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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Richtungskoppler, der
dielektrische Leitungen als Übertragungswege
verwendet, eine Antennenvorrichtung, die den Richtungskoppler umfaßt und ein
Radarsystem, das die Antennenvorrichtung umfaßt.
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Ein
Richtungskoppler, der dielektrische Leitungen als Übertragungswege
verwendet, ist in den
japanischen
Patentanmeldungen Nr. 8-8621 und
10-200331 offenbart.
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Die
japanische Patentanmeldung Nr. 8-8621 bezieht
sich auf einen Richtungskoppler, der einen nicht-strahlenden bzw. nicht abstrahlenden
dielektrischen Wellenleiter (hierin nachfolgend als „NRD-Leiter" bezeichnet) verwendet.
Aufgrund seines geringen Übertragungsverlusts
in einem einzigen NRD-Leiter wird der LSM-Modus als ein Übertragungsmodus
bei einem Kopplungsabschnitt des Richtungskopplers verwendet. Ein
gebogener Abschnitt weist einen Krümmungsradius von einem von mehreren
diskreten Werten auf, um einen geringeren Verlust zu liefern. Der
Richtungskoppler ist angepaßt, um
elektromagnetische Wellen sowohl in dem LSM-Modus als auch dem LSE-Modus
auszubreiten. Daher entstehen Probleme dadurch, daß in dem Richtungskopplungsabschnitt
wahrscheinlich eine Modusumschaltung auftritt, was zu Welligkeiten
in der Einfügungsverlust-gegen-Frequenz-Charakteristik
führt.
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Die
japanische Patentanmeldung Nr. 10-200331 bezieht
sich auf eine Antennenvorrichtung, die einen Richtungskoppler beinhaltet,
der dielektrische Leitungen als Übertragungswege
verwendet, und bei dem die Sekundärleitung parallel zu der Primärleitung
bewegt wird, um eine Strahlabtastung zu erreichen. Ein Zwischenraum
zwischen den beiden Leitungen des Richtungskopplers bildet eine Drossel
und verhindert dadurch einen Leckwellenverlust. Wenn jedoch der
Richtungskoppler angepaßt ist,
um elektromagnetische Wellen in dem LSM-Modus und dem LSE-Modus
auszubreiten, tritt wie bei dem Richtungskoppler, der in der
japanischen Patentanmeldung Nr. 8-8621 offenbart
ist, Verlust auf, der durch das Modusumschalten entsteht. Falls
sich die elektromagnetischen Wellen nur in dem LSM01-Modus als einem
Primärmodus
ausbreiten, treten außerdem
Probleme auf, da die elektromagnetischen Wellen wahrscheinlich von
dem Zwischenraum zwischen der Primärleitung und der Sekundärleitung austreten,
und dadurch möglicherweise
den Einfügungsverlust
erhöhen.
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Die
US 5,920,245 offenbart eine
Vorrichtung, die als ein Richtkoppler arbeitet. Der Richtkoppler weist
zwei dielektrische Streifen auf, die auf einer oberen Leiterplatte
angeordnet sind, und zwei dielektrische Streifen, die auf einer
unteren Leiterplatte angeordnet sind, wobei jeweils zwei dielektrische
Streifen übereinandergebildet
sind. Zwischen den übereinandergebildeten
dielektrischen Streifen ist eine Schaltungsplatine angeordnet, die
Streifenleitungen aufweist, die quer zu den dielektrischen Streifen
angeordnet sind und jeweils einen Abstand von einem Viertel einer
Wellenlänge
aufweisen. Die Streifenleitungen ermöglichen eine Kopplung von einer
ersten dielektrischen Leitung, die durch zwei übereinanderangeordnete dielektrische
Streifen gebildet wird, zu der dielektrischen Leitung, die durch
die anderen zwei übereinanderangeordneten
dielektrischen Streifen gebildet wird.
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Richtungskoppler
mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.
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Diese
Aufgabe wird durch einen Richtungskoppler gemäß Anspruch 1 gelöst.
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Dementsprechend
schafft die vorliegende Erfindung einen kompakten Richtungskoppler,
der die Probleme des erhöhten
Einfügungsverlust
aufgrund von Modusumschalten in dem Kopplungsabschnitt der Primärleitung
und der Sekundärleitung, die
den Richtungskoppler bilden, löst,
der eine verbesserte Gestaltungsflexibilität in dem gebogenen Abschnitt
aufweist und der das Austreten der elektromagnetischen Wellen von
dem Zwischenraum zwischen der Primärleitung und der Sekundärleitung
des Richtungskopplers unterdrückt,
wenn dieselben voneinander getrennt sind.
