplexer-Funktion nach Maßgabe der vom Block AD eintreffenden Signale vorgesehen. In dem modifizierten digitalen Kontrollnetzv/erk J¹ der Figur 2c ist demgegenüber keine solche Vorrichtung für das Multiplexen vorgesehen. Hier wird das Multiplexen von einem separaten Multiplexer, wie e3 in den Figuren 2a und 2b gezeichnet ist, vorgenommen.

In dem System der Figuren 2a, 2b und 2c enthält die Verstär- | kerrichaltloßik lediglich Eingang zum Empfangen der SchaltzUhler signal ο X.., X2 und X.,, außerdem ist sie mit nur einmal fünf "/usgängen, die S^ bis S_r bezeichnet sind, ausgerüstet. Jeder dieser Ausgänge ist an die entsprechenden Elemente E₁ bis E_F aller Kanäle gemeinsam angeschlossen, wie es in den Figuren 2a und 2b dargestellt ist. Dieses in anderen Worten: In dor AusfUhrungoform der Figuren 2a und 2b mit dem in Figur 2c dargonteilten modifizierten Netzwerk J¹ werden die gleich bezifferten Elemente E.. bis E,- sämtlicher Kanäle von 1 bis η gleichzeitig geschaltet durch ein Schaltsignal, das von dem modifizierten Netzwerk J¹ kommt. Beispielsweise schaltet ein Schaltsignal S₁ gleichzeitig die Schaltnetzwer- j ke E₁ sämtlicher Kanäle 1 bis n. Ein Schaltsignal Sg schaltet gleichzeitig sämtliche Schaltnetzwerke Ep der Kanäle 1 bis η usw. .

Der Multiplexer KM der Figuren 2a und 2b teilt jeweils selektiv nur einen einzigen Kanal zur Zeit, den digitalen Entscheidungnvorrichtungen II und I und gleichzeitig dem Analog-Digital -Umwand ler im Block AD zu. D.h., der Multiplexer KM läßt Signale selektiv passieren, die vom Kanal 1 kommen, während der vollständigen Zeitperiode, in der das digitale Kontrollnetzwerk J' die Signale S₁ bis S^ durchprüft, um den Kanalecbaltzyklua vom Schallnetzwerk E₁ bie zum Schaltnetzwerk Ec durchzuprüfen. Danach unterbricht der Multiplexer KH seinen

Eingang für den Kanal 1 , um JSeit für dio Abtaat- und Halte-

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operation in dem Block AD zu reservieren und läßt selektiv das Signal des Kanals 2 zu den digitalen Entscheidungsvorrichtungen H und I und zum Block AD für ein Zeitintervall passieren, daß wieder ausreichend ist, um dem digitalen Kontrollnetzwerk J' das Durchprüfen des ganzen Zyklus der Sehalt~ signale S₁ "bis S^ und damit der Schaltnetzwerke E.. bis E₁-deo Kanals 2 zu ermöglichen, danach wird wieder Zeit für die Abtast- und Halteoperationen gewährt. In gleicher Weise läßt der Multiplexer KM selektiv alle aufeinander folgenden "Kanäle passieren, bis durch zum Kanal n. Jeder Kanal wird dabei von dem Multiplexer im wesentlichen nur für das Zeitintervall offengehalten, da3 erforderlich ist, damit das digitale Kontrollnetzwerk J¹ die ganze Folge der Schaltsignale S^ bis Sc durchprüfen kann, zusätzlich der Zeit, die erforderlich ist, um. die Abtast- und Halteoperation durchzuführen. Nach dem der Multiplexer KM in der hier beschriebenen Weise alle Kanäle von 1 bis η durchgegangen ist, beginnt er damit wieder von vorne.

Innerhalb des gestrichelten Rahmens der Figur 3 ist der Block A ausführlich dargestellt. Ein Eingangsabschwächer EA ist . über einen Auswahl3ehalter SW an einen "high-line"-Ausgleich HL und an einen Eingangstransformator ET angeschlossen. Der Auswahlschalter SW ist mit einem Stufenverstärkungs-Kontrollschalter SV gekoppelt und gestattet, wahlweise den Eingangsabschwächer EA zu umgehen, mittels einer vom Geophon zum zweigten Pol des Schalters führenden Leitung UL. ν

Der in Blockform dargestellte Eingangstransformator ET kann geeignete übliche Eingangs- und Ausgangswicklungen enthalten, wobei letztere mit dem Eingang des Vorverstärkers A^ verbunden ist. Der Eingangstransformator ET dient zur Afcisolatlon des Geophons und des Eingangskabels vom Vorverstärker. A₁ und von den darauffolgenden Schaltelementen, wobei jedoch, die Anwendung einer üblichen Brückenausgleichtechnik oder Ausfiltertecnnik nicht unterbunden wird, sofern unerwünschte Energien überspielt oder ausgemerzt werden sollten, wie äie 60 Hertz-Interferenz infolge eines induktiven und kapazitiven Effekte am Verstärkerueingang. Derartige unerwünschte Signale

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können mittels der ⁿhigh-line"-Ausgleichsschaltung zurückgehalten werden. ■

Der Präzisionsstufenvorverstärker A^ ist vorgesehen, um die gewünschten Eingangssignale ausreichend zu verstärken, damit das Niveau des unerwünschten Eingangsrauschens der dieser Stufe folgenden aktiven Filter überschritten wird. Filter sind, wie in Figur 3 dargestellt ist, in Reihe an den Ausgang des Verstärkers Aj in folgender Reihenfolge angeschlossen. Erst ein einstellbarer Biedrig-Schnittfilter LF, dann ein einstellbarer Hoch-Schnittfilter HF und schließlich ein einstellbarer Filter AF für sonstige. Frequenzen. In einer Aus- % führungsform kann der Eingangsverstärker A.. des Blocks A einen Verstärkungsfaktor von 8,0 insgesamt aufweisen, oder irgendeinen anderen vorbestimmten Faktor, wenn der Eingangsabschwächer EA in die Schaltung mittels des Schalters SW eingeschaltet ist.

