DE1960472A1

DE1960472A1 - Leistungssteuersystem

Info

Publication number: DE1960472A1
Application number: DE19691960472
Authority: DE
Inventors: Masahiko Akamatsu
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1968-12-02
Filing date: 1969-12-02
Publication date: 1970-06-18
Also published as: FR2025056A1; DE1966791A1; DE1966791C2; GB1296043A; DE1960472C2

Description

Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha in Tokyo / Japan

Leistungssteuersystem

Die vorliegende Erfindung beziehtsich auf ein Leistungssteuersystem, bei welchem Gleichstrom zugeführt ist und gesteuerte Gleichrichter zur Steuerung eines Wechselstromausganges bzw, zur Umwandlung von Gleichstrom in Wechselstrom vorgesehen sind.

Für derartige Leistungssteuersysteme wurden bisher in sehr starkem Maße McMurrey- und Bed-Ford-Wandler verwendet. Diesse Arten von Wandlern weisen Zeitperioden auf, in welchen die in einer Drossel gespeicherte Energie

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freigelassen wird. Diese Zeitperiode kann zwischen 20 und 50 mal den Zeitperioden entsprechen, während welchen der zugehörige Tyristor eine negative Vorspannung erhält· Während der Freilaßperiode nimmt der durch den Tyristor fließende Strom von einer etwa dem zweifachen Wert der Spitzengröße des maximalen Ausgangsstromes betragenden Größe ungefähr linear oder exponentiell ab.

Es ergibt sich in der Regel eine lange Umschaltzeit, innerhalb welcher das Verhältnis des Umschaltstromes zum Belastungsstrom hoch ist, was insbesondere bei höheren Betriebsfrequenzen der Fall ist. Demzufolge sind die Tyristoren hinsichtlich des durch sie gesteuerten Stromes nicht ausgelastet und die Betriebsfrequenz nach oben hin begrenzt. Das Freiwerden der in der Drossel gespeicherten Energie führt ferner zu einem Energieverlust, da die Energie wahlweise über einen Transformator der elektrischen Stromquelle oder einem Widerstand zugeführt wird. Die Speicherdrossel weist ferner einen mit einem Luftspalt versehenen Magnetkern auf, so daß ein gewisses Brummgeräusch nicht Vermiedenwerden kann.

Demzufolge ist es Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Leistungssteuersystem zu schaffen, das diese oben genannten Nachteile nicht aufweist und das bei einfacher Herstellung, und kleiner Bauweise einen geringen Umschaltstrom, eine kurze Umschaltzeit und einen geringen Strom für die Tyristoren bei hoher maximaler Betriebsfrequenz aufweist, wobei der Wirkungsgrad erhöht und die entstehenden Brummgeräusche klein gehalten sind.

Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß wenigstens zwei gesteuerte Gleichrichter mit dazu in Serie

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liegenden Drosseln vorgesehen sind, die auf der einen Seite mit den Gleichstromklemmen, auf der anderen Seite mit den Wechselstromklemmen verbilden sind, und daß ein Umschaltkreis vorgesehen ist, um abwechslungsweise in vorgegebener Reihenfolge diese gesteuerten Gleichrichter zu steuern.

Die Drossel ist vorzugsweise eine nichtlineare Drossel, Zweckmäßigerweise sollte der Umschaltkreis zusätzlich tu dem Kondensator wenigstens ein induktives Element und eine Halbleiterdiode aufweisen, die parallel entgegengeschaltet zu den gesteuerten Gleichrichtern angeordnet ist. Der Umschaltkreis kann aus wenigstens einem Uraschaltkondensator und*einem Umschalttransformator gebildet sein.

Um su verhindern, daß die an den gesteuerten Gleichrichtern angelegte Spannung über die an den Gleichstromklemmen anliegende Spannung ansteigt, kann eine HaIbXeiterdiode zwischen dem Verbindungspunkt der Induktanz und dem zugehörigen gesteuerten Gleichrichter und einer der Gleichstromklemmen vorgesehen sein.

Weitere Einzelheiten der Erfindung sollen im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels erläutert und beschrieben werden, wobei auf die beigefügte Zeichnung Bezug genommen ist. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung der Speicherwellenform bei den bekannten McMurrey- und Bed-Ford-Wandlern;

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Fig. 2 ein schematisches Sehaltdiagramm des erfindungsgemäßen Leistungssteuersystems;

Fig. 3 eine graphische Darstellung der Wellenformen bei dem in Fig. 2 dargestellten Leistungssteuersystem;

Fig. k ein schematisches Schaltdiagramm einer zweiten Ausführungsform der Erfindung in Brückenanordnung;

Fig. 5 ein schematisches Schaltdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform des in Fig..2 dargestellten Leistungssteuersystems;

Fig. 6 ein schematisches Schaltdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform des in Fig. 4 dargestellten Leistungssteuersystems;

Fig. 7 ein schematisches Schaltdiagramm einer weiteren abgewandelten Ausführungsform des in Fig. 2 dargestellten Steuerleistungssystems;

Fig. 8 ein schematisches Schaltdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 9 ein schematisches schaltdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform des in Fig. 8 dargestellten Leistungssteuersystems;

Fig. 10 und 11 schematische Schaltdiagramme von abgewandelten Ausführungsformen des in Fig. k dargestellten Leistungssteuersystems;

Fig. 12 ein schematisches Schaltdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform der Erfindung?

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Fig, 13 bis 15 schematische Schaltdiagramme abgewandelter Ausführungsformen des in Fig, 12 dargestellten Leistungssteuersystems;

Fig. 16 eine schematische Darstellung der auftretenden Wellenformen bei dem in Fig. 15 dargestellten Leistungssteuersystem;

Fig. 17 bis 19 schematische Schaltdiagramme verschiedener Ausführungsforman des in Fig. 15 dargestellten Leistungssteuersystems;

Fig. 20 ein schematisches Schaltdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform des in Fig. 12 dargestellten Leistungssteuersystemsj

Fig. 21 und 22 schematische Schaltdiagramme weiterer abgewandelter Ausführungsformen des in Fig. 20 dargestellten Leistungssteuersystems;

Fig. 23 ein schematisches Schaltdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform des in Fig, 12 dargestellten Leistungssteuersystems;

Fig. 24 ein schematisches Schaltdiagramm einer weiteren Ausführungsform des in Fig. 15 dargestellten Leistungssteuersystems mit einem Speichertransformator;

Fig. 25 eine perspektivische Schnittansicht einer abgewandelten Ausführungsform des in Fig. 24 dargestellten Transformators;

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Fig, 26 eine schematische Darstellung der Hysteresis-Schleife des Magnetkerns der nichtlinearen Drossel gemäß der Erfindung?

Fig. 27 und 28 Diagramme zur Erörterung der Art und Weise, wie der magnetische Kern einer nichtlinearen Drossel in den ungesättigten magnetischen Flußbereich zurückgebracht ist} und

Fig. 29 eine Ansicht ähnlich Fig. 26.

Im folgenden soll auf die Zeichnung - insbesondere Fig, 1 - Bezug genommen werden, in welcher die von McMurrey- und Bed-Ford-Wandlern erzeugten Wellenformen dargestellt sind· Die Wellenformen A und B von Fig. 1 stellen die Spannung und den Strom an den Tyristoren dar. Zu Beginn der Umschaltzeit t wird ein Tyristor gezündet, indem gemäß Fig. 1 eine hohe Ubergangsspannung V angelegt wird. Während der Umschaltzeit wird eine Spannung an den Tyristor angelegt, die kleiner als V , jedoch höher als die an der entsprechenden, nicht dargestellten Gleichstromquelle vorhandene Spannung ist. Nach der Umschaltzeit t erhält der Tyristor eine Spannung von der Span-

nungsquelle. Es sei bemerkt, daß die Umschaltzeit t relativ lang ist, wie dies in Fig. 1 dargestellt ist.

In Fig. 1 zeigt die Stromwellenform B, daß beim Zünden des Tyristors kurz vor der Umschaltung der durch denselben fließende Umschaltstrom ruckartig von dem Wert I. des Belastungsstromes ansteigt, so daß das Zeitdifferential des Stromes di/dt in sehr starkem Maße zunimmt. Dies ergibt kritische Bedingungen für die Arbeits-

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weise des Systems, da der Wert di/dt mit zunehemendem Strom und Spannung bzw. Leistung des Systems ausschlaggebend ist.

