DE19635227A1

DE19635227A1 - Mikrowellenübergang, der dielektrische Wellenleiter verwendet

Info

Publication number: DE19635227A1
Application number: DE19635227A
Authority: DE
Inventors: Richard B Dyott; Thomas D Monte
Original assignee: Andrew AG; Andrew LLC
Current assignee: Commscope Technologies AG; Commscope Technologies LLC
Priority date: 1995-08-30
Filing date: 1996-08-30
Publication date: 1997-03-13
Also published as: JPH09107224A; GB9618218D0; US5684495A; GB2305020A; GB2305020B

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Mikrowellenübergänge und auf Anten nen des Typs, der dielektrische Stäbe verwendet.

Es ist eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, einen verbesserten Mikrowel lenübergang zum wirkungsvollen Übertragen von Mikrowellensignalen von einem metalli schen Wellenleiter in einen dielektrischen Wellenleiter zu schaffen.

Es ist eine weitere Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte dielektrische Stabantenne zu schaffen, die in der Lage ist einen Gewinn von mehr als 20 dB zu erreichen, wenn sie mit Frequenzen von 10 GHz und mehr betrieben wird.

Es ist eine weitere wichtige Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine dielektrische Stabantenne zu schaffen, die ein Abstrahlungsmuster erzeugt, das eine schmale Hauptkeule und sehr kleine Seitenkeulen sowohl in der E- als auch in der H-Ebene aufweist.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte dielektri sche Stabantenne zu schaffen, die sowohl klein als auch leichtgewichtig ist.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, derart verbesserte Mikro wellenübergänge und dielektrische Stabantennen zu verfügen stellen, welche leicht und wirtschaftlich hergestellt werden können.

Weitere Aufgaben und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der nach folgenden, detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen deutlich.

Diese und weitere Aufgaben werden erfindungsgemäß durch den in den beigefügten Patentansprüchen definierten Mikrowellenübergang und die dort definierte Mikrowellen antenne gelöst.

Insbesondere werden entsprechend der vorliegenden Erfindung die obenstehenden Aufgaben gelöst durch Schaffen eines Mikrowellenübergangs mit einem einmodigen, metal lischen Wellenleiter, einem dielektrischen Stab, der koaxial innerhalb des entfernten End bereichs des metallischen Wellenleiters montiert ist und aus einem ersten dielektrischen Material besteht, wobei sich ein entfernter Bereich des dielektrischen Stabs über das ent fernte Ende des metallischen Wellenleiters hinaus erstreckt, und einem zweiten dielektri schen Material, das den dielektrischen Stab über das entfernte Ende des metallischen Wel lenleiters hinaus umgibt und eine niedrigere Dielektrizitätskonstante als die Dielektrizitäts konstante des ersten dielektrischen Materials besitzt. Ein Endbereich des dielektrischen Stabs läuft nach innen zu seinem entfernten Ende hin zu, um Signale abzustrahlen, die sich zu dem entfernten Ende des dielektrischen Stabes in das zweite dielektrische Material aus breiten.

Der Mikrowellenübergang nach der vorliegenden Erfindung ist besonders geeignet zum Bilden einer Mikrowellenantenne, indem das zweite dielektrische Material am oder hinter dem entfernten Ende des ersten elektrischen Materials abgeschnitten wird, um die von dem dielektrischen Stab in das zweite dielektrische Material gestrahlten Signale ab zustrahlen oder um Signale zu empfangen und sie in den dielektrischen Stab zu koppeln und sie in den metallischen Wellenleiter zu senden.

Fig. 1 ist eine perspektivische Explosionsansicht einer dielektrischen Stabantenne entsprechend einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Fig. 2 ist ein vergrößerter, longitudinaler Querschnitt der in Fig. 1 gezeigten dielek trischen Stabantenne.

Fig. 3 ist ein Graph bestimmter Parameter zum Verbinden dielektrischer Stabwel lenleiter mit kreisförmigen, metallischen, mit Dielektrikum gefüllten Wellenleitern.

Fig. 4 ist ein Abstrahlungsmuster, das von einer Antenne nach einem Ausführungs beispiel der vorliegenden Erfindung erzeugt wird.

Fig. 5 ist ein longitudinaler Querschnitt eines Mikrowellenübergangs zum Abstrah len von Mikrowellensignalen von einem metallischen Wellenleiter in einen dielektrischen Wellenleiter.

Während die Erfindung unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsbeispiele beschrieben wird, ist klar, daß die Erfindung nicht auf diese speziellen Ausführungsbeispiele beschränkt sein soll. Im Gegenteil, sie soll alle Änderungen, Modifikationen und Äquivalen te umfassen, die in den Umfang und Wesen der Erfindung fallen, wie sie in den beigefügten Patentansprüchen definiert ist.

In den Fig. 1 und 2 ist eine Mikrowellenantenne gezeigt, die aus drei Kompo nenten besteht, die da sind: ein metallischer Wellenleiter 10 mit einem konisch erweiterten Horn 14 an einem Ende, ein erster, dielektrischer Wellenleiter 11 und ein zweiter, dielektri scher Wellenleiter 12. Im Sendemodus empfangt der metallische Wellenleiter 10 Mikrowel lensignale von einer Signalquelle, die mit den nahen Ende des Wellenleiters verbunden ist, das sich in den Fig. 1 und 2 auf der linken Seite befindet. Der metallische Wellenleiter 10 besitzt vorzugsweise einen kreisförmigen Durchmesser und ist so dimensioniert, daß die fundamentale Signalausbreitungsmode die TE₁₁-Mode ist, die auch H₁₁-Mode bezeichnet wird. Der metallische Wellenleiter 10 ist vorzugsweise so dimensioniert, daß er einmodig ist, daß also Moden höherer Ordnung als die TE₁₁-Mode abgeschnitten werden.