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Die
vorliegende Erfindung schafft ferner eine kompakte Antennenvorrichtung,
die einen kompakten Richtungskoppler mit geringerem Verlust enthält, das
eine Strahlabtastung mit hoher Rate erreicht und schafft ein kompaktes
Radarsystem mit einer hohen Erfassungsfähigkeit, das die Antennenvorrichtung verwendet.
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Zu
diesem Zweck umfaßt
ein Richtungskoppler zwei nicht-strahlende
dielektrische Leitungen, die jeweils flache leitfähige Oberflächen, die
im wesentlichen parallel zueinander plaziert sind, und einen dielektrischen
Streifen, der dazwischen angeordnet ist, aufweisen, wobei die beiden
nicht-strahlenden dielektrischen Leitungen miteinander gekoppelt
sind, so daß zumindest
Abschnitte der dielektrischen Streifen nahe zueinander sind und
sich parallel zueinander erstrecken. Der Hauptübertragungsmodus von elektromagnetischen
Wellen bei der verwendeten Frequenz ist ein LSE-Modus, bei dem sich
die elektromagnetischen Wellen in den nicht-strahlenden dielektrischen
Leitungen ausbreiten. Der LSE-Modus wird als ein Hauptübertragungsmodus
verwendet, und behält
dadurch einen niedrigen Verlust bei und realisiert einen kompakten
Richtungskoppler.
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Vorzugsweise
sind die Querschnittsdimensionen der dielektrischen Streifen und
der Abstand zwischen den flachen leitfähigen Oberflächen derart
gewählt,
daß sich
die elektromagnetischen Wellen bei der verwendeten Frequenz lediglich
in dem LSE-Modus in den nicht-strahlenden dielektrischen Leitungen
ausbreiten können.
Dadurch kann der Verlust, der durch Modusumschalten zwischen dem
LSE-Modus und dem LSM-Modus
in dem gebogenen Abschnitt bewirkt wird, unterdrückt werden.
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Die
beiden nicht-strahlenden dielektrischen Leitungen, die den Richtungskoppler
bilden, können durch
Trennen von Oberflächen,
die sich entlang der longitudinalen Richtung der beiden dielektrischen Streifen
erstrecken, getrennt werden und die beiden nicht-strahlenden dielektrischen
Leitungen können
in der longitudinalen Richtung der dielektrischen Steifen plaziert
werden, so daß sie
bezüglich
zueinander relativ verschoben sind. Daher können die beiden nicht-strahlenden dielektrischen
Leitungen bezüglich zueinander
relativ verschoben sein, obwohl sie miteinander gekoppelt sind,
wodurch der Verlust aufgrund des Austretens elektro magnetischer
Wellen von den trennenden Oberflächen
reduziert wird.
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Jede
der beiden nicht-strahlenden dielektrischen Leitungen kann leitfähige Platten
umfassen, die den dielektrischen Streifen halten, und die gegenüberliegenden
Oberflächen
der leitfähigen
Platten, die den trennenden Oberflächen der nicht-strahlenden
dielektrischen Leitungen entsprechen, weisen vorzugsweise darin
geformte Drosselrillen auf. Dies unterdrückt zuverlässig das Austreten der elektromagnetischen
Wellen in dem LSE-Modus von einem Zwischenraum zwischen den gegenüberliegenden Oberflächen der
leitfähigen
Platten.
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Bei
einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung umfaßt eine
Antennenvorrichtung einen Primäremitter,
der mit einer von zwei nicht-strahlenden dielektrischen Leitungen
in einem Richtungskoppler verbunden ist, die voneinander getrennt
sind, und eine dielektrische Linse, die im wesentlichen auf dem
Primäremitter
fokussiert. Daher kann der Primäremitter
bezüglich
der dielektrischen Linse relativ verschoben werden, wenn die beiden
nicht-strahlenden dielektrischen Leitungen in dem Richtungskopplungsabschnitt
relativ verschoben sind, wodurch eine Strahlabtastung mit hoher
Rate erzielt wird.