Aufgrund der langen Speisezeitt wird das Verhältnis des gestrichelt dargestellten integrierten Speicherstromes i_ß zu dem integrierten Belastungsstrom L. erhöht, was insbesondere bei hohen Betriebsfrequenzen der Fall ist. Bei einem Wandler mit Tyristoren, dessen Abschaltseit 30 Mikrosekunden beträgt und mit einer Betriebsfrequenz in der Größenordnung von 100 Hz betrieben wird, bedingt der Umschaltstrom eine Erhöhung - Temperatur der Tyristoren his ti 30 5δ, wobei selbst Werte von 50 % überschritten werden können. Demzufolge können die Tyristoren strommäßig nicht ausgelastet werden, was zu einer Verringerung der durch den Tyristor steuerbaren Leistungführ; bzw. eine stärke.^ strommäSige Auslegung der Tyristoren erfordert» Dadu. ' ergibt sich ebenfalls eine obere*Grenze der Betriebsfi'"*" ₄igo

Wie dies bereits erwähnt worden ist, wird die in der Umschaltdrossel gespeicherte Energie wenigstens zum Teil verloren. Wenn die Energie zurück zu der Stromquelle mit Hilfe eines Transformators zurückgeleitet wird, ergibt sich wegen der Steuerinduktanz und des inneren Widerstandes des Transformators ein relativ niedriger Rückführung-Wirkungsgrad, was zur Folge hat, daß ein Großteil der Energie verloren geht. Wenn diese Energie hingegen einen Widerstand zugeführt wird, geht nicht nur alle Energie verloren, sondern es ergibt sich auch noch ein Verlust aufgrund des durch den Widerstand fließenden Belastungastromes» was eu einer weiteren Verringerung des Wirkungsgrades führt. Eine Erhöhung des Stromes für

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die Tyristoren und eine Abnahme des Wirkungsgrades ist insbesondere bei hoher Leistung und relativ hohen Betriebsfrequenzen von Bedeutung. Zusätzlich bedingt die Verwendung eines magnetischen Kernes für die Speicherdrossel mit einem Luftspalt Brummgeräusche, wie dies bereits beschrieben worden ist.

Die vorliegende Erfindung bezweckt, diese Nachteile zu vermeiden. Während die vorliegende Erfindung in Verbindung mit Einphasen-Leistungssteuersystemen beschrieben ist, so soll es doch verstanden sein, daß dieselbe ebenfalls mit einem beliebigen Mehrphasensystem anwendbar ist.

Im folgenden soll auf Fig. 2 Bezug genommen werden, in welcher das Leistungssteuersystem gemäß der Erfindung dargestellt ist. Die Anordnung besteht aus einer Gleichstromquelle E^ mit einem Paar von Gleichetromklemraen. Bei dem vorliegenden Fall ist eine dieser Klemmen die positive Klemme P, die mit einer Mittelanzapfung der Primärwicklung T^ eines Ausgangstransformators T verbunden ist, während die andere negative Klemme N über in Serie angeordnete nichtlineare Drosseln und Tyristoren 1a und 2a bzw. 1b und 2b mit den beiden Enden der Primärwicklung T_N1 verbunden ist. Der Verbindungspunkt der nichtlinearen Drossel 1a und des Tyristors 2a ist über einen zwischen den Tyristoren 2a und 2b liegenden Konden« sator 3 mit dem VerbindungspunlEt der Drossel 1b und des Tyristors 2b verbunden. Die Halbleiterdioden ^a bzw. 4b sind an den Serienschaltungen 1a, 2a bzw. 1b und Zb mit entgegengesetzter Polarität zu den Tyristoren 2a land 2b angeordnet. Der Ausgaiistransformator T weist eine Sekundärwicklung T_N2 mit Ausgangsklemmen O₁ und O₂ auf, zwi-

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sehen welchen eine Belastung Z, angeordnet 1st. Die nichtlineare Drossel 1a, der Tyristor 2a und dieDiode 4a sind im wesentlichen identisch in Konstruktion und Funktionsweise der entsprechenden Elemente 1b, 2b und

Die Funktionsweise der oben beschriebenen Anordnung soll nun erörtert werden. Es sei angenommen, daß einer der Tyristoren - beispielsweise der Tyristor 2a sich in seinem leitenden Zustand befindet, indem an seiner Gitterelektrode eine Steuerspannung von einer nicht dargestellten, geeigneten Spannungsquelle angflLegt ist. Der Ausgangstransformator T weist an seiner Primärwicklung T_n^ eine Spannung auf, deren Polarität in der Fig. 2 dargestellt ist. Der Kondensator 3 ist auf eine Spannung geladen, die im wesentlichen gleich der an den Klemmen P und N vorhandenen Spannung ist, und die eine Polarität gemäß Fig. 2 aufweist, während die nichtlineare Drossel 1a im gesättigten Zustand gehalten ist. Das darauffolgende Zünden des anderen Tyristors 2b hat zur Folge, daß die an dem Kondensator 3 anstehende Spannung dem Tyristor 2a eine negative Vorspannung gibt, so daß derselbe nichtleitend wird. Während der nichtleitendenPeriode des Tyristors 2a fließt der Strom von der Primärwicklung T_n^ über die nichtlineare Drossel 1b und den nunmehr leitenden Tyrisir 2b und wird durch die ungesättigte Impedanz der nichtlinearen Drossel 1b unterdrückt. Auf der anderen Seite erhält die nichtlineare Drossel 1a eine Spannung gleich der über die Diode 4a an den Tyristor 2a gelangenden Gegenspannung. Demzufolge fließt ein oszillierender Strom durch die geschlossene Schleife, die durch den Tyristor 2b, die Diode 4a, die Drossel 1b und den Kondensator 3 gebildet ist, wobei die Frequenz durch die Restinduktivität der Drossel 1a und die Kapazität des Kondensators 3

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festgelegt ist. Demzufolge ergibt sich, daß die nichtlineare Drossel 1a zurück in ihren ungesättigten Bereich zurückgestellt wird. Dies bewirkt, daß der Kondensator durch die Summe der Belastungsströme durch den Tyristor 2a geladen wird. Der Oszillationsstrom steigt zunehmend im Hinblick auf die Amplitude wegen der gesättigten Induktivität der Drossel 1a an, wobei jedoch die Polarität entgegengesetzt der Leitung des Tyristors 2a ist. Solange das System nicht belastet ist, wird der Kondensator 3 somit sehr schnell mittels des Oszillationsstromes allein geladen. Wenn das System jedoch belastet ist, wird der Kondensator noch schneller aufgrund der resultierenden Größe des Belastungsstromes und des Oszillationsstromes geladen· Je höher die Belastung des Systems ist, desto höher ist somit die Ladegeschwindigkeit des Kondensators. Auf- der anderen Seite fließt durch den Tyristor 2b ein Strom, der den Kondensator 3 entgegengesetzt lädt, während ein Strom von der Drossel 1b wegen der ungesättigten Induktivität der Drossel auf einem Minimalwert gehalten ist. Nach der Vollendung der bestimmten Unchaltung fließt ein Rückstrom von der Belastung Z^ durch die Diode 4fc, während der durch die niehtlineare Drossel 1b bedingte, durch den Tyristor 2b fließende Strom sehr gering ist und nah weiter abfällt. Nach einer vollständigen Umschaltung wird der Belastungsstrom hinsichtlich der Polarität reversiertf wodurch dim niehtlineare Drossel 1b gesättigt wird, so daß der Belastungsstrom durch den leitenden Tyristor 2b fließt. ^ünr Leitzustand wechselt somit von dem Tyristor 2b zu dem Tyristor 2a, so daß sich der oben beschriebene Prozeß wiederholt.

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Es ist einleuchtend, daß durch die Verwendung von nichtlinearen Drosseln die zuvor gespeicherte Energie der einen nichtlinearen Drossel sehr schnell während der Umschaltzeit den Kondensator zugeführt ist. Die in der anderen Drossel gespeicherte Energie ist. jedoch relativ gering« Der Umschaltstrom kann somit nur durch einen bestimmten Tyristor während einer kurzen Zeitperiode fließen, so das der Mittelwert des Umschaltstromes sehr klein Ut.

Fig.3 seigt die bei dem Systen von Fig. 2 auftretende Spannungs- und Stromwellenform, wobei dis^olben Be»-ugs »eiche η wie in Fig. 1 verwendet et tu,, ... μ eines Vergleiche von Fig. 1 und 3 ergibt sieh« öaS fcai öem erfindungegemäSen System die Umschalte*it t_Q gleich drei- bis sechsmal jener Zeit ist, während welcher der Tyristor »in« negative Vorspannung erhält. Im Vergleich tu dem lHikmtiüii#n"Stare de? 'Paöivik vspringert eich somit die Umsohaltzeit um sistss Falrtei ■-■r-f» mgexltir 7₀ i-fähr^nd der mittlere Unachaltetre« eich ;_.. ■-■*■■.■*& Ρϊλϊο? vesi angefähr 5 bis 10 verringert.