Der entfernte Endbereich des metallischen Wellenleiters 10 enthält den ersten, di elektrischen Wellenleiter 11, der die Form eines massiven dielektrischen Stabes besitzt. Der dielektrische Stab 11 besitzt eine Dielektrizitätskonstante von weniger als etwa 4. Ein besonders geeignetes Material ist Rexolit mit einer Dielektrizitätskonstanten ε von etwa 2,6. Der nahe Endbereich 11a des dielektrischen Stabes 11 erweitert sich nach außen, und der umgebende Bereich 10a des metallischen Wellenleiters 10 verjüngt sich nach innen, um TE₁₁-Modensignale zum dielektrischen Stab 11 zu übertragen. Der sich nach innen verjün gende Bereich des metallischen Wellenleiters 10 und der sich nach außen erweiternde Be reich des dielektrischen Stabes enden am Punkt 13, wo die sich die beiden Oberflächen treffen. Der minimale Durchmesser des metallischen Wellenleiters 10 am Punkt 13, an dem der sich nach innen verjüngende Bereich endet, ist vorzugsweise kleiner als die Abschneide dimension der TM₀₁-Mode des kreisförmigen, mit einem Dielektrikum gefüllten Wellenlei ters.

Als Alternative zu dem in den Fig. 1 und 2 gezeigten Übergang zum Koppeln von Energie zwischen dem metallischen Wellenleiter und dem dielektrischen Wellenleiter kann ein metallischer Wellenleiterhohlraum an einem Ende mit einer herkömmlichen Sonde, die sich in den Hohlraum erstreckt, und an dem anderen Ende mit dem dielektrischen Stab 11 gekoppelt sein. In diesem Fall würde der Stab 11 in der Kehle des Horns 14 enden (es würde also der sich erweiternde Bereich am linken Ende des Stabes 11 fehlen), und der metallische Wellenleiterhohlraum wurde dieselbe transversale Querschnittsgröße wie der Stab 11 besitzen.

Der entfernte Endbereich des metallischen Wellenleiters 10 erweitert sich konisch und bildet ein Horn 14, um Signale von dem metallischen Wellenleiter 10 in den ersten, dielektrischen Wellenleiter abzustrahlen. Der Bereich des dielektrischen Wellenleiters 11, der sich innerhalb des Horns 14, also zwischen dem Punkt 13 und dem entfernten Ende des metallischen Wellenleiters 10 befindet, besitzt einen im wesentlichen konstanten Durch messer. Das Horn 14 besitzt vorzugsweise eine exponentielle Verjüngung, um die metalli sche Grenzfläche allmählich zu entfernen und sicherzustellen, daß die TE₁₁-Modensignale in der HE₁₁-Mode in den dielektrischen Stab 11 ohne signifikante Abstrahlung von der Hornöffnung eingestrahlt werdend d. h., daß die Hornöffnung bei der Arbeitsfrequenz in der Abwesenheit des dielektrischen Stabs nicht abstrahlend ist. Das Horn 14 endet mit einem Durchmesser, der ausreichend groß ist, um den auslaufenden Schwanz des Felds des di elektrischen Wellenleiters auf einen Wert von etwa 40 bis 50 dB unter den Spitzenwert zu reduzieren. Eine exponentielle Hornverjüngung wird deshalb bevorzugt, da die Steigung am Anfang des Horn null ist und dann bei kleineren Durchmessern, bei denen die Steigung am kritischsten ist, nur allmählich zunimmt. Bei größeren Durchmessern ist die Steigung unkritisch, und bei diesen Durchmessern ändert sich die Steigung der exponentiellen Ver jüngung am stärksten. Eine besonders bevorzugte Hornverjüngung folgt der Gleichung r = exp(ax²) - r₀.

Jenseits des Horns 14 verjüngt sich der dielektrische Stab 11 nach innen mit einem Winkel, der ausreichend gering ist (weniger als etwa 5°, vorzugsweise weniger als etwa 2°), um eine merkliche Strahlung von den Seitenoberflächen des Stabes 11 zu vermeiden. In einem kompakteren Design kann die Verjüngung des Stabes 11 innerhalb des Horns 14 beginnen. Wenn der Durchmesser des Stabs 11 abnimmt, dehnt sich das Feld um den Stab herum aus und wird von dem zweiten dielektrischen Wellenleiter 12 eingefangen, um eine relativ große Antennenapertur zu bilden. Wie weiter unten in größerem Detail diskutiert wird, ist der maximale Durchmesser des Stabs 11 groß genug ausgewählt, daß bei der Dielektrizitätskonstanten des Stabmaterials und der Arbeitsfrequenz die Felder innerhalb des Stabes gehalten werden. Der minimale Durchmesser ist so ausgewählt, daß er klein genug ist, so daß sich der größte Teil der Energieverteilung außerhalb des Stabes 11 befin det. Die Verjüngung zwischen den maximalen und minimalen Durchmessern entlang der Länge des Stabes 11 nimmt vorzugsweise in der Steigung mit abnehmenden Durchmesser ab, um die Abstrahlung von der Verjüngung zu minimieren.

Die physikalische Größe des dielektrischen Wellenleiters hängt von der Dielektrizi tätskonstanten des Kerns und des Hüllmaterials ab. Die normierte Wellenzahl V_drwg eines dielektrischen, stabförmigen Wellenleiters ist bekanntermaßen

V_drwg = k₀b(ε₁ - ε₂)½

mit k₀ = 2π/λ₀, wobei λ₀ die Arbeitswellenlänge und b der Radius des Kerns ist. Die relati ven absoluten Dielektrizitätskonstanten des Kerns und des Hüllmaterials sind ε₁ bezie hungsweise ε₂. Der Ein-Moden-Arbeitsbereich ist

0 < V_drwg < 2,405.

Wenn V_drwg jedoch zu klein ist, erstrecken sich die Wellenleiterfelder zu weit in das Hüll material. Vom praktischen Gesichtspunkt nimmt man als Minimum V_drwg < 1. Vorzugs weise ist V_drwg ≈ 1,5, so daß das Feld vom dem Wellenleiter fest umschlossen wird. Wenn V_drwg < 1, ist ein beträchtlicher Teil der Leistung außerhalb des Kerns. Daher ist von prakti schen Überlegungen her der Ein-Moden-Arbeitsbereich des dielektrischen, stabförmigen Wellenleiters auf

1 < V_drwg < 2,405

beschränkt.