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Bei
noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung umfaßt ein Radarsystem
eine Einheit zum Senden und Empfangen elektromagnetischer Wellen,
und die Einheit umfaßt
die oben beschriebene Antennenvorrichtung. Daher wird das gesamte
Radarsystem kompakt, da es eine Antennenvorrichtung umfaßt, die
einen kompakten und leichten Richtungskoppler umfaßt, und
eine Strahlabtastung mit hoher Rate erreichen kann.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf
die beiliegenden Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
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1 eine
perspektivische Ansicht eines Richtungskopplers gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, wobei eine obere leitfähige Platte
von demselben entfernt ist;
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2A und 2B eine
Draufsicht bzw. eine Querschnittsansicht eines gekoppelten Zwei-Leitungs-Modells
des in 1 gezeigten Richtungskopplers;
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3A und 3B Diagramme,
die ein Beispiel der Charakteristika des gekoppelten Zwei-Leitungs-Modells
zeigen;
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4A und 4B eine
perspektivische Ansicht bzw. eine Querschnittsansicht eines Richtungskopplers
gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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5 schematisch
ein Beispiel der Magnetfeldverteilung in dem Hauptabschnitt des
in 4 gezeigten Richtungskopplers;
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6 schematisch
die elektrische Feldverteilung in dem Hauptabschnitt eines Richtungskopplers
als vergleichendes Beispiel;
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7 schematisch
die Magnetfeldverteilung in dem Hauptabschnitt eines Richtungskopplers
als ein vergleichendes Beispiel;
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8 eine
Draufsicht einer Antennenvorrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung; und
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9 ein
Blockdiagramm eines Radarsystems gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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Ein
Richtungskoppler gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist mit Bezugnahme auf die 1 bis 3B beschrieben.
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1 ist
eine perspektivische Ansicht des Richtungskopplers, wobei eine obere
leitfähige
Platte von demselben entfernt ist. Bezug nehmend auf 1 umfaßt der Richtungskoppler
eine untere leitfähige
Platte 1 und dielektrische Streifen 3 und 4,
die durch Schneiden eines Materials, wie z. B. Polytetrafluorethylen
(PTFE) gebildet werden. Der Richtungskoppler umfaßt ferner
eine obere leitfähige
Platte 2 (siehe 2B), die
parallel zu der unteren leitfähigen Platte 1 angeordnet
ist, so daß die
dielektrischen Streifen 3 und 4 zwischen der oberen
und der unteren leitfähigen
Platte 1 und 2 angeordnet werden können.
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Bei
der Darstellung von 1 weist der dielektrische Streifen 3 einen
geraden Abschnitt und einen gebogenen Abschnitt auf, und liegt nahe
bei einem geraden Abschnitt des dielektrischen Streifens 4,
um sich über
die Länge
L parallel zu demselben zu erstrecken, während er durch die Kopplungslücke G von
demselben beabstandet ist.
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2A und 2B stellen
ein beispielhaftes gekoppeltes Zwei-Leitungs-Modell dar, das im wesentlichen
einem Richtungskopplungsabschnitt des in 1 gezeigten
Richtungskopplers entspricht. 2A ist
eine Draufsicht der dielektrischen Streifen 3 und 4,
und 2B ist eine Querschnittsansicht der dielektrischen
Streifen 3 und 4 entlang der Ebene senkrecht zu
den Achsen der dielektrischen Streifen 3 und 4.
In den 2A und 2B ist
die Kopplungslänge
der beiden gekoppelten Leitungen durch L, der Abstand zwischen der
oberen und der unteren leitfähigen
Platte 1 und 2 durch h, die Breite der dielektrischen
Streifen 3 und 4 durch a und der Kopplungszwischenraum
durch G angezeigt. Bei dieser Darstellung ist G = 0,4 mm und h =
1,8 mm.
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3A und 3B zeigen
Charakteristika für
den LSM-Modus und den LSE-Modus als Übertragungsmodi auf dem in 2A und 2B gezeigten Modell. 3A ist
eine Charakteristik, die die Kopplungslänge L für einen Kopplungsbetrag von
0 dB zeigt, während
die Breite der dielektrischen Streifen 3 und 4 schwankt. 3B ist
eine Charakteristik, die den Übertragungsverlust
zeigt, während
die Breite a schwankt.