Es sind Mittel vorgesehen, um den Gesamtverstärkungsfaktor des Blockes A einzustellen, einschließlich der Stufenverstärkungskontrolle '.SV, die manuell eingestellt werden kann und die in einer bevorzugten Ausführungsform mit Mitteln ausgerüstet ist, die in.Figur 3 als "Stufe A Verstärkungslogik" GL bezeichnet sind. Letztere dienen der Herausgabe der dem Ge- J Samtverstärkungsfaktor des Blockes A entsprechenden Signale Y₁, Y₂ und Y~ in binärer Form, die über geeignete Leitungen' dem digitalen Kontrollnetzwerk J bzw. J¹ zugeführt werden. Genauer gesagt worden diese dem Verstärkungsniveau des Blockes A entsprechenden Signale den Eingängen Y^, Y« und Y, des Exponentenaddierers ES in den digitalen Kontrollnetzwerk J bzw. J zugeführt, wie es in Figur 1a bzw. 2a dargestellt ist. Die Funktion dieser Verstärkungsfaktorniveausignale Y-j, Y« und'Y, besteht darin, den Exponentenaddierer ES so einzustellen, daß seine Exponentenausgangssignale automatisch so bemessen werden, daß in ihnen das Verstärkungsfaktorniveau des Blockes A berücksichtigt ist. Für den Fall, daß der Block A einen vorbestimmten Verstärkungsfaktor verschieden von 8 aufweist, wird es notwendig, zusätzliche digitale Signale zum oder vom Ex-

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ponentenaddierer ES zu leiten.

Obgleich das offenbarte System Mittel enthält für die automatische Einführung des vorbestimmten Verstärkungsfaktorniveaus des Blockes A in den Exponentenaddierer ES, um die Exponentensignale auf das entsprechende Verstärkungcfaktorniveau am Eingang einzustellen, ist es auch beabsichtigt, daß der Exponentenaddierer ES manuell eingestellt wird, damit das manuell eingestellte Verstärkungsfaktorniveau der Ein-gangselektronik berücksichtigt werden kann. Es soll bemerkt werden, daß der Gesamtverstärkungsfaktor der Eingangselektronik A in an sich bekannter Weise eingestellt werden kann. Z.B. kann er eingestellt werden durch einen in der Figur nicht gezeigten geeigneten Spannungststeller im Eingangsabschwächer EA mittels einer Methode, die derart gestaltet ist, daß die Eingangsimpedanz erhalten bleibt, sowie durch geeignete Einstellung der nicht dargestellten Rückkopplung in dem Präzisionsstärker A.., indem dessen Verstärkungsfaktor eingestellt wird. Es wird weiterhin bemerkt, daß die Einstellung des Eingangsabschwächers EA und des Verstärkungsfaktors des Präzisionsverstärkers A₁ mechanisch synchronisiert oder gekoppelt werden kann. In anderen Worten stellen die digitalen Verstärkungsniveausignale vom Block A Hilfsmittel dar, mittels derer die logischen Gatter des Exponentenaddierers ES in den Stand versetzt werden, die S_chaltung des Blockes A abzufragen und die Exponentensignale demgemäß in bekannter Weise einzustellen, wie es in Figur 3 durch die entsprechenden gestrichelten Linien angedeutet wird, die vom Eingangsabschwächer EA und vom Präzisionsverstärker A₁ zum Schalter SV führen. Darüberhinaus kann die Einstellung der Verstärkerniveaukontrolle des Blockes A in üblicher Weise mit dem Exponentenaddierer ES verbunden werden, wie durch geeignete elektrische Verbindungen, die die Position des Schalters SW anzeigen, gemeinsam mit konventionellen Mitteln, wie die "Stufe A Verstärkungslogik¹¹ GL. Mit ihnen werden geeignete binäre Signale Y^, Yg und Y, hergeleitet, die representativ für die Stellung des Schalters SV sind und andererseits das vorgegebene Verstärkungsniveau der Eingangselektronik A wiedergeben. Die

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einzelnen Blöcke A der Kanäle 1 bis η sind gewöhnlich im wesentlichen auf gleichem Verstärkungsfaktorniveau. Demgemäß wird man die Schalter SY₁ die die Verstärkungsniveaujustie- rung der einzelnen Kanäle 1 bis η darstellen, gewöhnlich auf * die gLeichcn oder einander entsprechenden Niveaus einstellen und nie zv/eckmäßigerv/oise miteinander synchronisieren oder koppeln, etwa durch eine geeignete mechanische Kopplung von einem Kanal zum anderen. In solch einem Falle ist es erforderlich, die "Stufe A Verstärkungslogik" GL nur in einem einzigen der Kanäle vorzusehen, zwecks Abgabe eines Signals über da3 Verytärkungsniveau des Blockes A zum digitalen Kontrollnetzwerk J bzw. J¹. Die Koordination der Verstärkungs- ^ niveaus der Blöcke A der einzelnen Kanäle 2 bis η mit dem '

Verotärkungsniveau des zum Kanal 1 gehörigen Blockes A ist illustriert durch die gestrichelten Linien, die die Blöcke A und Kanäle 2 und η mit der Linie verbinden, die die Signalleitung bedeutet, durch die die Signale des Verstärkungsniveaus des Blockes A de3 Kanals 1 zum digitalen Kontrollnetzwerk J bzw. J¹ geleitet werden.

Die Figur \ stellt das Schaltelement B dar und zeigt einen transistorisierten Breitbandarbeitsverstärker AV in nichtinvertierendcr Konfiguration, wie er als "Nexus SQ-1" handelsüblich ist. Dor Präzisionsverstärkungsfaktor wird durch die Präzifiionswideratänäe R₁ und Rp des Rlickkopplung3netzwerkes f gegeben. Der in Fig. 4a mit Ϊ2 bezeichnete Hochfrequenz-Cut-Off des Verstärkers wird durch einen Kondensator Cj bestimmt, der den Widerstand R₁ in der RUckkopplungsschleife überbrückt. Der Niederfrequonz-Cut-Off f.. der Verstärkerschaltung wird durch den Widerstand R₂, der durch Gleichstromkopplung die negative Seite des Arbeitsverstärkers erdet (das gilt nicht fUr die Stufe B₁ ¹) bestimmt. In einer bevorzugten AuofUhrungsform iat der Verstärkungsfaktor der Verstärkerstufe eine Konstante von + 8,000 im Paßband herab bis zum Gleichstrom. Eine Abgleichvorrichtung zur Korrektur von Ungloichmäßigkeiten in der Eingangsspannung im Arbeitsverβtärker kann vorgesehen werden und ist als ein veränderbarer Widerstand R^ für den Gleichstromabgleich im Arbeitsveretärker AV vorgesehen.