Der Ein-Moden-Arbeitsbereich eines kreisförmigen Wellenleiters mit perfekt leiten den Außenwänden ist gegeben durch

1,841 < V_cwg < 2,405.

Hier ist V_cwg = k₀a(ε₁)½, wobei a der Außenradius des Metalls ist. Der Übergang von einem kreisförmigen Wellenleiter, der mit einem Dielektrikum mit der absoluten Dielektrizitäts konstanten ε₁ gefüllt ist und in dem Ein-Moden-Arbeitsbereich mit einem Radius a arbeitet auf einen dielektrischen, stabförmigen Wellenleiter mit dem Radius b aus demselben dielek trischen Material, das aber in ein zweites dielektrische Material mit der absoluten Dielektri zitätskonstanten ε₂ eingetaucht ist, und der ebenfalls in dem Ein-Moden-Arbeitsbereich arbeitet, ist im folgenden beschrieben.

Der Radius b eines dielektrischen, stabförmigen Wellenleiters hängt von dem Ver hältnis zwischen ε₁ und ε₂ ab. Für große ε₁/ε₂ ist der Radius kleiner als der Radius des kreisförmigen Wellenleiters. Für geringe Unterschiede in den Dielektrizitätskonstanten wird der Radius b größer als die größte für den Ein-Moden-Arbeitsbereich des kreisförmigen, metallischen Wellenleiters erlaubte Größe. In diesem Fall ist der Übergang von einem Wel lenleiter zu dem anderen ohne Erzeugung höherer Moden erforderlich. Das Verhältnis der normierten Wellenzahlen ist gegeben durch

und ist in Fig. 3 aufgezeichnet. Es gibt ein Verhältnis von dielektrischen Konstanten, bei dem V_drwg minimal ist und V_cwg maximal ist, das definiert, wann das Verhältnis ε₁/ε₂ zu klein für einen einfachen Wellenleiterübergang ist. Dies geschieht bei

Durch Umkehrung der obigen Gleichung,

wird das kritische Verhältnis ε₁/ε₂ = 1,209 gefunden. Für Verhältnisse unterhalb dieses kritischen Werts ist der Radius des kreisförmigen, metallischen Wellenleiters zu groß und erlaubt daher zu viele Moden. Wenn die Größe des Stabes so reduziert wird, daß er zur größten zulässigen Größe des kreisförmigen Wellenleiters paßt, dann ist der Arbeits-V_drwg- Wert kleiner als ein akzeptierbarer, praktischer Wert.

Wie in den Fig. 1 und 2 gezeigt, ist der nahe Bereich des zweiten dielektrischen Wellenleiters 12 um den dielektrischen Stab 11 herum geformt, und der entfernte Bereich des Wellenleiters 12 erstreckt sich vorzugsweise über das entfernte Ende des Stabes 11 hinaus. Dieser zweite dielektrische Wellenleiter 12 kann am entfernten Ende des Stabes 11 enden. Dieser zweite dielektrische Wellenleiter 12 besteht vorzugsweise aus einem dielek trischen Schaum, so daß er eine viel geringere Dielektrizitätskonstante als der Stab besitzt. Natürlich besitzt der Wellenleiter 12 auch einen viel größeren Durchmesser als der Stab 11. Die bevorzugten Schaumdielektrika sind solche mit Dielektrizitätskonstanten unterhalb von etwa 4,0. Je niedriger die Dielektrizitätskonstante dieses Wellenleiters 12 ist, desto größer ist die Modenfeldverteilung, und desto größer ist daher die effektive Antennenöffnung und der resultierende Gewinn.

Die Anwesenheit des zweiten dielektrischen Wellenleiters 12 bewirkt eine erhebli che Vergrößerung des Antennengewinns aufgrund des größeren Modenfelds des Wellenlei ters mit der niedrigen Dielektrizitätskonstanten. Der Betrag des Gewinns hängt von dem Durchmesser des Dielektrikums und der Länge seiner Ausdehnung über das entfernte Ende des inneren Stabes 11 ab. Wie durch gestrichelten Linien 15a und 15b in Fig. 2 gezeigt, kann der Gewinn durch allmähliches Erweitern oder Verjüngen des zweiten Wellenleiters 12 entweder zum Vergrößern oder zum Verkleinern seines Durchmessers zum entfernten hin erhöht werden, vorausgesetzt, die Verjüngung/Erweiterung ist gering genug, um eine seitliche Abstrahlung von dem zweiten Dielektrikum zu verhindern. Die durch die Verjün gung/Erweiterung bewirkte Änderung des Durchmessers ändert den V-Wert des dielektri schen Wellenleiters, und der maximale Gewinn kann entweder durch Erhöhen oder Er niedrigen von V ausgehende von einem V-Wert, bei dem der maximale Gewinn minimal ist, erhöht werden. Solche Verjüngungen/Erweiterungen sind besonders leicht durchführbar für Submillimeter-Wellen, da die Größe der Antenne so gering ist.

Der Antennengewinn kann auch durch die Verwendung von mehrfachen konzen trischen Schichten aus dielektrischem Material erhöht werden, wobei jede aufeinanderfol gende Schicht eine niedrigere Dielektrizitätskonstante als die benachbarte, innere Schicht besitzt. Jede Schicht verjüngt sich derart, daß ihr Durchmesser zu ihrem entfernten Ende hin abnimmt, und die folgende, äußere Schicht erstreckt sich axial über ihre innere, benach barte Schicht hinaus. Jedes mal, wenn eine elektromagnetische Welle von einer Schicht zu nächsten geht, nimmt das Modenfeld zu, und somit erhöht sich der Gewinn.

Die Feldverteilung über die Antennenöffnung wird in dem Stab ungefähr durch die Besselfunktion J₀ beschrieben, und in dem den Stab umgebenden Raum wird sie durch die Besselfunktion K₀ beschrieben, die mit zunehmendem Radius exponentiell abnimmt. Die durch diese Funktionen beschriebene Feldverteilung wird bei einer hinreichenden Öffnung ungefähr gaussisch, und somit strahlt die Öffnung mit einer schmalen Hauptkeule und ge ringen Nebenkeulen ab. Das Abstrahlungsmuster besitzt also eine Rotationssymmetrie, und somit ist der Betrag der ersten Seitenkeule in den E- und H-Ebenen ungefähr gleich.