Fig. k zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der Erfindung in Form einer Brückenschaltung. In Fig» k und den darauffolgenden Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder identische Komponenten wie die von Fig. 2. Wie die« in Fig. *l· dargestellt ist, weist der Brüokenkreis vier Arme auf _t in welchen jeweils eine nichtlineare Drossel 1 angeordnet ist.* Der Umschaltkondensator 3 ist an der entsprechenden Hauptdiode 4- angeordnet, wobei die Tyristoren in bezug auf die Spannungsquelle in gleicher Welse polarisiert sind. Die Verbindungspunkte der Tyristoren 2a bis 2& sind mit öen Spannungsklemmen

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P und N verbunden, während die Verbindungspunkte der nichtlinearen Drossel 1a und c bzw, 1b und c über die Klemmen O₁ und O₂ mit der Belastung Zt verbunden sind. Die Drosseln 1a und b bzw, 1b und c sind wie dargestellt magnetisch gekuppelt. Die Verbindungspunkte der Drosseln und Tyristoren la und 2a bzw. 1c und 2c sind über die Umschaltkondensatoren 3a bzw, 3b mit den Verbindungspunkten der Drosseln und Tyristoren 1b und 2b bzw. 1d und 2d verbunden. Die Tyristoren 2a und d sind derart ausgelegt, daß sie gleichzeitig an- und ausgeschaltet werden, während die Tyristoren 2b und c im Gegentakt zu den Tyristoren 2a und d ebenfalls gleichzeitig an- und ausgeschaltet werden. Es ist einleuchtenfl, daß das in Fig, k dargestellte System im Hinblick auf die Punktionsweise der Umschaltung dem von Fig. 2 identisch ist.

Fig. 5 und 6 zeigen ähnliche Ausführungsformen wie die von Fig. 2 und 4, wobei jedoch Halbleiterdioden in Serie zwischen den nichtlinearen Drosseln und den entsprechenden Tyristoren angeordnet sind. Die Umschaltkon-

sina
densatoren/zwischen den Verbindungspunkten von Dioden und Tyristoren angeordnet. Beispielsweise ist die Diode 5& zwischen der mittleren Drossel la und dem Verbindungspunkt von Tyristor 2a und Kondensator 3 bzw, 3a angeordnet. Die Dioden 5 verhindern, daß der entsprechende Kondensator über die nichtlineare Drossel bis auf einen Spannungswert höher als der der Spannungsquelle geladen wird, nachdem eine bestimmte Umschaltung durch die Entladung in Richtung entgegengesetzt zur Ladung vorgenommen wird. Dadurch wird gewährleistet, daß die an dem Kondensator anstehende Spannung gleichbleibend hoch gehalten wird, was zu einer Verbesserung der Umschalteigenschaften insbesondere bei Hochspannungs- und Hochstromgeräten führt.

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Fig. 7 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform des in Fig. 5 dargestellten Systems, Der einzige unterschied besteht darin, daß ein Paar von Halbleiterdioden 6a und b parallel zu den Tyristoren 2a und b angeordnet ist, während eine Drossel 7 in Serie zu dem Kondensator 3 zwischen den Dioden 6a und b angeordnet ist. Die Dioden 6a und b weisen eine entgegengesetzte Polarität zu den Tyristoren 2a und b und demzufolge auch zu den Dioden 5a und b auf. Unter der Voraussetzung, daß der Tyristor 2a sich in seinem leitenden Zustand befindet, wird cer Kondensator 3 niit einer bestimmten Spannung geladen, deren Polarität in der Figur dargestellt ist. Unter diesen Bedingungen wird der magnetische Fluß der nichtlinearen Drossel 1b in den ungesättigten Bereich gebracht, während die nichtlineare Drossel 1a einen gesättigten magnetischen Fluß wegen des Vorhandenseins eines bestimmten Belastungsstromes aufweist. Wie dies unter Bezugnahme auf Fig, 2 bereits beschrieben worden ist, wird beim Zünden des Tyristors 1b der Kondensator 3 über die Umschaltdrossel 7 in oszillierender Weise entladen, während bis zu diesem Zeitpunkt der Belastungsstrom über den Kondensator 3 durch die nichtlineare Drossel 1a geleitet wird. Nachdem der durch den Kondensator 3 fließende Strom größer als der Belastungsstrom ist, wird die Umschaltdiode 6a leitend, während der Tyristor 2a eine negative Vorspannung erhält, so daß er nichtleitend wird. Es sei jedoch bemerkt, daß der Kondensator 3 weiterhin mit einer Polarität entgegengesetzt zur Darstellung geladen wird, während dis nichtlineare Drossel 1b in ihrem gesättigten Zustand gehalten wird, so daß der durch die Spannungsquelle E_d in den Tyristor 2b fließende Strom, unterdrückt

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wird. Die Spannung am Kondensator 3 nimmt dann mit einer Polarität entgegengesetzt der Darstellung zu, so daß der durch den Kondensator fließende Strom abnimmt, bis der Strom gleich dem Belastungsstrom wird* Zum Zeitpunkt, wenn die Umsehaltdiode 6a nichtleitend wird, tritt die Vorwärtsspannung an dem Tyristor 2a auf, so daß dar Kondensator 3 in oszillierender Weise über die Drossel 1a und 7 geladen wird, wobei Fehlbeträge der Ladung kompensiert wsrden. Sobald der Kondensator 3 einen bestimmten Spannungswert aufweist, der ungefähr doppelt so groß wie der der Spannungsquelle ist, wird die Diode ^b leitende Zu diesem Zeitpunkt bleibt die nichtlineare Drossel 1b weiterhin ungesättigt,während durch den Tyristor 2b ein sehr niedriger, weiterhin abfallender Erregungsstrom fließt« Wie in den vorigen Beispielen wird der Belastungsstrom hinsichtlich der Polarität reversiert, so daß die nichtlineare Drossel 1b gesättigt wird* Dies hat die Folge, daß der Belastungsstrom mit einer entgegengesetzten Polarität d®r Belastung Z,. über d©n Tyristor 2b zugeführt v#ird. Der Tjristor 2a wird dann erneut gesundet ₉ so daß sieh der oben beschriebene Ablauf wiederholt.

Pig. 8 seigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, ähnlich wie Fig» 7, wobei der Ausgangstransformator T weggelassen ist. Die nichtlinearen Drosseln 1a und b weisen ein Paar von Wicklungen 1a1 und 1a2 bzw. 1b1 und 1b2 auf, die vorzugsweise induktiv miteinander gekoppelt sind, wie dies in Fig· 8 argestellt ist. Die Wicklungen 1a2 und 1b1 sind auf einer Seite mit dem Verbindungspunkt der Dioden ^a und b und der Ausgangsklemme 0 verbunden. Die Punkte bei den Wicklungen in Fig, 8 identifizieren die momentane Polarität jeder Wicklung* Die Wicklung 1a2 ist in S tr ie mit der Katode einer HaIb-

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leiterdiode 5c verbunden, deren Anode mit der Anode bzw. Katode der Umsehaltdiode 6a bzw. des Tyristora 1a verbunden ist; in gleicher Weise ist dieWieklung 1b2 mit der Halbleiterdiode 5d und demzufolge mit der Unischalt diode 6b und dem fyristor 2b verbunden. Die Katoden der beiden Tyristoren 2a und b sind über eine Serienanordnung von Drossel 7b und Kondensator 3b miteinander verbunden, während die Anoden über eine Serienanordnung "vom Drossel 1a und Kondensator 3a verbunden sind· In anderer Hinsicht ist die in Fig. 8 dargestellte Ausführungsform der in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform identisch.

Die Funktionsweise dieser Anordnung 1st wie folgt: Es sei angenommen, daß der Tyristor 2a in seinem leitenden Zustand ist und daß ein Belastungsstrom I^ van der Klemme P der Gleichstromquelle E^ durch die Wicklung 1a1 der nichtlinearen Drossel ta, die Seriendiode 5a» der zu diesem Zeitpunkt leitende Tyristor 2a, die Seriendiode 5c, die andere Wicklung 1a2 der Drossel la, die Ausgangeklemme 0 und die nicht dargestellte Belastung und zurück zu der Klemme Ii der Spannungsquelle fließt, Unter diesen Umständen befindet sich die nichtlineare Drossel 1a aufgrund des durch sie hindurchfließenden Stromes in dem gesättigten Zustand und weist demzufolge praktisch keinen Widerstand gegenüber dem Belastungsstrom auf· Zur selben Zeit wird der Kondensator 3a durch den Stromkreis alt den Komponenten 2a- 5b - 1&2 - 1b1 - 5b - 7 entladen. Auf der anderen Seite wird der Kondensator 3b mit der in der Figur dargestellten Polarität geladen, indem ein Stromkreis über die Komponenten P- 1a1 - 5a - 2a"- 7b - 3© - 5d - 162 - N fließt, bis seine ladung eine Spannung entsprechend der Spannungsquelle erreicht, wobei die Polarität in der Figur dargestellt ist. Beim Zünden des Tyristors 2b wird die an dem Kondensator Jb vorhandene Spannung dazu verwendet, einen Ausgangs- bzw. Belastungsstrom I^ durch die wicklung 1a2 und 1b1 der beiden nichtlinearen Drosseln 1a und