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Die Einzelheiten dea Details G sind innerhalb des gestrichelt gezeichneten Rahmens der Figur 5 dargestellt, die eine Begrenzungsschaltung zeigt, die das Ausgangssignal irgendeiner vorhergehenden Stufe beschneidet und so die Eingangsspan-

* nungsschwingungen für irgendeine folgende Stufe auf einen Wert begrenzt, der so bemessen ist, daß , wenn mit einem Verstärkungsfaktor von plus 8,000 verstärkt wird, wie es in der illustrierten Ausführungaform geschieht, die nachfolgende Stufe nicht ausgelastet wird. Die Begrenzungsschaltung C

. enthält einen Eingangswi der stand R,, der mit seinem Ausgangsende an den elektrischen Mittelpunkt eines Diodenpaares angeschlossen ist, das aus den Dioden D^ und D2 besteht, welche ihrerseits in Serie zwischen dem negativen Pol und dem positiven Pol einer nicht dargestellten Gleichstromquelle geschaltet sind. Dieser Begrenzer garantiert, daß der Arbeitsverstärker niemals den(Linearen Arbeitsbereich überschreitet. Damit wird keine wesentliche Verzerrung in dem "Ein-Skala"-Amplitudenb reich (d.h. 0,512 Volt bis 4,096 Volt) am Ausgang der folgenden Stufe B gefunden werden. In einer bevorzugten AusfUhrungsform wird das Signal am Eingang auf etwa 0,7 + 0,1 Volt =0,8 Volt begrenzt, woraus sich maximal 0,8 χ 8,0 =6,4 Volt am Ausgang der nachfolgenden Stufe B ergeben. Der Arbeitsverstärker AV des Details B ist fähig, seinen Ausgang in einem Bereich von + 10 Volt bis - 10 Volt linear schwingen zu lassen. Das Beschneiden oder Begrenzen durch die Schaltung des Details C bringt Verzerrungen hinein während der Beschneid eperiode, jedoch nicht während des niedrigen ^wEin-Skala"-Amplitudenverlaufs. Die Gleichstromquelle, zwischen deren Pole die erste und die zweite Diode in Serie geschaltet sind, ist eine Präzisionsspannungsquelle, die von einem Regulator mit niedriger Impedanz versorgt wird und liefert Spannungen in der dargestellten AusfUhrungsform von 0,7 Volt und - 0,7 Volt. Der Widerstand R, hat in einer bevorzugten AuefUhrungsform 5,1 kOhin. Die erste und die zweite Diode sind fähig, sehr rasch aus dem Leitungszustand herauszukommen, d. h. sie besitzen eine schnelle RegenerationscharakteriatIk. Die Dioden leiten so lange nicht,,bis die Eingangaapannunga-Bchwingungen die Hintergrundvorspannungen von + oder - 0,7

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Volt überschreiten. An diesem Punkt findet ein Spannungsabfall über den Widerstand R, statt, infolge des Diodenstroms und der Ausgang verbleibt im wesentlichen bä - (0,7 + 0,1 = · 0,8 Volt) während des Begrenzungsprozesses. Es wird nochmal * darauf hingewiesen, daß die Impedanz der Vorspannungsquelle von + und - 0,7 Volt niedrig sein muß, um eine Steifigkeit, d.h. hohe Stabilität der Vorspannung zu gewährleisten.

Die Schaltung des Details D ist innerhalb des gestrichelt gezeichneten Rahmens der Figur 6 dargestellt. Sie enthält einen Arbeitsverstärker AV, der in einer Phasen umkehrenden Konfiguration geschaltet ist, um einen nominalen Verstärkungsfaktor , J von - 1,000 zu bieten., wobei Kompensationsregulierungen für den Verstärkungsfaktor und die Phase vorgesehen sind. Diese Funktionen sind in der Zeichnung beschrieben. Ein Gleichstromausgleich ist erforderlich, um Unebenheiten in der Eingangsspannung des Arbeitsverstärkers AV zu korrigieren, und er wird von einem regulierbaren Widerstand Rg im Innern des Arbeitsverstärkers AV gebildet. Zwischen dem Eingang des Arbeitsverstärkers AV und dem Eingang des Gleichstromausgleichs ist der Kondensator C« in Reihe geschaltet. Γ r Kondensator Cg kann weggelassen werden, wenn Spannungsversetzungen und Drift-Spannungen am Gleichstromabgleich angemessen kontrolliert werden. Ohne daß die Funktion der Stufe D wesentlich geändert , wird, kann ein derartiger Arbeitsverstärker entweder in der f invertierenden oder in der nicht invertierenden Version angewendet werden* Eine Phasenumkehr um 180 Grad wäre der einzige Unterschied und dieser könnte korrigiert werden durch ein Vertauschen der Geophonzuleitungen am Eingangstransformator, daß ist am Eingang zum Block A. In einer typischen AusfUhrungsform können Verstärkungsfaktor und Phasendifferenz zwischen den weiteren Stromwegen in irgendeinem Kanal bis zu einer gewünschten Genauigkeit von 0,1 i» oder noch genauer ausreguliert werden, unabhängig von der Anzahl der vorhandenen Verstärkerstufen. In einem Stromweg vom Geophon bis zum Eingang des Analog-Digital-Umwandlers kann die Bandbreite des ge-' samten Verstärkerweges auch verengt oder reguliert werden durch den Phasenverschiebungskondensator CU, der die Rück-

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kopplungswiderstände R_r und R~ überbrückt.

Die in Figur 6a dargestellte Schaltung D¹ ist gegenüber der in Figur 6 dargestellten Schaltung D zu bevorzugen, da sie eine "bedeutend bessere Bandbreitencharalcteristik für daa e-rfindung3geraäße System ergibt. Die Schaltungen D und D' unterscheiden sich unter anderem in folgendem: Die Schaltung D besitzt lediglich einen Wechselstromfaktor, die Schaltung D' · hingegen besitzt beides, sowohl einen Wechselstrom- alü auch einen Gleichstromfaktor. Die Schaltung D hat einen negativen Faktor, nämlich - 1, demgegenüber hat die Schaltung D¹ einen positiven Faktor, nämlich +1. Während in der Schaltung D ei η Phasenangleichnetzwerk enthalten ist, fehlt dieses in der Schaltung D¹, weil, bei dieser Schaltung koins erforderlich ist. Obgleich in der Figur 6a keine Mittel für das Abgleichen von Gleichstromunebenheiten in der Schaltung D¹ gezeigt r.i.nd, ist es durchaus möglich, derartige Mittel vorzusehen, etwa in Form eines Abgleichwiderstandes, wie der in Figur 6 gezeigte Widerstand R^ der Schaltung D. Es wird hierzu bemerkt,, daß Arbeitsverstärker im Idealfall keine Gleichstromunebc-nheiten haben und deshalb an sich keinen Gleichotroinabgleich benötigen. Im praktischen Fall ist ein derartiger Abgleich ,-jedoch erwünscht und kann durch Mittel wie etwa einen Wider3*1 and R^ gegeben werden.