Wenn gewünscht, kann entweder einer der Wellenleiter 11 und 12 oder beide Wel lenleiter für eine Kontrolle des Abstrahlungsmusters oder der Polarisierung geformt sein. Zum Beispiel kann der innere Wellenleiter 11 mit einem leicht elliptischen, transversalen Querschnitt überall entlang des Wellenleiters versehen sein. Wenn die induzierte Gesamt phasenverzögerung zwischen den beiden Polarisationsrichtungen aufgrund der Geometrie für 90° ausgeführt ist, empfängt und sendet die Antenne Signale mit zirkularer Polarisation. Alternativ kann die Querschnittsform des äußeren Wellenleiters 12 so geformt sein, daß die Abstrahlungsrichtung verbessert wird. Jedwede relative Phasenverzögerung zwischen den Polarisierungsrichtungen kann durch eine geringe Verformung des inneren Wellenleiters 11 ausgeglichen werden, so daß die Antenne linear polarisierte Signale sendet und empfängt, dabei aber Signale mit einer bestimmten Abstrahlungsform sendet. Auch wenn die Wellen leiter 11 und 12 mit einem kreisförmigen, transversalen Querschnitt gezeigt worden sind, können andere geeignete, transversale Querschnitte, wie etwa elliptische, ovale oder recht eckige, verwendet werden.

Die normierte Wellenzahl V in einem massiven, dielektrischen Wellenleiter ist gege ben durch die Gleichung

V = 2πd/λ₀(ε₁-ε₂)½

wobei d der Durchmesser des Wellenleiters, λ₀ die Wellenlänge des freien Raums bei der Arbeitsfrequenz und ε₁ beziehungsweise ε₂, die Dielektrizitätskonstanten des Wellenleiter materials und des den Wellenleiter umgebenden Materials sind.

Bei einem kreisförmigen Stab muß der V-Wert kleiner als 2,4 sein, um Moden höherer Ordnung als die gewünschte HE₁₁-Mode abzuschneiden. In einem dielektrischen Schaum ist ε₂ = 1,03. Somit kann für einen Rexolitstab (ε₁ = 2,55), der von dielektrischem Schaum umgeben ist und mit einer Frequenz von 28,5 GHz arbeitet, bei der λ = 1,052 cm ist, der maximale Stabdurchmesser wie folgt berechnet werden:

In der Praxis erstrecken sich die Felder außerhalb des Stabes zu weit, wenn V klei ner als ungefahr 1,5 ist. Daher kann für einen Rexolitstab in einem dielektrischen Schaum, der mit 28,5 GHz arbeitet, der minimale Wert für d wie folgt berechnet werden:

Um die TE₁₁-Modenenergie in den dielektrischen Wellenleiter 11 zu übertragen, ist der Innendurchmesser des metallischen Wellenleiters 10 hinreichend gering, um die TM₀₁- Mode abzuschneiden, wenn der metallische Wellenleiter mit dem Rexolit-Dielektrikum gefüllt ist. Um dieses Ergebnis zu erreichen, muß der Innendurchmesser des metallischen Wellenleiters 10 bei 28,5 GHz unter 0,504 cm reduziert werden. Bei diesem Durchmesser muß ein dielektrisches Material mit einer relativ großen Dielektrizitätskonstanten verwen det werden, um den V-Wert über 1,5 zu halten und somit eines exzessive Ausdehnung des Feldes aus dem Horn heraus zu vermeiden. Wenn das Signal aber in dem dielektrischen Wellenleiter ist, kann der Durchmesser des Wellenleiters jedoch allmählich erhöht werden.

In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung besitzt eine Antenne für einen Betrieb bei 28,5 GHz einen inneren, dielektrischen Stab aus Rexolit mit einem Durchmesser von 0,491 cm und einen sich verjüngenden Durchmesser über eine Länge von 19,3 cm, der sich auf einen Durchmesser von 0,246 cm verjüngt. Die äußere dielektrische Hülle besteht aus einem expandierten Polystyrenschaum und besitzt einen Durchmesser von 3,81 cm und eine Länge von 40,64 cm. Die Dielektrizitätskonstanten der beiden Dielektrika betragen 2,55 beziehungsweise 1,03. Der V-Wert des Rexolitstabs mit dem umgebenden Schaumwellen leiter vor dem sich verjüngenden Abschnitt beträgt 1,8, und am Ende des sich verjüngen den, inneren Stabes beträgt der V-Wert 0,9. Der V-Wert der dielektrischen Hülle mit dem umgebenden freien Raum beträgt 2,12. Diese Antenne zeigt gute Abstrahlungsmuster mit einer Richtwirkung von 25,4 dBi. Ein beispielhaftes Abstrahlungsmuster, das von dieser Antenne erzeugt wird, ist in Fig. 4 gezeigt.

Die Antenne nach der vorliegenden Erfindung ist besonders nützlich in Verbindung mit einer Übertragungsleitung in der Form eines dielektrischen Wellenleiters, da Signale direkt zwischen der Übertragungsleitung und dem zentralen, inneren Stab der Antenne gekoppelt werden können. Auf ähnliche Weise kann die Antenne nach der vorliegenden Erfindung direkt mit einem aus integrierter Optik bestehenden Hochfrequenzschaltkreis gekoppelt werden.