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Wenn
der Richtungskoppler, der eine elektrische Feldkopplung in dem LSM-Modus
verwendet, wie in 3B gezeigt gebildet ist, beträgt die optimale
Leitungsbreite a, die den minimalen Übertragungsverlust liefert,
2,0 mm, und wenn der Richtungskoppler, der eine Magnetfeldkopplung
in dem LSE-Modus verwendet,
gebildet ist, beträgt
die optimale Leitungsbreite a, die den minimalen Übertragungsverlust
liefert, 1,5 mm. Wie in 3A gezeigt
ist, beträgt die
Kopplungslänge,
die den minimalen Einfügungsverlust
in dem Richtungskoppler liefert, der eine elektrische Feldkopplung
in dem LSM-Modus verwendet, 9,2 mm, und die Kopplungslänge, die
den minimalen Einfügungsverlust
in dem Richtungskoppler liefert, der eine Magnetfeldkopplung in
dem LSE-Modus verwendet, beträgt
6,5 mm.
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Typischerweise
ist bei einem einzelnen NRD-Leiter der verwendete Übertragungsmodus
der LSM-Modus, während
der LSE-Modus ein
unerwünschter
Modus ist, weil der Übertragungsverlust bei
dem LSM-Modus niedriger ist als der Übertragungsverlust bei dem
LSE-Modus. Bei dem Richtungskoppler besteht jedoch, wie in 3B gezeigt ist,
im wesentlichen kein Unterschied beim Übertragungsverlust zwischen
dem LSM-Modus und
dem LSE-Modus. Vielmehr kann die Kopplungslänge des Richtungskopplers kürzer sein,
wenn der LSE-Modus verwendet wird, als wenn der LSM-Modus verwendet wird,
wodurch ein kompakter Richtungskoppler erreicht wird. Wenn außerdem der
Richtungskoppler, der eine Magnetfeldkopplung in dem LSE-Modus verwendet,
die optimale Kopplungslänge
(a = 1,5 mm) liefert, ist der LSM-Modus im wesentlichen abgeschnitten
bzw. ausgeschaltet, wie es in 3B gezeigt
ist, wobei die Übertragung
lediglich in dem LSE-Modus im wesentlichen erreicht wird. Ein Bereich
A (in dem a etwa gleich 1,25 bis 1,5 mm ist), der in 3B gezeigt
ist, stellt einen Nur-LSE-Modusübertragungsbereich
dar. Umgekehrt ist der LSE-Modus ein unerwünschter Modus und das Koppeln
in einem solchen unerwünschten
Modus wird verhindert.
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Ein
Richtungskoppler gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist mit Bezugnahme auf 4A bis 7 beschrieben.
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4A ist
eine perspektivische Ansicht eines gekoppelten Zwei-Leitungs-Abschnitts
des Richtungskopplers und 4B ist
eine Querschnittsansicht des gekoppelten Zwei-Leitungs-Abschnitts entlang
der Ebene, die senkrecht zu den Achsen der dielektrischen Streifen 3 und 4 ist.
In 4A und 4B werden
blockförmige
leitfähige
Platten 5 und 6, die aus Metall bestehen, und
jeweils Hauptrillen aufweisen, die darin gebildet sind, um flache
leitfähige
Oberflächen
zu liefern, die parallel zueinander plaziert sind, und die dielektrischen
Streifen 3 und 4 jeweils in den Hauptrillen aufgenommen.
Die blockförmige
Metallplatte 5 und der dielektrische Streifen 3 bilden
einen NRD-Leiter, und die blockförmige
Metallplatte 6 und der dielektrische Streifen 4 bilden
einen anderen NRD-Leiter. Die gegenüberliegenden Oberflächen der
blockförmigen
Metallplatten 5 und 6 entsprechen „trennenden
Oberflächen
der nicht-strahlenden dielektrischen Leitungen" gemäß der vorliegenden
Erfindung. Die trennende Oberfläche
der blockförmigen
Metallplatte 5 weist Drosselrillen 7 auf, die
darin gebildet sind, um sich in der Tiefenrichtung zu erstrecken,
die senkrecht zu der trennenden Oberfläche ist. Die Position und Tiefe
der Drosselrillen 7 sind definiert, so daß ein Kurzschluß an den
Positionen auftritt, an denen dieselben im wesentlichen ein ganzzahliges
Mehrfaches einer halben Wellenlänge
der Übertragungs welle
von den flachen leitfähigen
Oberflächen
beabstandet sind, die mit der oberen und unteren Oberfläche des
dielektrischen Streifens 3 in Kontakt gebracht werden.