Die Gesamtwirkung des hier beschriebenen Verstärkersystems übersteigt einen relativ weiten Bereich, der sich von sehr niedrigen Frequenzen, die den Gleichstrom nahe sind, bis zn hohen Frequenzen erstreckt, welche durch die Charakteristiken der Kaskadenstufe B und im einzelnen durch deren Komponente R.. und Cj "bestimmt werden. In einer typischen AusfUhrungsform kann der Widerstand R₁ 35000 Ohm betragen und der Kondensator

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Ο., kann eine Kapazität von 100 mal 10 Farad aufweisen, womit eine Hochfrequenz-Dämpfung bei etwa 40000 Hertz gegeben i3t, Das Ansprechen des beschriebenen Verstärkersystems auf niedrige Frequenzen liegt bei einer typischen Ausführungsform ungefähr bei 3/10 Hertz. Das Verhalten bei niedrigen Frequenzen ist umgekehrt wie die in Figur 12 gezeigte Dämpfungs-Charakteriotik

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der PiIterschaltung O.

Die Schaltung deo Details E ist innerhalb dee gestrichelten Rahmens der Figur 7 dargestellt und enthält ein Schaltelement LL mit niedriger Leckage, das einen Pestkörperschalter enthält. In der "Aue"-Stellung hat es einen außerordentlichen hohen Wiederstart und eine außerordentlich geringe Leckage, vorzugsweise von der Größenordnung von 10 Ohm und im "Ein"-Zustand hat es einen Widerstand von der Größenordnung""zwischen 30 und 3000 Ohm. Dieser Festkörperanalogschalter ist vorteilhaft vom Typ eines Feldeffekttransistors, der Üblicherweise als FET-Typ bezeichnet wird. Ein Steuerstromkreis wird benutzt, um den normal erv/e ice in der "Aus "-St el lung befindlichen ' % Schalter in der "Aus"-Stellung zu halten. Solch ein Steuerstromkreis ist im Diagramm als der Block SD dargestellt, dessen Ausgang mit dem Kontrolleingang des Fostkörperschalters LL verbunden ist und der einen mit 5 bezeichneten Eingang hat. Der Eingang S dient für dao Empfangen von Zeitimpulsen S.. , S₂, S,, S. und Sr vom digitalen Kontrollnetzwerk J bzw. J¹. Wie oben erwähnt, iot in der Arbeitsweise des offenbarten Verstärkersysterns die Steuerstromkreiostufe SD dazu vorgesehen, um den normalerweise in der "Aus"-Stellung befindlichen Pestkörperschalter LL zu kontrollieren, wobei das Steuersignal von der Zeitlogikschaltung herkommt, so daß im gewünschten Zeitpunkt des Schaltelement LL in die "Ein"-Stellung geschal- J tet wird, und in dieser Stellung für ein vorgegebenes Zeitintervall gehalten wird. In dieser "Ein"-Stellung kann das Analogsignal vom Eingang des Schalters kommend, diesen bis zu seinem Ausgang während des vorgegebenen Zeitintervalls passleren, so v/ie es für die gewünschte Arbeitsweise erforderlich ist.

Die Schaltung des Details P iot innerhalb des gestrichelten Rahmens der Figur 0 dargestellt. Sie enthält einen nicht invertierenden Impedanzumformer IT mit dem Verstärkungsfaktor 1. Ein geeigneter Impedanzuraformer ist beispielsweise in dem Artikel "A potpourri of FET Applications", Electrical Design News, März 1965, Seiten 5B - 45» beschrieben, insbesondere

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auf Seite 45. Vergleiche auch "Handbook of Operational Amplifier Applications", Seite 47, Burr-Brown Research Corporation, 1963. Der Irapedanzumformer des Details F ist durch eine extrem hohe Eingangsimpedanz charakterisiert, die vorzugsweise von der Größenordnung von 10 Ohm ist, bei gleichzeitig sehr .niedriger Ausgangsinipedanz, die vorzugsweise im Bereich von einem Ohm liegt. Die sehr hohe Impedanz erlaubt den Gebrauch eines relativ billigen Feldeffekttransistorschalters mit größeren "Ein^M~Widerstand in dem vorgeschalteten Schaltnetzwerk' E. Die Eingangs-Impedanz der Schaltung P soll gleich oder größer als das 10 -fache des "Ein"-¥iderstandes des Feldeffekttransistors sein, so daß der "ein"-Widerstand die Meßgenauigke.it nicht beeinträchtigt.

Während die in den Figuren 1a, 1b, 2a und 2b dargestellten Systeme Verstärkerkanäle mit fünf In Kaskade geschalteten Verstärkerstufen aufweisen, soll betont werden, daß erfindungsgemäß auch andere Anzahlen von Verstärkerstufen angewendet werden können. Die Anzahl der in Kaskade geschalteten Stufen hängt vom Verstärkungsfaktor pro Stufe und vom geforderten gesamten Verstärkungsfaktor ab. Es ist für die binäre Speicherung zweckmäßig, Stufen mit als Zweierpotenzen angebbaren Verstärkungsfaktoren zu verwenden. So ergeben (vgl. Fig. 9) sieben Stufen mit je einem Verstärkungsfaktor 8 einen gesamten Verstärkungsfaktor 8⁷ = 2 097 152. Da 8⁷ = 2²¹ ist, wurden fUr dergleichen gesamten Verstärkungsfaktor einundzwanzig Stufen mit Verstärkungsfaktor 2 erforderlich sein.

In einer bevorzugten AusfUhrungsform mit einem Analog-Digital-Umwandler, der in das binäre System umwandelt, wird eine mit der Zahl zehn vergleichbare Basis, wie etwa die Zahl acht gewählt, der in binärem System drei Bits entsprechen. Es kann auch die Zahl zwei als Basis gewählt werden, jedoch wurden damit die Kanäle beträchtlich komplexer werden. In einer typischen seismischem Signalverarbeitungssystem kann sich der Bereioh der Geophonoignale von einem Volt herab bis zu einem zehntel Mikrovolt erstrecken, was einen Bereich Über 140 db entspricht. Dieser Bereich kann von acht Verstärkerstufen mit