Der in der Antenne nach den Fig. 1 und 2 verwendete Übergang zum Umwan deln der TE₁₁-Mode in eine HE₁₁-Mode und umgekehrt ist auch nützlich zum Koppeln eines dielektrischen Wellenleiters an eine nicht dielektrische Übertragungsleitung, wie etwa an einen metallischen Wellenleiter. In dem in Fig. 5 dargestellten Übergang wird Mikrowel lenenergie zwischen einem kreisförmigen, metallischen Wellenleiter 30 und einem kreisför migen, dielektrischen Wellenleiter 31 gekoppelt. Der dielektrische Wellenleiter 31 besitzt eine dielektrische Verkleidung 33 aus einem Schaum geringer Dichte. Außerdem besitzt der dielektrische Wellenleiter 31 einen Kern 31, der entweder aus einem massiven Dielek trikum oder aus einem dielektrischen Schaum mit einer geringfügig höheren Dichte als die der dielektrischen Schaumverkleidung 33 besteht. Ein massiver, dielektrischer Stab 34 innerhalb des Kerns 32 erstreckt sich in den metallischen Wellenleiter 30 auf dieselbe Weise wie der oben beschriebene dielektrische Stab 11. Der Stab 34 verjüngt sich allmählich zu seinem entfernten Ende, bevor er innerhalb des Kerns endet. In dem nachfolgenden Beispiel besteht der Wellenleiter aus einem Kern aus einem Schaum mit einer relativ höherer Dichte als der Schaum für die Verkleidung. Die Dielektrizitätskonstante des Verkleidungsschaums kann 1,035 betragen. Die Dielektrizitätskonstante des Kerns kann 1,12 betragen. Ein di elektrischer Wellenleiter dieses Typs wird bevorzugt wegen der günstigen Verlusteigen schaften der Schaumdielektrika. Das Verhältnis der beiden Dielektrizitätskonstanten be trägt 1,082. Dieses Verhältnis liegt unter dem kritischen Wert von 1,209, und daher ist der Durchmesser des Kerns größer als der Durchmesser eines einmodigen, kreisförmigen, metallischen Wellenleiters.

Vorzugsweise gibt es nur einen geringen Unterschied zwischen den Dielektrizitäts konstanten benachbarter dielektrischer Materialien, wie sie in dem Übergang der Fig. 5 verwendet werden. Die Dielektrizitätskonstanten des inneren Stabes 34, des Kerns 32 und der Schaumverkleidung 33 können zum Beispiel 2,55, 1,12 beziehungsweise 1,035 betra gen. In einem Übergang, in dem Materialien mit diesen Dielektrizitätskonstanten verwendet werden und der bei 38,5 GHz (λ = 1,052 cm) arbeiten soll, kann der Stab 34 einen maxi malen Durchmesser von 0,491 cm betragen, der sich auf 0,246 cm an seinem entfernten Ende entlang einer Länge von 31,4 cm mit einem Verjüngungswinkel von 0,220 verjüngt. Der Kern 32 und die Verkleidung 33 können Durchmesser von 2,296 cm beziehungsweise 11,483 cm besitzen. Die entsprechenden V-Werte sind 1,75 am breiteren Ende des sich verjüngenden Abschnitts des Stabes 34, 0,87 am schmaleren Ende des sich verjüngenden Abschnitts des Stabes 34 und 2,0 über das Ende des Stabes 34 hinaus. Ein besonders be vorzugtes dielektrisches Material für den Kern ist isotaktisches Polypropylen, das günstige Verlusteigenschaften bei den oben erwähnten Frequenzen von 38,5 GHz und höheren auf weist.

Claims

1. Mikrowellenübergang mit
einem einmodigen, metallischen Wellenleiter (10), zum Betrieb bei einer
Wellenlänge λ₀, einem dielektrischen Stab (11), der koaxial innerhalb des entfernten Endbereichs des metalli schen Wellenleiters montiert ist und aus einem ersten die lektrischen Material mit Dielektrizitätskonstanten ε₁ be steht, wobei sich ein entfernter Bereich des dielektri schen Stabs über das entfernte Ende des metallischen Wel lenleiters hinaus erstreckt, und
einem zweiten dielektrischen Material (12), das den dielektrischen Stab (11) über das entfernte Ende des me tallischen Wellenleiters hinaus umgibt und eine Dielektri zitätskonstante λ₂ niedriger als die Dielektrizitätskon stante des ersten dielektrischen Materials (11) besitzt, wobei ein Endbereich des dielektrischen Stabs sich nach innen zu seinem entfernten Ende hin verjüngt, um einen dielektrischen Übergangsbereich zum Abstrahlen von Signa len zu bilden, die sich zu dem entfernten Ende des dielek trischen Stabes (11) hin in das zweite dielektrische Ma terial (12) ausbreiten,wobei der dielektrische Stab einen Durchmesser d₁ am Beginn und das zweite dielektrische Ma terial einen Durchmesser d₂ am Ende des dielektrischen Übergangsbereichs aufweisen und wobei das erste dielek trische Material eine durch die Gleichung πd₁ (λ₀)^-1 (ε₁ - ε₂)½ bestimmte Wellenzahl V₁ und das zweite dielektri sche Material eine durch die Gleichung πd₂ (λ₀)^-1 (ε₂ - 1)½ bestimmte Wellenzahl V₂ aufweist, welche Wellenzahlen V₁ und V₂ Werte zwischen einem oberen und einem unteren Grenzwert aufweisen, wobei der obere Grenzwert einen Punkt bestimmt, bei dem das erste und zweite dielektrische Mate rial andere als die fundamentalen Wellenleitermoden unter stützen, und der untere Wert einen Punkt bestimmt, an dem eine Verschlechterung des Abstrahlungsmusters auftritt, das sich aufgrund von zu weit außerhalb des ersten und zweiten dielektrischen Materials erstreckenden Feldern er gibt.

2. Mikrowellenübergang nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß die Dielektrizitätskonstante des ersten dielektrischen Materials geringer als etwa 4 ist.

3. Mikrowellenübergang nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß sich das zweite dielektrische Material (12) über das entfernte Ende des dielektrischen Stabes (11) hinaus erstreckt.

4. Mikrowellenübergang nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß sich der metallische Wellenleiter (10), der den dielektrischen Stab (11) enthält, nach innen bis zu einer Abschneidedimension nahe an seinem entfernten En de verjüngt

5. Mikrowellenübergang nach Anspruch 4, dadurch ge kennzeichnet, daß diese Abschneidedimension des metalli schen Wellenleiters (10), der den dielektrischen Stab (10) enthält, geringer als die Abschneidedimension für die TM₀₁- Mode ist.