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b bis zu jenem Zeitpunkt fließen zu lassen, bei welchem ' derselbe durch einen oszillierenden Strom i~ kompensiert wird, der durch den Stromkreis ρ - 1a1 - 5a - 3a - 7a 2b - 3b - 7b - 5c - 1a2 - O fließt, wie dies in Fig. 8 dargestellt ist. Demzufolge nimmt der durch den Tyristor 2a fließende Strom i_2a bis zu einem Wert ab, der gleich dem oszillierenden Strom i-, ist. Der Strom I^ nimmt zu, bis derselbe höher ist als der Belastungsstrom iy. Zu diesen Zeitpunkt wird der Tyristor 2a entregt und die Verbindungsdiode 6a wird leitend. Der durch die Diode 6a fließende Strom ig ist gleich der Differenz sswischen dem oszillierenden Entladungsstrom i~ des Kondensators 3a und dem Belastungsstrom i^. Auf diese Weise eitlädt sich der Kondensator 3b von der Spannung der Spannungsquelle mit einer Polarität entsprechend der Darstellung bis auf den Wert Null, während der Kondensator 3a von- · dem Wert Null bis zu der Spannung der Spannungsquelle ebenfalls mit der in Fig. 8 dargestellten Polarität geladen wird. Der oszillierende Entladungsstrom i^ erhält seinen Maximalwert, wenn die an den Kondensatoren 3a und b anstehenden Spannungen gleich sind. Der Strom i-, nimmt dann weiterhin ab, wobei die Umschaltdrosseln 7a und b eine oszillierende Ladung und Entladung der Kondensatoren bewirken, bis der oszillierende Strom i^ gleich dem Belastungsstrom ij.. ist. Zu diesem Zeitpunkt wird die Umschaltdiode 6a zurück in ihren nichtleitenden Zustand gebracht, wobei der Kondensator Jb im wesentlichen seine Entladung vollendet hat und der Kondensator 3a vollends geladen ist. Die in dem Kondensator 3b gespeicherte Energie ist demzufolge auf den Kondensator 3a aufgrund der oszillierenden Wirkung der Kondensatoren 3a und b und der Umschaltdrosseln 7a und b gebracht worden, wobei ein

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minimaler Energie verlust auftritt. Die Umschaltzeit, während welcher die Energie von dem einen auf den anderen Kondensator gebracht wird, entspricht einer halben Periode der natürlichen Frequenz der Kondensatoren 3a und b und der Umschaltdrosseln 7a und b. Diese Periode ist so gewählt, daß sie in der Größenordnung von der doppelten Abschaltzeit der Tyristoren ist. Demzufolge wird der Energietransport von einem zunanderen Kondensator innerhalb einer sehr kurzen Zeit durchgeführt. Nach einer Zeitperiode, während welcher einer der Tyristoren eine negative Vorspannung erhält, wird der Kondensator 3a zusätzlich über den Stromkreis P- 1a1 - 5a - 3a - 7a - 2b 3b - 7b - 5c - 1a2 - 0 geladen, so daß die Kondensatoren eine zusätzliche kleine Ladung bzw. Entladung enthalten. Der Kondensator 3b ist somit auf den Wert Null entladen, während der Kondensator 3aaif die.Spannung der Spannungsquelle geladen worden ist, worauf die Hauptdiode ^b in den leitenden Zustand gelangt. Dadurch wird ein geschlossener Stromkreis von der Spannungsquelle P der Gleichspannungsquelle E_d über 1a1 - 5a - 3a - 7a - 2b 3b - 7b - 5b - 1a2 - ^b und zurück zu der Klemme N der Spannungsquelle gebildet. Die nichtlineare Drossel 1a gelangt somit in ihren nicht gesättigten Bereich des magnetischen Flusses. Daraufhin dienen die Seriendioden 5a und c zum Verhindern, daß die oben beschriebene Schleife Oszillationen wegen der Restinduktivität der Wicklungen 1a1 und 1a2 zusammen mit der Umschaltdrossel 7a und. b und dem Kondensator 3a und b durchführen kann. Der Kondensator 3a wird zusätzlich in oszillierender Weise geladen, so daß die Spannung auf einem MaximaÜert der oszillierenden Spannung gehalten ist. Dies bewirkt eine Zunahme der Umschaltfähigkeit, so daß das in Fig.

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dargestellte System für niedrige Spannungen hoher Ströme sehr geeignet ist. Die Seriendiode 5a verhindert eine Entladung des Kondensators 3a, während die Seriendiode 5c verhindert, daß der Kondensator 3b mit einer Polarität entgegengesetzt zu der Darstellung in Fig» 8 geladen wird. Dasselbe gilt für die Seriendioden 5b und d» Es sei bemerkt, daß eine oder mehrere Seriendioden 5a bis d weggelassen werden können, falls dies gewünscht sein sollte. Der Ladestrom i_T wird daraufhin hinsichtlich sei-

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ner Polarität reversiert, wobei die nichtlineare Dros~ sei 1b gesättigt ist. Unter diesen Umständen fließt ein Strom durch den Stromkreis O - 1b1 - 5b - 2b - 5d - 1b2 N und durch die nicht dargestellte Belastung, worauf sich der oben beschriebene Ablauf wiederholt,

Fig. 9 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform des in Fig. 8 dargestellten Systems? wobei die Wicklungen 1a1, 1a2, 1b1 und 1b2 der nichtlinearen Drosseln 1a und b so angeordnet sind, daß sie nicht induktiv miteinander gekdpslt sind, während die Seriendioden 1a bis d weggelassen sind. In anderer Hinsieht ist diese Ausführungsform der in Fig. 8 identisch. Es ist demzufolge einleuchtend, daß die Funktionsweise der Funktionsweise der Anordnung von Fig. 8 identisch ist, so daß keine weiteren Erörterungen notwendig sind«

Fig, 10 zeigt eine Ausführungsform» die im wesentlichen identisch mit der von Fig. k ist, mit der Ausnahme, daß eine Serienschaltung von Umsehaltdrossel und Kondensator anstelle des Umschaltkondensators von Fig* k verwendet wird und die entsprechende Umschalthalbleiterdiode parallel und mit entgegengesetzter Polarität zu den Tyristoren angeordnet ist« Di® Serienanordnung von Umsohaltdrossel und Kondensator 5a und 3a ersetzt somit

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beispielsweise den Kondensator Ja. von Fig. 4, während die Umschaltdiode 6a parallel zum Tyristor 2a angeordnet ist« Die Tyristoren 2a - d sind im Hinblick auf ihre Funktionsweise der Schaltanordnung von .Fig. 4 identisch. Demzufolge braucht diese Schaltanordnung ebenfalls nicht weiter beschrieben zu sein.

Eine abgewandelte Ausführungsform der in Fig. 10 dargestellten Schaltung ist in Fig. 11 dargestellt. Die Anordnung von Fig. 11 unterscheidet sich von der in Fig. 10 dadurch, daß die Wicklungen der nichtlinearen Drosseln 1a und b induktiv auf einem gemeinsamen, nicht dargestellten Kern angeordnet sind» während die Wicklungen der nichtlinearen Drosseln 1b und c auf einem ebenfalls nicht dargestellten anderen magnetischen Kern gewickelt sind. Ferner ist ein Paar von in Serie angeordneten niohtlineafen Drosseln 1a und c bzw. 1b und d an beiden Enden mit einem Paar von Hauptdioden 4a und c bsw. 4b und d verbunden. Die Dioden 4a und c sind mit ihren Katoden an der positiven Klemme P der Spannungsquelle E_d angeschlossen, während die Dioden 4c und d nit ihren Anoden mit der negativen Klemme N der Spannungsklemme verbunden sind.

Diese Verbindung der Hauptdioden ist insbesondere dann wirksam, wenn eine Überladung der Kondensatoren 3a und b verhindert werden muß, und zwar im Falle, daß die nichtlinearen Drosseln eine hohe'Restinduktivität aufweisen, d.h. in magnetischer Hinsicht schlechtere Sättigungseigenschaften aufweisen. Wenn man den Ablauf nach der Umschaltung betrachtet, bei welchem die Tyristoren 2a und d in ihren nichtleitenden Zustand gebracht worden sind, sind die Hauptdioden 4a und d leitend, während die

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in den gesättigten Drosseln 1a oder d gespeicherte Ener- · gie die dazugehörigen Kondensatoren 3a oder b entsprechend der in Fig. 11 dargestellten Polarität zusätzlich lädt. Dadurch wird die Katode und Anode der Tyristoren 2a und d mit den entsprechenden Potentialen der Klemmen P und N verbunden, was zur Folge hat, daß die an denKondensatoren 3a und b auftretenden Spannungen iipwesentlichen gleich der Spannung an der Spannungsquelle sind, und zwar unabhängig von der Freiwerdung der Energie in den gesättigten Drosseln. Diese Energien werden über die Ausgangsklemme 0 der nicht dargestellten Belastung zugeführt.