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dem Faktor acht überdeckt werden. Bei Stufen mit dem Faktorbereich zwei wären 21 Stufen erforderlich. In ökonomischer Hinsicht bilden Stufen mit dem Faktor 8 einen guten Kompromiß. Bei Verwendung eines Analοg-Digital-Umwand1ers mit 15 binären Bits wird der signifikanteste" Bit üblicherweise für das Vorzeichen benutzt, während die übrigen 14 Bits den absoluten Wert der gemessenen Spannung darstellen. Anhand der Figur 9 erkennt man, daß der auf der Abszisse dargestellte Eingangswert jedesmal um den Faktor 8 von links nach rechts steigt. Die auf der Ordinate dargestellte Spannung am Umwandler vermindert sich dabei jeweils von 14 auf 11 Bits und der Verstärkungsfaktor muß automatisch um 8 vergrößert werden, um den Umwandlereingang auf 14 Bit Meßgenauigkeit zurückzustellen. Der Verstärkungsfaktor am Ausgang jeder Stufe ist am Kopf der Fig. 9 zusammen mit der Stufennummer oder dem Exponenten angegeben. Der Wert am Verstärkerauagang oder am Eingang des Analog-Digital-Umwandlers ist in Fig. 9 rechts zusammen mit Anzahl der Bits angegeben, während die db-Variation auf der linken Seite der Fig. 9 dargestellt ist. Am Fuß der Fig. 9 ist die Eingangs spannung und ihre db-Vamtion aufgetragen.

Der Verstärkungsfaktor wird gelesen bzw. gespeichert als Exponent zu einer geeigneten Basis. Das Ergebnis ist mit der Mantisse zu multiplizieren, wobei sich die gewünschte Maßzahl für das Eingangssignal ergibt. Damit entspricht die Genauigkeit dieses derartigen Systems mindestens 11 Bits oder 1 Promill für einen Eingangsbereich von 144 db bei Verwendung von acht Kaskadenstufen und für einen Bereich von 90 db bei Verwendung von fünf Kaskadenstufen . Wenn der Konverterbereich auf eine Genauigkeit von weniger als 11 Bits reduziert wird, ergibt sich ein möglicher lautstärkenbereich von 210 db. Dieser wird bei Beachtung des Vorzeichnesignals auf 216 db erweitert. Wie oben erwähnt, ist die gelesene Spannung, d.h. das gespeicherte Ausgangsignal des Systems ein exaktes Maß für die Spannung an den Geophonklemmen. In einer praktischen Ausführungsform stellt die Messung unterhalb eines Eingangssignäls von 1/4 Mikrovolt im wesentlichen das Rauschniveau am

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Verstärkereingang exakt dar.

Bei der Anwendung des offenbarten Verstärkersystenis werden große Eingangssignale leicht auf ein so hohes Niveau verstärkt, daß der Eingang aller nachfolgenden !Stufen blockiert wird. Die Regenerierzeitkon3tanten im Verstärker sy a tem würden die Messung eines jeden kleineren Signals, das unmittelbar auf ein großes Eingangssignal folgt, verhindern. Y/enn man Jedoch alle Eingangsamplituden, die größer als der volle Skalonbereich dividiert durch den Verstärkungafaktor der Stufe sind. beschneidet, so daß das Ausgangssignal innerhalb des linearen Arbeitsbereiches der Verstärkerstufe bleibt, kann man einen Verstärkerkanal von η Stufen in einem linearen Bereich arbeiten lassen. Dieses kann getan werden, indem man alle Begrenzungen durch Schaltelemente zuläßt, von denen bekannt ist, daß sie sehr kurze Regenerierzeiten haben. Auf diese V'eise wird der Verstärkungsfaktor im gesamten Signalweg nicht geändert und keine Verstärkerstufe wird vorübergehende Verzerrungen in das System einführen.

Die Ausgänge eines Satzes von in Kaskade geschalteten Verstärkerstufen mit amplitudenbegrenzten Eingängen werden so

OR|_G/NAL

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dem Bereich des Analog-Digital-Umwandlers angepaßt, daß der maximale lineare Ausgang jedes Signalweges ein wenig größer als der volle Bereich des Einganges vom Analog-Digital-Umwandler ist. Bleibt man mit den Ausgangswerten im Bereich zwischen einer achtel (im Fall eines Systems mit dem Faktor 8 pro Kaskadenatufe) und der vollen Skalenbreite und schaltet den Analog-Digital-Umwandler an den Ausgang der angemessenen Verstärkerstufe an, kommt man jederzeit mit drei binären-Bits (entsprechend 18 db) der vollen Skalenbreite des Analog-Digital-Umwandlers aus und kann die Eingangsspannung exakt abschnittaweise von einem Nulldurchgangspunkt des Eingangssignals zum nächsten messen. Das einzige Erfordernis dabei ist, ' daß die in Kaskade geschalteten Präzisionsverstärkerstufen automatisch und mit hoher Geschwindigkeit schalten kann. Es ist nicht erforderlich, wie in üblichen binären Verstärkersysteraen, die Abtastwerte früherer Amplituden aufzubewahren. Hier ist jede spezielle Amplitude völlig unabhängig von sämtlichen vorangegangenen. Dieses ist gleichbedeutend damit, wenn man mit einem Analog-Digital-Umwandler mit 36 binären Bits die augenblickliche Geophonspannung abtastet und zu allen Zeitpunkten mit einer garantierten Genauigkeit von 11 Bits digitalisiert. Da die gespeicherte Geophonspannung in Form einer "Fließpunkt^M-Zabl fixiert wird, was ideal für die Eingabe an digitale Computer ist, wird dieses Verstärker- | system als "Fließpunkf-Verstärkersystem bezeichnet werden.

Das oben offenbarte SignalverarbeitungBsystem ist ein Mittel zur Umwandlung eines Analogsignals in digitale Wörter, die in einem solchen Format gespeichert werden können, in dem jedes digitale Wort eine Anzahl von binären Bit-Positionen auf einem magnotlochen Speichermittel, z.B. einem Magnetband, besetzt. Jedes derartige digitale Wort wird in der Fließpunkt-Form gespeichert. Durch diese Art der Speicherung der Signalinformationen ermöglicht dieses System eine große Anpassungsfähigkeit an die Aufgabe sowie eine leichte Handhabung you Signalen mit großen Unterschieden in ihren Werten, wobei gleichzeitig eine hohe Genauigkeit erreicht wird. (Tgl. "Digital Computer

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Primer" von E.M. McCormick, 1959, McGraw-Hill Book Co., Seiten 152 und folgende.)

In der illustrierten Ausführungsform repräsentiert die auf Magnetband gespeicherte digitale Fließpunkt-Zahl die augenblickliche seismische SpannungSamplitude, wie sie in das Verstärkersystem, vom angeschlossenen Geophon kommend, eintritt.