6. Mikrowellenübergang nach Anspruch 4, dadurch ge kennzeichnet, daß der dielektrische Stab (11) sich nach außen zum entfernten Ende des metallischen Wellenleiters (10) hin erweitert und daß der sich nach innen verjüngende Bereich (10a) des metallischen Wellenleiters (10) der Be reich ist, der den sich nach außen erweiternden Bereich (11a) des dielektrischen Stabes (11) umgibt.

7. Mikrowellenübergang nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß sich das entfernte Ende des metallischen Wellenleiters (10) nach außen hin erweitert (14), um Si gnale von dem metallischen Wellenleiter in den dielektri schen Stab (11) zu übertragen.

8. Mikrowellenübergang nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß der metallische Wellenleiter (10) ein kreisförmiger Wellenleiter ist, der so dimensioniert ist, daß er Mikrowellensignale in der H₁₁- (TE₁₁-) Mode über trägt.

9. Mikrowellenübergang nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß der dielektrische Stab (11) einen trans versalen Querschnitt besitzt, der aus der Gruppe der kreisförmigen, elliptischen, ovalen und rechteckigen Quer schnitte ausgewählt ist, und daß er so dimensioniert ist, daß er Mikrowellensignale in der HE₁₁-Mode überträgt.

10. Mikrowellenübergang nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß erstes und zweites dielektrisches Mate rial transversale Querschnitte besitzen, die aus der Grup pe der kreisförmigen, elliptischen, ovalen und rechtecki gen Querschnitte ausgewählt sind.

11. Mikrowellenübergang mit
einem einmodigen, metallischen Wellenleiter (30) zum Betrieb bei einer Wellenlänge λ₀,
einem dielektrischen Stab (34), der koaxial innerhalb des entfernten Endbereichs des metallischen Wellenleiters montiert ist und aus einem ersten dielektrischen Material mit einer Dielektrizitätskonstanten ε₁ besteht, wobei sich ein entfernter Bereich des dielektrischen Stabs über das entfernte Ende des metallischen Wellenleiters hinaus er streckt,
einem zweiten dielektrischen Material (32), das den dielektrischen Stab (34) über das entfernte Ende des me tallischen Wellenleiters hinaus umgibt und eine Dielektri zitätskonstante ε₂ niedriger als die Dielektrizitätskon stante des ersten dielektrischen Materials (34) besitzt, wobei ein Endbereich des dielektrischen Stabs sich innen zu seinem entfernten Ende hin verjüngt, um einen Mikrowel lenübergangsbereich zum Abstrahlen von Signalen zu bilden, die sich zu dem entfernten Ende des dielektrischen Stabes (34) in das zweite dielektrische Material (32) ausbreiten, wobei der dielektrische Stab einen Durchmesser d₁ am An fang des dielektrischen Übergangsbereichs und das zweite dielektrische Material einen Durchmesser d₂ am Ende des dielektrischen Übergangsbereichs aufweist, und
einem dritten dielektrischen Material (33), das das zweite dielektrische Material (32) umgibt und eine Dielektrizi tätskonstante ε₃ niedriger als die Dielektrizitätskonstante des zweiten dielektrischen Materie als aufweist,
wobei das erste dielektrische Material eine durch die Gleichung πd₁ (λ₀)^-1 (ε₁ - ε₂)½ bestimmte Wellenzahl V₁, das zweite dielektrische Material eine durch die Gleichung πd₂ (λ₀)¹ (ε₂ - ε₃)½ bestimmte Wellenzahl V₂ aufweisen, welche Wellenzahlen V₁ und V₂ Werte zwischen einem oberen Grenzwert und einem unteren Grenzwert aufweisen, wobei der obere Grenzwert einen Punkt bestimmt, an dem das erste und zweite dielektrische Material andere als die fundamentalen Wellenleitermoden unterstützen, und der untere Grenzwert einen Punkt bestimmt, an dem eine Verschlechterung des Ab strahlungsmusters auftritt, die sich aufgrund von zu weit außerhalb des ersten und zweite dielektrischen Materials erstreckenden Felder ergibt.

12. Mikrowellenübergang nach Anspruch 11, dadurch ge kennzeichnet, daß das dritte dielektrische Material (33) ein Schaum ist.

13. Mikrowellenübergang nach Anspruch 11, dadurch ge kennzeichnet, daß das zweite dielektrische Material iso taktisches Polypropylen ist.

14. Mikrowellenübergang nach Anspruch 12, dadurch ge kennzeichnet, daß die Dielektrizitätskonstante des dritten dielektrischen Material kleiner als die Dielektrizitäts konstante des zweiten dielektrischen Materials und größer als die Dielektrizitätskonstante von Luft ist.

15. Mikrowellenantenne mit:
einem einmodigen, metallischen Wellenleiter (10) zum Betrieb bei Wellenlänge λ₀, der sich nach innen bis zu einer Abschneidedimension an seinem entfernten Ende ver jüngt, wobei die Abschneidedimension so ausgewählt ist, daß sie die Ausbreitung einer fundamentalen Wellenleitermo de ermöglicht, während Moden höherer Ordnung abgeschnitten werden,
einem ersten dielektrischen Wellenleiter (11) mit Dielektrizitätskonstanten ε₁, der koaxial innerhalb des entfernten Endbereichs des metallischen Wellenleiters mon tiert ist, wobei sich ein entfernter Bereich des dielek trischen Wellenleiters über das entfernte Ende des metal lischen Wellenleiters hinaus erstreckt, und
einem zweiten dielektrischen Wellenleiter (12), der den ersten dielektrischen Wellenleiter (11) über das ent fernte Ende des metallischen Wellenleiters hinaus umgibt und eine Dielektrizitätskonstante ε₂ niedriger als die Die lektrizitätskonstante des ersten dielektrischen Wellenlei ters (11) besitzt, wobei ein Endbereich des ersten dielek trischen Wellenleiters sich nach innen zu seiner Achse hin verjüngt, um einen dielektrischen Übergangsbereich zum Ab strahlen von Signalen zu bilden, die sich zu dem entfern ten Ende des ersten dielektrischen Wellenleiters (11) hin in den zweite dielektrischen Wellenleiter (12) ausbreiten, wobei der erste dielektrische Wellenleiter einen Durchmes ser d₁ am Beginn des dielektrischen Übergangsbereichs und der zweite dielektrische Wellenleiter einen Durchmesser d₂ am Ende des dielektrischen Übergangsbereichs aufweist, wo bei der erste dielektrische Wellenleiter eine durch die Gleichung πd₁ (λ₀)^-1 (ε₁ - ε₂)½ bestimmte Wellenzahl V₁ und der zweite dielektrische Wellenleiter eine durch die Glei chung πd₂ (λ₀)^-1 (ε₂ - 1)½ bestimmte Wellenzahl V₂ auf weist, welche Wellenzahlen V₁ und V₂ Werte zwischen einem oberen Grenzwert und einem unteren Grenzwert aufweisen, wobei der obere Grenzwert einen Punkt bestimmt, an dem das erste und zweite dielektrische Material andere als funda mentale Wellenmoden unterstützen können, und der untere Grenzwert einen Punkt bestimmt, an dem eine Verschlechte rung des Abstrahlungsmusters aufgrund von sich zu weit au ßerhalb des ersten und zweiten dielektrischen Materials erstreckenden Feldern auftritt.

16. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß die Dielektrizitätskonstante des ersten dielektrischen Wellenleiters geringer als etwa 4 ist.

17. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß sich der zweite dielektrische Wellenlei ter (12) über das entfernte Ende des ersten dielektrischen Wellenleiters (11) hinaus erstreckt.

18. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß diese Abschneidedimension des metalli schen Wellenleiters (10), der den ersten dielektrischen Wellenleiter (11) enthält, geringer als die Abschneidedi mension für die TM₀₁-Mode ist.

19. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß der sich nach innen verjüngende Bereich (10a) des metallischen Wellenleiters (10) der Bereich ist, der einen sich nach außen erweiternden Bereich (11a) des ersten dielektrischen Wellenleiters (11) umgibt.

20. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß sich das entfernte Ende des metallischen Wellenleiters (10) nach außen erweitert (14), um Signale von dem metallischen Wellenleiter in den ersten dielektri schen Wellenleiter (11) zu übertragen.

21. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß der metallische Wellenleiter (10) ein kreisförmiger Wellenleiter ist, der so dimensioniert ist, daß er Mikrowellensignale in der H₁₁- (TE₁₁-) Mode über trägt.

22. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß der erste dielektrische Wellenleiter (11) einen transversalen Querschnitt besitzt, der aus der Gruppe der kreisförmigen, elliptischen, ovalen und recht eckigen Querschnitte ausgewählt ist, und daß der so dimen sioniert ist, daß er Mikrowellensignale in der HE₁₁-Mode überträgt.

23. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß der zweite dielektrische Wellenleiter (33) ein Schaumdielektrikum umfaßt.

24. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß die dielektrischen Wellenleiter trans versale Querschnitte besitzen, die aus der Gruppe der kreisförmigen, elliptischen, ovalen und rechteckigen Quer schnitte ausgewählt sind.

25. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß sich der zweite dielektrische Wellenlei ter (12) nach innen zu seinem entfernten Ende hin ver jüngt, um den Gewinn der Antenne zu erhöhen.

26. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß erste und zweite dielektrische Wellen leiter transversale Querschnitte besitzen, die aus der Gruppe der kreisförmigen, elliptischen, ovalen und recht eckigen Querschnitte ausgewählt sind.

27. Mikrowellenübergang nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß sich der zweite dielektrische Wellenlei ter (12) nach innen zu seinem entfernten Ende hin ver jüngt, um den Gewinn der Antenne zu erhöhen.

28. Mikrowellenübergang nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß sich der zweite dielektrische Wellenlei ter (12) nach außen zu seinem entfernten Ende hin erwei tert, um den Gewinn der Antenne zu erhöhen.

29. Mikrowellenübergang nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß die Verjüngung des dielektrischen Stabes (11) einen dielektrischen Übergangsbereich bildet, der sich von dem entfernten Endbereich des metallischen Wel lenleiters (10) bis zum entfernten Ende des dielektrischen Stabes (11) erstreckt, und daß das zweite dielektrische Material einen konstanten Durchmesser in diesem dielektri schen Übergangsbereich besitzt.

30. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch ge kennzeichnet, daß die Verjüngung des ersten dielektrischen Wellenleiters (11) einen dielektrischen Übergangsbereich bildet, der sich von dem entfernten Endbereich des metal lischen Wellenleiters (10) bis zum entfernten Ende des er sten dielektrischen Wellenleiters (11) erstreckt, und daß das zweite dielektrische Material einen konstanten Durch messer in diesem dielektrischen Übergangsbereich besitzt.

31. Mikrowellenübergang nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß das zweite dielektrische Material einen kon stanten Durchmesser im dielektrischen Übergangsbereich aufweist.

32. Mikrowellenantenne nach Anspruch 15, dadurch gekenn zeichnet, daß das zweite dielektrische Material einen kon stanten Durchmesser im dielektrischen Übergangsbereich aufweist.

33. Mikrowellenantenne nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß das zweite dielektrische Material einen kon stanten Durchmesser im dielektrischen Übergangsbereich aufweist.