Zur Darstellung sind die Dimensionen der in 4B gezeigten Komponente
in dem Fall, in dem die verwendete Frequenz 76,5 GHz beträgt und in
dem der Richtungskoppler magnetisches Koppeln in dem LSE-Modus verwendet,
in Millimetern.
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6 und 7 zeigen,
wie elektromagnetische Wellen an trennenden Oberflächen eines
herkömmlichen
Richtungskopplers, der eine elektrisches Feldkopplung in dem LSM-Modus
verwendet, austreten. 6 stellt die elektrische Feldverteilung dar
und 7 stellt die Magnetfeldverteilung dar. Wie aus
den 6 und 7 ersichtlich ist, ist der Leiter bei
dem Richtungskoppler, der eine elektrische Feldkopplung in dem LSM-Modus
verwendet, durch die trennenden Oberflächen senkrecht zu der Richtung, in
der ein Strom fließt,
geteilt, so daß der
Strom durch die trennenden Oberflächen blockiert ist, wodurch
ein größeres Ausmaß des Austretens
der elektromagnetischen Wellen erzeugt wird. Herkömmlicherweise werden
die Rillen 7 als Drosseln verwendet, um das Austreten der
elektromagnetischen Wellen von den trennenden Oberflächen bzw.
den Trennungsoberflächen
des Leiters zu unterdrücken,
ein Verlust von etwa 0,2 bis 0,3 dB ist jedoch unvermeidlich.
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5 stellt
die Magnetfeldverteilung dar, wenn der Richtungskoppler eine Magnetfeldkopplung
in dem LSE-Modus verwendet. Der Richtungskoppler, der eine Magnetfeldkopplung
in dem LSE-Modus verwendet, und bei dem der Leiter parallel zu der
Richtung, in der ein Strom fließt,
getrennt ist, wird weniger durch die Trennung des Leiters beeinflußt, wodurch
bewirkt wird, daß das
Austreten der elektromagnetischen Wellen wesentlich reduziert ist. Daher
ist der Verlust, der durch Trennen von zwei NRD-Leitern, die den
Richtungskoppler bilden, bewirkt wird, wesentlich reduziert, selbst
wenn keine Drossel vorliegt. Eine Drossel würde den Austrittsverlust weiter
reduzieren.
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Falls
zwischen den trennenden Oberflächen der
beiden NRD-Leiter
ein Zwischenraum erzeugt wird, werden die NRD-Leiter theoretisch
asymmetrisch, wodurch ein unerwünschter
Modus (der LSM-Modus) bewirkt wird, mit dem Ergebnis, daß das Koppeln
in einem solchen unerwünschten
Modus auftritt. Die NRD-Leiter gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel
verwenden jedoch die Nur-LSE-Modusübertragung, was zu weniger
Kopplung in solch einem unerwünschten
Modus und zu wenig Verlust führt,
der durch das Modusumschalten entsteht.
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Eine
Antennenvorrichtung gemäß einem
dritten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist mit Bezugnahme auf 8 beschrieben.
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8 ist
eine Draufsicht der Antennenvorrichtung, wobei eine obere leitfähige Platte
entfernt ist. Die Antennenvorrichtung umfaßt untere leitfähige Platten 11 und 12,
dielektrische Streifen 3 und 4, die auf den unteren
Platten 11 bzw. 12 gebildet sind und obere leitfähige Platten
(nicht gezeigt), die über
die dielektrischen Streifen 3 bzw. 4 plaziert
werden, um zwei NRD-Leiter zu bilden. Die beiden Leitungen sind an
dem Abschnitt gekoppelt, an dem die dielektrischen Streifen 3 und 4 nahe
zueinander liegen und sich parallel zueinander erstrecken, um einen
Richtungskoppler zu schaffen.
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Ein
Primäremitter 8,
der einen dielektrischen Resonator umfaßt, ist an einem Ende des dielektrischen
Streifens 4 angeordnet, und die obere leitfähige Platte,
die über
dem dielektrischen Streifen liegt, weist eine Öffnung auf, die darin gebildet
ist, durch die elektromagnetische Wellen emittiert werden oder in
der Richtung senkrecht dazu einfallen. Ferner ist eine dielektrische
Linse 9 vorgesehen, die im wesentlichen auf dem Primäremitter 8 fokussiert.