Fig. 12 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung mit einem Umschalttransformator. Wie dies dargestellt ist, ist ein Paar von in Serie angeordneten Umschaltkondensatoren 3a und b an den Eingangsklemmen P und N angeschlossen, während der Verbindungspunkt der beiden Kondensatoren 3a und b mit einer Mittelanzapfung des als Autotransformator ^ausgebildeten Umschalttransformators verbunden ist. Der Autotransformator 8 weist ein Paar von in Serie angeordneten Wicklungen 8a und b auf, deren Enden mit dem Verbindungspunkt der nichtlinearen Drossel 1a und des Tyristors 2a bzw. der nichtlinearen Drossel 1b und des Tyristors 2b verbunden iab, wobeidiese Serienschaltungen jeweils durch Dioden überbrückt sind. Die Dioden ^a und b - und demzufolge jeweils eine der aus Drossel und Tyristor bestehende Serienschaltungen 1a, 2a bzw. 1b, 2b - sind an den Klemmen P und N angeschlossen, während der Verbindungspunkt der Dioden 4a und b über eine Ausgangsklemme O mit der nicht dargestellten Belastung verbunden ist.

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Es sei angenommen, daß der Tyristor 2a in seinem leitenden Zustand ist, so daß ein Belastungsstrom i_L von der positiven Spannungsquelle P durch den nun leitenden Tyristor 2a, die nichtlineare Drossel 1a und die Ausgangsklemme O an die nicht, dargestellte Belastung fließt. Die Belastung kann zwischen der Ausgangsklemme 0 und einer der Klemmen P und N bzw. dem neutralen Punkt der nicht gezeigten Spannungsquelle verbunden sein. Dies gilt ebenfalls für die verschiedenen anderen Ausführungsbeispiele mit Transformator- oder Brückenanordnung. Unter diesen Bedingungen ist die an dem Kondensator 3a anstehende Spannung 0, während die an dem Kondensator 3^b vorhandene Spannung gleich der an den Klemmen P, N vorhandenen Spannung ist. Die nichtlineare Drossel 1a ist ferner wegen des durch sie hindurchfließenden Belastungsstromes i_L gesättigt, während die nichtlineare Drossel 1b im ungesättigten Bereich ist, wie dies in Verbindung mit den anderen Ausführungsbeispielen bereits beschrieben worden ist. Beim Zünden des Tyristors 2b wird die in dem Umschaltkondensator 3 !^speicherte Spannung der Transformatorwicklung 8b des Umschalttransformators 8 zugeführt, so daß an der Wicklung 8a eine Spannung induziert wird, die hinsichtlich Polarität und Größe gleich der angelegten Spannung ist. Demzufolge tritt an dem Tyristor 2a die doppelte Spannung auf, so daß derselbe nicht leitend wird. Zur selben Zeit bilden sich Schleifen sowohl über die Elemente 3b - 8b - 2b als auch die Elemente P - 3a - 8b - 2b - N und die Primärwicklung in bezug auf den umsohalttransformator 8 aus,während die Komponenten 8a - 1a - 0 und 8a - 1a - 1b einen Sekundärkreis in bezug auf denselben Transformator bilden. Während der Entladung und Ladung der Kondensatoren 3b und a vermindert der Tyristor 2a sein Katodenpotential, so daß eine Vor-

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wärtsspannung an demselben auftritt. Die Kondensatoren 3a und b laden und entladen weiterhin, bis die an dem Kondensator 3b anstehende Spannung auf 0 abgesunken ist« Zu diesem Zeitpunkt weist die Ausgangsklemme eine Spannung auf, die gleich dem Potential der Spannungsklemme N ist, so daß die Diode 4b in den leitendenZustand gelangt. Auf der anderen Seite weist dia nichtlineare Drossel 1a eine Restinduktivität auf, so daß eine gewisse Energie entsprechend dem zuvor erwähnten Fluß eines Belastungsstromes gespeichert wird. Die Induktanz ergibt demzufolge eine induzierte Spannung, so daß die Katodenelektrode des Tyristors 2a negativ in bezug auf die Anode wird, wie dies durch den Pfeil bei der Drossel 1a in Fig, 12 dargestellt ist. Die induzierte Spannung bewirkt, daß der magnetische Fluß innerhalb der Drossel 1a von seinem gesättigten Bereich in seinen ungesättigten Bereich gelangt, so daß die an dem Tyristor 2a anstehende Spannung höher als die Spannungsquelle ist, und zwar um einen Betrag, der der Spannung zur Rückstellung des magnetischen Flusses entspricht. W®nn diese Rückstellspannung das an der Katode des Tyristors 2a vorhandan® Potential unter das Potential der Spamvangsklemm® N bringt, wobei sowohl der Tyristor 2b als auch die Diode ^b leitend gehalten werden, wird der Umschaltkondensator 3b auf die Hälfte der Rückstellspannung, jedoch mit einer Polarität entgegengesetzt zur Darstellung geladen₉ während der Kondensator 3a auf eine Spannung geladen wird, die höher als die <fcr Spannungsquelle um die Hälft® der Rucks te llapannung ist· Die Rückstellung des jnag&etischsn Flusses innerhalb der nichtlinearen Drossel 1a auf den ungesättigten Bereich wird d®msufolge durch den parallelen Schwingkreis erwir&t, der durch äie niehtllaeare Drossel la und die umsehaltkondensatoren 3a nnä & über den Umsohalt·

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0®lt2S/tUS

transformator gebildet wird. Sobald der Ladestrom hinsichtlich seiner Polarität reversiert ist, wird die niohtlineare Drossel 1b gesättigt und der nächste halbe Zyklus des Ladestroms fließt durch die Ausgangsklemme O, die Drossel 1b und den Tyristor 2b,· worauf der oben beschriebene Ablauf sich wiederholt.

Fig. 13 und 14 zeigen verschiedene Abwandlungen der in Fig. 12 dargestellten schaltanordnung. Bei Fig. 13 wird der Selbsttransformator 8 durch einen Transformator in Primär- und Sekundärwicklungen 8a und b ersetzt und die Kondensatoren 3a und b mit beiden Wicklungen verbunden. Im übrigen ist die "Anordnung identisch der Anordnung von Fig. 12.

Bei der Schaltanordnung von Fig. 14 sind die Positionen der Tyristoren 2a oder b mit denen der nichtlinearen Drosseln 1a und b vertauscht und die Kondensatoren 3a und b mit de« Transformator 8 anstelle an der Mittelanzapfung mit beiden Enden verbunden. Im übrigen ist diese Anordnung identisch mit der in Fig. 12 dargestellten Anordnung.

Fig. 15 zeigt eine weitere Ausführungsform der Schaltanordnung von Fig. 12. Der einzige Unterschied zwischen beiden Anordnungen besteht darin, daß bei der Anordnung gemäß Fig. I5 ein Paar von Halbleiterdioden 9a und b gleicher Polarität mit einem Paar von in Serie angeordneten, nichtlinearen Drosseln 1b und a angeordnet sind, damit die an den Tyristoren 2a und b auftretende Spannung nicht größer als die an den Klemmen P und N auftretende Spannung wird. Die Anoden und Katoden der Dioden 9a und b sind mit den Enden der Serie angeordne-

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ten Drosseln 1b und a zwischen den Anschlußklemmen P und N angeordnet.

Bei der in Fig. 12 dargestellten Anordnung arbeitet die nichtlineare Drossel 1a bzw. b mit den Kondensatoren 3a und b derart, daß im letzteren Teil der Umschaltzeit eine Oszillation auftritt. Die an den entsprechenden Tyristoren auftretende Spannung kann somit die an den Klemmen P und N auftretende Spannung überschreiten, wobei die in der Drossel 1a gespeicherte Energie dem Kondensator zugeführt wird. Bei der Anordnung von Fig.15 wird jedoch die Diode 9a leitend, sobald die an dem Tyristor oder dem Kondensator 3b vorhandene Spannung größer als die Spannung der Quelle ist. Wenn die zuvor gespeicherte Energie innerhalb der gesättigten Drossel 1a noch vorhanden ist, wird- · dieselbe über die Ausgangsklemme 0 der nicht dargestellten Belastung zugeführt.

Nachdem die nichtlineare Drossel 1a vollständig die gespeicherte Energie abgegeben hat, wird die Diode ka. nicht leitend, während die Diode ka. in ihren leitenden Zustand gelangt. Unter diesen Bedingungen fließt der Ladestrom durch sowohl die Diode 9a, die Drossel 1a und die Ausgangskle mme 0 als auch durch die Diode ^b und die Ausgangsklemme 0. Der zuerst genannte Stromweg weist einen relativ hohen Widerstand auf, so daß der durch diesen Stromweg fließende Strom graduell auf den zuletzt genannten SiJomweg übergeht. Der Belastungsstrom nimmt somit ab bzw. ändert seine

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Polarität bis der Strom gegen O geht. Der Belastungsstrom beginnt daraufhin erneut durch den Tyristor 2a und die entsprechenden Komponenten zu fließen.