Das digitale Fließpunkt-Wort besteht aus Mantisse und Exponent und hat folgende Form:

Q = ± χ b"^k (Gleichung 1)

Sarin ist Q die absolute Größe der Amplitude des Eingangssignals, wie es in einen Kanal eingegeben wird, der eine Anzahl von Verstärkerstufen in Kaskadenschaltung aufweist, b ist der Verstärkungsfaktor einer einzelnen Verstärkerstufe. χ ist die Mantisse, die die Ausgangsamplitude einer einzelnen, durch den Signalabtastteil in oben beschriebener Weise ausgewählten Verstärkerstufe repräsentiert. Der Exponent k ist die Nettozahl der Verstärkerstufen, durch die das Eingangssignal durchgeleitet wird, bevor es den durch die Abtastschaltung ausgewählten Ausgang erreicht.

In der bevorzugten AusfUhrungsform hat jede der in Kaskade geschalteten Verstärkerstufen den Verstärkungsfaktor 8, d.h.:

Q = ί ι 8"^k (Gleichung 2)

Um das digitale Fließpunkt-Wort der Gleichung 2 mit einer Genauigkeit von beispielsweise 14 Bits zu speichern, sind Bit-Positionen erforderlich. Die Mantisse χ wird in binärer Form dargestellt und erfordert 14 Bits. 3 Bits sind für den Exponenten k erforderlich und 1 Bit für das Vorzeichen.

Die hier offenbarten Breitband-Verstärkersysteme tasten nicht durch Zeltmittelung ab. Hler wird das Eingangssignal in aufeinanderfolgenden Zeitpunkten abgetastet. Die an den ent-

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sprechenden Ausgängen der Verstärkerstufen erscheinenden Signale werden derart weitergeleitet, daß der im Fließpunkt-Wort gespeicherte Wert des Exponenten k für jeden einzelnen Abtastwert unabhängig hergeleitet wird, d.h. der gespeicher- » te Exponent k ist unabhängig vom Exponenten eines vorangegangenen oder nachfolgenden Wortes.

Vorteilhaft erfolgt das Abtasten beim hier offenbarten Verstärkersystem im wesentlichen in aufeinanderfolgenden Zeitpunkten ohne Zeitmittelung, und zwar in einer Weise, bei der der Verstärkungsbereich während des Durchleitens des Signals durch den Verstärker geändert werden kann. Charakteristisch ^ für den Verstärker ist somit ein Arbeitszyklus, während dem ^ der optimale Gesamtverstärkungsfaktor ermittelt, eingestellt, während des Durchleitens des Signals durch das Verstärkersystem bis zu dessen Ausgang aufrechterhalten wird und während eines Haltezeitintervalls aufrechterhalten wird, das mindestens so lang jdb, daß der Analog-Digital-Umwandler die Umwandlung in digitale Form vornehmen kann. Der Arbeitszyklus wird innerhalb eines Signalzylus abgeschlossen, während dem ein dem Eingang des Verstärkersystems „v ::eführtes Signal zwecks Umwandlung in ein entsprechendes digitales Signal, das beispfelsweise auf einem Magnetband gespeichert werden kann, durchgeleitet wird.

Es wird hier gemeint, daß das Haltezeitintervall für den auserwählten, vom Comparator bestimmten Verstärkungsgrad so lang sein soll, daß der Analog-Digital-Umwandler die geeignete Umwandlung in digitale Form vornehmen kann. Damit soll aber nicht gesagt werden, daß es unbedingt erforderlich ist - für die meisten Fälle ist es nicht erforderlich - daß das genannte Haltezeitintervall während der gesamten Periode fortgesetzt wird, die der Analog-Digital-Umwandler benötigt, um eine derartige Umwandlung zu vollenden. Es wird darauf hingewiesen, daß in einem typischen Analog-Digital-Umwandler geeignete Abtast- und Haltestromkreise enthalten sind, welche ein Analog-Signal, das in digitale Form umgewandelt werden

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soll, abtasten und halten. Beispielsweise enthalten Analog-Digital -Umwand ler geeignete innere Kurszeit-Gedächtnis-Schaltungen oder auch Signal-Versetz-Schaltungen, die es dem Analog-Digital-Umwand3 er ermöglichen, ein Analog-Signal in die digitale Form umzuwandeln, ohne daß unbedingt das betreffende Signal für die ganze dafür benötigte Zeitdauer gehalten oder beobachtet zu werden braucht. Die vorbestimmte HaI-tezeit für den auserwählten Veratärkungsgrad, die der Umwandler für die Durchführung seiner Abtast- und Halt efunk"t ion benötigt, enthält also nicht unbedingt die gesamte Zeit, die der Analog-Digital-Umwandler für die Vollendung der tatsächlichen Analog-Digital-Umwandlung braucht.

In der hier beschriebenen speziellen AusfUhrungsform mit 5 Stufen pro Kanal liegt im Falle von 32 Kanälen das Zeitintervall, das ein Kanal für das Aufnehmen eines Abtastwertes vom Analog-Signal braucht, bei 31»25 MikroSekunden. Damit benötigt das gesamte 32-Kanal-System für einen gesamten Abtast-Vorgang, bei dem pro Kanal ein Abtastwert aufgenommen wird, ein Intervall, daß bei einer Millisek. liegt. Der Comparator benötigt zum Durchtesten eines einzelnen der fünf möglichen, über die Schalter E.J bis E^ führenden Signalwege zwecks Ermittlung des optimalen Geaamtverstärkungsfaktors je 2 Mikrosek. Das bedeutet, daß die Ermittlung des optimalen Gesamtverstärkungofaktors durch den Comparator O bzw. 2 bzw. 4 bzw. 6 bzw. 8 Mikrosek. benötigt, je nach dem, ob der Durchtestprozeß mit dem Durchtesten des über E.. bzw. Eg bzw. E, bzw. E. bzw. Ec führenden Signalweges beendet ist. Um das Signal in die Abtast- und Halteschaltung des Analog-Digital-Umwandlers einzugeben, werden 5 Miktosek. benötigt. Diese 5 Mikrosek. kommen zu den eben genannten, vom Komparator benötigten 0-8 Mikrosek. hinzu, bo daß in einer AusfUhrungsform mit 5 Stufen pro Kanal, die Halteperiode 5-13 Mikrosek. dauern kann. In der illustrierten Ausführungsform kann die Halteperiode auch die vom Comparator nicht benötigte, d.h. überschüssige Zeit enthalten. Somit können insgesamt 15 Mikrosek. von den zur Verfügung stehenden 31,25 Mikrosek. abgehen, v/obei 10 Mikrosek.

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vom Comparator "benötigt werden und 5 Mikrosek. für die Eingabe den Signalo in die Abtast- und Halteschaltung dos Analog-Dig Ltal-Umwandlers.