34. Mikrowellenübergang mit
einem einmodigen, metallischen Wellenleiter zum Betrieb bei einer Wellenlänge λ₀,
einem dielektrischen Stab (11), der koaxial innerhalb des entfernten Endbereichs des metallischen Wellenleiters mon tiert ist und aus einem ersten dielektrischen Material mit einer Dielektrizitätskonstanten ε₁ besteht, wobei sich ein entfernter Endbereich des dielektrischen Stabs über das entfernte Ende des metallischen Wellenleiters hinaus er streckt, und
einem zweiten dielektrischen Material (12), das den die lektrischen Stab (11) über das entfernte Ende des metalli schen Wellenleiters hinaus umgibt und eine Dielektrizi tätskonstante ε₂ niedriger als die Dielektrizitätskonstante des ersten dielektrischen Materials (11) besitzt, wobei ein Endbereich des dielektrischen Stabs sich nach innen zu seinem entfernten Ende hin verjüngt, um einen dielektri schen Übergangsbereich zum Abstrahlen von Signalen zu bil den, die sich zu dem entfernten Ende des dielektrischen Stabes (11) hin in das zweite dielektrische Material (12) ausbreiten, wobei der dielektrische Stab einen Durchmesser d₁ am Anfang des dielektrischen Übergangsbereichs und das zweite dielektrische Material einen Durchmesser d₂ am Ende des dielektrischen Übergangsbereichs aufweisen, wobei das erste dielektrische Material eine durch die Gleichung πd₁ (λ₀)^-1 (ε₁ - ε₂)½ bestimmte Wellenzahl V₁ und das zweite dielektrische Material eine durch die Gleichung πd₂ (λ₀)^-1 (ε₂ - 1)½ bestimmte Wellenzahl V₂ aufweist, welche Wellenzahlen V₁ und V₂ größer als ungefähr 1,5 und geringer als ungefähr 2,4 sind, um die fundamentale Wel lenmode im Übergang aufrechtzuerhalten und Moden höherer Ordnungen sowie eine Verschlechterung des Abstrahlungsmu sters zu vermeiden.

35. Mikrowellenübergang mit
einem einmodigen, metallischen Wellenleiter (10) zum Be trieb einer Wellenlänge λ₀,
einem dielektrischen Stab (11), der koaxial innerhalb des entfernten Endbereichs des metallischen Wellenleiters mon tiert ist und aus einem ersten dielektrischen Material mit einer Dielektrizitätskonstanten ε₁ besteht, wobei sich ein entfernter Bereich des dielektrischen Stabs über das ent fernte Ende des metallischen Wellenleiters hinaus er streckt,
einem zweiten dielektrischen Material (12), das den die lektrischen Stab (11) über das entfernte Ende des metalli schen Wellenleiters hinaus umgibt und eine Dielektrizi tätskonstante ε₂ niedriger als die Dielektrizitätskonstante des ersten Dielektrischen Materials (11) besitzt, wobei ein Endbereich des dielektrischen Stabs sich nach innen zu seinem entfernten Ende hin verjüngt, um einen dielektri schen Übergangsbereich zum Abstrahlen von Signalen zu bil den, die sich zu dem entfernten Ende des dielektrischen Stabs (11) hin in das zweite dielektrische Material (12) ausbreiten, wobei der dielektrische Stab einen Durchmesser d₁ am Beginn des dielektrischen Übergangsbereichs und das zweite dielektrische Material einen Durchmesser d₂ am Ende des dielektrischen Übergangsbereichs aufweisen, und
einem dritten dielektrischen Material, das das zweite die lektrische Material umgibt und eine Dielektrizitätskon stante ε₃ niedriger als die Dielektrizitätskonstante des zweiten dielektrischen Materials besitzt, wobei das erste dielektrische Material eine durch die Gleichung πd₁ (λ₀)^-1 (ε₁ - ε₂)½ bestimmte Wellenzahl V₁ und das zweite dielek trische Material eine durch die Gleichung πd₂ (λ₀)^-1 (ε₂ - ε₃)½ bestimmte Wellenzahl V₂ aufweist, welche Wellenzah len V₁ und V₂ größer als ungefähr 1,5 und geringer als un gefähr 2,4 sind, um die fundamentale Wellenleitermode im Übergangsbereich aufrechtzuerhalten und Moden höherer Ord nung und eine sich ergebende Verschlechterung des Abstrah lungsmusters zu vermeiden.

36. Mikrowellenantenne mit
einem einmodigen, metallischen Wellenleiter (10) zum Be trieb bei einer Wellenlänge λ₀, der sich nach innen bis zu einer Abschneidedimension an seinem entfernten Ende ver jüngt, wobei die Abschneidedimension so ausgewählt ist, daß sie die Ausbreitung einer fundamentalen Wellenleiter mode ermöglicht, während Moden höherer Ordnung abgeschnit ten werden,
einem ersten dielektrischen Wellenleiter (11) mit Dielek trizitätskonstante ε₁, der koaxial innerhalb des entfernten Endbereichs des metallischen Wellenleiters montiert ist, wobei sich ein entfernter Bereich des ersten dielektri schen Wellenleiters über das entfernte Ende des metalli schen Wellenleiters hinaus erstreckt, und
einem zweiten dielektrischen Wellenleiter (12), der den ersten dielektrischen Wellenleiter (11) über das entfernte Ende des metallischen Wellenleiters hinaus umgibt und eine Dielektrizitätskonstante ε₂ niedriger als die Dielektrizi tätskonstante des ersten dielektrischen Wellenleiters be sitzt, wobei ein Endbereich des ersten dielektrischen Wel lenleiters sich nach innen zu seiner Achse hin verjüngt, um einen dielektrischen Übergangsbereich zum Abstrahlen von Signalen zu bilden, die sich zu dem entfernten Ende des ersten dielektrischen Wellenleiters (11) hin in den zweiten dielektrischen Wellenleiter (12) ausbreiten, wobei der erste dielektrische Wellenleiter einen Durchmesser d₁ am Beginn des dielektrischen Übergangsbereichs und der zweite dielektrische Wellenleiter einen Durchmesser d₂ am Ende des dielektrischen Übergangsbereichs aufweisen, der erste dielektrische Wellenleiter eine durch die Gleichung πd₁ (λ₀)^-1 (ε₁ - ε₂)½ bestimmte Wellenzahl V₁ und der zwei te dielektrische Wellenleiter eine durch die Gleichung πd₂ (λ₀)^-1 (ε₂ - 1)½ bestimmte Wellenzahl V₂ aufweisen, welche Wellenzahlen V₁ und V₂ größer als ungefähr 1,5 und geringer als ungefähr 2,4 sind, um die fundamentale Wel lenleitermode im Übergangsbereich beizubehalten und Moden höherer Ordnung und eine sich ergebende Verschlechterung des Abstrahlungsmusters zu vermeiden.