Es ergibt sich demzufolge, daß die Diode 9a dazu dient, daß das Potential der Katode des Tyristors 2a unterhalb des Potentials der Klemme N fällt, während die Diode 9b dazu dient, daß das Potential der Anode des Tyristors 2b oberhalb des Potentials der Klemme P steigt.

Die Wellenformen der Spannung und Ströme bei der in Fig. 15 dargestellten Schaltanordnung sind in Fig. 16 dargestellt, in welcher gleiche Bezugszeichen wie in Fig. 1 und 3 verwendet werden. Die Wellenform A gibt an, daß die an dem Tyrister auftretende Spannung daran gehindert ist, zu stark hinauszuschießen.

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Flg. 17 zeigt eine ähnliche Ausbildung wie die Schaltanordnung von Flg. 15 mit der Ausnahme, daß die Dioden ta und b weggelassen sind. Die Schaltanordnung von Flg. 17 1st Insbesondere für Belastungen geeignet, die einen nacheilenden Leistungsfaktor aufweisen. Der Belastungsstrom dient dazu, die Entladung des Kondensators 3b sehr schnell zu erreichen, während die nichtlineare Drossel Ib mit dem dazugehörigen nunmehr leitenden Tyristor daran gehindert ist, gesättigt zu werden. Dadurch wird verhindert, daß der durch die nichtlineare Drossel la fließende Strom oberhalb des Belastungsstromes steigt. Die innerhalb der nichtlinearen Drossel gespeicherte Energie ist nicht nur sehr klein, sondern wird während des Abfallen des Belastungsstromes ebenfalls der Belastung zugeführt. Der Grund dazu liegt darin, daß die andere nichtlineare Drossel Ib nicht gesättigt wird, bevor der Belastungsstrom hinsichtlich seiner Strömungsrichtung umgekehrt wird. Die in den einzelnen Drosseln gespeicherte Energie wird demzufolge nicht verloren. Dies ist ebenfalls bei der in Figur 12 dargestellten Schaltanordnung mit einem Umschalttransformator der Fall.

Fig. 18 zeigt eine der Schaltanordnung von Fig. 17 ähnliche Anordnung mit der Ausnahme, daß Umschaltdioden 6a und 6b entgegengesetzt und parallel zu den Tyristören 2a und b angeordnet sind und daß der Verbindungspunkt der beiden Kondensatoren 3& und b über eine gemeinsame, einen Luftkern aufweisende Drossel 7 mit der Mittelanzapfung des Transformators 8 verbunden ist.

Solange der Tyristor 2a beispielsweise eine entgegengesetzte Vorspannung erhält, 1st die Diode 6a in ihres leitenden Zustand. Die Kondensatoren 2a und b bewirken zusammen mit den Drosseln 7 eine oszillatorische Ladung

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und Entladung, wobei die Transformatorwicklung 8a einen Impulsstrom in der Form einer einoidalen Halbwelle erhält, der in Richtung der Katode des Tyristors 2a fließt. Dabei ist die Impulewiederholfrequenz durch die Größe der Kondensatoren und Drosseln bestimmt. Während jener Zeitperiode, während welcher der durch die Drossel la fließende Impulsetron höher als der Teil des Belastungsstromes des zuvor liegenden Halbzyklus ist, befindet sich die Diode 6a in ihrem leitenden Zustand, während der TyMstör 2a eine entgegengesetzte Vorspannung erhält, was zu einer Verbesserung der Umsohalteigenschaften führt. Es sei bemerkt, daß | die Dioden 9a und b zusätzlich zu der bereits beschriebenen Punktion die Funktionsweise der Hauptdioden Ua und b unterstützen, indem sie die reaktive Leistungskomponente der Belastung zurückführen. Es sei ferner bemerkt, daß bei weggelassenen Dioden 9a und b die Tyrisorten 2a und b ebenfalls die Funktion der Hauptdioden 4a und b steuern können.

Die in Fig. 19 dargestellte Schaltanordnung ist von der in Fig. 18 dargestellten Schaltanordnung nur insoweit verschieden daß die Dioden 6a und b über eine geringe Anzahl Ton Windungen der nichtlinearen Drossel la und b mit den Tyristoren 2a und b verbunden sind. Diese Maßnahme ermög- f licht, daß die Tyristoren eine negative Vorspannung mit höheren Spannungen gleich der Summe des Vorwärtsspannungsabfalls an der Diode und der in dem Windungsteil der entsprechenden Drossel erhält. Diese Anordnung ist demzufolge vorteilhaft, da die Bewegung der Xräger in dem Halbleitermaterial des Tyristore desselben beschleunigt wird, so daß sich zusätzlich die Abschaltzeit verkürzt.

Um zu verhindern, daß die an dem Tyristor angelegte Spannung über ein bestimmtes Maß wegen der Bückstellspan-

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nung an der nichtlinearen Drossel ansteigt und um eben- ■ falls zu erreichen, daß 'die Rückstellung des magnetischen Flusses beschleunigt wird, können Schaltanordnungen verwendet sein, wie sie in den Pig. 20 bis 23 dargestellt sind.

Die Schaltanordnung von Pig. 20 ist im wesentlichen ähnlich der von Pig. 12 mit der Ausnahme, daß eine Serienschaltung von Halbleiterdiode und Dämpfungswiderstand 11 an den in Serie anliegenden nichtlinearen Drosseln la und b angeschlossen ist.

So wie dies in Verbindung mit Fig. 12 bereits beschrieben worden ist, bewirkt die Rücksteilspannung an der nichtlinearen Drossel la bei der Rückstellung, daß die an dem Tyristor 2a anstehende Spannung höher als die der Spannungsqüelle ist. Das Potential der Katode des Tyristore fällt ebenfalls unter das Potential der Spannungeklemme N. Dadurch wird der Kondensator 3b mit einer entgegengesetzten Polarität von der Darstellung geladen, was zu einer entgegengesetzten Spannung an dem Transformator 8 führt. Zu diesem Zeitpunkt wird die Diode 10 leitend, wodurch der Widerstand 11 in Serie mit den Induktanzen la und b geschaltet wird, was zu einer Unterdrückung der Rücketellepannung führt. Dies bedeutet, daß die nichtlinearen Drosseln auf den ungesättigten PluSwert auf nicht oszillatorische Weise gebracht werden und nicht auf oszillatorische Weise wie dies bei Fig. 12 der Fall war. Demzufolge erreicht diese Schaltanordnung im Vergleich zu der Anordnung von Fig. 12 sehr schnell ihren stationären Zustand.

Wie dies bereits beschrieben worden ist, wird' wenigstens eine der in Serie angeordneten, nicht linearen Drossel la oder b mit Hilfe einer Serienanordnung von Dioden und Widerstand 10 und 11, - beispielsweise die Drossel Ib -

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in ihren ungesättigten Flußbereich gebracht, so daß sie einen hohen Widerstand aufweist. Demzufolge kann sie mit Hilfe eines kleinen Stromes erregt gehalten werden. Während des Rückstellens der beiden Drosseln ist der durch die Diode 10 und den Widerstand 11 fließende Strom ungefähr gleich wie der oben beschriebene Erregerstrom. Dies ermöglichst, daß die Größe des Widerstandes 11 innerhalb Grenzen so gewählt wird, daß die Geschwindigkeit der Rückstellung des magnetischen Flusses und das Anlegen der Spannung an den Tyristor in gewünschter Größe ist.

Die in Fig. 21 dargestellte Anordnung ist ähnlich der in Fig. 8 dargestellten Anordnung, wobei die Serienschaltung von Diode und Dämpfungswiderstand 10 und 11 parallel zu den nichtlinearen Drosseln la und b angeordnet ist. Demzufolge ist die aus Diode und Widerstand bestehende Schaltung äquivalent an einer Hälfte der Gesamtwindungen der beiden Drosseln angekoppelt, wobei angenommen ist, daß die Anzahl der Windungen auf der Primär- und Sekundärseite der Drossel gleich ist. Im Vergleich zu der Schaltanordnung von Fig. 20 ist der Dämpfungswiderstand um einen Faktor von 4 kleiner, so daß der durch den Widerstand fließende Strom verdoppelt ist, während der dadurch sich ergebende Spannungsabfall halbiert ist. In anderer Hinsicht ist die Schaltanordnung identisch mit der in Fig. 20. Falls dies gewünscht sein sollte, können die Seriendioden 5a bis d auch weggelassen sein.

Fig. 22 zeigt eine andere Ausführungsform der in Fig. 2 oder 20 dargestellten Schaltanordnung. Die nichtlinearen Drosseln la und b sind mit Sekundärwicklungen la_ und Ib. versehen, die in Serienschaltung mit der Diode und dem Dämpfungswiderstand 10 und 11 verbunden sind. In anderer Hinsicht ist diese Ausführungsform ähnlich der von

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Fig. 2, so daß die Funktionsweise sich anhand der Erörterungen im Hinblick auf Fig. 2 und 20 ergibt.