Damit in dom hier offenbarten Verstärkersyatem das gespeicherte Fließpunl:t-Wort eine exakte Darstellung des absoluten Wertes de3 Eingangasignals Q ist, ist es vorteilhaft, daß sämtliche, in Kaskade geschaltete Verstärkerstufen ei-nachließlich der Eingangsverstärkerstufe A und den darauffolgenden Stufen Β., bis B. eine gemeinsame Verstärkungsbasis b haben, so daß die Exponenten einer jeden einzelnen Verstärkerstufe algebraisch zum gespeicherten, Exponentenwert k addiert wer- ä den können. Für die illustrierte AusfUhrungsform bedeutet dieses, daß der für ein spezielles Signal gespeicherte Wert des Exponenten k die Summe aus den Exponenten für die Stufe A plufj den Exponenten der darauffolgenden Kaskadenstufe, wie sie durch die Schalterstellungen der Schaltnetswerke E.. bis E(- beottrnmt werden, ist.

Da erfindungsgemäß konstruierte Yerstärkersysteme ein Ausgangooignal in der Fließpunkt-Form liefern, daß den absoluten Wert deo Eingangssignals wiedergibt, ergibt sich eine größere Anpassungsfähigkeit in der Weiterverwendung und der Speicherung dor Ausgang«signale.

Einige der »ich durch das Speichern seismischer Signale in digitaler Form ergebende Vorteile sind beschrieben in "Tools For Tomorrows Geophysics" von Milton B. Dobrin und Stanley H. Ward (Geophysical Prospecting, Band 10, Seiten 433 bis 452, 1962).

Hinsichtlich des Gebrauchs von Arbeitsveratärkern in oben beschriebenen Datenverarbeitungasyotemen wird hingewiesen auf "Handbook of Operational Amplifier Applications, Burr-Brown Research Corp., Tucson Arizona, 1%3).

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Claims (25)

1. Patentansprüche

   Verstärkerschaltung mit automatischer extrem schneller Verstärkungsfaktorregulierung für Geophonsignale mit großem Amplitudenumrang, die mehrere Kanäle zum Anschließen mehrerer Geophone besitzt, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Kanal einen mit Zerhackerstabilisierung ausgerüsteten Verstärker aufweist, wobei

   a) die Verstärkerausgänge der einzelnen Kanäle über eine Vereinigungsschaltung an einen gemeinsamen Ausgang angeschlossen sind,

   b) der Verstärker jedes einzelnen Kanals mehrere in Kaskade geschaltete Verstärkerstufen, deren letzte mit der ersten über einen Aktivfilter (0) rückgekoppelt ist, sowie Zerhackerschalter (Q,Q¹) zum alternierenden Ab- und Anschließen des Verstärkereingangsund der Rückkopplungsschleife im wechselseitigen Gegentakt besitzt,

   c) in jedem Kanal Vorrichtungen zum Abfragen vorgesehen sind, d.h. Vorrichtungen, um die einzelnen Verstärkerstufenausgänge des betreffenden Kanals während zeitlich aufeinanderfolgender Abfragezeitintervalle an eine Komparatorschaltung (H,I,G,) zum Vergleichen der aus den Verstärkerstufenausgängen austretenden Signale mit einer Bezugsepannung anzuschließen,

   d) ein Kanalmultiplexer vorgesehen ist, um das unter c) genannte Abfragen der Verstärkerstufen eines Kanals fUr alle Kanäle in zeitlicher Aufeinanderfolge zu steuern,

   e) von der Komparatorschaltung (H,I,G) gesteuerte Vor richtungen vorgesehen sind, um denjenigen Verstärkerstufenausgang eines bestimmten Kanals, dessen austre tendes Signal in einer vorgegebenen Beziehung zur Be zugsspannung steht, während eines Zeitintervalls, das

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   wesentlich langer als das Abfragezeitintervall ist, an den Eingang eines Analog-Digital-Umwandlers (AD) anzusehließen,

   f ) an den Ausgang des Analog-Mgital-Umwandlers eine digitale Speichervorrichtung angeschlossen ist, um dasjenige Digitalsignal, das in Form eines Analogsignals alle Yer star leer stuf en, die der unter e) genannten in Kaskade vorgeschaltet sind, sowie die un- · ter e) genannte passiert hat und von dem Analog-Digital -Umwandler umgewandelt worden ist, zu speichern,

   g) Mittel vorgesehen sind, um ein zweites Digitalsignal zu erzeugen und in Korrelation mit dem unter f) ge- (^ nannten Digitälsignal zu speichern, das die Informationen darüber enthält, -welche Verstärkerstufen von dem unter f) genannten Digitalsignal in Form eines Analogsignals passiert worden sind.
2. 2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch g e kennzeichnet, daß die unter a) genannte Vereinigungsschaltung eine impedßnzumformende Verstärkerstufe (F) ist, an deren Eingang sämtliche Verstärkerausgänge der

   ' einzelnen Kanäle angeschlossen sind und deren Ausgang der unter a) genannte gemeinsame Ausgang ist.
3. 3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet, daß die unter a) genannte Vereinigungsschaltung ein Multiplexer (KM) ist, an dessen Eingänge der Verstärkerausgänge sämtlicher Kanäle über impedanzumformende Verstärkerstufen (F) angeschlossen sind, dessen Ausgang derunter a) genannte gemeinsame Ausgang ist und der als der unter d) genannte Kanalmultiplexer fungiert.*
4. 4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Kanal zwischen dessen

   . Eingang und dessen unter b) genannten Kaskadenschaltung eine Eingangsstufe (A) geschaltet ist, die einen Eingangsabschwächer (EA) mit einstellbarem Abschwäehungsfaktor, einen Ver-