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In 8 sind
ein NRD-Leiter, der aus der unteren leitfähigen Platte 12, der
oberen leitfähigen Platte,
die dersel ben zugeordnet ist, und dem dielektrischen Streifen 4,
der dazwischen gebildet ist, besteht, und der Primäremitter 8 in
der bewegbaren Einheit positioniert, während der andere NRD-Leiter, der
aus der unteren leitfähigen
Platte 11, der oberen leitfähigen Platte, die derselben
zugeordnet ist, und dem dielektrischen Streifen 3, der
dazwischen gebildet ist, besteht, in einer festen Einheit positioniert
ist. Die dielektrische Linse 9 ist ebenfalls befestigt
bzw. fest. Während
sich die bewegliche Einheit in den Richtungen bewegt, die durch
die Pfeile in 8 angezeigt ist, wird die relative
Position des Primäremitters 8 bezüglich der
dielektrischen Linse 9 verschoben, so daß Strahlabtasten
durchgeführt
wird. Insbesondere während
der Übertragung
werden die elektromagnetischen Wellen in dem LSE-Modus, die von einer
Hochfrequenz (HF)-Schaltung übertragen
werden, über
den Richtungskoppler in den Primäremitter 8 geleitet,
und die elektromagnetischen Wellen werden über die dielektrische Linse 9 in
der Richtung senkrecht zu der Ebene der Zeichnung emittiert. Wenn
die elektromagnetischen Wellen in der umgekehrten Richtung einfallen,
ermöglicht
es ein Empfangssignal denselben, sich in dem LSE-Modus über den
Primäremitter 8 in
dem NRD-Leiter in der beweglichen Einheit auszubreiten, und in dem
LSE-Modus über
den Richtungskopplungsabschnitt in dem NRD-Leiter in der festen
Einheit auszubreiten. Dann wird das Empfangssignal zu der HF-Schaltung übertragen.
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Ein
Radarsystem gemäß einem
vierten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird mit Bezugnahme auf 9 beschrieben.
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In 9 umfaßt das Radarsystem
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 20, der eine Gunn-Diode,
eine Varaktor-Diode
und dergleichen, einen Isolator 21 zum Verhindern, daß ein reflektiertes
Signal zurück
zu dem VCO 20 gesendet wird, einen Richtungskoppler 22 mit
NRD-Leitern zum Herausziehen eines Abschnitts eines Übertragungssignal
als ein lokales Signal, und einen Zirkulator 23 zum Anlegen
des Übertragungssignals
an einen Primäremitter 8 einer
Antenne 24 und zum Übertragen des
Empfangssignals zu einem Mischer 25 umfaßt. Der
Mischer 25 kombiniert das Empfangssignal mit dem lokalen
Signal, um ein Zwischenfrequenzsignal auszugeben. Ein Zwischenfrequenzverstärker 26 verstärkt das
Zwischenfrequenzsignal und gibt das resultierende Signal als ein
Zwischenfrequenzsignal zu einer Signalverarbeitungsschaltung 27 aus.
Die Signalverarbeitungsschaltung 27 bestimmt den Abstand
zu dem Ziel und die relative Geschwindigkeit bezüglich des Ziels auf der Basis
der Beziehung zwischen dem modulierenden Signal des VCO 20 und des
Empfangssignals.
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Der
in 8 gezeigte Richtungskoppler wird zwischen dem
Zirkulator 23 und dem Primäremitter 8 verwendet.
Wie oben beschrieben ist, kann die Kopplungslänge L des Richtungskopplungsabschnitts
in der Antennenvorrichtung kürzer
sein als die in dem Richtungskoppler mit der herkömmlichen
Struktur, wodurch die bewegliche Einheit kompakt und leicht gemacht
wird. Dies reduziert die Belastung, die auf eine lineare Betätigungsvorrichtung
zum Treiben der beweglichen Einheit auferlegt wird, so daß die Zuverlässigkeit
verbessert ist. Je leichter die bewegliche Einheit ist, die eine
Belastung darstellt, desto kompakter ist die lineare Betätigungsvorrichtung,
wodurch eine kompakte Antennenvorrichtung erreicht wird, und das
Gesamtradarsystem dementsprechend kompakt wird. Aus dem gleichen
Grund ist eine Strahlabtastung mit einer höheren Rate möglich, und die
Erfassung des Ziels und die Erfassung des Abstands zu dem Ziel und
die relative Geschwindigkeit bezüglich
des Ziels können
in einer kürzeren
Periode über
einen weiteren Strahlabtastungsbereich durchgeführt werden.