Fig. 23 zeigt eine weitere Ausführungsform der in Fig. 12 dargestellten Schaltanordnung. Der Umschaltautotransformator 8 ist mit einem Paar von in Serie hintereinander angeordneten, nichtlinearen Drosseln la und b verbunden und mit einer Sekundärwicklung 8s versehen, die über die Klemmen P und N mit einer Halbleiterdiode 10 verbunden ist. In übriger Hinsicht 1st diese Ausführungsform ähnlich der von Fig. 12.

Bei der in Fig. 23 dargestellten Ausführungsform wird die zur Zurückstellung des magnetischen Flusses notwendige geringe Leistung zurückgeführt, so daß die Energieverluste kleingehalten werden, während das mit einer vorgegebenen Zeitkonstante erfolgende Zurückstellen des magnetischen Flusses demzufolge besonders schnell erfolgt. Falls dies gewünscht sein sollte, können die nichtlinearen Drosseln la und b mit entsprechenden Sekundärwicklungen versehen sein, die mit über eine Diode 10 mit den Klemmen P und H verbunden ist, wobei Umschaltwicklung 8s weggelassen 1st. Die soeben beschriebene Sekundärwicklung kann ebenfalls in Serie über die Diode 10 mit den Klemmen P und N verbunden sein.

Die oben beschriebenen Mittel zur Erhöhung der Änderung des magnetischen Flusses bewirken ein sehr schnelles Rückstellen des magnetischen Flusses, ohne daß die Tyristorepannung erhöht bzw. LeistungsVerluste in Kauf genommen werden müssen. Demzufolge 1st ein Betrieb bei höheren Frequenzen möglich. Im Vergleich zu System ohne Einrichtung zur Erhöhung der Änderung des magnetischen Flusses ergibt sich eine Erhöhung der Betriebsfrequenz

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um einen Faktor 2 oder 3 bei Ausführungsformen gemäß Fig. 20 bis 22 und um einen Faktor von 4-5 bei der Aufführungeform von Fig. 23* Obwohl die Leistungsverluste bei normalen Netzfrequenzen praktisch unabhängig ▼on der Anwesenheit oder Abwesenheit derartiger Einrichtungen Bind, ergibt sich bei Frequenzen zwischen 200 und 500 Hz bei der Unterdrückung des Flusses ein vielfach betragender Unterschied.

Damit die oben beschriebenen Systeme einfach in der Herstellung sind und demzufolge billig hergestellt werden können, während ihre Eigenschaften verbessert sind, können vorzugsweise die nichtlinearen Drosseln und die Umschalttransformatoren aus einer einheitlichen Struktur hergestellt sein, so wie dies in Fig. Zh in Verbindung mit der Schaltanordnung von Fig. 12 dargestellt ist. GemäS dieser Figur ist ein magnetischer Kern 12 vorgesehen, der mit zwei äußeren Schenkeln 12a und b versehen 1st, auf welchen die Drossel^wicklungen la und Ib aufgesetzt sind. Ferner ist ein mittlerer Schenkel 12o vorgesehen, auf welchen die Umschaltwicklungen 8a und b aufgebracht sind, die in Serie zueinander angeordnet sind. Falls dies gewünscht sein sollte, kann der mittlere Sehenkel 12c Sekundärwicklungen la_a und Ib zur Unter-

BS

drückung der Rückstellgeschwindigkeit des magnetischen Flusses gemäß Fig. 22 oder Sekundärwicklungen la und Ib gemäß Fig. 23 aufweisen. Der mittlere Kern 12c kann ferner eine Gleichstromvorspannwicklung aufweisen, wie dies im folgenden noch beschrieben sein soll.

Fig. 25 zeigt einen Transformator mit einem Paar von aufgebrachten Nagnetkernen 12a und b in Form eines Toroide wobei die Wicklungen la und b auf den Kern 12a und b angeordnet sind. Die Umschaltwicklungen 8a und b

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sind um die Wicklungen la und b und eine GleichstromvoTspannwicklung I3 auf* den Wicklungen 8a und b angeordnet. Der toroidförmige Kern ist aus einem geeigneten magnetischen Material mit hohen magnetischen Eigenschaften hergestellt. Seine Verwendung führt zu einer Abnahme der Umschaltverluste und ermöglicht einen Betrieb bei höheren Frequenzen. Aufgrund der Tatsache, daß der Kern kontinuierlich ist, ergibt sich eine Verringerung des Brummens. Ein derartiger Kern kann eine vollkommen rechteckige Hysteresisschleife aufweisen, so daß die Bestinduktivität und damit die dadurch bedingten Oszillationen vermindert werden. Bei einer rechteckigen Hysteresisschleife dient die Vorspannwicklung dazu, den magnetischen Fluß in dem Kern zurückzustellen.

Zusammenfassend zeigt sich, daß wenigstens zwei in Serie mit nichtlinearen Drosseln angeordnete Tyristoren abwechslungsweise an- und ausgeschaltet werden, so daß die auf einen Umschaltkondensator aufgebrachte Spannung entgegengesetzt dem zuvor leitenden Tyrlstor über den nunmehr leitenden Tyristor zugeleitet wird, während aufgrund dieser negativen Vorspannung die nichtlinearen Drosseln in Serie zu dem nunmehr leitenden Tyristor in ihren ungesättigten Flußbereich gebracht wird, so daß zwischen den Ausgangsklemmen und der Gleichstromquelle bzw. zwischen beiden Gleichstromklemmen eine hohe Impedanz vorhanden ist. Unter diesen Umständen ist es notwendig, den magnetischen Fluß in einem der nichtlinearen Drosseln während der Zeitperiode zurückzustellen, während welcher der mit der Drossel verbundene Tyristor sich in seinem nichtleitenden Zustand befindet. Das Ausmaß, mit welchem der magnetische Fluß zurückgestellt wird, hängt von der Eigenschaft der nichtlinearen Drossel zum Festhalten der darauffolgenden Nichtsattigung ab und entspricht der Ände-

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rung des magnetischen Flusses, die zur Aufrechterhaltung" des ungesättigten Zustandes dient.

Wenn getrennte Magnetkerne verwendet werden, um die verschiedenen nichtlinearen Drosseln in der oben beschriebenen Art und Weise zu betreiben, kann die Funktionsweise des Magnetkerns durch die in Fig. 26 durch eine durchgehende Linie dargestellte Hysteresisschleife ausgedrückt werden, wobei die Ordinate des magnetischen Induktion B bzw. der Flußdichte und die Abszisse der magnetischen Feldstärke H entspricht. Anhand von Fig. 26 ergibt sich, daß das Zurückstellen bis zur Remanenz Br erfolgt, die eine Eigenschaft des magnetischen Materials ist, während die Änderung^ φ des zur Verfügung stehenden magnetischen Flusses gleich der Differenz zwischen dem gesättigten magnetischen Flußdichte Bs und der Remanenz Br ist. Demzufolge ist der tatsächliche RückStellbereich relativ eng. Die Geschwindigkeit, mit welcher der magnetische Fluß innerhalb der nichtlinearen Drossel ansteigt, ist entsprechend der Absehaltzeit des Tyristors äußerst hoch und demzufolge äquivalent einer hohen Frequenz. Demzufolge ist es wünschenswert, die hohen Frequenzeigenschaften zu erhalten, während wegen der geringen Anzahl der Windungen auf den Wicklungen die magnetomotorische Kraft verkleinert wird. Dies erfordert eine Erhöhung der Remanenz Br und der magnetischen Flußdifferenz J\ 0, die bei großvolumigen nichtlinearen Drosseln vorhanden ist.

Um.diese Nachteile zu vermeiden, können die nichtlinearen Drosseln als einheitliche Struktur ausgebildet sein, wie dies schematisch in Fig. 27 oder 28 dargestellt ist. Fig. 27 zeigt einen magnetischen Kern 13«mit einem Paar von äußeren Schenkeln, auf welchen die Drosselwicklungen la und b aufgebracht sind. Bei dieser Anordnung

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sind die innerhalb des Kerns verlaufenden magnetischen Pfade, die durch die innerhalb der nichtlinearen Drosseln la und b fließenden Ströme hervorgerufen sind, während verschiedener Zeitperioden zum Teil gemeinsam. Es sei nun angenommen, daß der durch die nichtlineare Drossel la fließende Strom einen magnetischen Fluß 0_ innerhalb des Kernes erzeugt, bis der Kern seine magnetische Sättigung erreicht. Der magnetische Fluß$ ist dabei in Flg. 27 durch eine ausgezogene Linie dargestellt. Zu diesem Zeitpunkt tritt ein Parallelfluß 0 _2a ^auf» ^{wie dies durcn die} gestrichelte Linie von Fig. 27 dargestellt ist« Dieser Fluß 0_2a ^füeßt in Richtung der nichtlinearen Drossel Ib, wodurch dieselbe zurückgestellt wird. In diesem Fall weist das magnetische Material eine Hysteresisschleife auf, wie dies durch die ausgezogene Linie von Fig. 29 dargestellt ist. Sobald der durch die Drossel Ib fließende Strom seinen Mullwert erreicht, wird gemäß Fig. 29 aufgrund des fließenden Ladestromes durch die nichtlineare Drossel la eine Bückstellung von der positiven Sättigung Bs bis zur Remanenz Br und weiter bis zu dem Punkt χ in dem ungesättigten Bereichjerreicht. Selbst wenn dieser Ladestrom abnimmt, bevor die darauffolgende Schaltung eintritt, bleibt die magnetische Flußdichte bis zu einem Punkt y, so daß sich eine effektive Änderung des magnetischen Flusses A 0 ergibt, so wie sie in Fig. 29 dargestellt ist.