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   stärker (A₁) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor, eine Verstärkerkontrolle (SV) zur Einstellung eines den zu erwartenden Geophonsignalen angepaßten Faktors und eine logische Schaltung (GL), die dem eingestellten Faktor entsprechende Signale (Y-j, Y₂* ·· ) einer Kontrollschaltung (J bzw. J¹) zuleitet, enthält.
5. 5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet, daß der unter b) genannte Aktivfilter (O) einen Verstärkungsfaktor von mindestens Eins aufweist.
6. 6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerstufen Gleichstromverstärkerstufen sind, deren letzte mit der ersten über einen Aktivfilter (0) rückgekoppelt ist, und die Kaskadenschaltung in einer Gleichstromkopplung der Verstärkerstufen untereinander besteht.
7. 7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch g e kennze. ichnet, daß der Aktivfilter (0) eine vorgegebene Hochfrequenzdämpfungscharakteristik besitzt und die Kaskadenschaltung einschließlich der Rückkopplung einen Gesamtverstärkungsfaktor sowohl für Gleichstrom als auch Wechselstrom aufweist, der wesentlich größer als Eins ist.
8. 8. Verstärkerschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor sowohl für Wechselstrom als auch Gleichstrom jeder einzelnen Verstärkerstufe wesentlich größer als Eins ist, wobei der Gesamtgleichstromverstärkungsfaktor der Kaskadenschaltung einschließlich der Rückkopplung dem Gesamtwechselstromverstärkungsfaktor praktisch gleich ist.
9. 9. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch g e . kennzeichnet, daß der Zerhackerschalter (Q) zum alternierenden Ab- und Anschließen des Verstärkern!ngangs Mittel besitzt, um den Eingang der ersten Verstärkerstufe

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   während der Intervalle, in denen der Verstärkereingang abgeschlossen 1st, zu erden.
10. 10. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, daduxcli gekennzeichnet, daß die unter c) und e) genannten Vorrichtungen Schalter (E.., Ep, ». ), die sich normalerweise in "au3"-Stellung befinden, sowie Mittel enthalten, um diese Schalter in zeitlicher Aufeinanderfolge in "einstellung zu bringen.
11. 11. Verstärkerschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß Impedanzanpassungomittel in den die Schalter (E₁, Eg, .. ) enthaltenden Stromkreisen " vorgesehen sind, und daß die Schalter (E.., E«, . . ) im wesentlichen aua je einem Festkörperschalter (LL) und je einer Steuex'schaltung (SD) be3tehen, deren Eingänge mittels Signalleitungen (S₁, S₂, .· ) an eine Kontrollschaltung (J bzw. J') angeschlossen sind, die ihrerseits Vorrichtungen besitzt, um die Schalter (E₁, E₂, .. ) über die Signalleitungen (S₁, Sp» ·. ) in zeitlicher Aufeinanderfolge in "ein"-Stellung zn bringen.
12. 12. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2 oder 3» dadurch gekennzeichnet, daß eine impedanzumformende Verutärkerntufe (P) im wesentlichen aus einem nicht inver- ä tierenden Impedanzumformer (IT) mit dem Verstärkungsfaktor Eins besteht, wobei dessen Eingangslmpedanz größenordnungsmäßig das 10 -fache seiner Ausgangsimpedanz beträgt und

    η
    mindestens das 10 -fache des Widerstandes, den die Schalter (E₁, E₂, .. ) In ^Mein"-Stellung aufweisen.
13. 13. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch ge kennzeichnet, daß eine an den Ausgang der impedansäurnformenden Verstärkerstufe (P) angeschlossene Komparatorschaltung (H,I,G) mit einer Kontrollschaltung (J) gekoppelt 1st, die einen Multiplexer enthält, der als der im Anspruch 1 unter d) genannte Kanalmultiplexer fungiert.

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    BAD ORiGIMAL
14. 14. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb jedes Kanals vor dessen Veratärkerstufen (B₁ bzw. B₁', B2> .. ) Begrenzungsschaltungen (C₁, C , .. ) geschaltet sind und an die Ausgänge der Eingangsstufe (A) und der Verstärkerstufen (Β., baw. B₁ ¹, B^, .. ) über Bandbreitenvorrichtungen (D₁, D₂, D,, .. ) die Schalter (E₁, E₂, E~, . . ) angeschlossen sind.
15. 15. Verstärkerschaltung nach Ansprüchen 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Rückkopplung an die erste Verstärkerotufe (B₁ ¹) geführt ist.
16. 16. Verstärkerschaltung nach Ansprüchen 1 bis 14, d a d u h gekennzeichnet, daß die genannte Rückkopplung liber eine zusätzliche Verstärkerstufe (P) an die erste Verstärkerstufe (B₁) geführt ist, wobei der andere Einging der zusätzlichen Verstärkerstufe (P) an den Ausgang der Eingangsstufe (A) angeschlossen ist.
17. 17. Verstärkerschaltung nach Ansprüchen 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb jedes Kanals der Zerhackerschalter (Q) zum alternierenden Ab- und Anschließen des Verstärkereingangs zwischen der Eingangsstufe (A) und der Begrenzungsschaltung (C₁) liegt.
18. 18. Verstärkerschaltung nach Ansprüchen 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb jedes Kanals der Zerhackerschalter (Q¹) zum dternierenden Ab- und Anschließen der RUckkopplungsschleife zwischen dem Ausgang der letzten Verstärkeratufe und dem Aktivfilter (O) liegt.
19. 19· Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, d a d u r ο h g ekennzeioh.net, daß in der den Aktivfilter (O) enthaltenden Rückkopplung Mittel zum Speichern von Signalen ■ vorgesehen sind, um während der Zeitintervalle, in denen die Rückkopplung angeschlossen ist, Korrektureignale von der letzten Verstärkerstufβ abzuleiten und während darauf-

    - 55 109811/1511 BADORiGlNAL

    folgender Zeitintervalle, in denen die Rückkopplung abgeschlossen und der Verstärkereingang angeschlossen ist, Driftkorrektursignale dem Eingang der ersten Verstärkerstufe zuzuleiten.
20. 20. Verstärkerschaltung nach Ansprüchen 1 "bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, um die in Anspruch 1 unter f) und g) genannten Digitalsignale in Form eines "IPließpunktwort" genannten digitalen Wortes Q=- xb~ zu speichern, worin Q die Größe des in das Verstärkersystem eingehenden Signals, b den Verstärkungsfaktor einer einzelnen der in Kaskade geschalteten Verstär- * kerstufen, die Mantisse χ das in Anspruch 1 unter g) ge- ™ nannte zweite Digitalsignal repräsentieren.
21. 21. Verstärkerschaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß k = Eins und b eine positive Zahl ist.
22. 22. Verstärkerschaltung nach Anspruch 21, dadurch g e kennz ei chne t, daß b eir ositive ganze Zahl größer Eins ist.
23. 23. Verstärkerschaltung nach Anspruch 22, dadurch ge kennzeichnet, daß sowohl für die Wechselstrom- (| als auch für dieGleichstromverstärkung b = 8 ist.
24. 24. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsfaktoren der einzelnen in Kaskade geschalteten Verstärkerstufen während des Arbeitens der Verstärkerschaltung konstant sind.
25. 25. Mehrkanal-Signalverarbeitungssystern,das eine Verstärkerschaltung nach den Ansprüchen 1 bis 24 enthält.

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