Gemäß Fig. 28 ist ein Paar von magnetischen Kernen Xk, 15 übereinander angeordnet, wodurch der in Fig. 27 dargestellte Kern 13-' ersetzt wird. Die äußere Anzahl der Wicklungen der nichtlinearen Drosseln la und b sind um die äußeren Schenkel der nebeneinander angeordneten Kerne 14·, 15 angeordnet, während ein Teil der Wicklungen um den anderen Schenkel des anderen Kernes herumgeführt ist.

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Bel dieser Anordnung fließt ein sehr großer Ladestrom durch eine der Drosseln und den Windungsteil auf dem anderen Kern, so daß eine Rückstellung des Kernes erfolgt. Diese Anordnung ist vorteilhaft, da die Bückstellung im Bereich der negativen Sättigung -Bs durchgeführt ist, wobei die negative Remanenz -Br für die darauffolgende Umschaltung verwendet werden kann. Wenn ein Nagnetmaterial mit beträchtlicher Hysteresisschleife verwendet wird, ist diese Memanenz -Br ungefähr gleich der negativen Sättigung -Bs, so daß im wesentlichen der ganze Bereich der Änderung des magnetischen Flusses verwendet wird.

Zusätzlich kann, wie bereits beschrieben, eine Gleichst rom vorspannwlcklung verwendet werden, um den Bereich . der Veränderung des magnetischen Flusses auszudehnen. Während die vorliegende Erfindung in Verbindung mit verschiedenen vorteilhaften Ausführungeformen beschrieben worden ist, so soll doch verstanden sein, daß verschiedene Abwandlungen der vorliegenden Erfindung möglich sind. Beispielsweise ist die vorliegende Erfindung nicht auf die Verwendung von nichtlinearen Drosseln beschränkt, es können nämlich geeignete lineare Drosseln ebenfalls mit zufriedenstellenden Resultaten verwendet werden, wobei zwar in Kauf genommen werden muß, daß der durch die gespeicherte 'Energie der Drosseln bedingte Leistungsverlust etwas erhöht wird.

Die vorliegende Erfindung wurde unter Bezugnahme auf einen Gleichstrom-Wechselstrom-Wandler beschrieben, bei welchem die Klemmen P und N die Zufuhr einer Gleichspannung dienen und die Ausgangsklemme O bzw. die Ausgangsklemmen O₁ und Ο» als Wechselstromausgang dienen. Es soll jedoch verstanden sein, daß die vorliegende Er-

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findung nicht auf derartige Wandler beschränkt ist, und ' daß sie ebenfalls für sog. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler bzw. Zerhacker verwendbar ist, bei welchen eine Belastung zwischen der Ausgangsklemme O und der Eingangsklemme P oder N bzw. zwischen den Ausgangsklemmen (L und O₂ angeordnet ist und wobei wenigstens zwei Tyristoren ihren Leitungszustand verändern, wodurch die der Belastung zugeführte Gleichstromleistung gesteuert ist. Zur Steuerung des Leitzustandes können die Tyristoren mit hoher Frequenz an- und ausgeschaltet werden, wobei das Leitungsverhältnis mit einer Frequenz moduliert 1st, die niedriger als die An- und Ausschaltfrequenz ist. Diese Maßnahme 1st als Hochfrequenz-Impulßbreitenmodulation-Gleichstrom-Wechselstrora-Wandler bekannt.

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Claims

Patentansprüche

Leistungssteuersystem, bei welchem Gleichstrom zugeführt ist und gesteuerte Gleichrichter zur Steuerung eines Wechselstromausganges bzw. zur Umwandlung von Gleichstrom in Wechselstrom vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet , daß wenigstens zwei gesteuerte Gleichrichter mit dazu in Serie liegenden Drosseln vorgesehen sind, die auf der einen Seite mit den Gleichstromklemmen auf der anderen Seite mit den Wechselstromklemraen verbunden sind, und daß ein Umschaltkreis vorgesehen ist, um abwechslungsweise in vorgegebener Reihenfolge diese gesteuerten Gleichrichter zu steuern,
2. Leistungssteuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Drosseln nichtlineare Drosseln sind,
3. Leistungssteuersystem nach Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß der Umschaltkreis eine Umschaltdrossel und eine Halbleiterdiode aufweist, wobei die Halbleiterdiode eine entgegengesetzte Polarität wie die gesteuerten Gleichrichter aufweist,
4. Leistungssteuersystem nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß der Umschaltkreis einen Umschalttransformator und eine Halbleiterdiode aufweist, wobei die Halbleiterdiode mit entgegengesetzter Polarität wie die gesteuerten Gleichrichter angeordnet ist. > ■
5* Leistungssteuersystem nach Anspruch ^, dadurch gekennzeichnet , daß der Uraschalttrans-

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formator eine erste Wicklung aufweist, an welche die Spannung zur Ladung des Umschaltkondensators geführt ist, wenn einer der gesteuerten Gleichrichter leitend ist, und daß der Umschalttransformator ferner eine Sekundärwicklung aufweist, die eine Spannung erzeugt, durch welche die anderen gesteuerten Gleichrichter eine negative Vorspannung erhalten.
6. Leistungssteuersystem nach Ansprüche k oder 5» dadurch gekennzeichnet , daß die Halbleiterdiode zwischen der Anschlußklemme und dem Verbindungspunkt der nichtlinearen Drossel und dem entsprechenden gesteuerten Gleichrichter angeordnet ist.
7· Leistungssteuersystem nach Ansprüche k oder 5, dadurch gekennzeichnet , daß magnetische Kopplungseinrichtungen zur Verbindung des in den nichtlinearen Drosseln gebildeten magnetischen Flusses mit den Wicklungen des Umschalttransformators vorgesehen sind.
8. Leistungssteuersystem nach einem der Ansprüche k bis 7, dadurch gekennzeichnet , daß ein magnetischer Kern mit drei Schenkeln vorgesehen ist, wobei die Wicklungen der nichtlinearen Drosseln auf den äußeren Schenkeln, und die Wicklungen des Umschalttransformators auf dem mittleren Schenkel angeordnet sind.
9· Leistungssteuersystem nach einem der Ansprüche b bis 7, dadurch gekennzeichnet , daß wenigstens zwei magnetische Kerne vorgesehen sind, die in Form eines Toroid in axialer Richtung übereinander angeordnet sind, wobei diese beiden magnetischen Kerne mit verschiedenen Wicklungen für die nichtlinearen Drosseln versehen sind, und daß die Wicklung des Umschalttransformators über beiden

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magnetischen Kernen aufgebracht 1st,
10. Leistungssteuersystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß die Halbleiterdiode In Serie mit einem-Teil der Wicklung der nichtlinearen Drossel angeordnet ist,
11. Lelstungssteuersystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß wenigstens zwei in Serie zueinander liegende Drosseln vorgesehen sind und daß parallel zu denselben ein aus einer Halbleiterdiode und einem Dämpfungswiderstand bestehende Serienschaltung angeordnet ist;
12. Leistungssteuersystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß die nichtlinearen Drosseln entsprechende Sekundärwicklungen aufweisen, die miteinander über eine Serienschaltung von Halbleiterdiode und Dämpfungswiderstand verbunden sind,
13* Leistungssteuersystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß der Umschalttransformator mit einer getrennten Wicklung versehen 1st, die über eine Halbleiterdiode mit den Klemmen der Spannungequelle verbunden ist,
14. Leietungssteuersystera nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß die Induktanz aus einem drei Schenkel aufweisenden Magnetkern besteht, und daß die Drosselwicklungen auf beiden äußeren Schenkeln des magnetischen Kernes angeordnet sind,

15· Leistungssteuersystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß

009826/1U6

1960A72

die nichtlinearen Drosseln Wicklungen aufweisen, die auf verschiedenen getrennten Magnetkernen aufgebracht sind, und daß auf jedem der beiden Kerne eine weitere Wicklung vorgesehen ist, durch welche der Ladestrom der anderen nichtllnearen Drossel fließt, so daß sich eine Rückstellung des magnetischen Flusses in den nichtlinearen Drosseln ergibt.

00982S/1US

•Μ

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